SE510523C2 - Radiokommunikationsenhet och radiotelefon innefattande radiokommunikationsenhet - Google Patents

Description

20 30 510 523 kanalselektionen med utnyttjande av bandpassfilter med variabel dock bandpassfilter som har god mittfrekvens. Det är svàrt att konstruera variabla selektivitet då mittfrekvensen varieras över ett större frekvensomràde.

I dag görs därför kanalselektionen vid mottagning vanligen pà annat sätt. Ett sätt är att utnyttja filter' med fix frekvenskaraktäristik och god selektivitet och istället frekvensförskjuta de mottagna radiofrekvenssignalerna med utnyttjande av oscillatorsignaler vars frekvens har valts med hänsynstagande till den kanal som skall selekteras samt filtrenas frekvenskaraktäristik.

Exempelvis bygger kanalselektionen i en superheterodynmottagare eller en homodynmottagare pà dessa principer. Oscillatorsignaler kan även utnyttjas vid kanalselektion vid sändning, exempelvis vid uppblandning av en modulerad basbands- eller mellanfrekvenssignal till önskad kanal i radiofrekvensomràdet.

Vid kanalselektionen vid mottagning' och/eller sändning i ett visst frekvensomràde finns således behovet av att kunna generera oscillatorsignaler där den inbördes frekvensskillnaden mellan oscillatorsignalerna motsvarar kanaldelningen i frekvensområdet.

Frekvenssynteskretsar för detta ändamàl är naturligtvis framtagna. En slags frekvenssynteskrets gär under benämningen (PLL)). faslàst slinga av konventionellt snitt gär det att utifràn en fasläst slinga (engelsk term: Phase Locked Loop Med en referensfrekvens fra att generera oscillatorsignaler med . N _. H H frekvenser enligt: -fmf, dar N och R ar valbara heltal. For att R med en sädan faslàst slinga kunna generera oscillatorsignaler för kanalselektion i ett frekvensomráde med en viss kanaldelning bör referensfrekvensen vara jämnt delbar med kanaldelningen, om loopbandbredd skall till referensfrekvens ej är jämnt delbar med kanaldelningen sà kan lag brusniva och god erhållas. Om den frekvens som man har tillgàng och vill utnyttja som man Ined en frekvensmultiplikator multiplicera upp denna tillgängliga frekvens motsvarande ett lämpligt heltal K. En nackdel med denna lösning är att frekvensmultiplikatorn tar 10 15 20 25 30 510f52s ström. En nackdel är att den erhålles drar annan fràn plats och referensfrekvens som frekvensmultiplikatorn riskerar att vara för hög för att kunna användas av i dag tillgängliga kretsar, denna risk är speciellt stor om man behöver generera oscillatorsignaler för kanalselektion i flera frekvensomràden med olika kanaldelning.

En annan slags frekvenssynteskrets är en sä kallad fractional-N PLL. Utifràn en referensfrekvens fæf är det med en fractional-N PLL-krets möjligt att generera oscillatorsignaler med frekvenser N-+E"/ Q R enligt: där N, F, Q och R är valbara heltal. fref ' Fractional-N PLL-kretsar utnyttjas vanligen för att fä en snabbare inställning av oscillatorsignalernas frekvenser, vilket är en fördel vid tillämpningar med frekvenshoppning. Ett exempel fractional-N PLL-krets pä en konstruktion av en patentskriften GB, A, 2091960. ges i I patentskriften WO, Al, 96/08883 beskrivs hur fractional-N PLL används i. en tvämodsradiotelefon. Radiotelefonen skall kunna användas dels i GSMI (med. kanaldelning pä 2GOkHz), dels för satellitkommunikation (med en kanaldelning pä škäz). Avsikten är att kunna generera oscillatorsignaler för kanalselektion vid bäde (GSM) (satellit) pä ett stora kanaldelningar och smä kanaldelningar effektivt sätt. Dokumentet visar en frekvenssynteskrets som utnyttjar kombinationer av fractional-N PLL- och sà. kallade vernier-loop-tekniker (vid vernier-loop- tekniker utnyttjas tvà faslàsta slingor med komparatorfrekvenser som skiljer nàgot, vilket möjliggör genererandet av oscillatorsignaler för kanalselektion vid mellan för bada kanaldelningar motsvarande skillnadsfrekvensen komparatorfrekvenserna) för att erhålla frekvenser kommunikationssystemen. Konstruktionen kan även användas i en sådan situation där den referensfrekvens som är tillgänglig ej är jämnt delbar med alla kanaldelningarna. Nackdelar finns dock med denna konstruktion. Konstruktionen är förhållandevis 10 15 20 25 30 510 523 komplicerad, tar stor plats och drar förhàllandevis mycket ström och effekt.

REnoGöRELsE FÖR UPPFINNINGEN Den föreliggande uppfinningen berör en radiokommunikationsenhet som innefattar radiokommunikationsorgan för kommunikation (mottagning och/eller sändning) i ett eller flera frekvensomráden med associerade kanaldelningar. Radio- kommunikationsorganen utnyttjar oscillatorsignaler vid kanalselektion i frekvensomràdena. Radiokommunikationsenheten innefattar vidare en systemklocka som genererar en klocksignal med en förutbestämd frekvens som inte är jämnt delbar med alla kanaldelningarna. Ett första problem som uppfinningen angriper är att vid en sádan radiokommunikationsenhet erhålla en frekvenssynteskrets som kan användas för generering av oscillatorsignalerna som utnyttjas av radiokommunikationsorganen vid kanalselektion i. alla frekvensomràdena.

Ett andra problem som uppfinningen angriper är att frekvenssynteskretsen skall vara liten och effekt- och strömsnàl.

Ovan formulerade problem löses generellt genom att radiokommunikationsenheten innefattar en frekvenssynteskrets i form av en fractional-N PLL-krets, varvid fractional-N PLL- kretsen är anordnad att utnyttja klocksignalen som en referensfrekvenssignal.

Avsikten med uppfinningen är således att utnyttja möjligheten hos en fractional-N PLL-krets att frekvensdela med rationella tal och därmed kunna utnyttja den tillgängliga klocksignalen som en referensfrekvenssignal delbar med trots att klocksignalens frekvens ej är jämnt alla kanaldelningarna. Uppfinningen innefattar även användningar' av' en sàdan. radiokommunikations- enhet samt en radiotelefon :ned en sàdan radiokommunikations- enhet. lO 15 20 25 510 i 523 Ovan formulerade problem löses mer konkret med en fractional-N PLL-krets med en eller flera styrbara oscillatorer. De styrbara oscillatorerna är härvidlag anslutna till radio- kommunikationsorganen, och oscillatorsignalerna som genereras av de styrbara oscillatorerna utnyttjas vid kanalselektionen i radiokommunikationsorganen_ Fractional-N PLL-kretsen styr de styrbara oscillatorerna sä att oscillatorsignaler med frekvenser motsvarande klocksignalens frekvens gànger en faktor (N+F/Q)/R genereras, där N, F, Q och är heltal som väljs enligt uppfinningen med hänsynstagande till klocksignalens frekvens, kanaldelningarna och radiokommunikationsorganens konstruktion sä att önskad kanal selekteras.

Uppfinningen har förutom att lösa ovan formulerade problem fördelen att fractional-N PLL-kretsen kan utnyttja komparatorfrekvenser son1 är högre än kanaldelningarna, vilket ger lägre brus och snabbare insvängning vid. genereringen av oscillatorsignalerna. nu att beskrivas närmare med hjälp av till bifogade Uppfinningen kommer föredragna utföringsformer och med hänvisning ritningar.

FIGURBESKRIVNING Figur l visar ett blockschema över en faslàst slinga.

Figur 2 visar ett blockschema över en fractional-N PLL-krets.

Figur 3 visar ett blockschema över en radiokommunikationsenhet_ Figur 4 visar i en vy en radiotelefon för kommunikation i AMPS- systemet och PCSl900-systemet.

FÖREDRAGNA UTFöRINGsFom-mn I figur l visas ett blockschema av en allmänt känd typ av frekvenssynteskrets, närmare bestämt en sà kallad faslàst 10 [\) U! 30 510 523 slinga. En faslást slinga brukar ofta betecknas PLL (efter engelskans Phase Locked Loop). Den faslàsta slingan i figur l innefattar en referensfrekvensdelare 1 och en huvudfrekvens- delare 2. Referensfrekvensdelaren 1 är anordnad att mottaga en referensfrekvenssignal med en referensfrekvens fæf.

Referensfrekvensdelaren l är vidare anordnad att genOIH En frekvensdelning motsvarande ett heltal R av referensfrekvenssignalen generera en första frekvensdelad signal med en första frekvens fl (fl = frfi/R). Den första frekvensen fl brukar i dessa sammanhang ibland benämnas komparatorfrekvensen.

Referensfrekvensdelaren l är anordnad att mottaga en första styrsignal cl som bestämmer värdet pà heltalet R.

Huvudfrekvensdelaren 2 är ansluten till en styrbar oscillator 3 och är därvid anordnad att mottaga en av den styrbara oscillatorn genererad oscillatorsignal med en utfrekvens f U, Huvudfrekvensdelaren 2 är anordnad att genom en frekvensdelning motsvarande ett heltal N av oscillatorsignalen generera en andra frekvensdelad signal med en andra frekvens f2 (f2 = fx/N).

Huvudfrekvensdelaren 2 är vidare anordnad att mottaga en andra styrsignal c2 som bestämmer värdet pà heltalet N.

Den faslästa slingan i figur l innefattar en till faskomparator 4, som är ansluten referensfrekvensdelaren 1 och nuvudfrekvensdelaren 2. Faskomparatorn 4 är därvid anordnad att mottaga den första och den andra frekvensdelade signalen.

Faskomparatorn 4 är anordnad att generera en fasskillnadssignal e svarande mot en fasskillnad mellan den första och den andra frekvensdelade signalen.

Den faslásta slingan i figur l innefattar organ för att i beroende av fasskillnadssi nalen e enerera en tred e st'rsicnal 9 9 Y _ c3 för Den. faslàsta styrning av' den styrbara oscillatorn 3. slingan innefattar således ett loopfilter 5 som är anslutet till faskomparatorn 4 för mottagande av fasskillnadssignalen e.

Loopfiltret 5 är anordnat att generera den tredje styrsignalen c3 genom en filtrering av fasskillnadssignalen e. Den styrbara 10 15 20 25 30 oscillatorn 3 är härvidlag ansluten till loopfiltret 5 för mottagande av den tredje styrsignalen c3. Loopfiltret 5 är anordnat att generera den tredje styrsignalen c3 pà sàdant sätt att fasskillnaden mellan den första och den andra frekvensdelade signalen elimineras. Detta innebär att den första och den andra frekvensen fl och f2 i fortvarighet kommer att vara lika, vilket i sin tur innebär att utfrekvensen fw i fortvarighet ges av: UC f = -Efm <1).

I figur 2 visas ett blockschema öven en annan allmänt känd typ av frekvenssynteskrets, närmare bestämt en så kallad fractional- N PLL. Blockschemat i figur 2 uppvisar stora likheter med blockschemat i figur 1. Sàledes innefattar blockschemat i figur 2: en referensfrekvensdelare 11, en huvudfrekvensdelare 12, en styrbar oscillator 13, en faskomparator 14 och ett loopfilter 15. Referensfrekvensdelaren 11 är anordnad att mottaga en första styrsignal c1, och huvudfrekvensdelaren 12 är anordnad att mottaga en andra styrsignal c2. Loopfiltret 15 är anordnat att generera en tredje styrsignal c3 för styrning av den styrbara pá ett motsvarande sätt oscillatorn 13, som loopfiltret 5 i figur 1. Den enda formella skillnaden. mellan blockschemat i figur 1 och blockschemat i figur 2 är att huvudfrekvensdelaren 12 i motsvarande ett rationellt tal N+F/Q, där N, F och Q är heltal figur 2 är anordnad att utföra en frekvensdelning vars värden bestäms av den andra styrsignalen c2 i figur 2. Med frekvenssynteskretsen i figur 2 kommer därför utfrekvensen fu: i fortvarighet att ges av: :N+P/Qf (2) U”. IG; R En faslàst slinga, säsom den faslàsta slingan i figur 1, används i radiosammanhang vanligen för att generera oscillatorsignaler och/eller sändning i radiokommunikationsenheter. För att utvälja kanaler i som utnyttjas vid kanalselektion vid mottagning lO 15 30 35 510 523 ett frekvensomräde med en viss kanaldelning CS krävs att det gär att generera en följd av oscillatorsignaler' med en inbördes Vid genereringen av oscillatorsignalerna med den faslàsta slingan i frekvensskillnad som motsvarar kanaldelningen CS. figur l bör samma komparatorfrekvens utnyttjas, eftersom loopfiltret 5 mäste konstrueras med hänsynstagande komparatorfrekvensen. För att fà làg brusnivá och god loopbandbredd så bör dessutom komparatorfrekvensen inte vara mindre än kanaldelningen CS. Med beaktande av dessa villkor och genom betraktande av ekvation (1) inses att referensfrekvensen fæf mäste var jämnt delbar med kanaldelningen CS för att den faslàsta slingan i figur l skall kunna användas.

Vid genereringen av referensfrekvenssignalen utnyttjas vanligen en referensoscillator. Ofta kan inte referensoscillatorns frekvens väljas helt godtyckligt. Ett exempel pä när sä är fallet är när den aktuella radiokommunikationsenheten innefattar en systemklocka som genererar en klocksignal som utnyttjas vid olika former av tidsstyrning. Det är dà önskvärt - och i vissa radiokommunikationssys:em ett krav - att kunna utnyttja systemklockan som en referensoscillator. Om klocksignalens frekvens fO ej är jämnt delbar' med kanaldelningen CS sä kan klocksignalen inte utnyttjas direkt som referensfrekvenssignal till en fasläst slinga. Den möjlighet som dä stàr till buds är att med en frekvensmultiplikator multiplicera upp frekvensen fO hos klocksignalen motsvarande ett lämpligt utvalt heltal K.

Frekvensmultiplikatorn tar dock plats och drar dessutom ström.

En annan nackdel med utnyttjandet av frekvensmultiplikatorn är att den referensfrekvens fæf som mäste användas riskerar att bli högre än vad den faslàsta slingan klarar av. De i dag kommersiellt tillgängliga kretsar son: normalt används i masstillverkade konsumentprodukter klarar referensfrekvenser upp mot 3OMHz; kommersiella kretsar som klarar upp mot 4OMHz finns även, men urvalet är begränsat. nackdel dä Speciellt allvarlig blir denna den aktuella radiokommunikationsenheten skall kommunicera j. ett flertal (n) frekvensomràden med associerade 10 l5 20 25 510 525 kanaldelningar CSl,. ,CSn, vilket torde framgå följande räkneexempel. Låt härvidlag 6(J,L) beteckna den största gemensamma heltalsfaktorn hos två godtyckliga heltal J och L.

Ett antal (n) värden pl,. ,pn definieras nu rekursivt enligt: pl E cs1 / 9(fo,cs1> <3), III i-l pi csi/e i=2,...,n <4). k=l Det minsta heltalsvärde Kmm som frekvensmultiplikatorn måste frekvensmultiplicera klocksignalen med ges då av: Kmm = Iï pi (5).

Det inses att Kmn kan bli förhållandevis stort om inte frekvensen fO hos klocksignalen är jämnt delbar med de flesta av kanaldelningarna CSl,.H,CSn. I många tekniska system är dessutom den föreskrivna frekvensen på klocksignalen förhållandevis hög (storleksordningen lOMHz är inte ovanligt), vilket inte gör saken bättre.

Som ett konkret exempel tas nu en tvåmodsradiotelefon (dual~mode radio phone) för användning i AMPS-systemet och PCSl900- systemet. AMPS-systemet har en kanaldelning på 30kHZ, och PCSl900-systemet har en kanaldelning på 200kHz. Tidsstyrningen i PCSl900-systemet baseras på en klocksignal med en frekvens på l3MHz. Ekvationerna (3), (4) och (5) ger Kmm = 3, vilket innebär en referensfrekvens fæf på 39MHz.

Urvalet av kommersiella kretsar som klarar av en så hög referensfrekvens är, såsom har nämnts, förhållandevis begränsat, och det är därför önskvärt att inte behöva utnyttja en så hög referensfrekvens.

Enligt den föreliggande uppfinningen skall nu visas hur en klocksignal, med en frekvens fO, från en systemklocka kan utnyttjas direkt som referensfrekvenssignal vid en l5 30 510 523 10 frekvenssyntes, utan att någon frekvensmultiplikator behöver användas, och detta oberoende av hur klocksignalens frekvens fO förhäller sig till kanaldelningarna CSl,. ,CSn. Enligt uppfinningen föreslås att fractional-N PLL-teknik utnyttjas vid frekvenssyntesen. Enligt vad som sagts gäller nu fO = fmf. Det (2), kanaldelning CSi en följd. av oscillatorsignaler' med inses genom betraktande av ekvation att för en viss given inbördes frekvensskillnad motsvarande denna kanaldelning CSi kan erhållas med utnyttjande av frekvenssynteskretsen i figur' 2 genom att välja heltalen Q och R enligt: QR = f . /6<= csi) <6). re: '*:ef' Genom att öka respektive minska heltalet F med CSi/6(fæ¿,CSi) sä kommer' utfrekvensen fgc frán fractional-N PLL-kretsen att öka respektiver minska motsvarande kanaldelningen CSi. Hos de fractional-N PLL-kretsar som i dag finns tillgängliga kan heltalet Q endast väljas till fem eller ätta. En följd av detta är att högerledet i ekvation (6) teoretiskt sett mäste innehålla en faktor fem eller àtta för att det skall fungera. praktiken är detta dock så gott som alltid uppfyllt. Heltalen DJ och F väljs, säsom inses av en fackman, med hänsynstagande till i vilket frekvensomräde som kommunikationen skall ske samt med hänsynstagande till konstruktionen av de radio- kommunikationsorgan som utnyttjas vid kommunikationen.

Här äterknyts nu till det tidigare exemplet med tvámodsradiotelefonen. För att enligt uppfinningen generera oscillatorsignaler för utnyttjande vid kanalselektion j_ AMPS- systemet väljs: Q = 5 och R = 260. En fördel är dessutom att 1 komparatorfrekvensen (50kHz) härvidlag blir högre än kanaldelningen, vilket innebär mindre brus och snabbare inställning av oscillatorsignalerna. När det gäller kanalselektionen i, PCSl900-systemet väljs: Q=5 och R=l3, och komparatorfrekvensen blir i detta fall följaktligen lMHz.

Eftersom referensfrekvensen l3MHz är jämnt delbar med 10 l5 20 25 30 5107523 ll kanaldelningen i PCSl900-systemet sà kan naturligtvis heltalet R som med en konventionell faslàst R=65 (F=O, Q även väljas pa samma sätt slinga, det vill säga godtycklig), varvid komparatorfrekvensen blir lika med kanaldelningen (200kHz).

I figur 3 visas ett blockschema som beskriver ett exempel pà en radiokommunikationsenhet 20 i enlighet med den föreliggande uppfinningen. Radiokommunikationsenheten 20 i figur 3 är - för att göra exemplet mer konkret - tänkt att användas i en tvàmodsradiotelefon för användning i AMPS-systemet och PCSl900- systemet.

Radiokommunikationsenheten 20 i figur 3 innefattar en antenn 2l. innefattar vidare radio- till antennen för (824-894MHZ) för AMPS- Radiokommunikationsenheten 20 kommunikationsorgan som är anslutna kommunikation i ett första frekvensomràde systemet med en kanaldelning pà 30kHz och ett andra frekvensomràde (1850-l990MHz) för PCSl900-systemet med en kanaldelning pà 200kHz. Radiokommunikationsenheten 20 innefattar sàledes en första respektive en andra nwttagarkedja 23 respektive 25 för nedlänkskommunikation i AMPS-systemet respektive PCSl900-systemet. Radiokommunikationsenheten 20 innefattar vidare en sändarkedja 27 för upplänkskommunikation i bàda systemen. En frekvenssynteskrets 29 är anordnad a:t generera oscillatorsignaler med förutbestämda frekvenser för utnyttjande vid kanalselektionen i den första och den andra mottagarkedjan 23 och 25 samt i sändarkedjan 27.

Den första mottagarkedjan 23 är ansluten till antennen 21 via ett duplexfilter 31 och en bandseparator 35 (engelsk term: band split), som separerar mellan AMPS-omradet och PCSl900-omradet.

Den första mottagarkedjan 23 innefattar en förstärkare 37, som är ansluten till duplexfiltret 31. Den första mottagarkedjan innefattar ett första bandpassfilter 39, som är anslutet till förstärkaren 37. Bandseparatorn 35, duplexfiltret 31 samt det första bandpassfiltret 39 i den första mottagarkedjan 23 är PJ UT (x) C) [U LD 30 510 523 12 härvidlag anordnade sä att den första mottagarkedjan 23 via antennen 21 mottager 869-894MHZ, radiofrekvenssignaler med frekvenser i omradet svarande mot nedlänksomràdet för AMPS- systemet. Den första mottagarkedjan 23 är en superheterodyn mottagarkedja och innefattar sàledes en första blandare 4l, som är ansluten till det första. bandpassfiltret 39 och till första mellanfrekvenssteg i form av ett andra bandpassfilter 43.

Gti Det andra bandpassfiltret 43 i den första mottagarkedjan 23 har en mittfrekvens pà 72MHz. Den första blandaren 4l i den första mottagarkedjan 23 är ansluten till frekvenssynteskretsen 29 och därvid anordnad. att mottaga oscillatorsignaler, genererade av frekvenssynteskretsen 29, med frekvenser i intervallet 941- 966MHz - det frekvensmässiga avståndet mellan dessa oscillatorsignaler motsvarar kanaldelningen i AMPS-systemet (30kHz). Kanalselektionen i den första mottagarkedjan 23 görs av den första blandaren 41 i kombination med det andra bandpassfiltret 43 genom att den första blandaren 41 frekvensmässigt flyttar den kanal som vid ett givet tillfälle skall mottagas till 72MHz, vilket i och för sig är välkänd teknik. Frekvensen hos den oscillatorsignal som den första blandren 41 i den första tillfället mottagarkedjan 23 vid det säledes givna mottager bestämmer vilken AMPS-kanal som selekteras. Den första mottagarkedjan 23 innefattar vidare en andra blandare 45, som är ansluten till det andra bandpassfiltret 43 och därvid anordnad att nmttaga en första mellanfrekvenssignal på 72MHz frán det andra bandpassfiltret 43.

Den andra blandaren 45 i den första mottagarkedjan 23 är vidare anordnad att mottaga en oscillatorsignal - genererad av en icke visad frekvenssynteskrets - med en frekvens pä 7l,55MHz, varvid anordnad att 450kHz den andra blandaren 45 är generera en andra mellanfrekvenssignal pà genom en nedblandning av den första mellanfrekvenssignalen pà 72MHz. Den första mottagarkedjan innefattar vidare ett andra mellanfrekvenssteg 47, som. är anslutet till den andra blandaren 45 och därvid anordnat att mottaga den andra mellanfrekvenssignalen pá 450kHz. 10 20 25 30 35 510 såå 13 Det andra mellanfrekvenssteget 47 i den första mottagarkedjan 23 följs av en detektorenhet 49.

Den andra mottagarkedjan 25 är ansluten till antennen 21 via en sändar/mottagar-omkopplare 51 och bandseparatorn 35. Den andra mottagarkedjan 25 innefattar en förstärkare 53, som är ansluten till sändar/mottagar-omkopplaren 51. Bandseparatorn 35, sändar/mottagar-omkopplaren 51 och förstärkaren 53 hos den andra mottagarkedjan 25 är anordnade sà att den andra mottagarkedjan 25 via antennen 21 mottager radiofrekvenssignaler med frekvenser 1930-199OMHz, PCS1900-systemet. i omràdet svarande mot nedlänksomràdet för Den andra mottagarkedjan 25 innefattar en första blandare 55, som är ansluten dels till förstärkaren, dels mellanfrekvenssteg i form av ett första till ett första bandpassfilter 57. Det första bandpassfiltret 57 i den andra mottagarkedjan 25 har en Inittfrekvens pà 188MHz. Den första blandaren 55 i den andra mottagarkedjan 25 är vidare ansluten till frekvenssynteskretsen 29 och därvid anordnad att mottaga oscillatorsignaler, genererade av frekvenssynteskretsen 29, med frekvenser i intervallet 1742~1802MHz - det frekvensmässiga oscillatorsignaler (200kHz). avståndet mellan dessa motsvarar kanaldelningen i. PCS1900-systemet Kanalselektionen i den andra mottagarkedjan 25 görs, pà motsvarande sätt som i den 23, av den första blandaren 55 i första mottagarkedjan kombination med det första bandpassfiltret 57, och frekvensen hos den oscillatorsignal som den första blandaren 55 vid ett givet tillfälle mottager bestämmer sàledes vilken PCSl°OO-kanal som selekteras. Den andra mottagarkedjan 25 innefattar vidare en andra blandare 59, som är ansluten till det första bandpassfiltret 57 och därvid. anordnad att mottaga en första mellanfrekvenssignal pà 188MHz. Den andra blandaren 59 i den andra mottagarkedjan 25 är vidare anordnad att mottaga en oscillatorsignal - genererad av en icke visad frekvenssynteskrets - pà 182MHz, varvid den andra blandaren 59 är anordnad att generera en andra mellanfrekvenssignal pà 6MMz genom en nedblandning av den första mellanfrekvenssignalen pà 10 25 30 35 510 523 14 l88MHz. Den andra mottagarkedjan 25 innefattar ett andra mellanfrekvenssteg 61, 59 och som är anslutet till den andra blandaren därvid anordnat att mottaga den andra mellanfrekvenssignalen pä 6MHz. Det andra nællanfrekvenssteget 61 i den andra mottagarkedjan 25 följs av en detektorenhet 63.

Sändarkedjan 27 utnyttjas dels för utsändningar i AMPS-systemet (824-849MHz), PCSl900-systemet (1850- l9lOMHz). till antennen 2l via dels för 'utsändningar i Sändarkedjan 27 är ansluten duplexfiltret 31 och bandseparatorn 35 när signaler utsänds i AMPS-systemet och via sändar/mottagar-omkopplaren 51 och bandseparatorn 35 när signaler utsänds i PCSl900-systemet.

Orsaken till detta arrangemang är är naturligtvis att radiokommunikationsenehten 20 vid kommunikation i AMPS-systemet sänder och mottager samtidigt, medan vid kommunikation i PCSl900-systemet sändning och mottagning ej sker samtidigt.

Sändarkedjan 27 innefattar en sändarmellanfrekvensmodulator 65, som är anordnad att generera en modulerad sändarmellanfrekvenssignal med en sändarmellanfrekvens pà ll7MHz; samma sändarmellanfrekvens (ll7MHz) för bade AMPS och PCSl900. utnyttjas härvidlag Sändarmellanfrekvensmodulatorn 65 är anordnad att mottaga en första och en andra kvadratursignal och Q, den modulerade vilka utnyttjas vid genereringen av mellanfrekvenssignalen pà ll7MEz. innefattar en blandare 67, 65 och Sändarkedjan 27 som är ansluten till sändarmellanfrekvensmodulatorn därvid anordnad att mottaga den modulerade sändarmellanfrekvenssignalen pà ll7MHz. Blandaren 67 i sändarkedjan 27 är vidare ansluten till frekvenssynteskretsen 29 och därvid anordnad att mottaga oscillatorsignaler, genererade av frekvenssynteskretsen, med frekvenser i ett första intervall 941-966MHz och ett andra intervall 1733-l802MHz - dock inte samtidigt. Det frekvensmässiga avståndet mellan oscillatorsignalerna i det första intervallet motsvarar kanaldelningen i AMPS-systemet, och det frekvensmässiga avståndet mellan oscillatorsignalerna i. det andra intervallet motsvarar kanaldelningen i PCSl900-systemet. Kanalselektionen i lO 20 25 35 s1o*s2s 15 sändarkedjan 27 görs av blandaren 67 genom att den modulerade mellanfrekvenssignalen pà ll7MHz blandas upp till önskad radiofrekvenskanal. Frekvensen hos den oscillatorsignal som blandaren i sändarkedjan 27 vid varje givet tillfälle mottager bestämmer således vilken kanal som selekteras, vilket i och för sig är välkänd teknik. Sändarkedjan 27 innefattar en förstärkare 69, som är ansluten till blandaren 67. Förstärkaren 69 i sändarkedjan 27 är sàledes anordnad att mottaga och förstärka signaler med frekvenser 824-849MHz, svarande mot upplänksomràdet för AMPS-systemet, och signaler med frekvenser 1850-l9OOMHz, svarande mot upplänksomrädet för PCSl900-systemet - dock inte Sändarkedjan 27 innefattar samtidigt. slutligen en effektförstärkaranpassning 7l, som är ansluten till förstärkaren 69 i sändarkedjan 27 och därvid anordnad att mottaga de förstärkta signalerna fràn förstärkaren 69.

Effektförstärkaranpassningen 7l är vidare ansluten till duplexfiltret 31 och sändar/mottagar-omkopplaren 51 och är anordnad med en bandseparerande verkan som delar upp mellan AMPS-området och PCSl900-omradet.

Frekvenssynteskretsen 29 i radiokommunikationsenheten 20 bygger pä en fractional-N PLL-krets. Således innefattar frekvenssynteskretsen 29 en referensfrekvensdelare 73 och en huvudfrekvensdelare 75. Radiokommunikationsenheten 20 innefattar vidare en kristalloscillator 77, som utnyttjas som en systemklocka. Kristalloscillatorn 77 är anordnad att generera en klocksignal pä l3MMz. Klocksignalen pà l3MHz utnyttjas vid tidsstyrning i PCSl900-systemet, exempelvis vid styrning av bithastighet (engelsk term: bit rate) och skurhastighet (engelsk term: burst rate). Referensfrekvensdelaren 73 är ansluten till kristalloscillatorn 77 och är därvid anordnad att mottaga klocksignalen pà l3MHz som en referensfrekvenssignal.

Referensfrekvensdelaren 73 respektive huvudfrekvensdelaren 75 är anslutna till en styrenhet 78 och är därvid anordnade att mottaga en första respektive en andra styrsignal c2l respektive c22, vilka genereras av styrenheten 78. Även 10 15 25 30 35 510 523 16 sändarmellanfrekvensmodulatorn 65 är ansluten till kristalloscillatorn 77 och därvid anordnad att mottaga klocksignalen pa l3MHz, vilken utnyttjas av sändarmellanfrekvensmodulatorn 65 vid genereringen av sändarmellanfrekvenssignalen pà l17Mz.

Frekvenssynteskretsen 29 innefattar vidare en första och en oscillator 79 och 81. Den till den blandaren 41 i den första mottagarkedjan 23 och till blandaren andra spänningsstyrd första spänningsstyrda oscillatorn 79 är ansluten första 67 i sändarkedjan 69. Den första spänningsstyrda oscillatorn 79 är anordnad att generera oscillatorsignalerna som utnyttjas vid kanalselektionen i AMPS-systemet. Den andra spänningsstyrda oscillatorn 81 är ansluten till den första blandaren 55 i den andra mottagarkedjan 25 och till blandaren 67 i sändarkedjan 27.

Den andra spänningsstyrda oscillatorn 81 är anordnad att generera oscillatorsignalerna som utnyttjas vid kanalselektionen i PCS1900-systemet. De bàda spänningsstyrda oscillatorerna 79 och 81 är även anslutna till huvudfrekvensdelaren 75 via en samlare 83 (engelsk term: combiner). Radiokommunikationsenheten 2O i figur 3 utnyttjar, sàsom har nämnts, inte FMPS-systemet och PCS1900~systemet samtidigt, vilket innebär att de bada spänningsstyrda oscillatorerna 79 och 81 inte är igàng samtidigt - orsaken till frekvenssynteskretsen 29 innefattar de tva spanningsstyrda oscillatorerna 79 och 81, och inte bara en oscillator, är att det inte gär att konstruera en oscillator som pá ett effektivt sätt kan generera oscillatorsignaler i det stora frekvensspann som det här är frágan om.

Frekvenssynteskretsen 29 innefattar en faskomparator 85, som är ansluten till referensfrekvensdelaren 73 och huvudfrekvensdelaren 75. Frekvenssynteskretsen 29 innefattar ett loopfilter 87, som är anslutet till faskomparatorn 85 och därvid anordnat att mottaga en fasskillnadssignal e fràn faskomparatorn 85. Loopfiltret 87 är anordnat att i beroende av fasskillnadssignalen e generera en tredje styrsignal c3 för styrning av de bàda spänningsstyrda oscillatorerna 79 och 81, lO 510 :säs 17 vilka är anslutna till loopfiltret och därvid anordnade att mottaga den tredje styrsignalen c3.

Frekvenssynteskretsen 29 i radiokommunikationsenheten 20 kan, sásom inses efter diskussionen i anslutning till figur 2, generera oscillatorsignaler med frekvenser fu: enligt: N + F / _ _ fu: = -íR-í lZšMHz. Här är N, F, Q och R, sàsom tidigare, heltal som bestäms av den första och den andra styrsignalen c2l och c22. Nedan visas i tvà tabeller hur heltalen N, F, Q och R enligt uppfinningen kan väljas vid kanalselektionen vid upplänk och nedlänk i AMPS- och PCSl900-systemen.

ENHET; [MHz] Tabel|1 Komparatorfrekvens = 50kHz F1=260 AMPS Kanalnr. FTX FRX fut N F Q 991 82404 86904 94L04 18820 4 5 992 824,07 869,07 941,07 18821 2 5 993 8241 869,1 941 ,1 18822 0 5 994 82413 86913 94L13 18822 3 5 995 82416 86916 94L16 18823 1 5 996 82419 86919 94L19 18823 4 5 997 824.22 869,22 941,22 18824 2 5 998 82425 86925 94125 18825 0 5 999 824,28 869.28 941,28 18825 3 5 1000 82481 86931 94101 18826 1 5 1001 82434 86934 94L34 18826 4 5 o.s.v. o.s.v. o.s.v. o.s.v. o.s.v. o.s.v. o.s.v. 1023 825 870 942 18840 0 5 1 82903 87903 94203 18840 3 5 2 82906 87906 94206 18841 1 5 3 82509 87009 94209 18841 4 5 4 82512 87012 94212 18842 2 5 5 82915 87015 94215 18843 0 5 6 82918 87018 94218 18843 3 5 o.s.v. o.s.v. o.s.v. o.s.v. o.s.v. o.s.v. o.s.v. 799 84997 89997 96507 19319 2 5 |_1 CÛ 15 510 523 18 ENHET: [MHz] Tabell2 Komparatorfrekvens = 1MHz R=13 PCS1900 Kanalnr. FTX FRX fut (TX) fut (RX) N (TX) N (RX) F Q 512 18502 19302 17332 17422 1733 1742 1 5 513 18504 1930A 17334 17424 1733 1742 2 5 514 18506 19306 17336 1742ß 1733 1742 3 5 515 18508 19308 17338 17428 1733 1742 4 5 516 1851 1931 1734 1743 1734 1743 0 5 517 185L2 193L2 17342 17432 1734 1743 1 5 518 1851,4 1931,4 1734,4 1743,4 1734 1743 2 5 519 185L6 193L6 17345 17435 1734 1743 3 5 520 185L8 193L8 17348 17438 1734 1743 4 5 521 1852 1932 1735 1744 1735 1744 O 5 osv. osv. osv. osv. osv. osv. osv. Qsu. osv 809 19096 19895 17926 18016 1792 1801 3 5 810 19098 19898 17928 18018 1792 1801 4 5 FTX betecknar mittfrekvens för kanalerna vid sändning, och FRX betecknar mittfrekvens för kanalerna vid mottagning. I tabellen för AMPS-systemet relateras heltalen N och F till de önskade utfrekvenserna fu (i Herz) enligt: :s = inte; <5 110%) <7), .f = fracufu: <5 - 1o*)) - 5 (a).

Har betecknar int(x) respektive fract(x) heltalsdel respektive decimaldel av ett tal X.

I tabellen för PCSl900-systemet relateras heltalen N och F till de önskade utírekvenserna fx (i Herz) enligt: 1: = inn; /1of) <9), F = fracuiu: / 105) « 5 (10).

Den föreliggande uppfinningen är naturligtvis inte begränsad till använding inom mobiltelefoni, utan kan användas även inom andra tillampningsomràden, exempelvis vid satellit- kommunikationssystem. 510 5423 19 I figur 4 visas en radiotelefon 100 som innefattar den i figur 3 tidigare visade radiokommunikationsenheten 20 med antennen 21. I figur 4 illustreras hur radiotelefonen 100 kan, med utnyttjande av radiokommunikationsenheten 20, kommunicera antingen i. AMPS- systemet via en första basstation lOl eller i PCSl900-systemet via en andra basstation 103.

Claims (1)

1. 0 l5 30 510 523 20 PATENTKRAV l. Radiokommunikationsenhet (20) innefattande: minst en antenn (2l); radiokommunikationsorgan (21) och (23,25,27), kommunikation i anslutna till antennen anordnade för átminstone ett frekvensomràde med àtminstone en associerad kanaldelning, varvid radiokommunikationsorganen i sin tur innefattar organ för kanalselektion, där organen för kanalselektion är anordnade att utnyttja oscillatorsignaler med förutbestämda frekvenser vid kanalselektionen; och (77), klocksignal med en förutbestämd klockfrekvens för tidsstyrning minst en systemklocka anordnad att generera minst en av radiokommunikationsenheten (20), k ä n n e t e c k n a d av att klockfrekvensen ej är delbar med jämnt alla kanaldelningarna, att radiokommunikationsenheten (20) innefattar en frekvens- synteskrets (29) i form av en fractional-N PLL-krets med minst en styrbar oscillator (8l,79) för generering av oscillatorsignalerna, varvid fractional-N PLL-kretsen är ansluten till systemklockan (77) och anordnad att mottaga klocksignalen som en referensfrekvenssignal. Radiokommunikationsenhet l\) (20) enligt krav 1, k ä n n e - e c k n a d av FT att radiokommunikationsorganen (23,25), (23,25,27) innefattar minst en mottagarkedja ansluten till antennen (21) och anordnad för mottagande av radiosignaler i àtminstone ett av frekvens- omrädena. 3. Radiokommunikationsenhet (20) enligt krav 2, k ä n n e - t e c k n a d av att åtminstone en av mottagarkedjorna (23,25) är en innefattande en första blandare (43,57) som är anslutet till den första blandaren, där den första blandaren är superheterodyn mottagarkedja, (4l,55) och ett första mellanfrekvenssteg 10 l5 20 25 30 510 525 21 till mottaga ett ansluten frekvenssynteskretsen (29) och anordnad att förutbestämt antal av oscillatorsignalerna för utnyttjande vid kanalselektionen. 4. Radiokommunikationsenhet (20) k ä n n e t e c k n a d av (23,25,27) enligt nagot av kraven 1 till och med 3, att radiokommunikationsorganen innefattar minst en sändarkedja (27), ansluten till antennen (27) och anordnad för utsändning av radiosignaler i åtminstone ett av frekvensomràdena. 5. Radiokommunikationsenhet (20) enligt krav 4, k ä n n e - t e c k n a d av: att åtminstone en av sändarkedjorna (27) innefattar en sändarmellanfrekvensmodulator (65), anordnad. att generera en modulerad sändarmellanfrekvenssignal; att sändarkedjan (27) med sändarmellanfrekvensmodulatorn (65) innefattar en blandare (67), ansluten till sändarmellanfrekvens- modulatorn och anordnad for uppblandning av sändarmellanfrekvenssignalen till kanaler i. átminstone ett av varvid blandaren är ansluten till (29) förutbestämt antal av oscillatorsignalerna för utnyttjande vid frekvensomràdena, frekvenssynteskretsen och anordnad att mottaga ett uppblandningen. 6. Radiokommunikationsenhet (20) enligt krav 5, k ä n n e - t e c k n a d av att sändarmellanfrekvensmodulatorn (65) är ansluten till systemklockan (77) och anordnad att mottaga klocksignalen for utnyttjande vid genereringen av sändarmellanfrekvenssignalen_ 7. Radiotelefon som är anordnad för kommunikation i àtminstone ett mobiltelefonisystem, k ä n n e t e c k n a d av att radiotelefonen innefattar en radiokommunikationsenhet enligt nagot av kraven l till och med 6. 8. Radiotelefon enligt krav 7, k ä n n e t e c k n a d av lC 15 510 523 22 att radiotelefonen är anordnad för kommunikation i átminstone AMPS-systemet och PCSl900-systemet. 9. Användning av en radiokommunikationsenhet enligt nágot av kraven l till och med 6 i en radiotelefon som är anordnad för kommunikation i åtminstone ett mobiltelefonisystem. l0. Användning enligt krav 9, k ä n n e t e c k n a d av att radiotelefonen är anordnad för kommunikation i àtminstone AMPS-systemet och PCSl900-systemet. ll. Användning av en radiokommunikationsenhet enligt nagot av kraven l till och med 6 i ett radiokommunikationssystem. 12. Användning enligt krav ll, k ä n n e t e c k n a d av att radiokommunikationssystemet är ett mobiltelefonisystem. l3. Användning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att radiokommunikationssystemet är ett satellitkommunikations- system.