DE602004008846T2

DE602004008846T2 - Oberflächenwellenvorrichtung und Kommunikationsgerät

Info

Publication number: DE602004008846T2
Application number: DE602004008846T
Authority: DE
Inventors: Toshiaki Takata
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2003-07-28
Filing date: 2004-07-28
Publication date: 2007-12-20
Anticipated expiration: 2024-07-29
Also published as: JP2005045475A; KR20050013939A; US20050025324A1; DE602004008846D1; KR100708062B1; ATE373339T1; EP1503498B1; EP1503498A1; CN1578132A; US7049908B2

Description

Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Oberflächenwellenbauelemente (hierin im Folgenden als „SAW"-Bauelemente bezeichnet; SAW = Surface Acoustic Wave), die als Filter verwendet werden, die für schmalbandige Kommunikationsvorrichtungen geeignet sind. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein SAW-Bauelement, das eine Mehrzahl von Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren vom Leitertyp verwendet, und ferner auf eine Kommunikationsvorrichtung, die ein derartiges SAW-Bauelement umfasst.
2. Beschreibung der verwandten Technik
Ein Beispiel eines bekannten SAW-Bauelements, das als ein Bandpassfilter verwendet wird, das für ein kleines Kommunikationsendgerät geeignet ist, wie beispielsweise ein zelluläres Telefon, ist in der ungeprüften japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 5-183380 offenbart. In dieser Veröffentlichung ist ein Leitertyp-Bandpassfilter vorgesehen, das Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren umfasst, die abwechselnd mit Reihenarmen und Parallelarmen verbunden sind.
Bei dem Leitertyp-Bandpassfilter, das in der oben erwähnten Veröffentlichung offenbart ist, wie es in 15 gezeigt ist, sind erste Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren 51a, 51b und 51c miteinander in Reihe geschaltet und sind zweite Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren 52a, 52b, 52c und 52d miteinander parallel geschaltet. Wie es in 16 gezeigt ist, darf dann die Antiresonanzfrequenz (fap) der Parallel resonatoren 52a, 52b, 52c und 52d im Wesentlichen mit der Resonanzfrequenz (frs) der Reihenresonatoren 51a, 51b und 51c zusammenfallen. Das resultierende Leitertyp-Filter zeigt sehr gute Charakteristika, beispielsweise einen niedrigen Verlust und ein breiteres Band, und wird somit auf breiter Basis verwendet, hauptsächlich als ein Kommunikationsfilter.
Die oben beschriebene Veröffentlichung offenbart ferner, dass eine breitere Bandbreite durch ein Setzen der Resonanzfrequenz (frs) der Reihenresonatoren 51a, 51b und 51c, um höher als die Antiresonanzfrequenz (fap) der Parallelresonatoren 52a, 52b, 52c und 52d zu sein, erhalten werden kann.
Jedoch sind Filtercharakteristika einer breiteren Bandbreite nicht immer geeignet und die Bandbreite sollte gemäß den Spezifikationen des Filters bestimmt sein.
Wie es in 17 und 18 gezeigt ist, sind Filtercharakteristika, die schmale Bandbreiten aufweisen, für GPS-(Global Positioning System) bzw. TDS-CDMA-Filter (TDS-CDMA = Time Division Synchronous Code Division Multiple Access) notwendig. PHS-(Personal Handyphone System) oder PDC-Filter (PDC = Personal Digital Cellular) erfordern ebenfalls schmale Bandbreiten. Die Durchlassbänder von GPS-, TDS-CDMA-, PHS- und PDC-Filtern können hinsichtlich des Bandbreitenverhältnisses als 0,2 %, 0,7 %, 1,8 %, bzw. 1,7 % angegeben werden. Das Bandbreitenverhältnis ist das Verhältnis, das durch ein Dividieren der Durchlassbandbreite durch die entsprechende Mittenfrequenz bestimmt ist. Die Bandbreitenverhältnisse anderer existierender Filterspezifikationen, wie beispielsweise PCS-, DCS- (Digital Command Signal) und WCDMA-Filtern (WCDMA = Wideband CDMA = Breitband-CDMA) betragen 3,1 %, 4,1 % bzw. 2,8 %.
Breitere Bänder sind für die Filter der zweiten Gruppe gefordert und somit ist der Entwurfstyp, der in der oben beschriebenen Veröffentlichung offenbart ist, für derartige Filter erwünscht. Für die Filter der ersten Gruppe jedoch sind schmalere Bänder gefordert und somit ist ein bekannter Entwurfstyp, wie beispielsweise dieser, der in der oben beschriebenen Veröffentlichung offenbart ist, nicht erwünscht. Gegenwärtig gibt es keinen geeigneten Entwurfstyp für Filter der ersten Gruppe und genauer gesagt für Filter, die ein Bandbreitenverhältnis von 2,5 % oder weniger aufweisen.
Eine schmalere Bandbreite gemäß der entsprechenden Spezifikation kann durch ein Verändern des Typs eines piezoelektrischen Substrats oder ein Verringern der Dicke eines piezoelektrischen Substrats auf einen bestimmten Grad eingestellt werden. Bei dem oben beschriebenen bekannten Entwurfstyp jedoch gibt es Einschränkungen bei einem Vornehmen derartiger Einstellungen. Insbesondere ist für Hochfrequenzfilter, die eine Mittenfrequenz von mehr als 1,5 GHz aufweisen, das Substrat auf Grund der hohen Frequenz bereits dünn, und eine weitere Verringerung der Dicke des Substrats, um Schmalbandcharakteristika zu erhalten, resultiert in einem erhöhten ohmschen Verlust. Somit ist es notwendig, dass Schmalbandcharakteristika erhalten werden, ohne das Substrat sehr dünn zu machen.
Gemäß dem oben beschriebenen Entwurfstyp erhöht somit eine schmalere Bandbreite den Einfügungsverlust. Genauer gesagt offenbart die obige Veröffentlichung, dass eine breitere Bandbreite durch ein Setzen der Resonanzfrequenz (frs) der Reihenresonatoren 51a, 51b und 51c, um höher als die Antiresonanzfrequenz (fap) der Parallelresonatoren 52a, 52b, 52c und 52d zu sein, erhalten werden kann. Wie es in 19 gezeigt ist, kann umgekehrt betrachtet werden, dass eine schmalere Bandbreite erhalten wird, falls die Resonanzfrequenz (frs) der Reihenresonatoren 51a, 51b und 51c gesetzt ist, um niedriger als die Antiresonanzfrequenz (fap) der Parallelresonatoren 52a, 52b, 52c und 52d zu sein. Eine ideale schmale Bandbreite kann jedoch nicht erhalten werden.
20 stellt Vergleichsergebnisse von Transmissionscharakteristika dar, wenn die Antiresonanzfrequenz im Wesentlichen gleich der Resonanzfrequenz ist, d. h. fap frs, und wenn die Antiresonanzfrequenz größer als die Resonanzfrequenz ist, d. h. fap > frs. 20 zeigt, dass der Einfügungsverlust des gesamten Durchlassbands erheblich erhöht ist, wenn fap > frs. Obwohl die Resonanzfrequenz (frs) der Reihenresonatoren 51a, 51b und 51c gesetzt ist, um niedriger als die Antiresonanzfrequenz (fap) der Parallelresonatoren 52a, 52b, 52c und 52d zu sein, ist es folglich schwierig, die Durchlassbandbreite zu verringern, ohne den Einfügungsverlust zu erhöhen.
Ein Weg, um dieses Problem zu lösen, ist in der ungeprüften japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 11-163664 offenbart. Die Anzahl von Elektrodenfingern ist reduziert, um das Frequenzintervall zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz zu verringern, wobei die Bandbreite schmaler gemacht wird.
Ein schmaleres Frequenzintervall zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz verringert jedoch die Impedanz bei der Antiresonanzfrequenz, um den Q-Faktor zu reduzieren. Somit kann die Durchlassbandbreite verringert werden, aber der Einfügungsverlust wird jedoch erhöht.
Die ungeprüfte japanische Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 10-13187 offenbart eine Technik zum Unterdrücken eines erhöhten Einfügungsverlusts in dem unteren Frequenzbereich des Durchlassbands durch ein Bereitstellen eines kapazitiven Bauelements oder eines induktiven Bauelements zum Unterbinden eines Fehlanpassungsverlusts zwischen den Stufen.
Dies ist jedoch keine geeignete Technik zum Verringern der Durchlassbandbreite. Somit sind die Konfiguration und das Konzept, die in dieser Veröffentlichung offenbart sind, unterschiedlich zu diesen der vorliegenden Erfindung.
Die ungeprüfte japanische Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 2002-232264 offenbart eine Technik zum Erhöhen der Dämpfung in dem unteren Frequenzbereich des Durchlassbands durch ein Setzen der Antiresonanzfrequenz von einem Reihenresonator, um niedriger als die Resonanzfrequenz von Parallelresonatoren zu sein.
Dies ist jedoch keine geeignete Technik zum Verringern der Durchlassbandbreite. Dies ist lediglich eine Technik zum Erhöhen der Dämpfung in dem unteren Frequenzbereich des Durchlassbands durch ein Setzen der Antiresonanzfrequenz von Parallelresonatoren, um gleich der Resonanzfrequenz von Reihenresonatoren zu sein, ungleich der vorliegenden Erfindung, bei der die Resonanzfrequenz der Reihenresonatoren gesetzt ist, um niedriger als die Antiresonanzfrequenz der Parallelresonatoren zu sein. Somit sind die Konfiguration und das Konzept, die in dieser Veröffentlichung offenbart sind, unterschiedlich zu diesen der vorliegenden Erfindung.
Die ungeprüfte japanische Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 11-312951 offenbart die folgende Technik. Eine Mehrzahl von SAW-Resonatoren, die zumindest einen Resonator umfassen, dessen Resonanzfrequenz zu dieser der anderen Resonatoren unterschiedlich ist, sind mit einem Reihenarm in Reihe geschaltet. Eine Mehrzahl von SAW-Resonatoren, die zumindest einen Resonator umfassen, dessen Resonanzfrequenz zu dieser der anderen Resonatoren unterschiedlich ist, sind mit einem Parallelarm parallel geschaltet. Bei dieser Konfiguration ist das Durchlassband verringert.
Gemäß der Technik, die in dieser Veröffentlichung offenbart ist, wird jedoch die Differenz Δf zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz durch ein Setzen des Antiresonanzpunkts der Parallelresonatoren, um im Wesentlichen gleich dem Resonanzpunkt der Reihenresonatoren zu sein, kleiner gemacht, wodurch die Durchlassbandbreite verringert wird. Somit sind Bodencharakteristika verschlechtert oder treten große Welligkeiten in der Nähe des Durchlassbands auf.
Die EP-A-0 746 095 beschreibt ein SAW-Filter, das eine Leitertyp-Konfiguration aufweist, bei dem die Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen der verschiedenen Resonatoren einfacher als bei vergangenen Bauelementen eingestellt werden können (nämlich durch ein Teilen der IDTs in eine größere oder geringere Anzahl von Teilen). Ein SAN-Filter, bei dem die Resonanzfrequenz eines Reihenresonators niedriger als die Antiresonanzfrequenz eines Parallelresonators ist, ist in 17 der EP-A-0 746 095 als ein Beispiel eines Problems gezeigt, das die EP-A-0 746 095 zu vermeiden versucht.
Die US-A-4 841 264 beschreibt ein anderes SAW-Filter, das eine Leitertyp-Konfiguration aufweist. Die Resonanzfrequenz der meisten Reihen-SAW-Resonatoren ist gleich der Antiresonanzfrequenz der meisten Parallel-SAW-Resonatoren. Einer der Reihen-SAW-Resonatoren weist eine Resonanzfrequenz, die niedriger als diese der anderen Reihen-SAW-Resonatoren ist, und eine Antiresonanzfrequenz auf, die höher als diese der anderen Reihen-SAW-Resonatoren ist. Einer der Parallel-SAW-Resonatoren weist eine Resonanzfrequenz, die niedriger als diese der anderen Parallel-SAW-Resonatoren ist, und eine Antiresonanzfrequenz auf, die höher als diese der anderen Parallel-SAW-Resonatoren ist.
Zusammenfassung der Erfindung
Um die oben beschriebenen Probleme zu überwinden, schaffen bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung durch ein Setzen der Resonanzfrequenz von Reihenresonatoren, um niedriger als die Antiresonanzfrequenz von Paral lelresonatoren zu sein, und ferner durch ein Setzen der Resonanzfrequenz eines Teils der Reihenresonatoren oder der Antiresonanzfrequenz eines Teils der Parallelresonatoren auf innerhalb eines bestimmten Bereichs ein SAW-Bauelement mit kleinerer Welligkeit und niedrigerem Einfügungsverlust, das eine hervorragende Spannungsstehwellenverhältnis-Charakteristik (VSWR-Charakteristik; VSWR = Voltage Standing Wave Ratio) zeigt und eine schmale Durchlassbandbreite erreicht, ohne den Typ oder die Dicke des piezoelektrischen Substrats beträchtlich zu verändern, und schaffen ferner eine Kommunikationsvorrichtung, die ein derartiges SAW-Bauelement umfasst.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst ein SAW-Bauelement Reihen-SAW-Resonatoren und Parallel-SAW-Resonatoren, wobei die Reihen-SAW-Resonatoren und die Parallel-SAW-Resonatoren in einer Leiterkonfiguration angeordnet sind. Die Reihen- und Parallel-SAW-Resonatoren weisen jeweils eine Frequenzcharakteristik auf, bei der: die Resonanzfrequenz niedriger als die Antiresonanzfrequenz ist, es jeweilige kapazitive Bereiche unter der Resonanzfrequenz und über der Antiresonanzfrequenz gibt und es einen induktiven Bereich zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz gibt. Die Resonanzfrequenz von zumindest einem der Reihen-SAW-Resonatoren, die ein Durchlassband bilden, ist niedriger als die Antiresonanzfrequenz von zumindest einem der Parallel-SAW-Resonatoren, die das Durchlassband bilden. Bei dieser Konfiguration kann die Durchlassbandbreite schmaler gemacht werden. In einem induktiven Bereich, der durch zumindest einen der Reihen-SAW-Resonatoren, die das Durchlassband bilden, und zumindest einen der Parallel-SAW-Resonatoren, die das Durchlassband bilden, gebildet ist, ist ein kapazitiver Bereich von zumindest einem der Reihen-SAW-Resonatoren, der unterschiedlich zu dem oben beschriebenen einen der Reihen-SAW-Resonatoren ist, die das Durchlassband bilden, oder ein kapazitiver Bereich von zumindest einem der Parallel-SAW-Resonatoren angeordnet, der unter schiedlich zu dem oben beschriebenen einen der Parallel-SAW-Resonatoren ist, die das Durchlassband bilden. Bei dieser Konfiguration wird der Einfügungsverlust nicht erhöht. Die Resonanzfrequenz eines Teils der Reihenoberflächenwellenresonatoren ist höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Paralleloberflächenwellenresonatoren, die das Durchlassband bilden.
Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst ein SAW-Bauelement folgende Merkmale:
Reihenoberflächenwellenresonatoren; und
Paralleloberflächenwellenresonatoren;
wobei die Reihenoberflächenwellenresonatoren und die Paralleloberflächenwellenresonatoren in einer Leiterkonfiguration angeordnet sind und jeweils eine Frequenzcharakteristik aufweisen, bei der: die Resonanzfrequenz niedriger als die Antiresonanzfrequenz ist, es jeweilige kapazitive Bereiche unter der Resonanzfrequenz und über der Antiresonanzfrequenz gibt und es einen induktiven Bereich zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz gibt; wobei
die Resonanzfrequenz von zumindest einem der Reihenoberflächenwellenresonatoren, die ein Durchlassband bilden, niedriger als die Antiresonanzfrequenz von zumindest einem der Paralleloberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden;
in einem induktiven Bereich, der durch den zumindest einen der Reihenoberflächenwellenresonatoren, die das Durchlassband bilden, und den zumindest einen der Paralleloberflächenwellenresonatoren, die das Durchlassband bilden, gebildet ist, ein kapazitiver Bereich von zumindest einem der Reihenoberflächenwellenresonatoren, der zu dem zumindest einen der Reihenoberflächenwellenresonatoren unterschied lich ist, die das Durchlassband bilden, oder ein kapazitiver Bereich von zumindest einem der Paralleloberflächenwellenresonatoren, der zu dem zumindest einen der Paralleloberflächenwellenresonatoren unterschiedlich ist, die das Durchlassband bilden, angeordnet ist; und
die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Paralleloberflächenwellenresonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Reihenoberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden.
Bei dem zuvor erwähnten SAW-Bauelement kann die Resonanzfrequenz eines Teils der Reihen-SAW-Resonatoren höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden.
Bei dem zuvor erwähnten SAW-Bauelement kann die Resonanzfrequenz eines Teils der Parallel-SAW-Resonatoren höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden.
Bei dem zuvor erwähnten SAW-Bauelement kann die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Reihen-SAW-Resonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden.
Bei dem zuvor erwähnten SAW-Bauelement kann die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Parallel-SAW-Resonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden.
Bei dem zuvor erwähnten SAW-Bauelement kann die Antiresonanzfrequenz eines ersten Teils der Reihen-SAW-Resonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden. Die Resonanzfrequenz eines zweiten Teils der Reihen- SAW-Resonatoren, der zu dem ersten Teil der Reihen-SAW-Resonatoren unterschiedlich ist, kann höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden.
Bei dem zuvor erwähnten SAW-Bauelement kann die Resonanzfrequenz eines ersten Teils der Parallel-SAW-Resonatoren höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden. Die Antiresonanzfrequenz eines zweiten Teils der Parallel-SAW-Resonatoren, das zu dem ersten Teil der Parallel-SAW-Resonatoren unterschiedlich ist, kann niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden.
Bei dem zuvor erwähnten SAW-Bauelement kann die Resonanzfrequenz eines Teils der Reihen-SAW-Resonatoren höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden. Die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Parallel-SAW-Resonatoren kann niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden.
Bei dem zuvor erwähnten SAW-Bauelement kann die Resonanzfrequenz eines Teils der Parallel-SAW-Resonatoren höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden. Die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Reihen-SAW-Resonatoren kann niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden.
Gemäß einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst eine Kommunikationsvorrichtung irgendeines der SAW-Bauelemente gemäß den bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung, die oben beschrieben sind. Da die Kommunikationsvorrichtung ein SAW- Bauelement umfasst, das eine schmalere Bandbreite erreicht, ohne den Einfügungsverlust zu erhöhen, können die Kommunikationscharakteristika der Kommunikationsvorrichtung verbessert werden.
Andere Merkmale, Elemente, Charakteristika und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung derselben mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen ersichtlicher.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1A ist ein Blockdiagramm, das ein SAW-Bauelement gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
1B ist ein Diagramm, das die Impedanzcharakteristika der Resonatoren darstellt, die bei dem SAW-Bauelement verwendet werden, das in 1A gezeigt ist;
2 ist eine schematische Draufsicht, die das SAW-Bauelement darstellt, das in 1A gezeigt ist;
3 ist ein Diagramm, das die Impedanzcharakteristik für kapazitive Bereiche und einen induktiven Bereich bei den Resonatoren darstellt, die bei dem SAW-Bauelement verwendet werden, das in 1A gezeigt ist;
4 ist ein Diagramm, das die Transmissionscharakteristik des SAN-Bauelements des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt;
5 ist ein Diagramm, das die VSWR-Charakteristik des SAN-Bauelements des ersten bevorzugten Ausfüh rungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt;
6 ist ein Diagramm, das die Impedanzcharakteristika der Resonatoren darstellt, die bei einem SAW-Bauelement gemäß einem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
7 ist ein Diagramm, das die Transmissionscharakteristik des SAW-Bauelements des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt;
8 ist ein Diagramm, das die VSWR-Charakteristik des SAW-Bauelements des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt;
9 ist ein Diagramm, das die Impedanzcharakteristika der Resonatoren darstellt, die bei einem SAW-Bauelement gemäß einem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
10 ist ein Diagramm, das die Transmissionscharakteristik des SAW-Bauelements des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt;
11 ist ein Diagramm, das die VSWR-Charakteristik des SAW-Bauelements des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt;
12 ist ein Diagramm, das die Impedanzcharakteristika der Resonatoren darstellt, die bei dem SAW-Bauelement gemäß einem vierten bevorzugten Aus führungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
13 ist ein Diagramm, das die Transmissionscharakteristik des SAW-Bauelements des vierten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt;
14 ist ein Diagramm, das die VSWR-Charakteristik des SAW-Bauelements des vierten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt;
15 ist ein Blockdiagramm, das ein bekanntes SAW-Bauelement darstellt;
16 ist ein Diagramm, das ein Beispiel der Impedanzcharakteristika der Resonatoren darstellt, die bei dem bekannten SAW-Bauelement verwendet werden;
17 ist ein Diagramm, das das Frequenzband eines GPS-Filters darstellt;
18 ist ein Diagramm, das das Frequenzband eines TDS-CDMA-Filters darstellt,
19 ist ein Diagramm, das ein anderes Beispiel der Impedanzcharakteristika eines bekannten SAW-Bauelements darstellt; und
20 ist ein Diagramm, das die Transmissionscharakteristika darstellt, die aus den Impedanzcharakteristika resultieren, die in 16 und 19 gezeigt sind.
Detaillierte Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele
Die vorliegende Erfindung wird unten mit Bezug auf 1 bis 14 durch eine Darstellung bevorzugter Ausführungsbeispiele detailliert beschrieben.
Erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
Ein SAW-Bauelement, das gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist unten im Kontext eines TDS-CDMA-Leitertyp-Filters beschrieben, das eine Mittenfrequenz von 2017,5 MHz aufweist. 2 ist eine schematische Draufsicht, die Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren, die ein Filter definieren, an einem piezoelektrischen Substrat 30 des SAW-Bauelements des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels darstellt. Wie es in 1A gezeigt ist, ist die Schaltungskonfiguration dieses SAW-Bauelements ähnlich dieser, die in 15 gezeigt ist.
Bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel sind an dem piezoelektrischen Substrat 30, das beispielsweise aus einem um 36° gedrehten Y-Schnitt-X-Ausbreitung-LiTaO₃-Chip gebildet ist, eine Mehrzahl von (beispielsweise drei) Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren (hierin im Folgenden als „Reihenresonatoren" bezeichnet) 11a, 11b und 11c, die miteinander in Reihe geschaltet sind, und eine Mehrzahl von (beispielsweise vier) Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren (hierin im Folgenden als „Parallelresonatoren" bezeichnet) 12a, 12b, 12c und 12d, die miteinander parallel geschaltet sind, kombiniert und in einer Leiterkonfiguration angeordnet.
Eingang/Ausgang-Anschlussflächen 21a und 21b und Masseanschlussflächen 22a, 22b und 22c sind ebenfalls an dem piezoelektrischen Substrat 30 angeordnet. Die oben beschriebenen Resonatoren und die Anschlussflächen sind vorzugsweise aus einem höchst leitfähigen Metall, beispielsweise Aluminium, durch einen Abhebeprozess gebildet. Die Anschlussflächen an dem piezoelektrischen Substrat 30 sind elektrisch über leitfähige Kontakthügel (Bumps) durch Vorderseite-nach-unten-Bonden (Face-Down-Bonden) mit Gehäusen (Packages) verbunden.
Der Parallelresonator 12a ist ein Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonator, der eine Struktur aufweist, bei der ein Interdigitalwandler (hierin im Folgenden als ein „IDT" (Interdigital Transducer) bezeichnet) 41 bei der ungefähren Mitte angeordnet ist und Reflektoren 42 angeordnet sind, derart, dass dieselben den IDT 41 zwischen denselben anordnen. Die anderen Resonatoren, d. h. die Parallelresonatoren 12b, 12c und 12d und die Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c, sind ebenfalls Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren, die eine Struktur ähnlich dieser des Parallelresonators aufweisen.
Bei diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel, wie es in 1B gezeigt ist, sind unter den Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c (hierin können im Folgenden die drei Reihenresonatoren als eine „Reihenresonatorgruppe" bezeichnet sein) die Resonanzfrequenzen von beispielsweise den Reihenresonatoren 11a und 11b, die das Durchlassband bilden, vorzugsweise gesetzt, um niedriger als die Antiresonanzfrequenzen der Parallelresonatoren 12a, 12b, 12c und 12d (hierin können im Folgenden die vier Parallelresonatoren als eine „Parallelresonatorgruppe" bezeichnet sein) zu sein, die das Durchlassband bilden. Ferner ist in einem induktiven Bereich zwischen der Resonanzfrequenz der Reihenresonatoren 11a und 1lb und der Antiresonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe ein kapazitiver Bereich von einem der Reihenresonatoren gesetzt, beispielsweise dem Reihenresonator 11c. In 1B ist die Parallelresonatorgruppe durch das Bezugszeichen 12 angegeben und ist die Reihenresonatorgruppe durch das Bezugszeichen 11 angegeben. Das gleiche gilt für die folgenden Diagramme, die die Impedanzcharakteristika angeben.
Der oben beschriebene induktive Bereich und der kapazitive Bereich sind durch die Impedanzcharakteristik der Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren definiert, die in 3 gezeigt sind. Der oben beschriebene induktive Bereich ist zwischen den kapazitiven Bereichen in dem höheren und dem niedrigeren Frequenzbereich angeordnet. Folglich ist bei dem oben beschriebenen induktiven Bereich (zwischen der Resonanzfrequenz der Reihenresonatoren 11a und 11b und der Antiresonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe) der kapazitive Bereich auf Grund des Reihenresonators 11c lediglich in dem unteren Frequenzbereich angeordnet.
Beispiele der Entwurfsparameter der Resonatoren lauten wie folgt. Bezüglich der IDTs der Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c betragen die Elektrodenabstände etwa 1,933 μm, etwa 1,939 μm bzw. etwa 1,911 μm, betragen die Interdigitallängen (was die Länge ist, um die die ineinandergreifenden Elektrodenfinger einander zugewandt sind) etwa 26 μm, etwa 26 μm bzw. etwa 16 μm und beantragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 43, 43 bzw. 43. Bezüglich der IDTs der Parallelresonatoren 12a, 12b, 12c und 12d betragen die Elektrodenabstände etwa 1,974 μm, etwa 1,998 μm, etwa 1,998 μm bzw. etwa 1,974 μm, betragen die Interdigitallängen etwa 58,8 μm, etwa 53,7 μm, etwa 27,8 μm bzw. etwa 56,7 μm und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 36, 90, 90 bzw. 36. Das durchschnittliche Verhältnis der Dicke der Elektrode zu der Wellenlänge in den Resonatoren beträgt etwa 8,3 %.
Die oben beschriebenen Parameter sind lediglich Beispiele und die Dicke des Substrats oder das Lastverhältnis können verändert sein, oder die parasitäre Induktivität oder die Brückenkapazität können verändert sein, solange die Resonanzfrequenzen und die Antiresonanzfrequenzen der Resonatoren auf erwünschte Werte eingestellt werden können. Bei diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ferner vorzugsweise ein um 36° gedrehtes Y-Schnitt-X-Ausbreitung-LiTaO₃-Substrat als das piezoelektrische Substrat 30 verwendet.
Der Typ des piezoelektrischen Substrats ist jedoch bei einem Implementieren der vorliegenden Erfindung nicht eingeschränkt. Es kann zum Beispiel ein anderer Typ eines piezoelektrischen Substrats verwendet werden, wie beispielsweise ein um 38-46° gedrehtes Y-Schnitt-X-Ausbreitung-LiTaO₃-Substrat oder ein um 64-72° gedrehtes LiNbO₃-Substrat, in welchem Fall Vorteile der vorliegenden Erfindung ebenfalls erreicht werden können. Die Elektroden können durch einen anderen Prozess als den Abhebeprozess gebildet werden, beispielsweise einen Ätzprozess.
Die Transmissionscharakteristik und die VSWR-Charakteristik des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Verwendung der oben beschriebenen Parameter sind in 4 bzw. 5 gezeigt. Die VSWR-Charakteristik wird besser, wenn das Verhältnis näher an 1,0 herankommt. Die in 4 gezeigte Transmissionscharakteristik gibt an, dass ein ausreichend schmales Band mit einem geringen Einfügungsverlust in dem Durchlassband erhalten wird. Im Vergleich zu der in 20 gezeigten Charakteristik, die aus dem bekannten Entwurfstyp (fap frs) resultiert, wird die Bandbreite bei diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel für einen Einfügungsverlust von 3 dB zu 25 MHz. Dies bedeutet, dass die Bandbreite von etwa 51,1 MHz der Bandbreite gemäß dem bekannten Entwurfstyp um etwa 26,1 MHz reduziert ist. 5 zeigt, dass die VSWR-Charakteristik in dem Durchlassband etwa 2,0 oder weniger beträgt, was ein ausreichender Pegel ist, der kommerziellen Erfordernissen genügt.
1B zeigt, dass die Resonanzfrequenzen der Reihenresonatoren 11a und 11b, die das Durchlassband bilden, gesetzt sind, um niedriger als die Antiresonanzfrequenzen der Parallelresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet, und dass die Resonanzfrequenz von lediglich dem Reihenresonator 11c gesetzt ist, um gleich der und bevorzugter höher als die Antiresonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet.
Der Grund für das Einstellen der Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz, wie es oben beschrieben ist, lautet wie folgt. Bei Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren, wie dieselben in 3 gezeigt sind, werden der Frequenzbereich, der niedriger als die Resonanzfrequenz ist, und der Frequenzbereich, der höher als die Antiresonanzfrequenz ist, kapazitiv und wird der Frequenzbereich zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz induktiv.
Falls die Antiresonanzfrequenz gesetzt ist, um höher als die Resonanzfrequenz zu sein, d. h. falls fap > frs, um die Durchlassbandbreite schmaler zu machen, ist ein induktiver Bereich zwischen fap und frs für sowohl die Parallelresonatoren als auch die Reihenresonatoren gebildet. Folglich weicht die Impedanz in dem Durchlassband stark von einem Sollwert ab, beispielsweise etwa 50 Ω, wodurch der Einfügungsverlust erhöht wird.
Folglich ist die Resonanzfrequenz oder die Antiresonanzfrequenz des Reihenresonators 11c so eingestellt, dass der kapazitive Bereich des Reihenresonators 11c mit dem induktiven Bereich in dem Durchlassband übereinstimmt. Dann können verbesserte Transmissionscharakteristika, wie beispielsweise ein geringer Einfügungsverlust, erhalten werden, während eine schmale Durchlassbandbreite gesetzt wird.
Alternativ kann die Antiresonanzfrequenz des Reihenresonators 11c zwischen der Resonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe, die das Durchlassband bildet, und der Resonanzfrequenz der Reihenresonatoren 11a und 11b, die das Durchlassband bilden, angeordnet sein, in welchem Fall ebenfalls eine schmale Durchlassbandbreite erhalten werden kann. Bei dieser Konfiguration ist jedoch die Antiresonanzfrequenz des Reihenresonators 11c in dem Durchlassband positioniert, was den Einfügungsverlust an der linken Schulter des Durchlassbands beträchtlich erhöht.
Gemäß dem oben konfigurierten Leitertyp-SAW-Bauelement des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels ist es möglich, ein SAW-Filter bereitzustellen, das einen niedrigeren Einfügungsverlust und eine schmalere Durchlassbandbreite als bekannte SAW-Filter aufweist.
Zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel
Ein Leitertyp-SAW-Bauelement, das gemäß einem zweitem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist unten im Kontext eines TDS-CDMA-Filters beschrieben, das eine Mittenfrequenz von 2017,5 MHz aufweist. Die Schaltungskonfiguration, das piezoelektrische Substrat und das Elektrodenbildungsverfahren sind ähnlich diesen des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels, das oben beschrieben ist. Elemente, die Funktionen ähnlich diesen des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels aufweisen, sind durch gleichartige Bezugszeichen und gleichartige Namen angegeben und eine detaillierte Beschreibung derselben wird somit weggelassen.
Die Entwurfsparameter der Resonatoren lauten wie folgt. Bezüglich der IDTs der Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c betragen die Elektrodenabstände etwa 1,932 μm, etwa 1,939 μm bzw. etwa 1,831 μm, betragen die Interdigitallängen etwa 26 μm, etwa 26 μm bzw. etwa 36 μm und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 43, 43 bzw. 43.
Bezüglich der IDTs der Parallelresonatoren 12a, 12b, 12c und 12d betragen die Elektrodenabstände etwa 1,974 μm, etwa 1,998 μm, etwa 1,998 μm bzw. etwa 1,974 μm, betragen die Interdigitallängen etwa 58,8 μm, etwa 53,7 μm, etwa 27,8 μm bzw. etwa 56,7 μm und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 36, 90, 90 bzw. 36. Die Impedanzcharakteristik des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Verwendung dieser Parameter ist in 6 gezeigt.
Die Transmissionscharakteristik und die VSWR-Charakteristik des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Verwendung der oben beschriebenen Parameter sind in 7 bzw. 8 gezeigt. Die Transmissionscharakteristik, die in 7 gezeigt ist, gibt an, dass ein ausreichend schmales Band erhalten wird, ohne Welligkeiten zu bewirken oder den Einfügungsverlust in dem Durchlassband zu erhöhen. Im Vergleich zu der Transmissionscharakteristik des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels, die in 4 gezeigt ist, treten in dem Durchlassband in 7 keine Welligkeiten auf. 8 zeigt, dass die VSWR-Charakteristik in dem Durchlassband etwa 2,0 oder weniger beträgt, was ein ausreichender Pegel ist, der kommerziellen Erfordernissen genügt.
6 zeigt, dass die Resonanzfrequenzen der Reihenresonatoren 11a und 11b, die das Durchlassband bilden, gesetzt sind, um niedriger als die Antiresonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet, und dass die Resonanzfrequenz von lediglich dem Reihenresonator 11c gesetzt ist, um gleich der und bevorzugter höher als die Antiresonanzfrequenzen der Reihenresonatoren 11a und 11b zu sein, die das Durchlassband bilden.
Der Grund für das Einstellen der Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz der Resonatoren, wie es oben beschrieben ist, lautet wie folgt. Normalerweise tritt bei Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren, wie es in 6 gezeigt ist, eine Welligkeit, die der Nähe der unteren Grenzfrequenz des Stoppbands der Reflektoren entspricht, in dem unteren Bereich der Resonanzfrequenz auf. Folglich ist die Resonanzfrequenz des Reihenresonators 11c gesetzt, um gleich den und bevorzugter höher als die Antiresonanzfrequenzen der anderen Reihenresonatoren zu sein, die das Durchlassband bilden, wodurch die Welligkeit von dem Durchlassband ausgeschlossen wird. Somit kann das Auftreten von Welligkeiten in dem Durchlassband unterdrückt werden. Alternativ kann die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Reihenresonatoren gesetzt sein, um gleich der und bevorzugter niedriger als die Resonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet, in welchem Fall sich Vorteile ähnlich den oben beschriebenen Vorteilen zeigen können.
Gemäß dem oben konfigurierten Leitertyp-SAW-Bauelement des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels ist es möglich, ein SAN-Filter bereitzustellen, das einen niedrigeren Einfügungsverlust, weniger Welligkeiten und eine schmalere Durchlassbandbreite als bekannte SAN-Filter aufweist.
Drittes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
Ein Leitertyp-SAW-Bauelement, das gemäß einem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist unten im Kontext eines TDS-CDMA-Filters beschrieben, das eine Mittenfrequenz von 2017,5 MHz aufweist. Die Schaltungskonfiguration, das piezoelektrische Substrat und das Elektrodenbildungsverfahren sind ähnlich diesen des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels. Elemente, die Funktionen ähnlichen diesen des ersten und des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels aufweisen, sind durch gleichartige Bezugszeichen und gleichartige Namen angegeben und eine detaillierte Beschreibung derselben wird somit weggelassen.
Die Entwurfsparameter der Resonatoren lauten wie folgt. Bezüglich der IDTs der Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c betragen die Elektrodenabstände etwa 2,032 μm, etwa 1,939 μm bzw. etwa 1,871 μm, betragen die Interdigitallängen etwa 26 μm, etwa 26 μm bzw. etwa 36 μm und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 43, 43 bzw. 43.
Bezüglich der IDTs der Parallelresonatoren 12a, 12b, 12c und 12d betragen die Elektrodenabstände etwa 1,974 μm, etwa 1,998 μm, etwa 1,998 μm bzw. etwa 1,974 μm, betragen die Interdigitallängen etwa 58,8 μm, etwa 53,7 μm, etwa 27,8 μm bzw. etwa 56,7 μm und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 36, 90, 90 bzw. 36. Die Impedanzcharakteristik des dritten Ausführungsbeispiels unter Verwendung der obigen Parameter ist in 9 gezeigt.
Die Transmissionscharakteristik und die VSWR-Charakteristik des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Verwendung der obigen Parameter sind in 10 bzw. 11 gezeigt. Die Transmissionscharakteristik, die in 10 gezeigt ist, gibt an, dass ein ausreichend schmales Band erhalten wird, ohne Welligkeiten zu bewirken oder den Einfügungsverlust in dem Durchlassband zu erhöhen.
11 zeigt, dass eine verbesserte VSWR-Charakteristik als diese des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels erhalten wird. 9 lässt erkennen, dass die Resonanzfrequenz eines Teils der Reihenresonatoren und genauer gesagt des Reihenresonators 11b, der das Durchlassband bildet, gleich der und bevorzugter niedriger als die Antiresonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe ist, die das Durchlassband bildet; die Antiresonanzfrequenz des Reihenresonators 11a gleich der und bevorzugter niedriger als die Resonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe ist; und die Resonanzfrequenz des Reihenresonators 11c gleich der und bevorzugter höher als die Antiresonanzfrequenz des Reihenresonators 11b ist, der das Durchlassband bildet. Der Grund für ein Setzen der Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz der Resonatoren, wie es oben beschrieben ist, lautet wie folgt.
Um die VSWR-Charakteristik zu verbessern, ist es erwünscht, dass die induktiven Bereiche von zumindest zwei Reihenresonatoren der Reihenresonatorgruppe an beiden Seiten des Durchlassbands angeordnet sind. Bei dieser Anordnung sind die Impedanzen der zwei Reihenresonatoren, die an beiden Seiten des Durchlassbands angeordnet sind, voneinander unterschiedlich, und somit ist die Flexibilität, um die Impedanzen einzustellen, erhöht, wodurch ohne weiteres eine Impedanzanpassung geliefert wird. Folglich kann bei diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel die VSWR-Charakteristik gegenüber dieser des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels verbessert werden.
Gemäß dem Leitertyp-SAW-Bauelement des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels ist es möglich, ein SAW-Filter zu liefern, das einen niedrigeren Einfügungsverlust, weniger Welligkeiten, eine verbesserte VSWR-Charakteristik und eine schmalere Durchlassbandbreite als bekannte SAN-Filter aufweist.
Viertes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
Ein Leitertyp-SAW-Bauelement, das gemäß einem vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist unten im Kontext eines TDS-CDMA-Filters beschrieben, das eine Mittenfrequenz von 2017,5 MHz aufweist. Die Schaltungskonfiguration, das piezoelektrische Substrat und das Elektrodenbildungsverfahren sind ähnlich diesen des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels. Elemente, die Funktionen ähnlich diesen des ersten bis dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels aufweisen, sind durch gleichartige Bezugszeichen und gleichartige Namen angegeben und eine detaillierte Beschreibung derselben wird somit weggelassen.
Die Entwurfsparameter der Resonatoren lauten wie folgt. Bezüglich der IDTs der Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c betragen die Elektrodenabstände etwa 1,930 μm, etwa 1,937 μm bzw. etwa 1,930 μm, betragen die Interdigitallängen etwa 26 μm, etwa 26 μm bzw. etwa 26 μm und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 43, 43 bzw. 43.
Bezüglich der IDTs der Parallelresonatoren 12a, 12b, 12c und 12d betragen die Elektrodenabstände etwa 1,974 μm, etwa 1,984 μm, etwa 2,102 μm bzw. etwa 1,974 μm, betragen die Interdigitallängen etwa 58,8 μm, etwa 53,7 μm, etwa 87,8 μm bzw. etwa 56,7 μm und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 36, 60, 60 bzw. 36. Die Impedanzcharakteristik des vierten Ausführungsbeispiels unter Verwendung der obigen Parameter ist in 12 gezeigt.
Die Transmissionscharakteristik und die VSWR-Charakteristik des vierten bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Verwendung der oben beschriebenen Parameter sind in 13 bzw. 14 gezeigt. Die Transmissionscharakteristik, die in 13 gezeigt ist, gibt an, dass ein ausreichend schmales Band erhalten wird, ohne Welligkeiten zu bewirken oder den Einfügungsverlust in dem Durchlassband zu erhöhen. 14 zeigt, dass die VSWR-Charakteristik in dem Durchlassband etwa 2,0 oder weniger beträgt, was ein ausreichender Pegel ist, der den kommerziellen Erfordernissen genügt.
12 lässt erkennen, dass die Antiresonanzfrequenzen der Parallelresonatoren 12a, 12b und 12d, die das Durchlassband bilden, gesetzt sind, um höher als die Resonanzfrequenz der Reihenresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet, und dass die Antiresonanzfrequenz von lediglich dem Parallelresonator 12c gleich den und spezifischer niedriger als die Resonanzfrequenzen der anderen Parallelresonatoren 12a, 12b und 12d ist, die das Durchlassband bilden.
Durch ein Setzen der Antiresonanzfrequenz eines Teils der Parallelresonatoren, um gleich der und spezifischer niedriger als die Resonanzfrequenz der Reihenresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet, kann folglich eine Anpassung in dem Durchlassband geliefert werden, wie bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel, und kann eine verbesserte Transmissionscharakteristik, wie beispielsweise ein niedrigerer Einfügungsverlust, erhalten werden, während die Durchlassbandbreite schmaler gemacht ist.
Der Grund für das Setzen der Antiresonanzfrequenz eines Teils der Parallelresonatoren, um gleich den und bevorzugter niedriger als die Resonanzfrequenzen der anderen Parallelresonatoren zu sein, die das Durchlassband bilden, besteht darin, Welligkeiten in dem Durchlassband zu reduzieren.
Normalerweise tritt bei Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren, wie es in 12 gezeigt ist, eine Welligkeit entsprechend der Nähe der oberen Grenzfrequenz des Stoppbands der Reflektoren in dem höheren Bereich der Antiresonanzfrequenz auf. Durch ein Setzen der Beziehung zwischen der Antiresonanzfrequenz und der Resonanzfrequenz der Resonatoren, wie es oben beschrieben ist, kann folglich die Welligkeit von dem Durchlassband ausgeschlossen werden und kann somit das Auftreten von Welligkeiten in dem Durchlassband unterdrückt werden. Alternativ kann die Resonanzfrequenz eines Teils der Parallelresonatoren gesetzt sein, um gleich der und bevorzugter höher als die Antiresonanzfrequenz der Reihenresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet, in welchem Fall sich Vorteile ähnlich den oben beschriebenen Vorteilen zeigen können.
Wie bei dem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel sind zusätzlich die induktiven Bereiche der zwei Parallelresonatoren der Parallelresonatorgruppe an beiden Seiten des Durchlassbands angeordnet, wodurch ein Filter geliefert wird, das eine verbesserte VSWR-Charakteristik zeigt.
Falls die Resonanzfrequenz des Parallelresonators 12c zwischen den Antiresonanzfrequenzen der Parallelresonatoren 12a, 12 und 12c, die das Durchlassband bilden, und der Antiresonanzfrequenz der Reihenresonatorgruppe, die das Durchlassband bildet, angeordnet ist, ist dieselbe innerhalb des Durchlassbands positioniert, was den Einfügungsverlust an der rechten Schulter des Durchlassbands beträchtlich erhöht.
Gemäß dem oben konfigurierten Leitertyp-SAW-Bauelement des vierten bevorzugten Ausführungsbeispiels, ist es möglich, ein SAW-Filter bereitzustellen, das einen niedrigeren Einfügungsverlust und eine schmalere Durchlassbandbreite als bekannte SAW-Filter aufweist.
In diesem Fall ist die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Parallelresonatoren gesetzt, um gleich den und bevorzugter niedriger als die Resonanzfrequenzen der anderen Parallelresonatoren zu sein, die das Durchlassband bilden, wodurch Welligkeiten in dem Durchlassband weiter reduziert werden.
In diesem Fall sind die induktiven Bereiche von zwei Parallelresonatoren der Parallelresonatorgruppe an beiden Seiten des Durchlassbands angeordnet, wodurch die VSWR-Charakteristik weiter verbessert wird.
Das SAW-Bauelement der vorliegenden Erfindung kann in geeigneter Weise als ein Bandpassfilter für eine Kommunikationsvorrichtung verwendet werden, und genauer gesagt als ein GPS-, TDS-CDMA-, PHS- oder PDC-Filter, das schmalere Bandbreiten erfordert, ohne den Einfügungsverlust zu erhöhen, wodurch die Kommunikationscharakteristika der Kommunikationsvorrichtung verbessert werden.
Während die vorliegende Erfindung mit Bezug darauf beschrieben wurde, was gegenwärtig als die bevorzugten Ausführungsbeispiele betrachtet wird, sollte klar sein, dass die Erfindung nicht auf die offenbarten bevorzugten Ausführungsbeispiele beschränkt ist. Im Gegenteil, die Erfindung soll verschiedene Modifikationen und äquivalente Anordnungen abdecken, die innerhalb des Schutzbereichs der beigefügten Ansprüche enthalten sind. Zudem können verschiedene Kombinationen der unterschiedlichen Ausführungsbeispiele der Erfindung vorgenommen werden, die durch die beigefügten Ansprüche definiert ist.

Claims

Ein Oberflächenwellenbauelement, das folgende Merkmale aufweist: Reihenoberflächenwellenresonatoren (11a-11c); und Paralleloberflächenwellenresonatoren (12a-12d); wobei die Reihenoberflächenwellenresonatoren (11a-11c) und die Paralleloberflächenwellenresonatoren (12a-12d) in einer Leiterkonfiguration angeordnet sind und jeweils eine Frequenzcharakteristik aufweisen, bei der: die Resonanzfrequenz niedriger als die Antiresonanzfrequenz ist, es jeweilige kapazitive Bereiche unter der Resonanzfrequenz und über der Antiresonanzfrequenz gibt und es einen induktiven Bereich zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz gibt; wobei die Resonanzfrequenz von zumindest einem (11a, 11b/11a-11c) der Reihenoberflächenwellenresonatoren, die ein Durchlassband bilden, niedriger als die Antiresonanzfrequenz von zumindest einem (12a-12d/12a, 12b, 12d) der Paralleloberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden; in einem induktiven Bereich, der durch den zumindest einen (11a, 11b/11a-11c) der Reihenoberflächenwellenresonatoren, die das Durchlassband bilden, und den zumindest einen (12a-12d/12a, 12b, 12d) der Paralleloberflächenwellenresonatoren, die das Durchlassband bilden, gebildet ist, ein kapazitiver Bereich von zumindest einem (11c) der Reihenoberflächenwellenresonatoren, der zu dem zumindest einen (11a, 11b) der Rei henoberflächenwellenresonatoren unterschiedlich ist, die das Durchlassband bilden, oder ein kapazitiver Bereich von zumindest einem (12c) der Paralleloberflächenwellenresonatoren, der zu dem zumindest einen (12a, 12b, 12d) der Paralleloberflächenwellenresonatoren unterschiedlich ist, die das Durchlassband bilden, angeordnet ist; und die Resonanzfrequenz eines Teils (11c) der Reihenoberflächenwellenresonatoren höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Paralleloberflächenwellenresonatoren (12a-12d) ist, die das Durchlassband bilden.
Ein Oberflächenwellenbauelement, das folgende Merkmale aufweist: Reihenoberflächenwellenresonatoren (11a-11c); und Paralleloberflächenwellenresonatoren (12a-12d); wobei die Reihenoberflächenwellenresonatoren (11a-11c) und die Paralleloberflächenwellenresonatoren (12a-12d) in einer Leiterkonfiguration angeordnet sind und jeweils eine Frequenzcharakteristik aufweisen, bei der: die Resonanzfrequenz niedriger als die Antiresonanzfrequenz ist, es jeweilige kapazitive Bereiche unter der Resonanzfrequenz und über der Antiresonanzfrequenz gibt und es einen induktiven Bereich zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz gibt; wobei die Resonanzfrequenz von zumindest einem (11a, 11b/11a-11c) der Reihenoberflächenwellenresonatoren, die ein Durchlassband bilden, niedriger als die Antiresonanzfrequenz von zumindest einem (12a-12d/12a, 12b, 12d) der Paralleloberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden; in einem induktiven Bereich, der durch den zumindest einen (11a, 11b/11a-11c) der Reihenoberflächenwellenresonatoren, die das Durchlassband bilden, und den zumindest einen (12a-12d/12a, 12b, 12d) der Paralleloberflächenwellenresonatoren, die das Durchlassband bilden, gebildet ist, ein kapazitiver Bereich von zumindest einem (11c) der Reihenoberflächenwellenresonatoren, der zu dem zumindest einen (11a, 11c) der Reihenoberflächenwellenresonatoren unterschiedlich ist, die das Durchlassband bilden, oder ein kapazitiver Bereich von zumindest einem (12c) der Paralleloberflächenwellenresonatoren, der zu dem zumindest einen (12a, 12b, 12d) der Paralleloberflächenwellenresonatoren unterschiedlich ist, die das Durchlassband bilden, angeordnet ist; und die Antiresonanzfrequenz eines Teils (12c) der Paralleloberflächenwellenresonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Reihenoberflächenwellenresonatoren (11a-11c) ist, die das Durchlassband bilden.
Ein Oberflächenwellenbauelement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Resonanzfrequenz des Teils (11c) der Reihenoberflächenwellenresonatoren höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihenoberflächenwellenresonatoren (11a, 11b) ist, die das Durchlassband bilden.
Ein Oberflächenwellenbauelement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Resonanzfrequenz eines Teils der Paralleloberflächenwellenresonatoren höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihenoberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden.
Ein Oberflächenwellenbauelement gemäß Anspruch 1, bei dem die Antiresonanzfrequenz eines Teils (12c) der Paralleloberflächenwellenresonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Reihenoberflächenwellenresonatoren (11a-11c) ist, die das Durchlassband bilden.
Ein Oberflächenwellenbauelement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Reihenoberflächenwellenresonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Paralleloberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden.
Ein Oberflächenwellenbauelement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Antiresonanzfrequenz eines Teils (12c) der Paralleloberflächenwellenresonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Paralleloberflächenwellenresonatoren (12a, 12b, 12d), die das Durchlassband bilden.
Ein Oberflächenwellenbauelement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Antiresonanzfrequenz eines ersten Teils der Reihenoberflächenwellenresonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Paralleloberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden; und bei dem die Resonanzfrequenz eines zweiten Teils der Reihenoberflächenwellenresonatoren, der zu dem ersten Teil der Reihenoberflächenwellenresonatoren unterschiedlich ist, höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihenoberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden.
Ein Oberflächenwellenbauelement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Resonanzfrequenz eines ersten Teils der Paralleloberflächenwellenresonatoren höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihenoberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden; und bei dem die Antiresonanzfrequenz eines zweiten Teils der Paralleloberflächenwellenresonatoren, der zu dem ersten Teil der Paralleloberflächenwellen resonatoren unterschiedlich ist, niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Paralleloberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden.
Ein Oberflächenwellenbauelement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Resonanzfrequenz eines ersten Teils der Reihenoberflächenwellenresonatoren höher als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Reihenoberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden; und bei dem die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Paralleloberflächenwellenresonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Paralleloberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden.
Ein Oberflächenwellenbauelement gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Resonanzfrequenz eines ersten Teils der Paralleloberflächenwellenresonatoren höher als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihenoberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden; und bei dem die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Reihenoberflächenwellenresonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Paralleloberflächenwellenresonatoren ist, die das Durchlassband bilden.
Eine Kommunikationsvorrichtung, die das Oberflächenwellenbauelement gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist.