DE19630335C2 - Phasensynchronisierter Oszillator für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen phasensynchronisierten Oszillator für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche nach dem Oberbe­ griff des Patentanspruchs 1 und sie betrifft insbesondere ei­ nen phasensynchronisierten Oszillator für Mikrowellen/Millime­ terwellen, der verbesserte Frequenzstabilität bei geringen Phasenabweichungen im Hochfrequenzbereich zeigt.

In den letzten Jahren haben einhergehend mit der Zunahme zu handhabender Information Kommunikationsvorgänge unter Verwen­ dung hochfrequenter Wellen wie Mikrowellen und Millimeterwel­ len zunehmend Aufmerksamkeit auf sich gezogen. Phasensynchro­ nisierte Oszillatoren für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Be­ reiche zur Verwendung bei Kommunikationsvorgängen in diesen Bereichen müssen hohe Frequenzstabilität aufweisen.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines herkömm­ lichen phasensynchronisierten Oszillators für die Mikrowellen/­ Millimeterwellen-Bereiche zeigt (JP-A-6-152,243). In dieser Figur enthält die Schaltung einen spannungsgesteuerten Oszil­ lator (nachfolgend als VCO bezeichnet) 1, einen Verteiler 2, einen Frequenzmischer 3, einen Dividierer 4, eine Bezugs­ signalquelle 5, einen Phasenkomparator 6, ein Tiefpaßfilter (TPF) 7 und einen Ortsoszillator 8.

Bei diesem phasensynchronisierten Oszillator wird das Aus­ gangssignal des VCO 1 mittels des Verteilers 2 in zwei Signale aufgeteilt; das eine Signal wird als Oszillatorausgangssignal verwendet, während das andere Signal zum Erzeugen eines Pha­ sensynchronisierungs-Steuersignals verwendet wird. In dieser Schaltung wird, da die Betriebsfrequenz des digitalen Dividie­ rers 4 in der Praxis ungefähr 12 GHz oder weniger beträgt, das Ausgangssignal des Verteilers (mit der Frequenz f_C) in ein Si­ gnal mit der Betriebsfrequenz f_ZF des digitalen Dividierers 4 heruntergeteilt (Teilungsverhältnis = d), und zwar mittels der Kombination aus dem Frequenzmischer 3 und dem Ortsoszillator (mit der Schwingungsfrequenz f_S) 8. Das so erhaltene Signal wird durch den digitalen Dividierer 4 weiter frequenzmäßig um­ gesetzt (f_div = (f_C - f_S)/d), um der Frequenz f_r der Bezugs­ signalquelle 5 zu genügen. Dann werden dieses Signal und das Signal mit der Frequenz f_r von der Bezugssignalquelle 5 in den Phasenkomparator 6 eingegeben. Dieser Phasenkomparator 6 ver­ gleicht die Phasen der zwei Signale, um ein Abweichungssignal auszugeben. Dieses Abweichungssignal wird durch das TPF 7 ver­ arbeitet, durch das unerwünschte Signale entfernt werden, und es wird als Phasensynchronisierungs-Steuersignal in den VCO 1 eingegeben. Auf diese Weise kann die Frequenz stabilisiert werden.

Obwohl die in Fig. 1 dargestellte Konfiguration einen digita­ len Dividierer 4 verwendet, ist es auch möglich, anstelle des­ selben unmittelbar die Frequenz des Ausgangssignals am Vertei­ ler 2 mittels des Frequenzmischers 3 in die Frequenz der Be­ zugssignalquelle 5 herabzusetzen, so daß das erhaltene Signal f_ZF und das Bezugssignal f_r in den Phasenkomparator 6 eingege­ ben werden können.

Jedoch ist bei jedem der obigen phasensynchronisierten Oszil­ latoren ein Ortsoszillator 8 erforderlich, der hervorragende Frequenzstabilität im Hochfrequenzbereich aufweist. Dies macht die Vorrichtung kompliziert und teuer.

Es ist eine andere Schaltung bekannt, die einen analogen Divi­ dierer 10 als Frequenzteilungseinrichtung verwendet, wie es in Fig. 2 dargestellt ist.

Bei dieser Schaltung wird ein Teil des Ausgangssignals mit der Frequenz F_C/2 von einem Frequenzmischer 3 über einen Verstär­ ker 9, der eine Rückkopplungsschleife bildet, an den Eingangs­ anschluß des Frequenzmischers 3 für ein Ortsoszillatorsignal rückgekoppelt. Demgemäß werden Zufallsstörsignale von inner­ halb der Rückkopplungsschleife durch den Verstärker 9 ver­ stärkt, so daß der Störsignalpegel bei der Frequenz f_C/2 hoch wird. Der Frequenzmischer 3 mischt ein Signal f_C vom VCO 1 und das Signal mit f_C/2 (das Ausgangssignal des Verstärkers 9), um an seinem Ausgangsanschluß ein Signal zu erzeugen, das die Frequenzkomponenten f_C sowie f_C ± f_C/2 enthält. Von diesen wird die Frequenzkomponente f_C/2 durch den Verstärker 9 wie­ derverstärkt, um an den Eingangsanschluß des Frequenzmischers 3 für das Ortsoszillatorsignal zurückgeführt zu werden. Wenn dieser Prozeß wiederholt wird, bildet sich die Frequenz f_C/2 in der Rückkopplungsschleife aus, wodurch die durch zwei ge­ teilte Komponente f_C/2 der Welle mit der Schwingungsfrequenz (f_C) des VCO 1 in ihrem Stationärzustand erhalten werden kann. In diesem Fall fallen von der Frequenz f_C/2 herrührende Stör­ signalkomponenten durch die Wiederholung des obigen Prozesses aus dem Übertragungsbereich des Verstärkers heraus, so daß nur die Frequenzkomponente f_C/2 verbleiben kann.

Bei der obigen Konfiguration gemäß Fig. 2 wird das Signal auf analoge Weise durch den Frequenzmischer 3 durch zwei geteilt, und das sich ergebende Signal mit verringerter Frequenz wird in den normalen digitalen Dividierer 4 eingegeben. Demgemäß ist es nicht erforderlich, einen Ortsoszillator mit hoher Fre­ quenzstabilität zu verwenden, wie dies bei der herkömmlichen Konfiguration von Fig. 1 erforderlich ist.

Jedoch hat bei der obigen Konfiguration von Fig. 2 das Tei­ lungsverhältnis eines analogen Dividierers 10 den kleinen Wert 1/2. Daher ist es, wenn die Tatsache berücksichtigt wird, daß die Betriebsfrequenz des digitalen Dividierers 4 ungefähr 12 GHz oder weniger beträgt, sehr schwierig, die Konfiguration von Fig. 2 für den Millimeterwellen-Bereich zu verwenden, bei dem die Frequenz des Ausgangssignals vom Verteiler 2 oder die des Oszillatorausgangssignals über 30 GHz liegt.

Ferner besteht die Tendenz, da das in den Frequenzmischer 3 in der Rückkopplungsschleife angegebene Signal unmittelbar das innerhalb der Rückkopplungsschleife entstandene Störsignale enthaltende Signal ist, daß dieses Signal beeinträchtigte Reinheit, mit einem beträchtlichen Ausmaß an Phasenstörung, enthält. Demgemäß werden im Frequenzmischer 3 starke Störungen zugemischt, wodurch der Einfluß von Störsignalen innerhalb der Phasensynchronisierschleife 20 ansteigt und damit die Phasen­ störung im VCO 1 stark beeinflußt.

Aus DE 26 41 949 B2 ist eine Anordnung zur Synchronisierung eines freischwingenden Oszillators bekannt, bei der einem Quarzoszillator einerseits ein Teiler in der Signalstrecke zu einem freischwingenden Oszillator und andererseits ein Fre­ quenzvervielfacher oder -teiler in der Signalstrecke zu einer Nachregelschaltung nachgeschaltet sind.

Eine ähnliche Schaltungsanordnung ist in EP 0 306 249 A2 be­ schrieben, bei der ein Frequenzsynthesizer einen Oszillator mit niedrigem Rauschen hat, dem einerseits ein Multiplizierer in der Signalstrecke zu einem Mischer und andererseits ein Di­ vidierer in der Signalstrecke zu einem Phasendetektor und ei­ nem spannungsgeführten Oszillator nachgeschaltet sind.

Aus EP 0 471 487 A1 ist es bekannt, bei einem Frequenzsynthe­ sizer einem Kristalloszillator einerseits einen Multiplizierer in der Signalstrecke zu einem Mischer und andererseits einen Dividierer in der Signalstrecke zu einem Phasendetektor und einem spannungsgeführten Oszillator nachzuschalten.

Weiterhin ist aus Behnke, H.: Frequenzstabilisierung im GHz- Bereich, IN radio fernsehen elektronik, 1981, Heft 4, Seiten 225 und 226, eine Schaltungsanordnung zur Frequenzstabilisie­ rung eines Klystrons beschrieben, bei der einem Quarzgenerator einerseits ein Frequenzvervielfacher in der Signalstrecke zu einem Mischer und andererseits ein Frequenzumsetzer in der Signalstrecke zu einem Phasenkomparator und dem Klystron nach­ geschaltet sind.

Schließlich ist auch aus Kroupa, Venceslav: Frequency Synthe­ sis Theory, Design & Applications, Griffin London, 1973, Seite 202, ein phasenverriegelter Frequenzmultiplizierer bekannt, bei dem in Signalstrecken zu einem Mischer und einem span­ nungsgeführten Oszillator jeweils Frequenzmultiplizierer für verschiedene Faktoren vorgesehen sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen phasensynchro­ nisierten Oszillator für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Be­ reiche zu schaffen, der sich bei hervorragender Frequenzstabi­ lität und geringen Phasenstörungen im Hochfrequenzbereich durch einen besonders einfachen Schaltungsaufbau auszeichnet.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen phasensynchro­ nisierten Oszillator gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Vorteil­ hafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind Gegenstand der Patentansprüche 2 und 3.

Beim Oszillator gemäß Patentanspruch 1 wird die Frequenz des Bezugssignals durch die mit n multiplizierende Einrichtung mit "n" multipliziert, um ein Vergleichssignal und ein Ortsoszil­ latorsignal zu erzeugen. Die Frequenzmischeinrichtung erzeugt ein Zwischenfrequenzsignal unter Verwendung des Ortsoszilla­ torsignals und eines Signals, das durch die erste Verteilein­ richtung vom Ausgang der Oszillatoreinrichtung verteilt wurde. Dann vergleicht die Phasenvergleichseinrichtung das Zwischen­ frequenzsignal mit dem Vergleichssignal. Durch dieses Verfah­ ren ist es möglich, das Vergleichssignal und das Ortsoszilla­ torsignal im selben Ausmaß zu stabilisieren, wie es der Stabi­ lität des Bezugssignals entspricht. Demgemäß kann die Fre­ quenzstabilität des Oszillatorausgangssignals von der Oszilla­ toreinrichtung im selben Ausmaß verbessert werden, wie es dem des Bezugssignals entspricht, wodurch es möglich ist, Phasen­ störungen zu vermeiden.

Alternativ kann die mit n multiplizierende Einrichtung aus ei­ nem Signal, das durch Aufteilen des Bezugssignals in zwei Tei­ le erhalten wurde, ein Vergleichssignal erzeugen. Eine mit m multiplizierende Einrichtung erzeugt aus dem anderen der zwei aufgeteilten Signale ein Ortsoszillatorsignal. Dann erzeugt die Frequenzmischeinrichtung unter Verwendung des Ortsoszilla­ torsignals und eines vom Ausgang der Oszillatoreinrichtung durch die erste Verteileinrichtung verteilten Signals ein Zwi­ schenfrequenzsignal. Dann vergleicht die Phasenvergleichsein­ richtung das Zwischenfrequenzsignal mit dem Vergleichssignal. Durch dieses Verfahren ist es möglich, das Vergleichssignal und das Ortsoszillatorsignal im selben Ausmaß zu stabilisie­ ren, wie es der Stabilität des Bezugssignals entspricht. Dem­ gemäß kann die Frequenzstabilität des Oszillatorausgangs­ signals von der Oszillatoreinrichtung im selben Ausmaß wie der des Bezugssignals verbessert werden, wodurch es möglich ist, Phasenstörungen zu vermeiden.

Der Oszillator gemäß Patentanspruch 2 veranlaßt die Mischein­ richtung für höhere Harmonische, die Harmonische k-ter Ordnung zum Ortsoszillatorsignal zu erzeugen. Daher ist es möglich, den Multiplikationsfaktor "m" im mit m multiplizierenden Mul­ tiplizierer auf das 1/k-fache desjenigen beim Oszillator gemäß Anspruch 2 zu verringern. Demgemäß ist es möglich, die Umwand­ lungsverluste in der mit m multiplizierenden Einrichtung zu verringern. Also kann, wenn ein Verstärker gemäß dem Hetero­ dynsystem verwendet wird, das T/R-Verhältnis des Oszillator­ ausgangssignals und die Phasenstörungseigenschaften verbessert werden.

Beim Oszillator gemäß Patentanspruch 3 besteht die Oszilla­ toreinrichtung aus einem Mikrowellen-Halbleiter usw. zum Er­ zeugen der Harmonischen h-ter Ordnung, und die erste Verteil­ einrichtung besteht aus einem Signalkomponentenaufteiler zum Trennen des Grundwellensignals und der Harmonischen h-ter Ord­ nung voneinander. Demgemäß ist es möglich, wenn dieselbe Os­ zillatorausgangsfrequenz wie beim phasensynchronisierten Os­ zillator gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3 zu erhalten ist, die Multiplikationsfaktoren "n" und "m" der mit n und der mit m multiplizierenden Einrichtung auf das 1/h-fache derjenigen bei den entsprechenden Konfigurationen der Patentansprüche 1 und 2 zu verringern. Demgemäß ist es möglich, die Umwandlungs­ verluste in der mit n und der mit m multiplizierenden Einrich­ tung zu verringern, wodurch Phasenstörungen verringert werden können. Ferner können die Betriebsfrequenzen der anderen Ele­ mente mit der Frequenzmischeinrichtung, der Phasenvergleichs­ einrichtung usw. herabgesetzt werden, so daß es möglich ist, den Schaltungsaufbau zu vereinfachen.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von durch die beige­ fügten Zeichnungen veranschaulichten Ausführungsbeispielen näher beschrieben.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines herkömm­ lichen phasensynchronisierten Oszillators für die Mikrowel­ len/Millimeterwellenbereiche zeigt;

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das einen anderen Aufbau eines herkömmlichen phasensynchronisierten Oszillators für die Mikrowellen/Millimeterwellenbereiche zeigt;

Fig. 3-6 sind Blockdiagramme, die jeweils den Aufbau eines phasensynchronisierten Oszillators für die Mikrowellen/Mil­ limeterwellen-Bereiche gemäß einem ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigen.

Erstes Ausführungsbeispiel

Fig. 3 ist eine Aufbauansicht, die das erste Ausführungsbei­ spiel zeigt. In dieser Fig. 3 sind dieselben Komponenten, wie sie in den Fig. 1 und 2 verwendet sind, mit den entspre­ chenden Bezugszahlen versehen. Wie es in der Figur darge­ stellt ist, umfaßt das erste Ausführungsbeispiel folgendes: eine Oszillatoreinrichtung (VCO) 1; eine erste Verteilein­ richtung (Verteiler) 2b; eine Frequenzmischeinrichtung (Mi­ scher 3 und Mikrowellenverstärker 9a); eine Bezugssignalquelle 5; eine mit n multiplizierende Einrichtung (mit n multiplizierender Multiplizierer 11 und Mikrowellenverstär­ ker 9b); eine zweite Verteileinrichtung (Verteiler) 2a; eine Phasenvergleichseinrichtung (Phasenkomparator) 6 und eine Tiefpaßfiltereinrichtung (Tiefpaßfilter (TPF)) 7.

Hierbei verfügen sowohl der mit n multiplizierende Multipli­ zierer 11 als auch der Frequenzmischer 3 jeweils über ein Bandpaßfilter, um unerwünschte höhere Harmonische, Bildsi­ gnale, vorübergehende Störsignale ausreichend abzublocken. Die Mikrowellenverstärker 9a und 9b sind hinsichtlich der Verstärkung einstellbare, lineare, rauscharme Verstärker mit Schmalbandcharakteristik, um die Umsetzungsverluste im mit n multiplizierenden Multiplizierer 11, im Frequenzmischer 3, im Phasenkomparator 6 usw. zu kompensieren und um die Stör­ signale zu verringern, wie sie in einer damit verbundenen Einrichtung erzeugt werden. Die Verstärker dienen ferner zum Verringern vorübergehender Störsignale und sie stellen die Eingangspegel für den Frequenzmischer 3 und den Phasenkompa­ rator 6 ein.

Nun wird die Funktion dieses phasensynchronisierten Oszilla­ tors für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche beschrie­ ben. Hierbei wird angenommen, daß der Multiplikationsfaktor des n multiplizierenden Multiplizierers 11 den Wert 16 hat und daß die Frequenz des Bezugssignals 2 GHz ist. Weiterhin ist angenommen, daß die Mikrowellenverstärker 9a und 9b hin­ sichtlich der Verstärkung einstellbare, lineare, rauscharme Verstärker mit Schmalbandcharakteristik von 32 ± 1 GHz sind.

Der VCO 1 empfängt ein Phasensynchronisier-Steuersignal s7 und ein Modulationssignal s15, um ein hochfrequentes Signal s1 mit der Schwingungsfrequenz f_c(= 2nf₀ = 64 GHz) an den Verteiler 2b auszugeben. Dieser Verteiler 2b teilt das hoch­ frequente Signal s1 in zwei Teile auf; der eine wird als Oszillatorausgangssignal s2b mit der Frequenz f_c(= 2nf₀ = 64 GHz) ausgegeben, und der andere wird zurückgekoppelt, um das Phasensynchronisierungs-Steuersignal s7 zu bilden.

Das Bezugssignal mit der Frequenz f₀(= 2 GHz) von der Be­ zugssignalquelle 5 wird in den mit n multiplizierenden Mul­ tiplizierer 11 eingegeben, in dem die Frequenz des Eingangs­ signals mit 16 multipliziert wird. Das Signal vom mit n multiplizierenden Multiplizierer 11 (mit der Frequenz nf₀ (= 32 GHz)) wird durch den Mikrowellenverstärker 9b ver­ stärkt. Dann wird das Signal durch den Verteiler 2a zweige­ teilt.

Das eine Signal, s12, der vom Verteiler 2a geteilten Signale wird als Ortsoszillatorsignal mit der Frequenz fL₀(= nf₀ = 32 GHz) am Eingangsanschluß des Frequenzmischers 3 für das Ortsoszillatorsignal eingegeben, in dem das Eingangssignal mit dem Signal der Frequenz f_c(= 2nf₀ = 64 GHz) vom Vertei­ ler 2b gemischt wird, und das sich ergebende Signal wird durch den Mikrowellenverstärker 9a verstärkt, um als Zwi­ schenfrequenzsignal s14 mit der Frequenz f_ZF(= nf₀ = 32 GHz) ausgegeben zu werden, das dann in den Phasenkomparator 6 eingegeben wird. Das andere, mit s10 bezeichnete Signal mit der Frequenz f_r(= nf₀ = 32 GHz) wird als Vergleichssignal in den Phasenkomparator 6 eingegeben.

Der Phasenkomparator 6 vergleicht die zwei Signale s10 und s14, um ein Abweichungssignal s6 auszugeben. Dieses Abwei­ chungssignal s6 wird mittels des TPF 7 verarbeitet, in dem unerwünschte Signale entfernt werden, um dadurch das in den VCO 1 einzugebende Phasensynchronisier-Steuersignal s7 zu erzeugen.

Die so aufgebaute Schleife 20 verringert durch Rückkoppeln des Ausgangssignals vom VCO 1 das Abweichungssignal s6 auf null. Im Ergebnis ist es selbst dann möglich, wenn der VCO 1 ein hochfrequentes Signal mit der Schwingungsfrequenz f_c ausgibt, das zum Millimeterwellenbereich gehört, die Fre­ quenz so zustabilisieren, daß die Frequenzstabilität und die Phasenstörungseigenschaften nahe an denen der Bezugssignal­ quelle 5 liegen.

Zweites Ausführungsbeispiel

Fig. 4 ist eine bauliche Ansicht, die das zweite Ausfüh­ rungsbeispiel zeigt. In Fig. 4 sind dieselben Komponenten, wie sie in Fig. 3 sowie den Fig. 1 und 2 verwendet sind, mit den entsprechenden Bezugszahlen gekennzeichnet. Wie es in der Figur dargestellt ist, umfaßt das zweite Ausführungsbei­ spiel folgendes: einen VCO 1; einen Verteiler 2b; einen Fre­ quenzmischer 3; einen Mikrowellenverstärker 9a; eine Bezugs­ signalquelle 5; einen Verteiler 2a; einen mit n multiplizie­ renden Multiplizierer 11; einen Mikrowellenverstärker 9b; eine mit m multiplizierende Einrichtung (einen mit m multi­ plizierenden Multiplizierer 12 und einen Mikrowellenverstär­ ker 9c); einen Phasenkomparator 6 und ein TPF 7.

Hierbei verfügen sowohl der mit n multiplizierende Multipli­ zierer 11 als auch der mit m multiplizierende Multiplizierer 12 als auch der Frequenzmischer 9 über ein jeweiliges Band­ paßfilter, um unerwünschte höhere Harmonische, Bildsignale, vorübergehende Störsignale abzublocken. Die Mikrowellenver­ stärker 9a, 9b und 9c sind hinsichtlich der Verstärkung ein­ stellbare, lineare, rauscharme Verstärker mit Schmalband­ charakteristik.

Nachfolgend wird die Funktion des zweiten Ausführungsbei­ spiels beschrieben. Hierbei wird angenommen, daß der Multi­ plikationsfaktor des mit n multiplizierenden Multiplizierers 11 den Wert 12 hat, der Multiplikationsfaktor des mit m multiplizierenden Multiplizierers 12 den Wert 18 hat und die Frequenz des Bezugssignals 2 GHz ist. Weiterhin ist angenom­ men, daß die Mikrowellenverstärker 9a, 9b und 9c hinsicht­ lich der Verstärkung einstellbare, lineare, rauscharme Ver­ stärker mit Schmalbandcharakteristik von 24 ± 0,5 GHz, 24 ± 0,5 GHz bzw. 38 ± 1 GHz sind.

Der VCO 1 empfängt das Phasensynchronisier-Steuersignal s7 und das Modulationssignal s15 zum Ausgeben eines hochfre­ quenten Signals s1 mit der Schwingungsfrequenz f_c(= nf₀ + mf₀ = 60 GHz) an den Verteiler 2b. Dieser Verteiler 2b un­ terteilt das hochfrequenzte Signal s1 in zwei Teile; der eine wird als Oszillatorausgangssignal s2b mit der Frequenz f_c(= nf₀ + mf₀ = 60 GHz) ausgegeben, während der andere zum Erzeugen des Phasensynchronisier-Steuersignals s7 zurückge­ koppelt wird.

Das Signal mit der Frequenz f₀(= 2 GHz von der Bezugssi­ gnalquelle 5 wird in den Verteiler 2a eingegeben, in dem es in zwei Teile aufgeteilt wird. Der eine wird in den mit m multiplizierenden Multiplizierer 12 eingegeben, in dem die Frequenz des Eingangsignals mit 18 multipliziert wird. Das Signal vom mit m multiplizierenden Multiplizierers 12 (mit der Frequenz mf₀(= 36 GHz)) wird durch den Mikrowellenver­ stärker 9c verstärkt und dann als Ortsoszillatorsignal s12 in den Eingangsanschluß des Frequenzmischers 3 für das Orts­ oszillatorsignal (Frequenz fL₀ = mf₀) eingegeben. Danach wird das Signal mit dem Signal mit der Frequenz f_c(= nf₀ + mf₀ = 60 GHz) vom Verteiler 2b frequenzgemischt, und das sich ergebende Signal wird durch den Mikrowellenverstärker 9a verstärkt, um als Zwischenfrequenzsignal s14 mit der Fre­ quenz f_ZF(= nf₀ = 24 GHz) ausgegeben zu werden, das dann in den Phasenkomparator 6 eingegeben wird.

Das andere vom Verteiler 2a verteilte Signal wird in den mit n multiplizierenden Multiplizierer 11 eingegeben, in dem die Frequenz des Eingangssignals mit 12 multipliziert wird (es ergibt sich die Frequenz f_r = nf₀(24 GHz)). Dann wird das Signal durch den Mikrowellenverstärker verstärkt, um als Vergleichssignal s10 ausgegeben zu werden, das seinerseits in den Phasenkomparator 6 eingegeben wird.

Der Phasenkomparator 6 vergleicht die zwei Signale s10 und s14, um ein Abweichungssignal s6 auszugeben. Dieses Abwei­ chungssignal s6 wird durch das TPF 7 verarbeitet, in dem un­ erwünschte Signale entfernt werden, um dadurch das in den VCO 1 einzugebende Phasensynchronisier-Steuersignal s7 zu erzeugen.

Die so aufgebaute Schleife 20 verringert durch Zurückführen des Ausgangssignals vom VCO 1 das Abweichungssignal s6 auf null. Im Ergebnis ist es selbst dann möglich, wenn der VCO 1 ein hochfrequentes Signal mit der Schwingungsfrequenz f_c ausgibt, das zum Millimeterwellenbereich gehört, die Fre­ quenz so zu stabilisieren, daß die Frequenzstabilität und die Phasenstörungseigenschaften nahe an denen der Bezugssi­ gnalquelle 5 liegen.

Beim ersten Ausführungsbeispiel sind die Schwingungsfrequenz f_c des VCO 1 und die Frequenz f₀ des Ausgangssignals der Be­ zugssignalquelle 5 durch die Beziehung f_c = 2nf₀ einander zugeordnet, d. h., daß die Schwingungsfrequenz f_c das 2n- fache der Frequenz f₀ des Ausgangssignals der Bezugssignal­ quelle 5 sein muß. Andererseits ist es beim zweiten Ausfüh­ rungsbeispiel möglich, da die Schwingungsfrequenz f_c des VCO 1 und die Frequenz f₀ des Ausgangssignals der Bezugssignal­ quelle 5 über die Beziehung f_c = (n + m)f₀ verknüpft sind, die Schwingungsfrequenz f_c des VCO 1 oder die Frequenz des Oszillatorausgangssignals durch Variieren der Faktoren n und m frei einzustellen, wobei jedoch eine erhöhte Anzahl von Teilen im Vergleich zu der beim ersten Ausführungsbeispiel erforderlich ist.

Drittes Ausführungsbeispiel

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das das dritte Ausführungsbei­ spiel zeigt.

Dieser phasensynchronisierte Oszillator für die Mikrowellen/- Millimeterwellen-Bereiche verwendet einen Mischer 3' für die Harmonische k-ter Ordnung anstelle des in Fig. 4 dargestell­ ten Frequenzmischers 3. D. h., daß als Frequenzmischeinrich­ tung eine Mischeinrichtung für eine höhere Harmonische ver­ wendet wird. Bei der Beschreibung der Funktion dieser Schal­ tung wird die Beschreibung solcher Komponenten weggelassen, die beim zweiten Ausführungsbeispiel erläutert wurden.

Hierbei kann, da der Mischer 3' für die Harmonische k-ter Ordnung verwendet wird, das als Ausgangssignal des Mikrowel­ lenverstärkers 9c erzeugte Ortsoszillatorsignal s12 im Mi­ scher 3' für die Harmonische k-ter Ordnung in ein Ortsoszil­ latorsignal k-ter Ordnung (mit der Frequenz mkf₀) umgesetzt werden. Im Ergebnis kann die Frequenz des Ausgangssignals des mit m multiplizierenden Multiplizierers 12 das 1/k-fache derjenigen beim zweiten Ausführungsbeispiel sein.

Genauer gesagt, sei angenommen, daß die Schwingungsfrequenz des VCO 1 den Wert 60 GHz hat, die Ausgangsfrequenz der Be­ zugssignalquelle 5 den Wert 2 GHz hat, der Multiplikations­ faktor "n" des mit n multiplizierenden Multiplizierers 11 den Wert 12 hat und der Wert "k" des Mischers 3' für die Harmonische k-ter Ordnung 6 ist; dann kann der Wert "m" des mit m multiplizierenden Multiplizierers 12 auf 3 gesetzt werden (im Fall des zweiten Ausführungsbeispiels war m auf 18 gesetzt). Hierbei können die Mikrowellenverstärker 9a, 9b und 9c hinsichtlich der Verstärkung einstellbare, lineare, rauscharme Verstärker oder dergleichen mit Schmalbandcharak­ teristik von 24 ± 5 GHz, 24 ± 0,5 GHz bzw. 38 ± 1 GHz ver­ wenden.

Wenn der Multiplikationsfaktor "m" des mit m multiplizieren­ den Multiplizierers 12 groß wäre, würden die Umwandlungsver­ luste in ihm groß, und damit würden sich das T/R-Verhältnis (Trägersignal/Rauschsignal-Verhältnis) wie auch die Phasen­ störungscharakteristik stark verschlechtern. Im Ergebnis wären die T/R-Charakteristik und die Phasenstörungscharakte­ ristik des Zwischenfrequenzsignals s14 stark beeinträchtigt. Da beim dritten Ausführungsbeispiel der Mischer 3' für die Harmonische k-ter Ordnung verwendet wird, ist es möglich, den Multiplikationsfaktor "m" des mit m multiplizierenden Multiplizierers 12 zu verringern. Dies bedeutet eine Verrin­ gerung der Umsetzungsverluste im letzteren. Ferner ist es möglich, da der Mikrowellenverstärker 9c zwischen den mit m multiplizierenden Multiplizierer 12 und den Mischer 3' für die Harmonische k-ter Ordnung eingefügt ist, die Umwand­ lungsverluste im Mischer 3' für die höhere Harmonische zu verringern, und demgemäß ist es möglich, die T/R-Charakteri­ stik und die Phasenstörungscharakteristik des Ausgangssi­ gnals des Mischers 3' für die höhere Harmonische zu verbes­ sern.

Viertes Ausführungsbeispiel

Fig. 6 ist ein Blockdiagramm, das das vierte Ausführungsbei­ spiel zeigt.

Beim vierten Ausführungsbeispiel ist anstelle des Verteilers 2b beim phasensynchronisierten Oszillator von Fig. 5 eine Signalkomponenten-Aufteilungseinrichtung (Signalkomponenten­ aufteiler) 14 verwendet. Anstelle des VCO 1 ist eine Oszillatoreinrichtung für eine höhere Harmonische (Mikrowellen­ halbleiter-VCO) 1' vorhanden.

Nun wird die Funktion dieses phasensynchronisierten Oszilla­ tors für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche beschrie­ ben. In der Beschreibung wird die Erläuterung zu selben Kom­ ponenten, wie sie in Fig. 5 vorliegen, weggelassen.

In diesem Fall ist das Gleichspannungs-Vorpotential des VCO 1' auf einen Punkt im nichtlinearen Betriebsbereich gesetzt, so daß ein harmonisches Signal h-ter Ordnung (h: natürliche Zahl) erzeugt wird. Dann wird das Ausgangssignal des VCO 1' in den Signalkomponentenaufteiler 14 gegeben, in dem das Grundwellensignal der Frequenz f_c1 und das Signal der Harmo­ nischen h-ter Ordnung mit der Frequenz f_c2(= hf_c1) vonein­ ander getrennt werden. Das Grundwellensignal wird zum Erzeu­ gen des Phasensynchronisier-Steuersignals s7 verwendet, wäh­ rend das Signal der Harmonischen h-ter Ordnung als Oszilla­ torausgangssignal s2b verwendet wird.

Daher kann zum Erzielen eines Oszillatorausgangssignals mit derselben Frequenz wie der bei einem der in den Fig. 3 bis 5 dargestellten phasensynchronisierten Oszillatoren für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche die Grundschwingungs­ frequenz f_c1 des VCO 1' das 1/h-fache derjenigen im jeweils entsprechenden Fall der Fig. 3 bis 5 sein. Demgemäß ist es möglich, die Multiplikationsfaktoren "n" und "m" des mit n multiplizierenden Multiplizierers 11 und des mit m multipli­ zierenden Multiplizierers 12 auf 1/h zu erniedrigen.

Genauer gesagt, sei angenommen, daß der VCO 1' ein Grund­ schwingungssignal mit der Frequenz 30 GHz und das Signal der zweiten Harmonischen mit der Schwingungsfrequenz 60 GHz aus­ gibt, die Ausgangsfrequenz der Bezugssignalquelle 5 den Wert 2 GHz hat und der Wert "k" des Mischers 3' für die Harmonische k-ter Ordnung 3 ist; dann können die Multiplikations­ faktoren des mit n multiplizierenden Multiplizierers 11 und des mit m multiplizierenden Multiplizierers 12 auf 6 bzw. 3 gesetzt werden. Hierbei können die Mikrowellenverstärker 9a, 9b und 9c hinsichtlich der Verstärkung einstellbare, linea­ re, rauscharme Verstärker mit Schmalbandcharakteristik von 12 ± 1 GHz, 12 ± 1 GHz bzw. 6 ± 0,4 GHz verwenden.

Wenn die Multiplikationsfaktoren "n" und "m" des mit n mul­ tiplizierenden Multiplizierers 11 und des mit m multiplizie­ renden Multiplizierers 12 groß wären, wären die Umwandlungs­ verluste in diesen Multiplizierern groß, wodurch das T/R- Verhältnis wie auch die Phasenstörungscharakteristik stark beeinträchtigt wären. Im Ergebnis wären die T/R-Charakteri­ stik und die Phasenstörungscharakteristik des Signals inner­ halb der Rückkopplungsschleife 20 stark beeinträchtigt. Da beim vierten Ausführungsbeispiel die Multiplikationsfaktoren "n" und "m" der Multiplizierer 11 und 12 wie oben angegeben verringert werden können, ist es möglich, die T/R-Charakte­ ristik und die Phasenstörungscharakteristik der Eingangssi­ gnale s10 und s14 in den Phasenkomparator 6 zu verbessern, wodurch die Phasenstörungscharakteristik innerhalb der Rück­ kopplungsschleife 20 verbessert werden kann.

Ferner ist es möglich, die Betriebsfrequenzen des mit n mul­ tiplizierenden Multiplizierers 11, des mit m multiplizieren­ den Multiplizierers 12, des Mischers 3' für die Harmonische k-ter Ordnung, des Phasenkomparators 6 und der Mikrowellen­ verstärker 9a und 9b herabzusetzen, wodurch der Schaltungs­ aufbau vereinfacht werden kann.

Das vierte Ausführungsbeispiel ist ein solches, bei dem der VCO 1 und der Verteiler 2b beim dritten Ausführungsbeispiel durch den VCO 1' bzw. den Signalkomponentenaufteiler 14 er­ setzt sind. Analog kann, wenn der VCO 1 und der Verteiler 2b beim ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel durch den VCO 1' bzw. den Signalkomponentenaufteiler 14 ersetzt werden, dieselbe Wirkung erzielt werden.

Bei jedem der Ausführungsbeispiele 1 bis 4 kann die Frequenz f₀ des in der Bezugssignalquelle 5 verwendeten Frequenzsyn­ thesizers variiert werden, wenn es erforderlich ist, die Ausgangsfrequenz des VCO 1 oder des VCO 1' um einen kleinen Frequenzschritt Δf_c (z. B. 60 MHz) zu ändern, um eine Anzahl Kommunikationskanäle einzustellen.

Der erfindungsgemäße phasensynchronisierte Oszillator kann sowohl als hochstabile Signalquelle als auch als Frequenz­ modulator für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche ver­ wendet werden.

Wie es aus der Beschreibung der Ausführungsbeispiele er­ sichtlich ist, können durch die Erfindung die folgenden Vor­ teile erzielt werden.

Zunächst wird beim phasensynchronisierten Oszillator für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche gemäß der ersten Aus­ führungsform der Erfindung die Frequenz des Bezugssignals im mit n multiplizierenden Multiplizierer mit "n" multipli­ ziert, um ein Vergleichssignal und ein Ortsoszillatorsignal zu erzeugen. Der Frequenzmischer erzeugt unter Verwendung des Ortsoszillatorsignals und eines vom Ausgang des hochfre­ quenten, spannungsgesteuerten Oszillators durch den Vertei­ ler verteilten Signals ein Zwischenfrequenzsignal. Dann ver­ gleicht der Phasenkomparator das Zwischenfrequenzsignal mit dem Vergleichssignal. Demgemäß kann die Frequenzstabilität des vom Oszillator ausgegebenen Oszillatorausgangssignals auf diejenige des Bezugssignals verbessert werden, wodurch es möglich ist, Phasenstörungen zu verhindern.

Weiterhin erzeugt der mit n multiplizierende Multiplizierer beim phasensynchronisierten Oszillator gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung ein Vergleichssignal aus einem Signal, das durch Aufteilen des Bezugssignals in zwei Teile erhalten wurde. Der mit m multiplizierende Multiplizierer erzeugt aus dem anderen Aufteilungssignal ein Ortsoszilla­ torsignal. Dann erzeugt der Frequenzmischer unter Verwendung des Ortsoszillatorsignals und eines Signals, das durch den Verteiler am Ausgang des hochfrequenten, spannungsgesteuer­ ten Oszillators verteilt wurde, ein Zwischenfrequenzsignal. Der Phasenkomparator vergleicht das Zwischenfrequenzsignal mit dem Vergleichssignal. Demgemäß können sowohl die Fre­ quenzstabilität als auch die Phasenstörungscharakteristik des Oszillatorausgangssignals von der Oszillatoreinrichtung nahe an die entsprechenden Werte für das Bezugssignal ge­ bracht werden. Außerdem ist es durch Ändern der Multiplika­ tionsfaktoren "n" und "m" des mit n multiplizierenden Multi­ plizierers und des mit m multiplizierenden Multiplizierers möglich, die Frequenz des Ausgangssignals der Oszillatorein­ richtung zu ändern. Demgemäß ist es möglich, die Design­ flexibilität hinsichtlich der Frequenz des Oszillatoraus­ gangssignals zu erhöhen.

Weiterhin erzeugt beim phasensynchronisierten Oszillator ge­ mäß der dritten Ausführungsform der Erfindung der Mischer für die höhere Harmonische die Harmonische k-ter Ordnung zum Ortsoszillatorsignal. Daher ist es möglich, den Multiplika­ tionsfaktor "m" im mit m multiplizierenden Multiplizierer auf das 1/k-fache desjenigen bei der zweiten Ausführungsform zu verringern. Demgemäß ist es möglich, die Umsetzungsver­ luste im mit m multiplizierenden Multiplizierer zu verrin­ gern. Auf diese Weise ist es möglich, das T/R-Verhältnis des Oszillatorausgangssignals und die Phasenstörungscharakteri­ stik zu verbessern.

Ferner kann bei jeder dieser drei Ausführungsformen ein hochfrequenter, spannungsgesteuerter Oszillator vorhanden sein, der aus einem Mikrowellenhalbleiter usw. zum Erzeugen der Harmonischen h-ter Ordnung und einem Signalkomponenten­ aufteiler zum Aufteilen des Ausgangssignals des Oszillators in das Grundwellensignal und die Harmonische h-ter Ordnung besteht. Demgemäß ist es, wenn dieselbe Oszillatorausgangs­ frequenz wie bei einer der zunächst genannten drei Ausfüh­ rungsformen zu erhalten ist, möglich, die Multiplikations­ faktoren "n" und "m" des mit n multiplizierenden Multipli­ zierers und des mit m multiplizierenden Multiplizierers auf das 1/h-fache derjenigen bei der entsprechenden Konfigura­ tion zu verringern. Demgemäß ist es möglich, die Umsetzungs­ verluste im mit n multiplizierenden Multiplizierer und im mit m multiplizierenden Multiplizierer zu verringern, wo­ durch es möglich ist, Phasenstörungen zu verringern. Ferner können die Betriebsfrequenzen anderer Elemente wie des Fre­ quenzmischers und des Phasenkomparators usw. herabgesetzt werden, so daß es möglich ist, den Schaltungsaufbau zu ver­ einfachen.

Claims (3)

1. Phasensynchronisierter Oszillator für die Mikrowel­ len/Millimeterwellen-Bereiche mit:

• - einer Oszillatoreinrichtung (1) zum Erzeugen eines hochfrequenten Signals (s1) auf Grundlage eines Mo­ dulationssignals (s15) und eines Phasensynchroni­ sier-Steuersignals (s7);
• - einer ersten Verteileinrichtung (2b) zum Aufteilen des hochfrequenten Signals in zwei Teile und zum Ausgeben des einen Teils als Oszillatorausgangs­ signal;
• - einer mit n multiplizierenden Einrichtung (11) zum Multiplizieren der Frequenz eines Bezugssignals mit "n";
• - einer Frequenzmischeinrichtung (3) zum Erzeugen ei­ nes Zwischenfrequenzsignals (s14) unter Verwendung des anderen Ausgangssignals der ersten Verteilein­ richtung (2b) und eines Ortsoszillatorsignals (s12)
• - einer Phasenvergleichseinrichtung (6) zum Verglei­ chen des Zwischenfrequenzsignals (s14) mit einem Vergleichssignal (s10), um ein Abweichungssignal (s6) auszugeben; und
• - einer Tiefpaßfiltereinrichtung (7) zum Beseitigen unerwünschter Signale aus dem Abweichungssignal (s6), um das Phasensynchronisier-Steuersignal (s7) zu erzeugen,

gekennzeichnet durch

• - eine zweite Verteileinrichtung (2a) zum Aufteilen des Ausgangssignals der mit n multiplizierenden Einrichtung (11) in zwei Teile und zum Ausgeben ei­ nes Teils als das Vergleichssignal (s10) und des anderen Teils als das Ortsoszillatorsignal (s12).

2. Phasensynchronisierter Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzmischeinrich­ tung eine Mischeinrichtung (3') für eine höhere Har­ monische ist, die eine höhere Harmonische des Ortsos­ zillatorsignals erzeugt.

3. Phasensynchronisierter Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszilla­ toreinrichtung eine Oszillatoreinrichtung (1) für ei­ ne höhere Harmonische ist, um ein Grundwellensignal und eine höhere Harmonische desselben zu erzeugen, und daß die erste Verteileinrichtung eine Signalkom­ ponenten-Aufteileinrichtung (14) aufweist, die dazu dient, das Grundwellensignal und das Signal der höhe­ ren Harmonischen voneinander zu trennen und das letz­ tere als Oszillatorausgangssignal auszugeben.