DE68923963T2

DE68923963T2 - Bandumschaltung eines zweirichtungs-funkgeräts mit pll.

Info

Publication number: DE68923963T2
Application number: DE68923963T
Authority: DE
Inventors: Ralph Enderby; Kenneth Hansen
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1988-02-10
Filing date: 1989-01-05
Publication date: 1996-05-02
Anticipated expiration: 2009-01-06
Also published as: ATE126950T1; EP0403492A1; WO1989007865A1; EP0403492B1; US4969210A; EP0403492A4; DE68923963D1; CA1296064C

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Diese Erfindung betrifft Funkgerättransceiver. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Einrichtung zur Verwendung eines vollsynchronisierten programmierbaren Zählers mit einem Tastgradausgangssignal in der Nähe von 50% als Frequenzteiler, um sowohl ein elektronisches Bandumschalten als auch eine Kanalfrequenzauswahl für einen Sende- und Empfangsweg in einem Funkgerättransceiver zu schaffen.
Zweirichtungs-Funkgerätkommunikation wird im allgemeinen unter Verwendung eines assoziierten Paars von Frequenzen in einem oder mehreren Bändern durchgeführt. (Derartige Paare werden oft als ein "Kanal" bezeichnet). Somit muß ein Transceiver, wenn er in einem bestimmten Kanal arbeitet, wenigstens eine Frequenz zum Senden und wenigstens eine Frequenz, mit der ein empfangenes Signal zur Erzeugung eines fest eingestellten mittleren Frequenzsignals gemischt wird, erzeugen.
Moderne Kommunikationssysteme erfordern effizientere Verwendung des beschränkten und überfüllten Radiospektrums und verwenden daher Hochgeschwindigkeitsdaten und ausgearbeitete Signalschemata, um einen größeren Nachrichtensignaldurchsatz zu erzielen. Solche Signalschemata verlangen allerdings eine höhere Leistungsfähigkeit von dem Sender und dem Empfänger, wenn die Modi zwischen übertragen und Empfangen geändert werden und wenn zwischen Kanälen geschaltet wird. Diese Funkgeräte müssen schnell eine Phasenrastung erzielen und müssen eine genaue Trägerfrequenz mit geringem Rauschen und minimalem Jitter beibehalten.
Neben diesem Erfordernis sind Radios außerdem historisch so konfiguriert worden, daß sie relativ schmale Frequenzbänder, wie 45-50 MHz, oder ungefähr 10% Bandbreite, überdecken. Heutzutage besteht jedoch ein Erfordernis, über breitere Frequenzbänder zu schalten. Dies schafft insbesondere ein schwieriges Designproblem, dahingehend ob versucht werden soll, mit niedrigeren Trägerfrequenzen, wie beispielsweise 30- 50 MHz (Niederband) oder zwischen verschiedenen Bändern (d.h., Niederband und 150 MHz, Hochband) zu arbeiten. Dies ist so, weil der VCO des Funkgeräts bei herkömmlichen Verfahren nahezu eine Frequenzoktave überdecken muß. Zusätzlich wird das Design und der Aufbau eines derartigen VCO, der bei niedrigen Frequenzen arbeitet, schwieriger, wenn eine breite Modulationsbandbreite und eine Niederrausch-Leistungsfähigkeit gleichzeitig erforderlich sind. Somit sind herkömmliche VCO's auf ein bestimmtes, schmales Frequenzband beschränkt oder sind andererseits ein Kompromiß in der Gesamtleistungsfähigkeit, insbesondere für mobile Funkgerätanwendungen.
Die US-A-4 107 612 beschreibt einen Phasenregelkreis- Anregegenerator für einen Hochfrequenzsender.
EP-A-0 044 155 betrifft eine frequenzmodulierte Phasenregelkreis-Signalquelle, die so ausgelegt ist, daß sie ein frequenzmoduliertes Signal bei zahlreichen auswählbaren Trägerfrequenzen liefert.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Funkgerät geschaffen, umfassend: eine Sendereinrichtung zum Senden eines RF-Signals; eine Einrichtung zum Empfangen eines RF-Signals; eine Frequenzsynthesizereinrichtung zur Lieferung einer Mehrzahl von Frequenzen, wobei die Frequenzsynthesizereinrichtung eine Einrichtung zum Einstellen der Modulation beim Senden der Sendereinrichtung aufweist; wobei das Funkgerät gekennzeichnet ist durch: eine programmierbare, synchronisierte Teilereinrichtung, die eine Halbperioden-Detektiereinrichtung zum Detektieren einer integer-approximierten Halbperiode eines durch die Frequenzsynthesizereinrichtung zugeführten Signals aufweist, zum synchronen Frequenzteilen des Signals von der Frequenzsynthesizereinrichtung durch einen Divisor (M), um ein Erregerausgangssignal an die Sendereinrichtung zur Frequenzauswahl und ein Einspeisungssignal an die Einrichtung zum Empfangen zur elektronischen Bandumschaltung zu liefern; wodurch die Teileeinrichtung einen Tastgrad in der Nähe von ungefähr 50% hat, der im wesentlichen unabhängig von dem Divisor (M) ist.
Die vorliegende Erfindung schafft vorteilhafterweise ein verbessertes Bandumschalteverfahren und eine -anordnung für ein Funkgerät.
Die Erfindung hat den Vorteil einer minimalen Filterung des Ausgangssignals zu der Sendereinrichtung, so daß eine elektronische Bandumschaltung für das Funkgerät geschaffen wird, während diese Schnellrast- und Niederrauschcharakteristika zeigt.
Beim Umsetzen einer Form der vorliegenden Erfindung in die Praxis, wird ein Funkgerät beschrieben, das wenigstens einen Empfänger, einen PLL und einen vollsynchronisierten programmierbaren Zähler als einen Frequenzteiler, der zwischen den Empfänger und den PLL gekoppelt ist, aufweist. Gestufte Dämpfungsglieder können zum Einstellen der Modulation des PLL, wenn er im Sendemodus ist, ebenfalls eingeschlossen werden. Der Transceiver kann einen Signalsendeweg und einen Signalempfangsweg umfassen, wobei jeder Weg eine breite Frequenzbandüberdeckung, die wenigstens zwei Frequenzbänder umfaßt, hat, oder kann eine Mehrzahl solcher Sendewege und Empfangswege, einen für jedes der mehrzahligen Bänder, umfassen.
Der PLL in dem Zweirichtungs-Funkgerät umfaßt wenigstens einen Referenzsignalgenerator, einen Phasendetektor und einen spannungsgesteuerten Oszillator mit einem Ausgang, der über einen Rückkopplungsweg an einen Eingang des Phasendetektors gekoppelt ist. Der vollsynchronisierte programmierbare Frequenzteiler umfaßt wenigstens einen Zähler, einen Datenlader, einen Halbperioden-Detektor und einen Synchronisator, die so konfiguriert und angeordnet sind, daß sie ein Ausgangssignal liefern, das einen Tastgrad in der Nähe von ungefähr 50% hat, der unabhängig von einem Divisor ist, der synchron auf Anforderung hin geändert werden kann, wodurch eine elektronische Bandumschaltung für das Multifrequenz- Zweirichtungs-Funkgerät geschaffen wird, während es Schnellrast- und Niederrauschcharakteristika zeigt. Eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Zweirichtungs- Funkgeräts, das die vorliegende Erfindung verkörpert.
Fig. 2, bestehend aus 2A, 2B, 2C und 2D, zeigt vereinfachte Frequenzspektraldiagramme, die die Frequenztranslation oder das Bandumschalten, das durch die in Fig. 1 gezeigte Anordnung geliefert wird, darstellen.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Fig. 1 stellt ein Blockschaltbild eines Zweirichtungs- Funkgeräts (100) dar, das das Verfahren und den Aufbau der vorliegenden Erfindung umfaßt. Eingeschlossen ist, wie gezeigt, ein Mehrbandtransceiver (102), ein PLL (120) und ein vollsynchronisierter programmierbarer Frequenzteiler (140), der den Ausgang des PLL (120) an den Mehrbandtransceiver (102) koppelt.
Der Mehrbandtransceiver (102) umfaßt, wie gezeigt, einen einzelnen Sendeweg (dargestellt durch einen Leistungsverstärker (104)), einen Antennenschalter (106), eine Antenne (108), einen einzelnen Empfangsweg (dargestellt durch eine Front-End-Einheit (110)), einen Injektionsfilter (112) und einen Injektionsschalter (114).
Innerhalb des Transceivers (102) weist der Sendeweg (104), wie gezeigt, einen einzelnen Sendeweg mit einer breiten Frequenzbandbreitenüberdeckung, die zum überdecken von wenigstens zwei Frequenzbändern geeignet ist, auf. Alternativ kann er auch eine Mehrzahl von Sendewegen (nicht gezeigt), einen für jedes der mehrzahligen Bänder, umfassen. Der Antennenschalter (106) umfaßt einen Steueranschluß (107) zur Ausführung einer alternierenden Kopplung der Antenne (108) an entweder den Sender PA innerhalb des Sendewegs (104) oder an das Empfängereingangsteil innerhalb des Empfangswegs (110). Der Sendeweg (104) umfaßt eine Filterung und einen oder mehrere Verstärkerstufen, wie beispielsweise eine Treiberstufe und eine Leistungsendverstärkerstufe.
Der Empfangsweg (110), ebenso innerhalb des Transceivers (102), umfaßt einen Vorauswahlbandpaßfilter und einen ersten Mischer, um ein IF-Signal auf die Leitung (111) zu geben. Der Injektionsfilter (112) ist ein Bandpaßfilter, der in der bekannten Technik allgemein verwendet wird. Der Injektionsschalter (114) umfaßt einen Steueranschluß (116) um ein alternierendes Koppeln des Ausgangssignals von dem PLL (120) an entweder den Injektionsfilter (112) oder an den Sendeweg (104) auszuführen.
Der PLL (120) umfaßt, wie gezeigt, einen Referenzsignalgenerator, der einen Referenzoszillator (121) und einen Referenzteiler (122), der an einen ersten Eingang (123) des Phasendetektors (124) gekoppelt ist, aufweist. Als nächstes ist ein gesteuerter Oszillator, der einen Filter (126) und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (127), umfaßt, gezeigt. Der VCO (127) wird durch Signale, die auf seinen Modulationseingangsanschluß gegeben werden, moduliert und liefert ein moduliertes RF-Ausgangssignal an den Knoten (129). Ein gestuftes Dämpfungsglied (128) mit Steuerleitungen (128A) ist an den Modulationseingangsanschluß des VCO (127) gekoppelt. Das an dem Knoten (129) erscheinende VCO- Ausgangssignal, koppelt auch über einen Rückkopplungsweg an einen programmierbaren geteilt-durch-N-Teiler (130), der eine Mehrzahl von binär codierten Eingangsleitungen (130A), die zur Kanalauswahl durch Variieren des Divisors N verwendet werden, hat. Der Ausgang des programmierbaren geteilt-durch-N (130) koppelt, wie gezeigt, an einen zweiten Eingang (131) des Phasendetektors (124).
Der PLL (120) umfaßt auch ein zweites gestuftes Dämpfungsglied (132) mit Steuerleitungen (132A) und einer Eingangsspeisung von einem Summenpunkt (133). Dieser Summenpunkt (133) hat eine Modulationseingangsleitung für Sprache, Niederfrequenz (LF)- Daten und Hochfrequenz(HF)-Daten und zwei Ausgänge, wobei ein erster das gestufte Dämpfungsglied (128) speist und ein zweiter das gestufte Dämpfungsglied (132) speist.
Ein programmierbarer geteilt-durch-M-Teiler (140) umfaßt einen vollsynchronisierten programmierbaren Frequenzteiler (142), dessen Eingang an den PLL-Ausgangsknoten (129) gekoppelt ist, und weist, wie gezeigt, eine Mehrzahl von Eingangsleistungen (142A), die binär codiert sind, auf. Die modifizierte Frequenz des Ausgangssignals des PLL erscheint auf der Leitung (143). Dieses Signal liefert entweder das Empfangsinjektionssignal oder das Senderanregesignal, zum Empfangen eines Signals entlang des Empfangswegs (110) oder zum Senden entlang des Sendewegs (104) in dem Zweirichtungs-Funkgerät (102), wie in Fig. 1 gezeigt.
Beim Umsetzen verschiedener Formen der vorliegenden Erfindung in die Praxis wird ein Ändern des Werts des Ausgangsdivisors (M) eine entsprechende Änderung in der Kanaltrennung und ebenso in der Abweichung in der Frequenzmodulation (FM) in dem Ausgangssignal bewirken, wenn dieser Effekt nicht kompensiert oder bereinigt wird. Dieser Effekt kann besser durch Betrachtung der folgenden Gleichung verstanden werden:
FREQ = (N/M) x (f REF'), wobei (f REF') = [(f REF)/R].
Normalerweise wird die Kanaltrennung durch die Referenzfrequenz (f REF') bestimmt. Im vorliegenden Kontext, wird die Kanaltrennung allerdings nicht nur durch diese (f REF') sondern auch durch den Effekt, den der Ausgangsdivisor (M) auf das Ausgangssignal hat, bestimmt.
Beim Umsetzen einer Form der vorliegenden Erfindung in die Praxis ist ein Referenzteiler (122) variabel ausgestaltet durch Ausstattung mit einem vollsynchronisierten programmierbaren Teiler mit einer Variablen (R), die durch eine Mehrzahl von Eingangsleitungen (122A), die binär codiert sind, einstellbar ist. Diese Variable (R) ändert die Referenzfrequenz (f REF'), um eine Änderung in dem Ausgangsdivisor (M) effektiv zu kompensieren, so daß eine konsistente Kanaltrennung an dem Ausgang beibehalten wird. Die Tabelle von Beispiel 1, die in Kürze angesprochen wird, faßt diesen Effekt zusammen, wobei sie zeigt, daß die Referenzfrequenz (f REF') gezwungen wird, dem Ausgangsdivisor (M) für eine gegebene VCO-Mittenfrequenz (F VCO) nachzufolgen.
Beim Umsetzen einer anderen Form der vorliegenden Erfindung in die Praxis, wird der Referenzteiler bei einem konstanten Divisorwert (R) fest eingestellt gehalten, um eine fest eingestellte Referenzfrequenz (f REF') zu liefern. Die Tabelle von Beispiel 2, die in Kürze angesprochen wird, stellt einen Wert des Divisors (R) fest ein, derart daß der Referenzteiler ein fest eingestelltes (f REF') von 5 kHz liefert, während Änderungen der Werte von (N) und der VCO-Mittenfrequenz (F VCO) Änderungen in dem Ausgangsdivisor (M) effektiv kompensieren, so daß eine konsistente Kanaltrennung an dem Ausgang beibehalten wird.
Klarerweise ist das alles, was in dem Empfangsmodus erforderlich ist. In jeder der obigen Ausführungsformen werden, wenn sich diese in dem Sendemodus befinden, die gestuften Dämpfungsglieder (128) und (132) eingestellt, um eine gegebene maximale Abweichung des PLL bei Modulation durch verschiedene Nachrichtensignale, einschließlich Sprache und Daten, aufrechtzuerhalten. Diese Daten können in Form von LF- Daten (wie beispielsweise sub-hörbare Töne) oder in Form von HF-Daten (wie beispielsweise Hochgeschwindigkeitsdigitaldaten) oder in beiden Formen vorliegen. Um eine Übertragung in Gang zu halten, gibt es außerdem verschiedene Überlegungen, denen man sich zuwenden muß.
Die erste Überlegung betrifft das Einstellen des geeigneten Werts der Abweichung angesichts des gewählten Ausgangsdivisors (M). Für jede Ausführungsform muß dann die Modulationssensitivität des VCO über das Dämpfungsglied (128) in Abhängigkeit von einem Verhältnis von (M)alt/(M)neu eingestellt werden.
Die zweite Überlegung betrifft das Ausgleichen der Effekte der zwei inhärenten verschiedenen Modulationsverhalten. Das heißt, eine Hochpaßfrequenzresponscharakteristik entsteht durch Modulieren des VCO (127) von dem Dämpfungsglied (128), wogegen eine Tiefpaßcharakteristik durch Modulieren des Referenzoszillators (121) von dem Dämpfungsglied (132) entsteht. Daher müssen die Einstellungen der beiden Dämpfungsglieder (128) und (132) ausgeglichen oder abgeflacht werden, wobei der Effekt der zwei verschiedenen Frequenzresponscharakteristika vom Modulieren des PLL an zwei verschiedenen Modulationseingangsanschlüssen herrührt. Natürlich erleichtern, obwohl die zwei Modulationseingangsanschlüsse durch eine instantane Abweichungssteuerung oder eine Modulationsbegrenzungsschaltung (nicht gezeigt) angesteuert werden, diese zwei Dämpfungsglieder die Einstellung des modulierenden Signals, so daß eine maximal zulässige Abweichung nicht überschritten wird.
Ein programmierbarer geteilt-durch-R-Teiler (122) sorgt für eine Einstellung der Referenzfrequenz (f REF'), die, wie gezeigt, auf den ersten Eingang (123) des Phasendetektors (124) gegeben wird. Falls gemäß der ersten Ausführungsform implementiert ist, umfaßt er einen vollsynchronisierten programmierbaren Frequenzteiler, und der Teiler (130) ist dann unter Verwendung eines herkömmlichen Teilers implementiert.
Der programmierbare geteilt-durch-N-Teiler (130) sorgt für eine Kanalauswahl durch Verändern des Signalfrequenz- Teilungsverhältnisses entlang des Rückkopplungswegs zur Lieferung an den zweiten Eingang (131) des Phasendetektors (124), wie gezeigt. Falls gemäß der zweiten Ausführungsform implementiert ist, dann umfaßt er einen vollsynchronisierten, programmierbaren Frequenzteiler, und der Teiler (122) ist deshalb unter Verwendung eines herkömmlichen Teilers implementiert.
Die Kanalauswahl wird in einer der bekannten verschiedenen Weisen durch Steuern des ganzzahligen Divisors für den geteilt-durch-N-Teiler (130) an den Steuerleitungen (130A) bewirkt. Die Änderung des Frequenzbereichs oder des Bandes wird durch ein Steuern jeder der Leitungen (122A), (128A) und (142a) bewirkt, so daß die erwünschte Betriebsfrequenz, die Kanaltrennung und die maximale Frequenzmodulations(FM)- Abweichung für ein gegebenes Betriebsband aufrechterhalten werden. Diese Parameter können durch verschiedene Einrichtungen, einschließlich Hardware-Schaltungseinrichtungen oder Software gesteuerter Anweisungen für einen Mikrokontroller in dem Zweirichtungs-Radio, falls so ausgestattet, gesteuert werden. Die Details, wie diese Parameter zu steuern sind, werden als nächstes unter Bezugnahme auf die Spektraldiagramme in Fig. 2 mittels einiger, folgender Beispiele diskutiert.
Bezugnehmend auf Fig. 2 werden nun verschiedene vereinfachte Frequenzspektraldiagramme als (200) dargestellt. Diese Diagramme zeigen, wie die elektronische Bandumschaltung durch Modifizieren der Ausgangsfrequenz von dem PLL-VCO ausgeführt wird. Fig. 2A zeigt eine bevorzugte VCO-Ausgangsfrequenz, nämlich 450 MHZ, dargestellt durch eine Spektrallinie (202) und an dem Ausgangsknoten (129) gemäß Fig. 1 verfügbar.
Fig. 2B stellt dar, wie die durch (202) dargestellte Ausgangsfrequenz zu einer integer-bezogenen niedrigeren Frequenz (204) in der Umgebung von 150 MHz für einen Divisor M = 3 verschoben wird. Eine derartige Anordnung ist sinnvoll zur Schaffung eines mobilen Zweirichtungs-Funkgeräts, das bei Frequenzen in dem Bereich von Hochband- oder VHF-Kanälen betrieben wird.
In ähnlicher Weise stellt Fig. 2C eine Frequenzteilungsanordnung, die für Niederband- oder HF-Kanäle geeignet ist, die zwischen 30 und 50 MHz fallen. Demgemäß wird, wie gezeigt, die durch (202) dargestellte VCO- Ausgangsfrequenz durch den Divisor M = 15 zu einer Frequenz von 30 MHz (dargestellt durch (206)) modifiziert und wird durch den Divisor M = 9 zu einer Frequenz von 50 MHz (dargestellt durch (208)), geteilt.
Die Schwierigkeit eine Überdeckung dieses breiten Frequenzbereichs, nämlich 30-50 MHz durch herkömmliche Verfahren zu erzielen ist bereits in dem Abschnitt Hintergrund diskutiert worden. Allerdings können, wenn man sich nicht auf Komplexe VCO-Designs oder herkömmlich programmierbare Teiler verläßt, die Gesamtziele bereits erreicht werden. Als Ergebnis ist ein vereinfachtes VCO-Design möglich und eine flexiblere Lösung wird dadurch erzielt, daß ein "standardisierter" VCO konstruiert werden kann. Dann wird der Betrieb auf einem bestimmten Band durch Wahl des geeigneten Divisors oder der Divisoren in einem oder mehreren der vollsynchronisierten programmierbaren Teilern ausgeführt. Eine derartige Anordnung eignet sich für modulare Ansätze, einschließlich des Betriebs bei einem höheren Frequenzbereich. Somit können Kommunikationsfrequenzen in der Umgebung von 900 MHz eingestellt werden, wenn ein Multiplizierer (ein Verdoppler) anstelle eines Teilers an dem Ausgang des PLL verwendet wird. Wie in Fig. 2D gezeigt, wird die VCO-Ausgangsfrequenz von 450 MHZ (dargestellt durch (202)) verdoppelt um ein Injektions(oder Sende-)Signal bei ungefähr 900 MHZ, wie durch (210) dargestellt, zu liefern.
Folglich liefert die in Fig. 1 dargestellte Anordnung eine Vielzahl von Vorteilen, die aus den in dieser ausgeführten Vereinfachungen resultieren. Diese Vorteile werden nun mittels einiger Beispiele unter Verwendung der Frequenzspektraldiagramme von Fig. 2C und im Zusammenhang mit Fig. 1 erklärt.
In Beispiel 1, werden für ein PLL in einem Funkgerät mit einer Referenzoszillatorfrequenz von 25,200 MHz und einer VCO- Frequenz von ungefähr 450,00 MHz die Kanäle in dem Frequenzband von 30-50 MHz, wie unten gezeigt, überdeckt. BEISPIEL 1:
Dieses Beispiel zeigt, daß der Divisor (R) des Referenzteilers, um eine gegebene Ausgangssignalkanaltrennung (hier = 1 kHz) aufrechtzuerhalten, in einer Weise geändert werden muß, die der Änderung des Divisors für den Ausgangsteiler (M) entspricht. Es ist anzumerken, daß eine Änderung in dem Divisor (M) ebenfalls das bei (148) erscheinende frequenzmodulierte Ausgangssignal beeinflußt, und somit die Modulationssensitivität des VCO ebenfalls entsprechend geändert werden muß, um einen konstanten Abweichungswert zu erhalten. Die VCO-Modulationseinstellung wird durch das Dämpfungsglied (128) bewirkt, da die Modulationssensitivität bei 50 MHz aufgrund des Verhältnisses (9/15) für die entsprechenden Werte von (M), die in (M)alt/(M)neu gegeben sind, um (3/5) niedriger als bei 30 MHz sein muß.
In Beispiel 2 können der Divisor (N) und die VCO-Frequenz variieren, wohingegen der Divisor (R) fest eingestellt gehalten wird (in diesem Fall bei einem Wert von 5040), wodurch eine konstante (f REF') erhalten wird. BEISPIEL 2:
Dieses Beispiel zeigt, daß eine konstante Kanaltrennung für das Ausgangssignal aufrechterhalten wird, wohingegen (N) und (F VCO) variieren. Es ist anzumerken, daß eine Änderung in dem Divisor (M) das bei (148) erscheinende FM-Ausgangssignal beeinflußt. Die VCO-Modulationssensitivität muß geändert werden, um einen konstanten Abweichungswert beizubehalten.
Dies wird durch das Dämpfungsglied (128) wirksam ausgeführt, das die Modulationssensitivität aufgrund des Verhältnisses (9/15) für die entsprechenden Werte von (M) bei 50 MHz so einstellt, daß sie (3/5) niedriger als bei 30 MHz ist. Eine ähnliche Einstellung muß für das Dämpfungsglied (132) durchgeführt werden, so daß es dieser Änderung folgt.
Es ist auch anzumerken, daß für inkrementelle Änderungen in der Kanalzuordnung, beispielsweise zu 30,005 MHz, dem nächsthöheren über dem für 30 MHz in der Tabelle gegebenen Kanal, die folgende Bedingung erfüllt ist:
Beispiel 3 ist im allgemeinen dem Beispiel 1 ähnlich, liefert aber einen unterschiedlichen Ansatz durch Verwendung eines VCO mit einer Frequenz von 150 MHZ, anstelle von 450 MHZ, wobei die Kanäle 10 kHz voneinander getrennt sind: BEISPIEL 3:
Ein Ergebnis, das in allen der obengenannten Beispiele auftritt, ist eine db-zu-dB-Verbesserung in dem Seitenbandrauschen des Ausgangssignals, wenn der Divisor (M) anwächst. Dies verbessert effektiv die Leistungsfähigkeit bei niedrigeren Frequenzen.
Schließlich ist es, da das Ausgangssignal des programmierbaren Ausgangsteilers (M) als Empfängerinjektionssignal in jedem der obengenannten Beispiele verwendet wird, wünschenswert, den harmonischen Anteil der Ausgangswellenform zu minimieren, während die Energie bei der Grundfrequenz maximiert wird. Somit wird, in dem Maß, in dem eine Rechteckwelle mit genau 50% Tastgrad an dem Ausgang (143) des Ausgangsteilers (140) erzielt wird, die zweite harmonische (und sogar höhere harmonische) minimiert werden. Das heißt, die nächsthöhere Harmonische mit einer Signifikanz über der Grundfrequenz wird die dritte Harmonische sein, die eine Energie von ungefähr 10 dB unter der Grundfrequenz hat. Konsequenterweise vereinfacht dies die Designerfordernisse eines Filters, beispielsweise des Injektionsfilters (112), erheblich. Als Ergebnis muß der Injektionsfilter (112) lediglich ein Bandpaßfilter mit einer Dämpfung, die für eine gute Mischerleistungsfähigkeit gewählt ist, sein. Im allgemeinen ist dann kein zusätzliches harmonisches Filtern an dem Ausgang des programmierbaren Teilers (140) erforderlich, da die Dämpfung an der dritten Harmonischen in dem Injektionsfilter hinreichend ist. Nimmt man beispielsweise einen dreipoligen 0,1 dB Welligkeitsfilter, der 20 MHz breit ist, würde dieser im schlimmsten Fall ungefähr 20 dB Dämpfung bei 90 MHz geben, wenn er bei einer Grundfrequenz gleich 30 MHz betrieben wird.
Die Vorrichtung und Anordnung der in Fig. 1 verkörperten Erfindung erleichtert das elektronische Bandumschalten bei geringem Rauschen und schneller Schaltgeschwindigkeit aufgrund der Tatsache, daß der hierin verwendete, vollsynchronisierte programmierbare Frequenzteiler ein vollsynchronisiertes Ausgangssignal liefert, das einen 50% Tastgrad hat, und ein synchronisiertes Datenladen neuer Integerwerte für den Divisor in dendelben schafft, unabhängig ob der gewählte Integerwert gerade oder ungerade ist. Somit stellt die hierin offenbarte Anordnung eine signifikante Verbesserung gegenüber der bekannten Technik dar, weil sie, neben anderen Vorteilen, die Schaltgeschwindigkeit und die Seitenbandrauschleistungsfähigkeit des VCO nicht verringert. In der Tat wird die Seitenbandrauschleistungsfähigkeit des VCO effektiv db-zu-dB verbessert, wenn der Divisor an Größe zunimmt, was ein klarer Vorteil gegenüber dem zitierten Stand der Technik ist.

Claims

1. Ein Funkgerät, umfassend:

eine Sendeeinrichtung (104) zum Senden eines RF-Signals;

eine Einrichtung (110, 111) zum Empfangen eines RF- Signals;

eine Frequenzsynthesizereinrichtung (120) zur Lieferung einer Mehrzahl von Frequenzen, wobei die Frequenzsynthesizereinrichtung eine Einrichtung zum Einstellen der Modulation beim Senden der Sendeeinrichtung aufweist;

wobei das Funkgerät gekennzeichnet ist durch

eine programmierbare, sychronisierte Teilereinrichtung (140), die eine Halbperioden-Detektiereinrichtung zum Detektieren einer integer-approximierten Halbperiode eines durch die Frequenzsynthesizereinrichtung (120) zugeführten Signals (129) aufweist, zum synchronen Frequenzteilen des Signals von der Frequenzsynthesizereinrichtung (120) durch einen Divisor (M), um ein Erregerausganssignal (143) an die Sendeeinrichtung (104) zur Frequenzauswahl und ein Einspeisungssignal an die Einrichtung (110, 111) zum Empfangen zur elektronischen Bandumschaltung zu liefern;

wodurch die Teilereinrichtung einen Tastgrad in der Nähe von ungefähr gleich 50 % hat, der im wesentlichen unabhängig von dem Divisor (M) ist.

2. Das Funkgerät nach Anspruch 1, in welchem die Einrichtung zum Empfangen (110, 111) wenigstens einen Empfänger mit einer breitbandigen, wenigstens zwei Frequenzbänder umfassenden Frequenzabdeckung aufweist.

3. Das Funkgerät nach Anspruch 1 und 2, in welchem die Sendeeinrichtung (104) einen Sender mit einem einzelnen Übertragungsweg mit einer breitbandigen, wenigstens zwei Frequenzbänder umfassenden Frequenzabdeckung aufweist.

4. Das Funkgerät nach Anspruch 1 oder 2, in welchem die Sendeeinrichtung (104) einen Sender mit einer Mehrzahl von Übertragungswegen aufweist, von denen einer für jedes Frequenzband vorgesehen ist.

5. Das Funkgerät nach einem der vorangegangen Ansprüche, in welchem die Einrichtung zum Einstellen der Modulation wenigstens ein mit der Frequenzsynthesizereinrichtung gekoppeltes, gestuftes Dämpfungsglied (128) zur Einstellung der Modulation darin aufweist.

6. Das Funkgerät nach einem der vorangegangen Ansprüche, in welchem die Frequenzsynthesizereinrichtung (120) einen PLL umfaßt mit wenigstens:

a) einer ein Referenzsignal erzeugenden Einrichtung (121, 122);

b) einem Phasendetektor mit einem ersten (123) und einem zweiten (131) Eingang, wobei der erste Eingang an die ein Referenzsignal erzeugende Einrichtung (121, 122) gekoppelt ist; und

c) eine gesteuerte Oszillatoreinrichtung (127) zur Lieferung eines gesteurten Oszillatorsignals mit einem Eingang, der an den Phasendetektor (124) gekoppelt ist, und einem Ausgang, der über einen Rückkopplungs-Weg an den zweiten Eingang des Phasendetektors gekoppelt ist.

7. Das Funkgerät nach Anspruch 6, in welchem die ein Referenzsignal erzeugende Einrichtung (121, 122) einen Referenzoszillator (121) und einen daran gekoppelten, festeingestellten Referenzteiler aufweist, so daß eine festeingestellte Referenzfrequenz, die einen festeingestellten Kanalabstand für den PLL ausbildet, geschaffen wird.

8. Das Funkgerät nach Anspruch 6, in welchem die ein Referenzsignal erzeugende Einrichtung (121, 122) einen Oszillator (121) und einen völlig synchronisiert programmierbaren, daran gekoppelten Frequenzteiler (122) aufweist, so daß eine variable Referenzfrequenz, die einen erwünschten Kanalabstand für den PLL durch Modifizieren eines Divisors R darin ausbildet, geschaffen wird.

9. Das Funkgerät nach einem der Ansprüche 6 bis 8, in welchem die gesteuerte Oszillatoreinrichtung einen an eine durch den Oszillator gesteuerte Spannung gekoppleten Schleifenfilter (126) aufweist, und der Rückkopplungs-Weg einen völlig programmierbaren Frequenzteiler (130) aufweist, so daß ein gewünschter Kanal durch Modifizieren eines Divisors N in dem PLL ausgewählt wird.

10. Das Funkgerät nach einem der vorangegangen Ansprüche, in welchem die Modulationseinstelleinrichtung ein erstes gestuftes Dämpfungsglied (128) zum Einstellen eines Abweichungswerts mit einer durch Modulieren der gesteuerten Oszillatoreinrichtung bewirkten Hochpaßcharakteristik und ein zweites gestuftes Dämpfungsglied (132) zum Einstellen eines Abweichungswerts mit einer durch Modulieren des Referenzsignals bewirkten Tiefpaßcharakteristik aufweist.