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Hintergrund der Erfindung
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1. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf Oberflächenwellenbauelemente (hierin
im Folgenden als „SAW"-Bauelemente bezeichnet;
SAW = Surface Acoustic Wave), die als Filter verwendet werden, die für schmalbandige
Kommunikationsvorrichtungen geeignet sind. Insbesondere bezieht
sich die vorliegende Erfindung auf ein SAW-Bauelement, das eine Mehrzahl
von Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren vom Leitertyp verwendet,
und ferner auf eine Kommunikationsvorrichtung, die ein derartiges SAW-Bauelement
umfasst.
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2. Beschreibung der verwandten
Technik
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Ein
Beispiel eines bekannten SAW-Bauelements, das als ein Bandpassfilter
verwendet wird, das für
ein kleines Kommunikationsendgerät
geeignet ist, wie beispielsweise ein zelluläres Telefon, ist in der ungeprüften japanischen
Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 5-183380 offenbart. In dieser Veröffentlichung ist ein Leitertyp-Bandpassfilter
vorgesehen, das Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren umfasst, die
abwechselnd mit Reihenarmen und Parallelarmen verbunden sind.
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Bei
dem Leitertyp-Bandpassfilter, das in der oben erwähnten Veröffentlichung
offenbart ist, wie es in 15 gezeigt
ist, sind erste Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren 51a, 51b und 51c miteinander
in Reihe geschaltet und sind zweite Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren 52a, 52b, 52c und 52d miteinander
parallel geschaltet. Wie es in 16 gezeigt
ist, darf dann die Antiresonanzfrequenz (fap) der Parallel resonatoren 52a, 52b, 52c und 52d im
Wesentlichen mit der Resonanzfrequenz (frs) der Reihenresonatoren 51a, 51b und 51c zusammenfallen.
Das resultierende Leitertyp-Filter zeigt sehr gute Charakteristika,
beispielsweise einen niedrigen Verlust und ein breiteres Band, und
wird somit auf breiter Basis verwendet, hauptsächlich als ein Kommunikationsfilter.
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Die
oben beschriebene Veröffentlichung
offenbart ferner, dass eine breitere Bandbreite durch ein Setzen
der Resonanzfrequenz (frs) der Reihenresonatoren 51a, 51b und 51c,
um höher
als die Antiresonanzfrequenz (fap) der Parallelresonatoren 52a, 52b, 52c und 52d zu
sein, erhalten werden kann.
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Jedoch
sind Filtercharakteristika einer breiteren Bandbreite nicht immer
geeignet und die Bandbreite sollte gemäß den Spezifikationen des Filters bestimmt
sein.
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Wie
es in 17 und 18 gezeigt
ist, sind Filtercharakteristika, die schmale Bandbreiten aufweisen,
für GPS-(Global
Positioning System) bzw. TDS-CDMA-Filter (TDS-CDMA = Time Division
Synchronous Code Division Multiple Access) notwendig. PHS-(Personal
Handyphone System) oder PDC-Filter
(PDC = Personal Digital Cellular) erfordern ebenfalls schmale Bandbreiten.
Die Durchlassbänder
von GPS-, TDS-CDMA-, PHS- und PDC-Filtern können hinsichtlich des Bandbreitenverhältnisses
als 0,2 %, 0,7 %, 1,8 %, bzw. 1,7 % angegeben werden. Das Bandbreitenverhältnis ist
das Verhältnis,
das durch ein Dividieren der Durchlassbandbreite durch die entsprechende
Mittenfrequenz bestimmt ist. Die Bandbreitenverhältnisse anderer existierender
Filterspezifikationen, wie beispielsweise PCS-, DCS- (Digital Command
Signal) und WCDMA-Filtern (WCDMA = Wideband CDMA = Breitband-CDMA)
betragen 3,1 %, 4,1 % bzw. 2,8 %.
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Breitere
Bänder
sind für
die Filter der zweiten Gruppe gefordert und somit ist der Entwurfstyp,
der in der oben beschriebenen Veröffentlichung offenbart ist,
für derartige
Filter erwünscht.
Für die
Filter der ersten Gruppe jedoch sind schmalere Bänder gefordert und somit ist
ein bekannter Entwurfstyp, wie beispielsweise dieser, der in der
oben beschriebenen Veröffentlichung
offenbart ist, nicht erwünscht.
Gegenwärtig
gibt es keinen geeigneten Entwurfstyp für Filter der ersten Gruppe
und genauer gesagt für
Filter, die ein Bandbreitenverhältnis
von 2,5 % oder weniger aufweisen.
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Eine
schmalere Bandbreite gemäß der entsprechenden
Spezifikation kann durch ein Verändern des
Typs eines piezoelektrischen Substrats oder ein Verringern der Dicke
eines piezoelektrischen Substrats auf einen bestimmten Grad eingestellt
werden. Bei dem oben beschriebenen bekannten Entwurfstyp jedoch
gibt es Einschränkungen
bei einem Vornehmen derartiger Einstellungen. Insbesondere ist für Hochfrequenzfilter,
die eine Mittenfrequenz von mehr als 1,5 GHz aufweisen, das Substrat
auf Grund der hohen Frequenz bereits dünn, und eine weitere Verringerung
der Dicke des Substrats, um Schmalbandcharakteristika zu erhalten,
resultiert in einem erhöhten
ohmschen Verlust. Somit ist es notwendig, dass Schmalbandcharakteristika
erhalten werden, ohne das Substrat sehr dünn zu machen.
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Gemäß dem oben
beschriebenen Entwurfstyp erhöht
somit eine schmalere Bandbreite den Einfügungsverlust. Genauer gesagt
offenbart die obige Veröffentlichung,
dass eine breitere Bandbreite durch ein Setzen der Resonanzfrequenz
(frs) der Reihenresonatoren 51a, 51b und 51c,
um höher
als die Antiresonanzfrequenz (fap) der Parallelresonatoren 52a, 52b, 52c und 52d zu
sein, erhalten werden kann. Wie es in 19 gezeigt
ist, kann umgekehrt betrachtet werden, dass eine schmalere Bandbreite erhalten
wird, falls die Resonanzfrequenz (frs) der Reihenresonatoren 51a, 51b und 51c gesetzt
ist, um niedriger als die Antiresonanzfrequenz (fap) der Parallelresonatoren 52a, 52b, 52c und 52d zu
sein. Eine ideale schmale Bandbreite kann jedoch nicht erhalten
werden.
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20 stellt
Vergleichsergebnisse von Transmissionscharakteristika dar, wenn
die Antiresonanzfrequenz im Wesentlichen gleich der Resonanzfrequenz
ist, d. h. fap frs, und wenn die Antiresonanzfrequenz größer als
die Resonanzfrequenz ist, d. h. fap > frs. 20 zeigt,
dass der Einfügungsverlust des
gesamten Durchlassbands erheblich erhöht ist, wenn fap > frs. Obwohl die Resonanzfrequenz
(frs) der Reihenresonatoren 51a, 51b und 51c gesetzt
ist, um niedriger als die Antiresonanzfrequenz (fap) der Parallelresonatoren 52a, 52b, 52c und 52d zu
sein, ist es folglich schwierig, die Durchlassbandbreite zu verringern,
ohne den Einfügungsverlust
zu erhöhen.
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Ein
Weg, um dieses Problem zu lösen,
ist in der ungeprüften
japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 11-163664 offenbart. Die Anzahl von Elektrodenfingern ist reduziert,
um das Frequenzintervall zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz
zu verringern, wobei die Bandbreite schmaler gemacht wird.
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Ein
schmaleres Frequenzintervall zwischen der Resonanzfrequenz und der
Antiresonanzfrequenz verringert jedoch die Impedanz bei der Antiresonanzfrequenz,
um den Q-Faktor zu reduzieren. Somit kann die Durchlassbandbreite
verringert werden, aber der Einfügungsverlust
wird jedoch erhöht.
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Die
ungeprüfte
japanische Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 10-13187 offenbart eine Technik zum Unterdrücken eines erhöhten Einfügungsverlusts
in dem unteren Frequenzbereich des Durchlassbands durch ein Bereitstellen
eines kapazitiven Bauelements oder eines induktiven Bauelements
zum Unterbinden eines Fehlanpassungsverlusts zwischen den Stufen.
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Dies
ist jedoch keine geeignete Technik zum Verringern der Durchlassbandbreite.
Somit sind die Konfiguration und das Konzept, die in dieser Veröffentlichung
offenbart sind, unterschiedlich zu diesen der vorliegenden Erfindung.
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Die
ungeprüfte
japanische Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 2002-232264 offenbart eine Technik zum Erhöhen der Dämpfung in dem unteren Frequenzbereich
des Durchlassbands durch ein Setzen der Antiresonanzfrequenz von
einem Reihenresonator, um niedriger als die Resonanzfrequenz von
Parallelresonatoren zu sein.
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Dies
ist jedoch keine geeignete Technik zum Verringern der Durchlassbandbreite.
Dies ist lediglich eine Technik zum Erhöhen der Dämpfung in dem unteren Frequenzbereich
des Durchlassbands durch ein Setzen der Antiresonanzfrequenz von
Parallelresonatoren, um gleich der Resonanzfrequenz von Reihenresonatoren
zu sein, ungleich der vorliegenden Erfindung, bei der die Resonanzfrequenz
der Reihenresonatoren gesetzt ist, um niedriger als die Antiresonanzfrequenz
der Parallelresonatoren zu sein. Somit sind die Konfiguration und
das Konzept, die in dieser Veröffentlichung
offenbart sind, unterschiedlich zu diesen der vorliegenden Erfindung.
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Die
ungeprüfte
japanische Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 11-312951 offenbart die folgende Technik. Eine Mehrzahl von
SAW-Resonatoren, die zumindest einen Resonator umfassen, dessen
Resonanzfrequenz zu dieser der anderen Resonatoren unterschiedlich
ist, sind mit einem Reihenarm in Reihe geschaltet. Eine Mehrzahl
von SAW-Resonatoren, die zumindest einen Resonator umfassen, dessen
Resonanzfrequenz zu dieser der anderen Resonatoren unterschiedlich
ist, sind mit einem Parallelarm parallel geschaltet. Bei dieser
Konfiguration ist das Durchlassband verringert.
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Gemäß der Technik,
die in dieser Veröffentlichung
offenbart ist, wird jedoch die Differenz Δf zwischen der Resonanzfrequenz
und der Antiresonanzfrequenz durch ein Setzen des Antiresonanzpunkts der
Parallelresonatoren, um im Wesentlichen gleich dem Resonanzpunkt
der Reihenresonatoren zu sein, kleiner gemacht, wodurch die Durchlassbandbreite verringert
wird. Somit sind Bodencharakteristika verschlechtert oder treten
große
Welligkeiten in der Nähe
des Durchlassbands auf.
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Die
EP-A-0 746 095 beschreibt
ein SAW-Filter, das eine Leitertyp-Konfiguration aufweist, bei dem
die Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen der verschiedenen Resonatoren
einfacher als bei vergangenen Bauelementen eingestellt werden können (nämlich durch
ein Teilen der IDTs in eine größere oder
geringere Anzahl von Teilen). Ein SAN-Filter, bei dem die Resonanzfrequenz
eines Reihenresonators niedriger als die Antiresonanzfrequenz eines
Parallelresonators ist, ist in
17 der
EP-A-0 746 095 als ein
Beispiel eines Problems gezeigt, das die
EP-A-0 746 095 zu vermeiden
versucht.
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Die
US-A-4 841 264 beschreibt
ein anderes SAW-Filter, das eine Leitertyp-Konfiguration aufweist.
Die Resonanzfrequenz der meisten Reihen-SAW-Resonatoren ist gleich
der Antiresonanzfrequenz der meisten Parallel-SAW-Resonatoren. Einer
der Reihen-SAW-Resonatoren weist eine Resonanzfrequenz, die niedriger
als diese der anderen Reihen-SAW-Resonatoren ist, und eine Antiresonanzfrequenz
auf, die höher
als diese der anderen Reihen-SAW-Resonatoren ist. Einer der Parallel-SAW-Resonatoren weist
eine Resonanzfrequenz, die niedriger als diese der anderen Parallel-SAW-Resonatoren
ist, und eine Antiresonanzfrequenz auf, die höher als diese der anderen Parallel-SAW-Resonatoren
ist.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Um
die oben beschriebenen Probleme zu überwinden, schaffen bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung durch ein Setzen der Resonanzfrequenz
von Reihenresonatoren, um niedriger als die Antiresonanzfrequenz
von Paral lelresonatoren zu sein, und ferner durch ein Setzen der Resonanzfrequenz
eines Teils der Reihenresonatoren oder der Antiresonanzfrequenz
eines Teils der Parallelresonatoren auf innerhalb eines bestimmten Bereichs
ein SAW-Bauelement mit kleinerer Welligkeit und niedrigerem Einfügungsverlust,
das eine hervorragende Spannungsstehwellenverhältnis-Charakteristik (VSWR-Charakteristik;
VSWR = Voltage Standing Wave Ratio) zeigt und eine schmale Durchlassbandbreite
erreicht, ohne den Typ oder die Dicke des piezoelektrischen Substrats
beträchtlich
zu verändern,
und schaffen ferner eine Kommunikationsvorrichtung, die ein derartiges
SAW-Bauelement umfasst.
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Gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung umfasst ein SAW-Bauelement Reihen-SAW-Resonatoren und Parallel-SAW-Resonatoren,
wobei die Reihen-SAW-Resonatoren
und die Parallel-SAW-Resonatoren in einer Leiterkonfiguration angeordnet
sind. Die Reihen- und Parallel-SAW-Resonatoren weisen jeweils eine
Frequenzcharakteristik auf, bei der: die Resonanzfrequenz niedriger
als die Antiresonanzfrequenz ist, es jeweilige kapazitive Bereiche
unter der Resonanzfrequenz und über
der Antiresonanzfrequenz gibt und es einen induktiven Bereich zwischen der
Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz gibt. Die Resonanzfrequenz
von zumindest einem der Reihen-SAW-Resonatoren, die ein Durchlassband bilden,
ist niedriger als die Antiresonanzfrequenz von zumindest einem der
Parallel-SAW-Resonatoren, die das Durchlassband bilden. Bei dieser Konfiguration
kann die Durchlassbandbreite schmaler gemacht werden. In einem induktiven
Bereich, der durch zumindest einen der Reihen-SAW-Resonatoren, die
das Durchlassband bilden, und zumindest einen der Parallel-SAW-Resonatoren, die
das Durchlassband bilden, gebildet ist, ist ein kapazitiver Bereich
von zumindest einem der Reihen-SAW-Resonatoren,
der unterschiedlich zu dem oben beschriebenen einen der Reihen-SAW-Resonatoren
ist, die das Durchlassband bilden, oder ein kapazitiver Bereich
von zumindest einem der Parallel-SAW-Resonatoren angeordnet, der
unter schiedlich zu dem oben beschriebenen einen der Parallel-SAW-Resonatoren ist,
die das Durchlassband bilden. Bei dieser Konfiguration wird der
Einfügungsverlust
nicht erhöht.
Die Resonanzfrequenz eines Teils der Reihenoberflächenwellenresonatoren
ist höher
als die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Paralleloberflächenwellenresonatoren,
die das Durchlassband bilden.
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Gemäß einem
anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung umfasst ein SAW-Bauelement folgende Merkmale:
Reihenoberflächenwellenresonatoren;
und
Paralleloberflächenwellenresonatoren;
wobei
die Reihenoberflächenwellenresonatoren
und die Paralleloberflächenwellenresonatoren
in einer Leiterkonfiguration angeordnet sind und jeweils eine Frequenzcharakteristik
aufweisen, bei der: die Resonanzfrequenz niedriger als die Antiresonanzfrequenz ist,
es jeweilige kapazitive Bereiche unter der Resonanzfrequenz und über der
Antiresonanzfrequenz gibt und es einen induktiven Bereich zwischen
der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz gibt; wobei
die
Resonanzfrequenz von zumindest einem der Reihenoberflächenwellenresonatoren,
die ein Durchlassband bilden, niedriger als die Antiresonanzfrequenz
von zumindest einem der Paralleloberflächenwellenresonatoren ist,
die das Durchlassband bilden;
in einem induktiven Bereich,
der durch den zumindest einen der Reihenoberflächenwellenresonatoren, die
das Durchlassband bilden, und den zumindest einen der Paralleloberflächenwellenresonatoren,
die das Durchlassband bilden, gebildet ist, ein kapazitiver Bereich
von zumindest einem der Reihenoberflächenwellenresonatoren, der
zu dem zumindest einen der Reihenoberflächenwellenresonatoren unterschied lich
ist, die das Durchlassband bilden, oder ein kapazitiver Bereich
von zumindest einem der Paralleloberflächenwellenresonatoren, der
zu dem zumindest einen der Paralleloberflächenwellenresonatoren unterschiedlich
ist, die das Durchlassband bilden, angeordnet ist; und
die
Antiresonanzfrequenz eines Teils der Paralleloberflächenwellenresonatoren
niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Reihenoberflächenwellenresonatoren
ist, die das Durchlassband bilden.
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Bei
dem zuvor erwähnten
SAW-Bauelement kann die Resonanzfrequenz eines Teils der Reihen-SAW-Resonatoren
höher als
die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren sein,
die das Durchlassband bilden.
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Bei
dem zuvor erwähnten
SAW-Bauelement kann die Resonanzfrequenz eines Teils der Parallel-SAW-Resonatoren
höher als
die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren sein,
die das Durchlassband bilden.
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Bei
dem zuvor erwähnten
SAW-Bauelement kann die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Reihen-SAW-Resonatoren
niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren sein,
die das Durchlassband bilden.
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Bei
dem zuvor erwähnten
SAW-Bauelement kann die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Parallel-SAW-Resonatoren
niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren
sein, die das Durchlassband bilden.
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Bei
dem zuvor erwähnten
SAW-Bauelement kann die Antiresonanzfrequenz eines ersten Teils
der Reihen-SAW-Resonatoren niedriger als die oder gleich der Resonanzfrequenz
der Parallel-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband bilden.
Die Resonanzfrequenz eines zweiten Teils der Reihen- SAW-Resonatoren,
der zu dem ersten Teil der Reihen-SAW-Resonatoren unterschiedlich ist, kann höher als
die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren
sein, die das Durchlassband bilden.
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Bei
dem zuvor erwähnten
SAW-Bauelement kann die Resonanzfrequenz eines ersten Teils der Parallel-SAW-Resonatoren
höher als
die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren
sein, die das Durchlassband bilden. Die Antiresonanzfrequenz eines
zweiten Teils der Parallel-SAW-Resonatoren,
das zu dem ersten Teil der Parallel-SAW-Resonatoren unterschiedlich ist, kann niedriger
als die oder gleich der Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren sein,
die das Durchlassband bilden.
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Bei
dem zuvor erwähnten
SAW-Bauelement kann die Resonanzfrequenz eines Teils der Reihen-SAW-Resonatoren
höher als
die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren sein,
die das Durchlassband bilden. Die Antiresonanzfrequenz eines Teils
der Parallel-SAW-Resonatoren kann niedriger als die oder gleich
der Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren sein, die das
Durchlassband bilden.
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Bei
dem zuvor erwähnten
SAW-Bauelement kann die Resonanzfrequenz eines Teils der Parallel-SAW-Resonatoren
höher als
die oder gleich der Antiresonanzfrequenz der Reihen-SAW-Resonatoren sein,
die das Durchlassband bilden. Die Antiresonanzfrequenz eines Teils
der Reihen-SAW-Resonatoren kann niedriger als die oder gleich der
Resonanzfrequenz der Parallel-SAW-Resonatoren sein, die das Durchlassband
bilden.
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Gemäß einem
weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung umfasst eine Kommunikationsvorrichtung
irgendeines der SAW-Bauelemente gemäß den bevorzugten Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung, die oben beschrieben sind. Da die Kommunikationsvorrichtung
ein SAW- Bauelement
umfasst, das eine schmalere Bandbreite erreicht, ohne den Einfügungsverlust
zu erhöhen,
können
die Kommunikationscharakteristika der Kommunikationsvorrichtung verbessert
werden.
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Andere
Merkmale, Elemente, Charakteristika und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung derselben
mit Bezug auf die beigefügten
Zeichnungen ersichtlicher.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1A ist
ein Blockdiagramm, das ein SAW-Bauelement gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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1B ist
ein Diagramm, das die Impedanzcharakteristika der Resonatoren darstellt,
die bei dem SAW-Bauelement
verwendet werden, das in 1A gezeigt
ist;
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2 ist
eine schematische Draufsicht, die das SAW-Bauelement darstellt, das in 1A gezeigt
ist;
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3 ist
ein Diagramm, das die Impedanzcharakteristik für kapazitive Bereiche und einen
induktiven Bereich bei den Resonatoren darstellt, die bei dem SAW-Bauelement
verwendet werden, das in 1A gezeigt
ist;
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4 ist
ein Diagramm, das die Transmissionscharakteristik des SAN-Bauelements
des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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5 ist
ein Diagramm, das die VSWR-Charakteristik des SAN-Bauelements des
ersten bevorzugten Ausfüh rungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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6 ist
ein Diagramm, das die Impedanzcharakteristika der Resonatoren darstellt,
die bei einem SAW-Bauelement
gemäß einem
zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
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7 ist
ein Diagramm, das die Transmissionscharakteristik des SAW-Bauelements
des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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8 ist
ein Diagramm, das die VSWR-Charakteristik des SAW-Bauelements des
zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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9 ist
ein Diagramm, das die Impedanzcharakteristika der Resonatoren darstellt,
die bei einem SAW-Bauelement
gemäß einem
dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
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10 ist
ein Diagramm, das die Transmissionscharakteristik des SAW-Bauelements
des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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11 ist
ein Diagramm, das die VSWR-Charakteristik des SAW-Bauelements des
dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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12 ist
ein Diagramm, das die Impedanzcharakteristika der Resonatoren darstellt,
die bei dem SAW-Bauelement
gemäß einem
vierten bevorzugten Aus führungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
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13 ist
ein Diagramm, das die Transmissionscharakteristik des SAW-Bauelements
des vierten bevorzugten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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14 ist
ein Diagramm, das die VSWR-Charakteristik des SAW-Bauelements des
vierten bevorzugten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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15 ist
ein Blockdiagramm, das ein bekanntes SAW-Bauelement darstellt;
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16 ist
ein Diagramm, das ein Beispiel der Impedanzcharakteristika der Resonatoren
darstellt, die bei dem bekannten SAW-Bauelement verwendet werden;
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17 ist
ein Diagramm, das das Frequenzband eines GPS-Filters darstellt;
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18 ist
ein Diagramm, das das Frequenzband eines TDS-CDMA-Filters darstellt,
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19 ist
ein Diagramm, das ein anderes Beispiel der Impedanzcharakteristika
eines bekannten SAW-Bauelements
darstellt; und
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20 ist
ein Diagramm, das die Transmissionscharakteristika darstellt, die
aus den Impedanzcharakteristika resultieren, die in 16 und 19 gezeigt
sind.
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Detaillierte Beschreibung
bevorzugter Ausführungsbeispiele
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Die
vorliegende Erfindung wird unten mit Bezug auf 1 bis 14 durch
eine Darstellung bevorzugter Ausführungsbeispiele detailliert
beschrieben.
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Erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
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Ein
SAW-Bauelement, das gemäß einem ersten
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist unten im Kontext eines
TDS-CDMA-Leitertyp-Filters beschrieben, das eine Mittenfrequenz
von 2017,5 MHz aufweist. 2 ist eine schematische Draufsicht,
die Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren,
die ein Filter definieren, an einem piezoelektrischen Substrat 30 des SAW-Bauelements
des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels
darstellt. Wie es in 1A gezeigt ist, ist die Schaltungskonfiguration
dieses SAW-Bauelements ähnlich
dieser, die in 15 gezeigt ist.
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Bei
dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel
sind an dem piezoelektrischen Substrat 30, das beispielsweise
aus einem um 36° gedrehten Y-Schnitt-X-Ausbreitung-LiTaO3-Chip gebildet ist, eine Mehrzahl von (beispielsweise
drei) Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren
(hierin im Folgenden als „Reihenresonatoren" bezeichnet) 11a, 11b und 11c,
die miteinander in Reihe geschaltet sind, und eine Mehrzahl von
(beispielsweise vier) Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren (hierin
im Folgenden als „Parallelresonatoren" bezeichnet) 12a, 12b, 12c und 12d,
die miteinander parallel geschaltet sind, kombiniert und in einer
Leiterkonfiguration angeordnet.
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Eingang/Ausgang-Anschlussflächen 21a und 21b und
Masseanschlussflächen 22a, 22b und 22c sind
ebenfalls an dem piezoelektrischen Substrat 30 angeordnet.
Die oben beschriebenen Resonatoren und die Anschlussflächen sind vorzugsweise aus
einem höchst
leitfähigen
Metall, beispielsweise Aluminium, durch einen Abhebeprozess gebildet.
Die Anschlussflächen
an dem piezoelektrischen Substrat 30 sind elektrisch über leitfähige Kontakthügel (Bumps)
durch Vorderseite-nach-unten-Bonden (Face-Down-Bonden) mit Gehäusen (Packages)
verbunden.
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Der
Parallelresonator 12a ist ein Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonator, der eine
Struktur aufweist, bei der ein Interdigitalwandler (hierin im Folgenden
als ein „IDT" (Interdigital Transducer)
bezeichnet) 41 bei der ungefähren Mitte angeordnet ist und
Reflektoren 42 angeordnet sind, derart, dass dieselben
den IDT 41 zwischen denselben anordnen. Die anderen Resonatoren,
d. h. die Parallelresonatoren 12b, 12c und 12d und
die Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c,
sind ebenfalls Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren, die eine Struktur ähnlich dieser
des Parallelresonators aufweisen.
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Bei
diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel,
wie es in 1B gezeigt ist, sind unter den
Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c (hierin
können
im Folgenden die drei Reihenresonatoren als eine „Reihenresonatorgruppe" bezeichnet sein)
die Resonanzfrequenzen von beispielsweise den Reihenresonatoren 11a und 11b,
die das Durchlassband bilden, vorzugsweise gesetzt, um niedriger
als die Antiresonanzfrequenzen der Parallelresonatoren 12a, 12b, 12c und 12d (hierin
können
im Folgenden die vier Parallelresonatoren als eine „Parallelresonatorgruppe" bezeichnet sein)
zu sein, die das Durchlassband bilden. Ferner ist in einem induktiven
Bereich zwischen der Resonanzfrequenz der Reihenresonatoren 11a und 1lb und
der Antiresonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe ein kapazitiver
Bereich von einem der Reihenresonatoren gesetzt, beispielsweise
dem Reihenresonator 11c. In 1B ist
die Parallelresonatorgruppe durch das Bezugszeichen 12 angegeben
und ist die Reihenresonatorgruppe durch das Bezugszeichen 11 angegeben.
Das gleiche gilt für
die folgenden Diagramme, die die Impedanzcharakteristika angeben.
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Der
oben beschriebene induktive Bereich und der kapazitive Bereich sind
durch die Impedanzcharakteristik der Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren definiert,
die in 3 gezeigt sind. Der oben beschriebene induktive
Bereich ist zwischen den kapazitiven Bereichen in dem höheren und
dem niedrigeren Frequenzbereich angeordnet. Folglich ist bei dem
oben beschriebenen induktiven Bereich (zwischen der Resonanzfrequenz
der Reihenresonatoren 11a und 11b und der Antiresonanzfrequenz
der Parallelresonatorgruppe) der kapazitive Bereich auf Grund des
Reihenresonators 11c lediglich in dem unteren Frequenzbereich
angeordnet.
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Beispiele
der Entwurfsparameter der Resonatoren lauten wie folgt. Bezüglich der
IDTs der Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c betragen
die Elektrodenabstände
etwa 1,933 μm,
etwa 1,939 μm
bzw. etwa 1,911 μm,
betragen die Interdigitallängen
(was die Länge
ist, um die die ineinandergreifenden Elektrodenfinger einander zugewandt
sind) etwa 26 μm, etwa
26 μm bzw.
etwa 16 μm
und beantragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 43, 43 bzw. 43.
Bezüglich
der IDTs der Parallelresonatoren 12a, 12b, 12c und 12d betragen
die Elektrodenabstände etwa
1,974 μm,
etwa 1,998 μm,
etwa 1,998 μm
bzw. etwa 1,974 μm,
betragen die Interdigitallängen
etwa 58,8 μm,
etwa 53,7 μm,
etwa 27,8 μm
bzw. etwa 56,7 μm
und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 36, 90, 90 bzw. 36.
Das durchschnittliche Verhältnis
der Dicke der Elektrode zu der Wellenlänge in den Resonatoren beträgt etwa
8,3 %.
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Die
oben beschriebenen Parameter sind lediglich Beispiele und die Dicke
des Substrats oder das Lastverhältnis
können
verändert
sein, oder die parasitäre
Induktivität
oder die Brückenkapazität können verändert sein,
solange die Resonanzfrequenzen und die Antiresonanzfrequenzen der
Resonatoren auf erwünschte
Werte eingestellt werden können. Bei
diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel
wird ferner vorzugsweise ein um 36° gedrehtes Y-Schnitt-X-Ausbreitung-LiTaO3-Substrat
als das piezoelektrische Substrat 30 verwendet.
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Der
Typ des piezoelektrischen Substrats ist jedoch bei einem Implementieren
der vorliegenden Erfindung nicht eingeschränkt. Es kann zum Beispiel ein
anderer Typ eines piezoelektrischen Substrats verwendet werden,
wie beispielsweise ein um 38-46° gedrehtes
Y-Schnitt-X-Ausbreitung-LiTaO3-Substrat oder
ein um 64-72° gedrehtes
LiNbO3-Substrat,
in welchem Fall Vorteile der vorliegenden Erfindung ebenfalls erreicht
werden können.
Die Elektroden können
durch einen anderen Prozess als den Abhebeprozess gebildet werden,
beispielsweise einen Ätzprozess.
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Die
Transmissionscharakteristik und die VSWR-Charakteristik des ersten
bevorzugten Ausführungsbeispiels
unter Verwendung der oben beschriebenen Parameter sind in 4 bzw. 5 gezeigt. Die
VSWR-Charakteristik wird besser, wenn das Verhältnis näher an 1,0 herankommt. Die
in 4 gezeigte Transmissionscharakteristik gibt an,
dass ein ausreichend schmales Band mit einem geringen Einfügungsverlust
in dem Durchlassband erhalten wird. Im Vergleich zu der in 20 gezeigten
Charakteristik, die aus dem bekannten Entwurfstyp (fap frs) resultiert,
wird die Bandbreite bei diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel für einen
Einfügungsverlust
von 3 dB zu 25 MHz. Dies bedeutet, dass die Bandbreite von etwa
51,1 MHz der Bandbreite gemäß dem bekannten
Entwurfstyp um etwa 26,1 MHz reduziert ist. 5 zeigt,
dass die VSWR-Charakteristik in dem Durchlassband etwa 2,0 oder
weniger beträgt,
was ein ausreichender Pegel ist, der kommerziellen Erfordernissen
genügt.
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1B zeigt,
dass die Resonanzfrequenzen der Reihenresonatoren 11a und 11b,
die das Durchlassband bilden, gesetzt sind, um niedriger als die Antiresonanzfrequenzen
der Parallelresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet,
und dass die Resonanzfrequenz von lediglich dem Reihenresonator 11c gesetzt
ist, um gleich der und bevorzugter höher als die Antiresonanzfrequenz
der Parallelresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet.
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Der
Grund für
das Einstellen der Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz und der
Antiresonanzfrequenz, wie es oben beschrieben ist, lautet wie folgt.
Bei Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren, wie
dieselben in 3 gezeigt sind, werden der Frequenzbereich,
der niedriger als die Resonanzfrequenz ist, und der Frequenzbereich,
der höher
als die Antiresonanzfrequenz ist, kapazitiv und wird der Frequenzbereich
zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz induktiv.
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Falls
die Antiresonanzfrequenz gesetzt ist, um höher als die Resonanzfrequenz
zu sein, d. h. falls fap > frs,
um die Durchlassbandbreite schmaler zu machen, ist ein induktiver
Bereich zwischen fap und frs für
sowohl die Parallelresonatoren als auch die Reihenresonatoren gebildet.
Folglich weicht die Impedanz in dem Durchlassband stark von einem Sollwert
ab, beispielsweise etwa 50 Ω,
wodurch der Einfügungsverlust
erhöht
wird.
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Folglich
ist die Resonanzfrequenz oder die Antiresonanzfrequenz des Reihenresonators 11c so eingestellt,
dass der kapazitive Bereich des Reihenresonators 11c mit
dem induktiven Bereich in dem Durchlassband übereinstimmt. Dann können verbesserte
Transmissionscharakteristika, wie beispielsweise ein geringer Einfügungsverlust,
erhalten werden, während
eine schmale Durchlassbandbreite gesetzt wird.
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Alternativ
kann die Antiresonanzfrequenz des Reihenresonators 11c zwischen
der Resonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe, die das Durchlassband
bildet, und der Resonanzfrequenz der Reihenresonatoren 11a und 11b,
die das Durchlassband bilden, angeordnet sein, in welchem Fall ebenfalls
eine schmale Durchlassbandbreite erhalten werden kann. Bei dieser
Konfiguration ist jedoch die Antiresonanzfrequenz des Reihenresonators 11c in dem
Durchlassband positioniert, was den Einfügungsverlust an der linken
Schulter des Durchlassbands beträchtlich
erhöht.
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Gemäß dem oben
konfigurierten Leitertyp-SAW-Bauelement des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels
ist es möglich,
ein SAW-Filter bereitzustellen, das einen niedrigeren Einfügungsverlust
und eine schmalere Durchlassbandbreite als bekannte SAW-Filter aufweist.
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Zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel
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Ein
Leitertyp-SAW-Bauelement, das gemäß einem zweitem bevorzugten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist unten im Kontext eines
TDS-CDMA-Filters beschrieben, das eine Mittenfrequenz von 2017,5
MHz aufweist. Die Schaltungskonfiguration, das piezoelektrische
Substrat und das Elektrodenbildungsverfahren sind ähnlich diesen
des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels,
das oben beschrieben ist. Elemente, die Funktionen ähnlich diesen
des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels
aufweisen, sind durch gleichartige Bezugszeichen und gleichartige
Namen angegeben und eine detaillierte Beschreibung derselben wird
somit weggelassen.
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Die
Entwurfsparameter der Resonatoren lauten wie folgt. Bezüglich der
IDTs der Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c betragen
die Elektrodenabstände
etwa 1,932 μm,
etwa 1,939 μm
bzw. etwa 1,831 μm,
betragen die Interdigitallängen
etwa 26 μm,
etwa 26 μm
bzw. etwa 36 μm
und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 43, 43 bzw. 43.
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Bezüglich der
IDTs der Parallelresonatoren 12a, 12b, 12c und 12d betragen
die Elektrodenabstände
etwa 1,974 μm,
etwa 1,998 μm,
etwa 1,998 μm
bzw. etwa 1,974 μm,
betragen die Interdigitallängen
etwa 58,8 μm,
etwa 53,7 μm,
etwa 27,8 μm
bzw. etwa 56,7 μm
und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 36, 90, 90 bzw. 36.
Die Impedanzcharakteristik des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels
unter Verwendung dieser Parameter ist in 6 gezeigt.
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Die
Transmissionscharakteristik und die VSWR-Charakteristik des zweiten
bevorzugten Ausführungsbeispiels
unter Verwendung der oben beschriebenen Parameter sind in 7 bzw. 8 gezeigt. Die
Transmissionscharakteristik, die in 7 gezeigt ist,
gibt an, dass ein ausreichend schmales Band erhalten wird, ohne
Welligkeiten zu bewirken oder den Einfügungsverlust in dem Durchlassband
zu erhöhen.
Im Vergleich zu der Transmissionscharakteristik des ersten bevorzugten
Ausführungsbeispiels,
die in 4 gezeigt ist, treten in dem Durchlassband in 7 keine
Welligkeiten auf. 8 zeigt, dass die VSWR-Charakteristik
in dem Durchlassband etwa 2,0 oder weniger beträgt, was ein ausreichender Pegel
ist, der kommerziellen Erfordernissen genügt.
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6 zeigt,
dass die Resonanzfrequenzen der Reihenresonatoren 11a und 11b,
die das Durchlassband bilden, gesetzt sind, um niedriger als die Antiresonanzfrequenz
der Parallelresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet,
und dass die Resonanzfrequenz von lediglich dem Reihenresonator 11c gesetzt
ist, um gleich der und bevorzugter höher als die Antiresonanzfrequenzen
der Reihenresonatoren 11a und 11b zu sein, die
das Durchlassband bilden.
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Der
Grund für
das Einstellen der Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz und der
Antiresonanzfrequenz der Resonatoren, wie es oben beschrieben ist,
lautet wie folgt. Normalerweise tritt bei Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren,
wie es in 6 gezeigt ist, eine Welligkeit,
die der Nähe
der unteren Grenzfrequenz des Stoppbands der Reflektoren entspricht,
in dem unteren Bereich der Resonanzfrequenz auf. Folglich ist die
Resonanzfrequenz des Reihenresonators 11c gesetzt, um gleich
den und bevorzugter höher
als die Antiresonanzfrequenzen der anderen Reihenresonatoren zu
sein, die das Durchlassband bilden, wodurch die Welligkeit von dem
Durchlassband ausgeschlossen wird. Somit kann das Auftreten von
Welligkeiten in dem Durchlassband unterdrückt werden. Alternativ kann
die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Reihenresonatoren gesetzt
sein, um gleich der und bevorzugter niedriger als die Resonanzfrequenz
der Parallelresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet,
in welchem Fall sich Vorteile ähnlich
den oben beschriebenen Vorteilen zeigen können.
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Gemäß dem oben
konfigurierten Leitertyp-SAW-Bauelement des zweiten bevorzugten
Ausführungsbeispiels
ist es möglich,
ein SAN-Filter bereitzustellen, das einen niedrigeren Einfügungsverlust,
weniger Welligkeiten und eine schmalere Durchlassbandbreite als
bekannte SAN-Filter aufweist.
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Drittes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
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Ein
Leitertyp-SAW-Bauelement, das gemäß einem dritten bevorzugten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist unten im Kontext eines
TDS-CDMA-Filters beschrieben, das eine Mittenfrequenz von 2017,5
MHz aufweist. Die Schaltungskonfiguration, das piezoelektrische
Substrat und das Elektrodenbildungsverfahren sind ähnlich diesen
des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels.
Elemente, die Funktionen ähnlichen
diesen des ersten und des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels
aufweisen, sind durch gleichartige Bezugszeichen und gleichartige
Namen angegeben und eine detaillierte Beschreibung derselben wird
somit weggelassen.
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Die
Entwurfsparameter der Resonatoren lauten wie folgt. Bezüglich der
IDTs der Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c betragen
die Elektrodenabstände
etwa 2,032 μm,
etwa 1,939 μm
bzw. etwa 1,871 μm,
betragen die Interdigitallängen
etwa 26 μm,
etwa 26 μm
bzw. etwa 36 μm
und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 43, 43 bzw. 43.
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Bezüglich der
IDTs der Parallelresonatoren 12a, 12b, 12c und 12d betragen
die Elektrodenabstände
etwa 1,974 μm,
etwa 1,998 μm,
etwa 1,998 μm
bzw. etwa 1,974 μm,
betragen die Interdigitallängen
etwa 58,8 μm,
etwa 53,7 μm,
etwa 27,8 μm
bzw. etwa 56,7 μm
und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 36, 90, 90 bzw. 36.
Die Impedanzcharakteristik des dritten Ausführungsbeispiels unter Verwendung
der obigen Parameter ist in 9 gezeigt.
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Die
Transmissionscharakteristik und die VSWR-Charakteristik des dritten
bevorzugten Ausführungsbeispiels
unter Verwendung der obigen Parameter sind in 10 bzw. 11 gezeigt.
Die Transmissionscharakteristik, die in 10 gezeigt
ist, gibt an, dass ein ausreichend schmales Band erhalten wird,
ohne Welligkeiten zu bewirken oder den Einfügungsverlust in dem Durchlassband
zu erhöhen.
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11 zeigt,
dass eine verbesserte VSWR-Charakteristik als diese des zweiten
bevorzugten Ausführungsbeispiels
erhalten wird. 9 lässt erkennen, dass die Resonanzfrequenz
eines Teils der Reihenresonatoren und genauer gesagt des Reihenresonators 11b,
der das Durchlassband bildet, gleich der und bevorzugter niedriger
als die Antiresonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe ist, die das
Durchlassband bildet; die Antiresonanzfrequenz des Reihenresonators 11a gleich
der und bevorzugter niedriger als die Resonanzfrequenz der Parallelresonatorgruppe
ist; und die Resonanzfrequenz des Reihenresonators 11c gleich
der und bevorzugter höher
als die Antiresonanzfrequenz des Reihenresonators 11b ist,
der das Durchlassband bildet. Der Grund für ein Setzen der Beziehung
zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz der Resonatoren,
wie es oben beschrieben ist, lautet wie folgt.
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Um
die VSWR-Charakteristik zu verbessern, ist es erwünscht, dass
die induktiven Bereiche von zumindest zwei Reihenresonatoren der
Reihenresonatorgruppe an beiden Seiten des Durchlassbands angeordnet
sind. Bei dieser Anordnung sind die Impedanzen der zwei Reihenresonatoren,
die an beiden Seiten des Durchlassbands angeordnet sind, voneinander
unterschiedlich, und somit ist die Flexibilität, um die Impedanzen einzustellen,
erhöht,
wodurch ohne weiteres eine Impedanzanpassung geliefert wird. Folglich
kann bei diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel
die VSWR-Charakteristik gegenüber
dieser des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels verbessert
werden.
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Gemäß dem Leitertyp-SAW-Bauelement
des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels
ist es möglich,
ein SAW-Filter zu liefern, das einen niedrigeren Einfügungsverlust,
weniger Welligkeiten, eine verbesserte VSWR-Charakteristik und eine
schmalere Durchlassbandbreite als bekannte SAN-Filter aufweist.
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Viertes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
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Ein
Leitertyp-SAW-Bauelement, das gemäß einem vierten bevorzugten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist, ist unten im Kontext eines
TDS-CDMA-Filters beschrieben, das eine Mittenfrequenz von 2017,5
MHz aufweist. Die Schaltungskonfiguration, das piezoelektrische
Substrat und das Elektrodenbildungsverfahren sind ähnlich diesen
des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels.
Elemente, die Funktionen ähnlich
diesen des ersten bis dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels aufweisen,
sind durch gleichartige Bezugszeichen und gleichartige Namen angegeben
und eine detaillierte Beschreibung derselben wird somit weggelassen.
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Die
Entwurfsparameter der Resonatoren lauten wie folgt. Bezüglich der
IDTs der Reihenresonatoren 11a, 11b und 11c betragen
die Elektrodenabstände
etwa 1,930 μm,
etwa 1,937 μm
bzw. etwa 1,930 μm,
betragen die Interdigitallängen
etwa 26 μm,
etwa 26 μm
bzw. etwa 26 μm
und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 43, 43 bzw. 43.
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Bezüglich der
IDTs der Parallelresonatoren 12a, 12b, 12c und 12d betragen
die Elektrodenabstände
etwa 1,974 μm,
etwa 1,984 μm,
etwa 2,102 μm
bzw. etwa 1,974 μm,
betragen die Interdigitallängen
etwa 58,8 μm,
etwa 53,7 μm,
etwa 87,8 μm
bzw. etwa 56,7 μm
und betragen die Anzahlen von Paaren von Elektrodenfingern 36, 60, 60 bzw. 36.
Die Impedanzcharakteristik des vierten Ausführungsbeispiels unter Verwendung
der obigen Parameter ist in 12 gezeigt.
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Die
Transmissionscharakteristik und die VSWR-Charakteristik des vierten
bevorzugten Ausführungsbeispiels
unter Verwendung der oben beschriebenen Parameter sind in 13 bzw. 14 gezeigt.
Die Transmissionscharakteristik, die in 13 gezeigt
ist, gibt an, dass ein ausreichend schmales Band erhalten wird,
ohne Welligkeiten zu bewirken oder den Einfügungsverlust in dem Durchlassband zu
erhöhen. 14 zeigt,
dass die VSWR-Charakteristik in dem Durchlassband etwa 2,0 oder
weniger beträgt,
was ein ausreichender Pegel ist, der den kommerziellen Erfordernissen
genügt.
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12 lässt erkennen,
dass die Antiresonanzfrequenzen der Parallelresonatoren 12a, 12b und 12d,
die das Durchlassband bilden, gesetzt sind, um höher als die Resonanzfrequenz
der Reihenresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet, und
dass die Antiresonanzfrequenz von lediglich dem Parallelresonator 12c gleich
den und spezifischer niedriger als die Resonanzfrequenzen der anderen
Parallelresonatoren 12a, 12b und 12d ist,
die das Durchlassband bilden.
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Durch
ein Setzen der Antiresonanzfrequenz eines Teils der Parallelresonatoren,
um gleich der und spezifischer niedriger als die Resonanzfrequenz der
Reihenresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet, kann
folglich eine Anpassung in dem Durchlassband geliefert werden, wie
bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel,
und kann eine verbesserte Transmissionscharakteristik, wie beispielsweise
ein niedrigerer Einfügungsverlust,
erhalten werden, während
die Durchlassbandbreite schmaler gemacht ist.
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Der
Grund für
das Setzen der Antiresonanzfrequenz eines Teils der Parallelresonatoren,
um gleich den und bevorzugter niedriger als die Resonanzfrequenzen
der anderen Parallelresonatoren zu sein, die das Durchlassband bilden,
besteht darin, Welligkeiten in dem Durchlassband zu reduzieren.
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Normalerweise
tritt bei Ein-Anschluss-Paar-SAW-Resonatoren, wie es in 12 gezeigt
ist, eine Welligkeit entsprechend der Nähe der oberen Grenzfrequenz
des Stoppbands der Reflektoren in dem höheren Bereich der Antiresonanzfrequenz
auf. Durch ein Setzen der Beziehung zwischen der Antiresonanzfrequenz
und der Resonanzfrequenz der Resonatoren, wie es oben beschrieben ist,
kann folglich die Welligkeit von dem Durchlassband ausgeschlossen
werden und kann somit das Auftreten von Welligkeiten in dem Durchlassband
unterdrückt
werden. Alternativ kann die Resonanzfrequenz eines Teils der Parallelresonatoren
gesetzt sein, um gleich der und bevorzugter höher als die Antiresonanzfrequenz
der Reihenresonatorgruppe zu sein, die das Durchlassband bildet,
in welchem Fall sich Vorteile ähnlich
den oben beschriebenen Vorteilen zeigen können.
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Wie
bei dem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel
sind zusätzlich
die induktiven Bereiche der zwei Parallelresonatoren der Parallelresonatorgruppe
an beiden Seiten des Durchlassbands angeordnet, wodurch ein Filter
geliefert wird, das eine verbesserte VSWR-Charakteristik zeigt.
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Falls
die Resonanzfrequenz des Parallelresonators 12c zwischen
den Antiresonanzfrequenzen der Parallelresonatoren 12a, 12 und 12c,
die das Durchlassband bilden, und der Antiresonanzfrequenz der Reihenresonatorgruppe,
die das Durchlassband bildet, angeordnet ist, ist dieselbe innerhalb des
Durchlassbands positioniert, was den Einfügungsverlust an der rechten
Schulter des Durchlassbands beträchtlich
erhöht.
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Gemäß dem oben
konfigurierten Leitertyp-SAW-Bauelement des vierten bevorzugten
Ausführungsbeispiels,
ist es möglich,
ein SAW-Filter bereitzustellen, das einen niedrigeren Einfügungsverlust
und eine schmalere Durchlassbandbreite als bekannte SAW-Filter aufweist.
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In
diesem Fall ist die Antiresonanzfrequenz eines Teils der Parallelresonatoren
gesetzt, um gleich den und bevorzugter niedriger als die Resonanzfrequenzen
der anderen Parallelresonatoren zu sein, die das Durchlassband bilden,
wodurch Welligkeiten in dem Durchlassband weiter reduziert werden.
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In
diesem Fall sind die induktiven Bereiche von zwei Parallelresonatoren
der Parallelresonatorgruppe an beiden Seiten des Durchlassbands
angeordnet, wodurch die VSWR-Charakteristik weiter verbessert wird.
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Das
SAW-Bauelement der vorliegenden Erfindung kann in geeigneter Weise
als ein Bandpassfilter für
eine Kommunikationsvorrichtung verwendet werden, und genauer gesagt
als ein GPS-, TDS-CDMA-, PHS- oder PDC-Filter, das schmalere Bandbreiten
erfordert, ohne den Einfügungsverlust
zu erhöhen,
wodurch die Kommunikationscharakteristika der Kommunikationsvorrichtung
verbessert werden.
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Während die
vorliegende Erfindung mit Bezug darauf beschrieben wurde, was gegenwärtig als die
bevorzugten Ausführungsbeispiele
betrachtet wird, sollte klar sein, dass die Erfindung nicht auf
die offenbarten bevorzugten Ausführungsbeispiele
beschränkt
ist. Im Gegenteil, die Erfindung soll verschiedene Modifikationen
und äquivalente
Anordnungen abdecken, die innerhalb des Schutzbereichs der beigefügten Ansprüche enthalten
sind. Zudem können
verschiedene Kombinationen der unterschiedlichen Ausführungsbeispiele
der Erfindung vorgenommen werden, die durch die beigefügten Ansprüche definiert
ist.