DE60128036T2

DE60128036T2 - Trägerrückgewinnung in einem Mehrträgerempfänger

Info

Publication number: DE60128036T2
Application number: DE60128036T
Authority: DE
Inventors: Toshihisa Hyakudai; Takahiro Okada
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-07-11
Filing date: 2001-07-09
Publication date: 2007-12-27
Anticipated expiration: 2021-07-10
Also published as: JP2002026866A; JP4356203B2; EP1172982A3; US6720824B2; EP1172982B1; DE60128036D1; US20020017948A1; EP1172982A2

Description

Technischer Hintergrund
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht auf ein Demodulationsverfahren und eine Vorrichtung, welche beispielsweise bei digitalen Rundfunksignalen anwendbar ist, welche gemäß dem orthogonalen Frequenzmultiplexsystem (OFDM) moduliert sind.
Beschreibung des Standes der Technik
Seit einiger Zeit wurde ein Modulationssystem, welches als orthogonales Frequenzmultiplexsystem (OFDM) bezeichnet wird, als ein System vorgeschlagen, um Digitalsignale zu übertragen. Dieses OFDM-System ist ein System, bei dem eine große Anzahl von orthogonalen Hilfsträgern in einem Übertragungsband vorgesehen sind und Daten den Amplituden und Phasen der jeweiligen Hilfsträger zugeteilt sind, um digitale Modulation gemäß der PSK (Phasenumtastung) oder QMA (Quadraturamplitudenmodulation) auszuführen.
Dieses OFDM-System hat ein Merkmal, dass, obwohl das Band pro Hilfsträger schmal ist, um die Modulationsrate aufgrund des Aufspaltens des Übertragungsbands mit einer großen Anzahl von Hilfsträgern zu vermindern, die gesamte Übertragungsrate gegenüber der beim herkömmlichen Modulationssystem unverändert ist. Außerdem hat das OFDM-System ein Merkmal, dass sie Symbolrate aufgrund paralleler Übertragung einer großen Anzahl von Hilfsträgern vermindert ist. Folglich ist dieses OFDM-System weniger empfänglich auf Mehrfachpfad-Interferenz, da die Mehrfachdurchgangs-Zeitdauer in Bezug auf die Symbolzeitdauer kürzer sein kann. Außerdem hat dieses OFDM-System ein Merkmal, dass, da Daten mehreren Hilfsträgern zugeteilt sind, es möglich ist, eine Übertragungs-/Empfangsschaltung aufzubauen, wobei eine Berechnungsschaltung verwendet wird, bei der die inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) während der Modulation verwendet wird und außerdem die schnelle Fourier-Transformation (FFT) während der Demodulation verwendet wird.
Im Hinblick auf die obigen Kenndaten wurde die Möglichkeit einer Anwendung des OFDM-Systems auf terrestrischen digitalen Rundfunk, der auf Mehrfachdurchgangsinterferenz stark empfindlich ist, extensiv untersucht. Für den terrestrischen digitalen Rundfunk, für welchen das OFDM-System angewandt wird, wurden Standards, beispielsweise DVB-T (digitaler Videorundfunk-terrestrisch) oder ISDB-T (digitaler Videorundfunk-terrestrisch) oder ISDB-T (integrierter Dienst-Digitalrundfunk-terrestrisch) vorgeschlagen.
Die folgenden Absätze liefern einen Hinweis eines technischen Problems, auf welches sich die vorliegende Erfindung richtet, und einen Hinweis zumindest teilweise einer vorgeschlagenen Lösung, welche durch Ausführungsformen der Erfindung bereitgestellt wird.
Die Empfangsvorrichtung für den digitalen Fernsehrundfunk gemäß dem OFDM-System wird nun erläutert. 1 ist ein Blockdiagramm, welches eine herkömmliche OFDM-Empfangsvorrichtung zeigt.
In 1 werden, wenn die Signale zwischen Blöcken übertragen werden, komplexe oder reale Zahlensignale sind, die Signalkomponenten durch dicke bzw. dünne Linien zum Ausdruck gebracht.
Gemäß 1 weist eine vor kurzem vorgeschlagene OFDM-Empfangsvorrichtung 100 eine Antenne 101, einen Tuner 102, ein Bandpassfilter (BPF) 103, einen A/D-Umsetzer 104, eine digitale Quadraturdemodulationsschaltung 105, eine FC-Korrekturschaltung 106, eine FFT-Berechnungsschaltung 107, eine FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 108, eine FC-Weibereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109, einen numerischen Steueroszillator (NCO) 110, eine FFT-Fenstersynchronisationsschaltung 111, eine CPE-Löschschaltung 112, eine CPE-Berechnungsschaltung 113, einen Entzerrer 114, eine Fehlerermittlungs-Korrekturschaltung 115 und eine Übertragungs-Steuerinformations-Demodulationsschaltung 116 auf.
Die digitalen Fernsehrundfunkwellen, welche von einer Rundfunkstation abgestrahlt werden, werden über die Antenne 101 der OFDM-Empfangsvorrichtung 100 empfangen und danach als HF-Signale zum Tuner 102 geliefert.
Die HF-Signale, welche über die Antenne 101 empfangen werden, werden in IF-Signale durch den Tuner 102 frequenz-umgesetzt, der aus einem Mischoszillator 102a und einem Multiplizierer 102b besteht, und dann zum BPF 103 geliefert. Die IF-Signale werden durch das BPF 103 gefiltert und durch den A/D-Umsetzer 104 digitalisiert, wonach sie zur digitalen Quadraturdemodulationsschaltung 105 gesendet werden.
Die digitale Quadraturdemodulationsschaltung 105 demoduliert die digitalisierten IF-Signale, wobei Trägersignale einer vorher festgelegten Frequenz (Trägerfrequenz oder FC verwendet werden), um Basisband-OFDM-Signale auszugeben. Die Basisband-OFDM-Signale, welche durch diese digitale Quadraturdemodulationsschaltung 105 ausgegeben werden, sind sogenannte Zeitbereichssignale vor den FFT-Berechnungen. Somit werden die Basisbandsignale vor den FFT-Berechnungen, die sich der digitalen Quadraturdemodulation anschließen, anschließend als OFDM-Zeitbereichssignale bezeichnet. Die OFDM-Zeitbereichs signale, die quadratur-demoduliert sind, sind komplexe Signale, welche aus Realachsenkomponenten (I-Kanal-Signalen) und Imaginärachsenkomponenten (Q-Kanal-Signalen) bestehen. Die OFDM-Zeitbereichssignale, welche durch die digitale Quadraturdemodulationsschaltung 105 ausgegeben werden, werden zur FC-Korrekturschaltung 106 geliefert.
Die FC-Korrekturschaltung 106 führt eine komplexe Multiplikation des Trägerfrequenz-Fehlerkorrektursignals durch, welches vom NCO 110 ausgegeben wird, mit den OFDM-Zeitbereichssignalen, um den Trägerfrequenzfehler der OFDM-Zeitbereichssignale zu korrigieren. Der Trägerfrequenzfehler ist ein Fehler in der Mittenfrequenzposition der OFDM-Zeitbereichssignale, der beispielsweise aufgrund der Abweichung der Referenzfrequenz erzeugt wird, welche beispielsweise von einem Mischoszillator 102a ausgegeben wird. Wenn dieser Fehler ansteigt, wird eine Fehlerrate der Ausgangsdaten vergrößert. Die OFDM-Zeitbereichssignale, welche bezüglich Trägerfrequenzfehler korrigiert sind, werden zur FFT-Berechnungsschaltung 107 und zur Feinbereichs-FC-Fehlerberechnungsschaltung 108 geführt.
Die FFT-Berechnungsschaltung 107 führt FFT-Berechnungen in Bezug auf die OFDM-Zeitbereichssignale durch, um Daten zu extrahieren, welche in jedem Hilfsträger quadratur-demoduliert wurden, um die extrahierten Daten auszugeben. Die Ausgangssignale der FFT-Berechnungsschaltung 107 sind sogenannte Frequenzbereichssignale, welche sich an die FFT anschließen. Somit werden die Signale, die sich an die FFT-Berechnungen anschließen, anschließend als OFDM-Frequenzbereichssignale bezeichnet.
Die OFDM-Zeitbereichssignale werden hinsichtlich eines OFDM-Symbols als Übertragungseinheit, wie in 2 gezeigt ist, übertragen. Dieses OFDM-Symbol besteht aus einem effektiven Symbol wie in einer Signalperiode, während der IFFT auftritt, während der Übertragung, und einem Sicherheitsintervall, während dem die Schwingungsform des letzteren Bereichs davon das effektive Symbol direkt kopiert wurde. Dieses Sicherheitsintervalls ist im ersteren Bereich des OFDM-Symbols vorgesehen. Bei dem OFDM-System ist die Mehrfachdurchgangs-Festigkeit durch Bereitstellen dieses Sicherheitsintervalls verbessert. Im DVB-T-Standard (2K-Modus) sind beispielsweise 2048 Hilfsträger in der effektiven Periode enthalten, wobei das Hilfsträgerintervall 4,464 kHz ist. Dies befindet sich in 1705 von 2048 Hilfsträgern im effektiven Symbol, wo die Daten moduliert sind. Das Sicherheitsintervall ist das Signal, welches eine Zeitdauer von 1/4 des effektiven Symbols hat. Bei der OFDM-Empfangsvorrichtung wird das OFDM-Symbol gemäß dem DVB-T-Standard (2K-Modus) durch den A/D-Umsetzer 104 unter Verwendung von Takten quantisiert, welche das effektive Sym bol der OFDM-Zeitbereichssignale bzw. das Sicherheitsintervall mit 2048 bzw. 512 Abtastungen abtastet.
Die FFT-Berechnungsschaltung 107 extrahiert Signale innerhalb des Bereichs der effektiven Symbollänge, beispielsweise 2048 Abtastungen von einer OFDM-Abtastung, d.h., sie eliminiert den Bereich des Sicherheitsintervalls von einem OFDM-Symbol und führt FFT-Berechnungen in Bezug auf die derart extrahierten 2048 Abtastungen der OFDM-Zeitbereichssignale durch. Insbesondere ist die Position vom Beginn der Berechnungen eine optionale Position zwischen der Grenze des OFDM-Symbols (Position A von 2) und der Endposition des Sicherheitsintervalls (Position B in 2), wie in 2 gezeigt ist. Dieser Bereich der Berechnungen wird als FFT-Fenster bezeichnet.
Somit sind ähnlich wie die OFDM-Zeitbereichssignale die OFDM-Frequenzbereichssignale, welche von der FFT-Berechnungsschaltung 107 ausgegeben werden, komplexe Signale, welche aus Realkomponenten (I-Kanal-Signalen) und imaginären Komponenten (Q-Kanal-Komponenten) bestehen. Die OFDM-Frequenzbereichssignale werden zur FC-Fehlerberechnungsschaltung 109, zur CPE-Löschschaltung 112 und zur CPE-Berechnungsschaltung 113 gesendet.
Die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 108 und die FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109 berechnen den Trägerfrequenzfehler, der in den OFDM-Frequenzbereichssignalen enthalten ist, welche auf die digitale Quadraturdemodulation durch die digitale Quadraturdemodulationsschaltung 105 folgen. Insbesondere berechnet die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 108 den Feinbereichs-Trägerfrequenzfehler auf eine Genauigkeit, die nicht höher ist als ±1/2 des Trägerfrequenzintervalls (4,464 kHz). Die FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109 berechnet den Weitbereichs-Trägerfrequenzfehler auf die Genauigkeit des Hilfsträger-Frequenzintervalls (beispielsweise 4,464 kHz). Die Trägerfrequenzfehler, welche durch die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 108 und die FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109 gefunden werden, werden zum NCO 110 geliefert. Die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 108 und die FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109 werden nachfolgend ausführlich erläutert.
Der NCO 110 summiert den Feinbereichs-Trägerfrequenzfehler, der auf eine Genauigkeit von nicht höher als ±1/2 des Hilfsträger-Frequenzintervalls durch die FC-Feinbereichs-Berechnungsschaltung 108 berechnet wurde, mit dem Weitbereichs-Trägerfrequenzfehler, der durch die FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 108 berechnet wurde, auf die Genauigkeit des Hilfsträger-Frequenzintervalls, um Trägerfrequenz-Fehlerkorrektursignale auszugeben, deren Frequenz in Abhängigkeit von dem Trägerfrequenzfehler, der aus den Berechnungen resultiert, ansteigt oder abnimmt. Die Trägerfrequenz-Fehlerkorrektursignale werden mit den OFDM-Zeitbereichssignalen durch die FC-Korrekturschaltung 106 komplex-multipliziert, so dass die Trägerfrequenz-Fehlerkomponenten der OFDM-Zeitbereichssignale eliminiert werden.
Auf Basis der OFDM-Symbolgrenz-Positionsinformation, die erlangt wird, wenn die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 108 den Feinbereichs-Trägerfrequenzfehler auf eine Genauigkeit von nicht höher als ±1/2 des Hilfsträger-Frequenzintervalls berechnet, findet die FFT-Fenstersynchronisationsschaltung 111 den Startzeitpunkt der FFT-Berechnungen durch die FFT-Berechnungsschaltung 107, um den Bereich der FFT-Berechnung (FFT-Fenster) zu steuern. Das Verfahren zum Ermitteln der OFDM-Symbolgrenz-Positionsinformation wird nachfolgend ausführlich erläutert.
Die CPE-Löschschaltung 112 komplex-multipliziert das CPE-Korrektursignal, welches durch die CPE-Berechnungsschaltung 113 berechnet wurde, mit dem OFDM-Frequenzbereichssignalen, um den CPE (gemeinsamer Phasenfehler), der in den OFDM-Frequenzbereichssignalen enthalten ist, zu entfernen. Dieser CPE ist das Rauschen, welches durch Phasenvariationen des Hilfsträgers verursacht wird, welche den niedrigen Bereichskomponenten des Phasenrauschens zuschreibbar sind. Dieses Rauschen ist in allen Hilfsträgern mit der gleichen Phase vorhanden. Der CPE wird durch die CPE-Berechnungsschaltung 113 herausgefunden und zur CPE-Löschschaltung 112 geliefert. Die OFDM-Frequenzbereichssignale, welche vom CPE durch die CPE-Löschschaltung 112 befreit sind, werden zum Entzerrer 114 geliefert. Das Verfahren zum Ermitteln des CPE durch die CPE-Berechnungsschaltung 113 wird nachfolgend ausführlich erläutert.
Der Entzerrer 115 entzerrt die Phase und die Amplitude der OFDM-Frequenzbereichssignale unter Verwendung beispielsweise von gestreuten Pilotsignalen (SP-Signale). Die OFDM-Bereichssignale, welche bezüglich Phase und Amplitude entzerrt wurden, werden zur Ermittlungsfehler-Korrekturschaltung 115 geliefert.
Die Ermittlungsfehler-Korrekturschaltung 115 ermittelt die Information, welche in jedem Hilfsträger moduliert ist, gemäß dem Modulationssystem und decodiert die Daten durch beispielsweise Deadressieren. Die Ermittlungsfehler-Korrekturschaltung 115 korrigiert dann die decodierten Daten auf Fehler, um beispielsweise einen MPEG-2-Transportdatenstrom auszugeben.
Die Übertragungssteuer-Informationsdemodulationsschaltung 116 demoduliert die Übertragungssteuerinformation, welche in vorher festgelegten Hilfsträgerpositionen moduliert wurde, beispielsweise TMCC (Übertragungs- und Multiplexkonfigurationssteuerung) oder TPS (Übertragungsparametersignalisierung). Die demodulierte Übertragungssteuerinformation wird beispielsweise zu einer Systemsteuerung, die nicht gezeigt ist, zur Verwendung beim Steuern der Demodulation oder Wiedergabe geliefert.
Das Arbeitsprinzip der FC-Feinbereichs-Fehlerkorrekturschaltung 108 wird anschließend erläutert.
Für die OFDM-Zeitbereichssignale findet die FC-Feinbereichs-Fehlerkorrekturschaltung 108 die Korrelation zwischen der Schwingungsform des Sicherheitsintervalls und der Schwingungsform des letzteren Bereichs des OFDM-Symbols heraus, d.h., die Signalschwingungsform des Ursprungs des Kopierens des Sicherheitsintervalls, um die Grenze des OFDM-Symbols auf Basis dieser Korrelation herauszufinden.
Insbesondere wird, wie in 3A gezeigt ist, mit der Sicherheitsintervallperiode Tg (Zeit) und mit der effektiven Symbolperiode Tu (Zeit) die Autokorrelationsfunktion, wenn die OFDM-Zeitbereichssignale f(t) längs der Zeitachse transformiert wurden, wobei die Integrationsdomäne Tg ist, wie in der folgenden Gleichung gezeigt ist: Corr(t) = ∫f(t)f(t – Tu)·dtherausgefunden und die Spitzenposition der Autokorrelationsfunktion wird als Grenze des OFDM-Symbols festgelegt.
Das heißt, die ursprünglichen OFDM-Zeitbereichssignale, welche in 3A gezeigt sind, werden mit der Zeit Tu umgesetzt, um die umgesetzten OFDM-Zeitbereichssignale f(t + Tu) zu finden, welche in 3B gezeigt sind. Danach wird f(t) mit f(t + Tu) multipliziert, wobei die resultierende Funktion dann in Bezug auf die Zeit integriert wird. Die Funktion, welche aus der Zeitintegration resultiert, ist die Autokorrelationsfunktion Corr(t). Der höchste Spitzenwertbereich dieser Autokorrelationsfunktion Corr(t) entspricht dem höchsten Korrelationsbereich in Bezug auf das Sicherheitsintervall. Folglich bezeichnet die Zeit, welche durch den höchsten Spitzenwert der Autokorrelationsfunktion Corr(t) angezeigt wird, die in 3C gezeigt ist, die Zeit, welche mit der Schwingungsform übereinstimmt, welche den Ursprung des Kopierens des Sicherheitsintervalls zeigt. Somit zeigt die Zeit die Grenze des OFDM-Symbols.
Die Autokorrelationsfunktion Corr(t), die somit herausgefunden wird, ist das komplexe Signal, wie durch die obige Gleichung gezeigt ist, wobei deren Phasenkomponente proportional zum Trägerfrequenzfehler ist. Daher findet diese FC-Feinbereichs-Berechnungsschaltung 108 die Autokorrelationsfunktion im Grenzbereich des OFDM-Symbols und gibt die Phase mit diesem Wert der Autokorrelationsfunktion als Trägerfrequenzfehler aus. Es sei angemerkt, dass, da der Trägerfrequenzfehler wie aus dieser Autokorrelationsfunktion herausgefunden in einer gezahnten Weise in einem Intervall der Hilfsträgerfrequenz wiederholt wird, wie in 4 gezeigt ist, der Ermittlungsbereich die Information der Genauigkeit ist, die nicht höher ist als ±1/2 des Trägerfrequenzintervalls. Der Feinbereichs-Trägerfrequenzfehler, der somit in der FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 108 gefunden wird, wird als Feinbereichs-Trägerfrequenz-Fehlerinformation zum NCO 110 geliefert.
Die Spitzenwert-Positionsinformation, wie diese durch die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 108 berechnet wird, zeigt die Grenze des OFDM-Symbols, wie oben beschrieben. Die OFDM-Symbolgrenzinformation, wie diese durch die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 108 gefunden wird, wird zur FFT-Fehlersynchronisationsschaltung 111 zur Verwendung für die FFT-Fenstersynchronisation gesendet.
Die FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109 wird anschließend erläutert.
Zunächst wird das Prinzip zum Berechnen des Trägerfrequenzfehlers durch die FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109 erläutert.
Im OFDM-Signal sind üblicherweise Pilotsignale enthalten, die als fortlaufende Pilotsignale (CP) bezeichnet werden. Diese CP-Signale sind Signale, die laufend eine spezifizierte Phase und Amplitude zeigen und sie sind in den Hilfsträger von mehreren Indexen im effektiven Symbol eingefügt. Die Anzahl und das Aufreihungsmuster der Einfügungspositionen der CP-Signale, die im effektiven Symbol enthalten sind, sind in den Standards festgelegt. Bei dem DVB-T-Standard (2K-Modus) sind beispielsweise 2048 (0 bis 2047) Hilfsträger in einem effektiven Symbol vorhanden. In 45 dieser Hilfsträger sind CP-Signale enthalten. Bei diesem DVB-T-Standard (2K-Modus) sind das Aufreihungsmuster der CP-Signale hinsichtlich der Hilfsträgerindexnummern mit der Ausdehnung von 1705 Hilfsträgern, in denen die Signale moduliert sind: 0, 48, 54, 87, 141, 156, 192, 201, 255, 279, 282, 333, 432, 450, 483, 525, 531, 618, 636, 714, 759, 765, 780, 804, 873, 888, 918, 939, 942, 969, 984, 1050, 1101, 1107, 1110, 1137, 1140, 1146, 1206, 1269, 1323, 1377, 1491, 1683 und 1704.
Die FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109 führt differentielle Demodulation zwischen zeitlich vorderen und hinteren Symbolen der FFT-Berechnungs-OFDM-Frequenzbereichssignale durch, um CP-Signale zu extrahieren, und berechnet, bis zu welchem Ausmaß die Hilfsträgerpositionen der CP-Signale, die extrahiert sind, von den anhaftenden Hilfsträgersignalen verschoben sind, um den Trägerfrequenzfehler der OFDM-Signale zu berechnen.
Das Prinzip zum Extrahieren der CP-Signale durch Durchführen zweifacher differentieller Demodulation zwischen Symbolen der OFDM-Zeitbereichssignale wird nun mit Hilfe von 5 erläutert.
5 zeigt den Phasenübergang zwischen den Routineninformationsdaten und den CP-Signalen, um die erststufige Symbol-Symbol-Differenz-Demodulation und die zweitstufige Symbol-Symbol-Differenz-Demodulation zu zeigen. Es sei angenommen, dass in 5 die Informationsdaten QPSK-modulierte Daten sind, und dass die Information bei spezifizierten Amplituden und Phasen in den C-Signalen moduliert ist.
5A zeigt die I-Kanal-Signale und die Q-Kanal-Signale, welche durch FFT hinsichtlich der Frequenzkomponenten der Hilfsträger als Einheiten zerlegt sind, auf der Phasenebene auf Symbolbasis, d.h., für ein (n – 1).-Symbol, ein n.-Symbol, ein (n + 2).-Symbol usw. In 5A zeigen an, bn Informationsdaten, für welche Indexnummern der Hilfsträger, welche FFT des n.-OFDM-Symbols folgen, a bzw. b sind, während can, cbn die CP-Signale zeigen, für welche Indexnummern der Hilfsträger, welche FFT des n.-OFDM-Symbols folgen, ca bzw. cb sind. Obwohl den CP-Signalen die konstanten Amplituden- und Phaseninformation anhaftend gehören, gibt es eine Möglichkeit, wo Phasenrotation zu mehr oder wenigerem Ausmaß auftritt, von einem Symbol zum anderen, unter dem Effekt des Wiedergabeträger-Schwingungsfrequenzfehlers.
5B zeigt die ersten Differential-Demodulationsdaten auf der Phasenebene, wenn die erste Symbol-Symbol-Differenz-Demodulation von der Information der gleichen Indexnummer genommen wird, wobei dan, dbn die ersten Differential-Demodulationsdaten zwischen dem (n – 1).-Symbol und dem n.-Symbol zeigen, für welche die Indexnummern der Hilfsträger a bzw. b sind. Dagegen zeigen dcan, dcbn die ersten Differential-Demodulationsdaten zwischen dem (n – 1).-Symbol und dem n.-Symbol, für welche die Indexnummern der Hilfsträger ca bzw. cb sind.
5C zeigt die zweiten Differential-Demodulationsdaten auf der Phasenebene, wenn die Symbol-Symbol-Differential-Demodulationsdaten von der Information genommen werden, welche die gleiche Indexnummer tragen. Es sei angemerkt, dass dda, ddb zweite Differential-Demodulationsdaten zeigen, welche bei Differential-Demodulation zwischen dem Ergebnis differentieller Demodulation des (n – 1).-Symbols und des n.-Symbols erlangt werden, für welche die Hilfsträger-Indexnummern a bzw. b sind, und das Ergebnis differentieller Demodulation des n.-Symbols und des (n + 1).-Symbols, für die die Hilfsträger-Indexnummern ca bzw. cb sind.
Da die CP-Signale ca, cb Signale der vorher festgelegten Phase sind, werden der FFT-Fensterphasenfehler und der Trägerphasenfehler bei der ersten differentiellen Demodulation entfernt, so dass die Phasenfehler in Abhängigkeit vom Trägerfrequenzfehler, dem CPE und dem Aufzeichnungstakt-Frequenzfehler zurückgelassen werden. Da keiner dieser Phasenfehler zeitabhängig ist, sind diese Fehler von einem differentiellen Demodulationsdatenelement zum anderen konstant. Somit ist es, wenn die zweite differentielle Demodulation zwischen den Daten von der ersten differentiellen Demodulation ausgeführt, möglich, die Phasenfehler in Abhängigkeit vom CPE und von der Wiedergabetaktfrequenz zu beseitigen, welche in der ersten differentiellen Demodulation zurückgelassen werden. Das Ergebnis ist, dass die CP-Signale zu einem bestimmten positiven Wert auf der X-Achse neigen (siehe 5C).
Dagegen nehmen die Informationsdaten a, b Zufallsphasen zwischen Polen an, so dass, sogar nach der zweiten differentiellen Demodulation, die Phase von Daten zu Daten zufallsmäßig ist, wodurch als Folge davon die Daten auf der I-Achse zufallsmäßig verteilt sind.
Wenn daher lediglich I-Achsendaten der CP-Signale zu einem Symbol kumulativ summiert werden, werden diese CP-Signale auf einen bestimmten Wert auf der I-Achse gebündelt, so dass die Signale merklich größer sind als das Ergebnis der kumulativen Addition der I-Achsendaten, welche lediglich den extrahierten Informationsdaten entsprechen. Somit kann das Hilfsträgersignal des CP-Signals von dem Maximalwert der kumulativen Addition geschätzt werden. Durch Berechnen, bis zu welchem Ausmaß die geschätzte CP-Signal-Hilfsträgerposition von der eigenen Hilfsträger-Aufreihungsposition verschoben ist, kann der Trägerfrequenzfehler auf die Genauigkeit des Hilfsträgerintervalls berechnet werden.
Eine spezifische dargestellte Schaltung der FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109 wird nun erläutert.
6 zeigt ein Blockdiagramm der FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109.
Die FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109 weist eine erste Differential-Demodulationsschaltung 121, eine zweite Differential-Demodulationsschaltung 122, einen Speicher 123, eine Pilotsignal-Ausgangsdaten-Erzeugungsschaltung 124, eine Steuerschaltung 125, eine kumulative Additionsschaltung 126, eine Maximalwert-Ermittlungsschaltung 127, eine Trägerfrequenz-Fehlerspeicherschaltung 128 und eine Gate-Schaltung 129 auf.
Die erste Differential-Demodulationsschaltung 121 und die zweite Differential-Demodulationsschaltung 122 bestehen jeweils aus ersten und zweiten FIFO-Speichern 131, 132, einem Vorzeicheninverter 133 und einer komplexen Multiplikationsschaltung 134.
Die erste Differential-Demodulationsschaltung 121 wird mit OFDM-Frequenzbereichssignalen (I- und Q-Kanal-Signalen) von der FFT-Berechnungsschaltung 107 versorgt. Die ersten und zweiten FIFOs 131, 132 werden mit I-Kanal-Signalen bzw. mit Q-Kanal-Signalen beliefert. Die ersten und zweiten FIFOs 131, 132 haben jeweils Speicherkapazitäten, die groß genug sind, ein effektives Symbol der OFDM-Frequenzbereichssignale der gelieferten I- und Q-Kanal-Signale zu halten, und verzögern die I- und Q-Kanal-Signale, die geliefert werden, um ein effektives Symbol. Der Vorzeicheninverter 133 invertiert das Vorzeichen der Q-Kanal-Signale, welche durch den zweiten FIFO 132 verzögert wurden. Die komplexe Multiplikationsschaltung 134 wird mit den OFDM-Frequenzbereichssignalen (I- und Q-Kanal-Signalen), welche von der FFT-Berechnungsschaltung 107 zugeführt werden, und mit den OFDM-Frequenzbereichssignalen (I- und Q-Kanal-Signalen) beliefert, welche um ein effektives Symbol durch den ersten und zweiten FIFO 132, 132 verzögert wurden. Die komplexe Multiplikationsschaltung 134 komplex-multiplext die nicht verzögerten OFDM-Frequenzbereichssignale mit den verzögerten OFDM-Frequenzbereichssignalen über differentielle Demodulation, um die ersten differentiellen Demodulationsdaten zwischen Symbolen der OFDM-Frequenzbereichssignale zu finden. Insbesondere führt mit den nicht-verzögerten I- und Q-Kanal-Signalen I, Q und den verzögerten I- und Q-Kanal-Signalen I^–1, Q^–1 die erste differentielle Demodulationsschaltung 121 die folgende komplexe Berechnung durch: (I + jQ)(I–1 – jQ–1)und unterteilt die Ergebnisse der Berechnungen in eine reale Zahlkomponente und in eine imaginäre Zahlkomponente, welche an die zweite differentielle Demodulationsschaltung 122 ausgegeben werden.
Die zweite Differential-Demodulationsschaltung 122 hat den gleichen Aufbau wie die erste Differential-Demodulationsschaltung 121 und führt die zweite differentielle Demodulation in Bezug auf die ersten differentiellen Demodulationsdaten zwischen Symbolen durch, welche von der ersten differentiellen Demodulationsschaltung 121 ausgegeben werden, um die zweiten differentiellen Demodulationsdaten zwischen den Symbolen zu finden. Die zweite differentielle Demodulationsschaltung 122 gibt lediglich die I-Achsenkomponenten (Realzahlkomponente) des Ergebnisses der komplexen Multiplikation aus. Die zweite diffe rentielle Demodulationsschaltung 122 sendet das Ergebnis der zweiten differentiellen Demodulation zwischen den Symbolen zum Speicher 123.
Der Speicher 123 speichert die zweiten differentiellen Demodulationsdaten für ein Symbol zwischen den Symbolen, welche von der zweiten differentiellen Demodulationsschaltung 122 ausgegeben werden, in beispielsweise der Sequenz der Hilfsträger-Indexnummern. Gemäß der gelesenen Adresse, welche von der Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 gesendet wird, sendet der Speicher 123 lediglich die Daten, welche durch die gelesene Adresse spezifiziert werden, unter den darin gespeicherten Daten, zur kumulativen Additionsschaltung 126.
Die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 erzeugt die Adressinformation zum Spezifizieren von CP-Signalen unter den zweiten differentiellen Demodulationsdaten (I-Komponente), welche im Speicher 123 gespeichert sind. Insbesondere hält die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 einen Datensatz der Indexnummern, um die Aufreihungspositionen der mehreren Hilfsträger zu spezifizieren, in denen die CP-Signale moduliert sind, beispielsweise 45 Hilfsträger unter mehreren Hilfsträgern, die ein effektives Symbol bilden, beispielsweise 2048-Hilfsträger, und erzeugt den Datensatz als Indexnummern als Leseadressen für den Speicher 123. Die Daten, welche als Leseadresse spezifiziert werden, werden zur kumulativen Additionsschaltung 126 geliefert. Insbesondere werden die Daten, welche durch die Leseadressen spezifiziert werden, vom Speicher 123 ausgelesen und zur kumulativen Additionsschaltung 126 geliefert. Der Datensatz, der die Indexnummern der CP-Signale spezifiziert, welche zum Speicher 123 als Leseadressen geliefert werden, wird als CP-Signalauswahldaten bezeichnet. Die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 spricht auf den Verschiebewert fe an, der von der Steuerschaltung 125 geliefert wird, um die CP-Signalauswahldaten zu verschieben, d.h., fügt einmütig einen vorher festgelegten Wert zu oder von jedem Wert hinzu oder subtrahiert diesen, welche die CP-Signalauswahldaten bildet, um Leseadressen dem Speicher 123 mehrmals zuzuteilen, um Daten mehrmals vom Speicher 123 zu lesen.
Mit Hilfe von 7A bis 7G werden typische Daten der CP-Signalauswahldaten, welche durch die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 erzeugt werden, anschließend erläutert. Obwohl der Verschiebewert fe = –10 bis +10 von der Steuerschaltung 125 zwecks ausführlicher Erläuterung gesendet wird, kann jede geeignete Zahl für den Verschiebewert fe verwendet werden. Wenn der Verschiebewert fe = 0, von der Steuerschaltung 125 geliefert wird, erzeugt die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 CP-Signalauswahldaten, welche in 7D gezeigt sind, um die erzeugten Daten zum Speicher 123 zu senden. Die CP-Signalauswahldaten, welche für den Verschiebewert fe = 0 erzeugt wurden, sind ein Datensatz, der die Indexnummer des Hilfsträgers zeigt, in welchem die anhaftenden CP-Signale, welche im Standard vorgeschrieben sind, moduliert sind.
Wenn die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 mit dem Verschiebewert fe = Δf versorgt wird, erzeugt diese CP-Signalauswahldaten, welche in 7E gezeigt ist, um die erzeugten Daten zum Speicher 123 zu leiten. Die CP-Signalauswahldaten, welche für den Verschiebewert fe = Δf erzeugt werden, sind ein Datensatz entsprechend der Gesamtheit der Indexzahlen des Hilfsträgers, in welchem die anhaftenden CP-Signale moduliert sind, +1. Wenn der Verschiebewert fe = 2Δf geliefert wird, erzeugt die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 einen Datensatz entsprechend der Gesamtheit der Indexzahlen der Hilfsträger, in welche die anhaftenden CP-Signale moduliert sind, + 2. In ähnlicher Weise, wenn der Verschiebewert fe = 3Δf bis 9Δf geliefert wird, erzeugt die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 einen Datensatz, der der Gesamtheit der Indexzahlen der Hilfsträger entspricht, in die die anhaftenden CP-Signale moduliert sind, plus dem Verschiebewert Δf während, wenn der Verschiebewert fe = 10Δf geliefert wird, die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 einen Datensatz erzeugt, der der Gesamtheit der Indexzahlen des Hilfsträgers entspricht, in welchem die anhaftenden CP-Signale moduliert sind, plus 10, wie in 7G gezeigt ist.
Wenn dagegen ein negativer Verschiebewert fe = –Δf geliefert wird, erzeugt die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 einen Datensatz entsprechend der Gesamtheit der Indexzahlen der Hilfsträger, in denen die anhaftenden CP-Signale, welche in 7A bis 7C gezeigt sind, moduliert sind, abzüglich des Verschiebewerts Δf. Wenn der Wert der Indexzahl gleich 1 oder weniger ist, kehrt der Wert auf 2047 zurück, um somit die Indexzahlen 0 bis 2047 der Hilfsträger des effektiven Symbols zyklisch zu wiederholen.
21 Muster der CP-Signalauswahldaten, welche als Leseadressen zum Speicher 123 geliefert werden, wie beispielsweise in 7 gezeigt ist, werden sequentiell bis zum Aktualisieren der zweiten differentiellen Demodulationsdaten, welche im Speicher 123 gespeichert sind, erzeugt. Das heißt, während einer Symbolperiode werden Verschiebewerte von –Δf bis 10Δf sequentiell zu der Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 geliefert, so dass als Ergebnis davon 45 Daten entsprechend den entsprechenden Verschiebewerten fe sequentiell 21-Mal zur kumulativen Additionsschaltung 126 geliefert werden.
Die kumulative Additionsschaltung 126 wird mit mehreren zweiten differentiellen Demodulationsdaten versorgt, welche durch die CP-Signalauswahldaten ausgewählt werden, so dass diese zweiten differentiellen Demodulationsdaten miteinander kumulativ summiert werden. Das heißt, die kumulative Additionsschaltung 126 wird synchron mit dem Zeittakt zurückgesetzt, wenn die CP-Signalauswahldaten zum Speicher 123 geliefert werden. Das heißt, wenn 21 Muster der CP-Auswahlsignaldaten, welche in 7A bis 7G gezeigt sind, während einer Symbolperiode geliefert werden, die kumulative Additionsschaltung 126 jedes Mal dann zurückgesetzt wird, wenn die zweiten differentiellen Demodulationsdaten, die für jedes Muster ausgewählt werden, zugeführt werden. Daher gibt die kumulative Additionsschaltung 126 beispielsweise sequentiell die 21 Ergebnisse der kumulativen Addition nacheinander während jeder Symbolperiode aus. Die Ergebnisse, welche von der kumulativen Additionsschaltung 126 ausgegeben werden, werden zur Maximalwert-Ermittlungsschaltung 127 geliefert.
Diese Maximalwert-Ermittlungsschaltung 127 weist ein Auswahlorgan 135, einen RAM 136 und eine Komparatorschaltung 137 auf, und wählt von beispielsweise 21 Ergebnissen der kumulativen Addition, welche von der kumulativen Additionsschaltung 126 ausgegeben werden, das Maximalergebnis der kumulativen Addition aus und gibt ein Freigabesignal mit einem Zeittakt der Auswahl des Maximalergebnisses der kumulativen Addition aus. Insbesondere vergleicht die Komparatorschaltung 137 den Wert, der im RAM 136 gespeichert ist, mit dem Ergebnis der kumulativen Addition, welche von der kumulativen Additionsschaltung 126 ausgegeben wird. Wenn das Ergebnis der kumulativen Addition, welches von der kumulativen Additionsschaltung 126 ausgegeben wird, größer ist als der Wert, der im RAM 136 gespeichert ist, gibt die Komparatorschaltung 137 ein Freigabesignal aus, welches zum Auswahlorgan 135 geliefert wird. Das Auswahlorgan 135, welches mit dem Freigabesignal beliefert wird, speichert das Ergebnis der kumulativen Addition im RAM 136. Somit wird beispielsweise von den 21 Ergebnissen der kumulativen Addition, welche von der kumulativen Additionsschaltung 126 ausgegeben werden, das maximale Ergebnis der kumulativen Addition im RAM 136 gespeichert. Dagegen zeigt das Freigabesignal, welches von der Komparatorschaltung 137 ausgegeben wird, wenn das maximale Ergebnis der kumulativen Addition von beispielsweise den 21 Ergebnissen der kumulativen Addition ausgewählt wird, den letzten Freigabesignal-Auftretungszeitpunkt (den letzten Auftretungszeitpunkt in einer Symbolperiode). Die Innendaten im RAM 136 in der Maximalwert Ermittelungsschaltung 127 werden in jeder Symbolperiode gelöscht (mit dem Zeittakt des Aktualisierens von den zweiten differentiellen Demodulationsdaten im Speicher 123).
Die Trägerfrequenz-Fehlerspeicherschaltung 128 besteht aus einem Auswahlorgan 138 und einem RAM 139, in dem die Daten zu speichern sind, welche durch das Auswahlorgan 128 ausgewählt werden. Das Auswahlorgan 138 wird mit dem Verschiebewert fe belie fert, der von der Steuerschaltung 125 zur Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124 geliefert wird, in abgestimmter Relation zu deren Lieferung zu der Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 124. Simultan wird ein Ausgangssignal des RAM 139, der mit der stromabwärtigen Seite verbunden ist, zurück zum Auswahlorgan geführt. Das Auswahlorgan 138 arbeitet gemäß dem Freigabesignal, welches von der Komparatorschaltung 137 der Maximalwert-Ermittlungsschaltung 127 ausgegeben wird. Insbesondere wird der Verschiebewert fe, der von der Steuerschaltung 138 geliefert wird, zum RAM 139 geliefert, wenn das Freigabesignal geliefert wird, wobei, wenn das Freigabesignal nicht geliefert wird, der Verschiebewert fe, der zurück vom RAM 139 geführt wird, im RAM 139 gespeichert wird. Somit wird der Verschiebewert fe der CP-Signalauswahldaten, der den Maximalwert des Ergebnisses der kumulativen Addition des CP-Signals ergibt, im RAM 13 gespeichert.
Danach speichert die Gate-Schaltung 129 den Verschiebwert fe, der im RAM 139 gespeichert ist, im Zeittakt einer Symbolperiode, um den gespeicherten Wert als Trägerfehlerwert in jedem Hilfsträgerintervall auszugeben.
Durch die oben beschriebene Verarbeitung extrahiert die FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109 mehrere CP-Signale, welche im effektiven Symbol der OFDM-Frequenzbereichssignale enthalten sind, im Anschluss auf FFT-Berechnungen, um zu berechnen, bis zu welchem Ausmaß die Position des Hilfsträgers des CP-Signals, welches subtrahiert wird, von der anhaftenden Hilfsträgerposition verschoben ist, um den Trägerfrequenzfehler zu berechnen, bis zur der Genauigkeit des Hilfsträgerintervalls.
Mit Hilfe von 8 wird die CPE-Löschschaltung 112 und die CPE-Berechnungsschaltung 113 ausführlich erläutert.
In 8 weist die CPE-Löschschaltung 112 eine Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 141 und eine komplexe Multiplikationsschaltung 142 auf. Die CPE-Berechnungsschaltung 113 weist eine differentielle Demodulationsschaltung 151, eine CP-Auswahlschaltung 152, eine Durchschnittswert-Bildungsschaltung 153, eine tan^–1-Schaltung 153, eine kumulative Additionsschaltung 155 und eine komplexe Umsetzungsschaltung 156 auf.
Die differentielle Demodulationsschaltung 151 findet Symbol-Symbol-Differenz-Demodulationsdaten für die OFDM-Frequenzbereichssignale, welche von der FFT-Berechnungsschaltung 107 ausgegeben werden. Der Schaltungsaufbau der differentiellen Demodulationsschaltung 151 ist der gleiche wie der bei der ersten differentiellen Modulationsschaltung 121 der FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 109. Die differentielle Demodulationsschaltung 151 sendet Symbol-Symbol-Differenz-Demodulationsdaten, die berechnet wurden, zur CP-Auswahlschaltung 152.
Die CP-Auswahlschaltung 152 wählt die ersten differentiellen Demodulationsdaten der CP-Signalkomponente unter den ersten Symbol-Symbol-Differenz-Demodulationsdaten, die zugeführt werden, aus. Wie oben ausgeführt sind mehrere der CP-Signale in vorher festgelegten Positionen der mehreren Hilfsträger im effektiven Symbol enthalten. Beispielsweise sind 45 CP-Signale in jedem Symbol beim DVB-T-Standard (2K-Modus) enthalten. Die CP-Auswahlschaltung 152 speichert den Index des Hilfsträgers, in welchem die CP-Signale moduliert sind, und extrahiert lediglich die Indexdaten, um die CP-Signale auszuwählen. Die ersten Symbol-Symbol-Differenz-Demodulationsdaten der CP-Signalkomponente werden zur Durchschnittswertbildungsschaltung 153 geliefert.
Die Durchschnittswertbildungsschaltung 153 mittelt die ersten Symbol-Symbol-Differenz-Demodulationsdaten der CP-Signale innerhalb eines Symbols. Die Durchschnittswertbildungsschaltung 153 findet einen Durchschnittswert in einem Symbol der ersten Differenzdemodulationsdaten von beispielsweise für 45 CP-Signalen, um den Durchschnittswert als Phasenvariation im Symbol auszugeben. Dieser Wert dieser Phasenvariation wird weitergeleitet zur tan^–1-Schaltung 154.
Die tan^–1-Schaltung 154 berechnet arctan der realen Zahlenkomponente und der imaginären Zahlkomponente der Phasenvariation, welche als komplexes Signal geliefert wird, um Winkeldaten des Phasenvariationswerts zu finden. Die Winkeldaten der Phasenvariation, die somit gefunden werden, werden zur kumulativen Additionsschaltung 155 geliefert.
Die kumulative Additionsschaltung 155 addiert die Winkeldaten, die zu ihr geliefert werden, kumulativ. Die kumulative Additionsschaltung 155 fügt die Phasenvariationskomponenten der jeweiligen Symbole kumulativ hinzu, um der Phasenvariation der OFDM-Signale nach oben zu folgen. Die somit zusammengefügten kumulativen Winkeldaten werden zur komplexen Umsetzungsschaltung 156 geliefert.
Die komplexe Umsetzungsschaltung 156 setzt die Winkeldaten in komplexe Signale um, welche aus Realzahlkomponenten (I-Komponenten) und Imaginärzahlkomponenten (Q-Komponenten) zusammengesetzt sind. Die Phasenvariationswerte, welche in die komplexen Zahlen umgesetzt wurden, werden als CPE-Korrektursignale zur komplexen Multiplikationsschaltung 142 gesendet.
Die OFDM-Frequenzbereichssignale, welche von der FFT-Berechnungsschaltung 107 ausgegeben werden, werden um ein Symbol durch die Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 141 der CPE-Löschschaltung 112 verzögert und dann zur komplexen Multiplikationsschaltung 142 geliefert. Die Ein-Symbol-Verzögerung wird hier eingeführt, da die Verarbei tung um ein Symbol durch die differentielle Demodulation verzögert wird, wenn die CPE-Berechnungsschaltung 113 das CPE-Korrektursignal findet.
Die komplexe Multiplikationsschaltung 142 komplex-multipliziert die OFDM-Frequenzbereichssignale, welche um ein Symbol verzögert wurden, mit der Phasenvariation, welche von der komplexen Umsetzungsschaltung 156 der CPE-Berechnungsschaltung 113 geliefert wird, um die CPE-Komponente, welche in den OFDM-Frequenzbereichssignalen enthalten ist, zu beseitigen.
Bei der oben beschriebenen herkömmlichen OFDM-Empfangsvorrichtung werden die CP-Signale von den Frequenzbereichssignalen im Anschluss an die FFT-Berechnungen extrahiert und der Weitbereichsträgerfrequenzfehler von dem Verschiebewert des CP-Signals ermittelt. Insbesondere wird die Symbol-Symbol-Differenz-Demodulation zwei Mal in Bezug auf die komplexen Daten im Anschluss an die FFT-Demodulation ausgeführt, wobei von der Tatsache vorteilhaft Gebrauch gemacht wird, dass die Phasenkomponente des CP-Signals 0 ist, und somit ein Signal, welches eine Nullergebnis einer Ermittlung der beiden Symbol-Symbol-Differenz-Demodulation ergibt, als CP-Signal extrahiert wird.
Wenn jedoch das CP-Signal aufgrund der Verschlechterung des Übertragungskanals oder des Empfangszustands gedämpft wird, wird die Rauschenergie größer als die CP-Signalenergie, wodurch die Gefahr entsteht, dass Signale abgesehen von den CP-Signalen fehlerhaft als CP-Signale ermittelt werden. Sollten die Signale abgesehen von den CP-Signalen fehlerhaft als CP-Signale ermittelt werden, kann der Trägerfrequenzfehler schwanken, wodurch die Synchronisation der Verarbeitung der Korrektur der Trägerfrequenz gelöst wird.
Die GB-A 2 334 836 offenbart ein automatisches Frequenzsteuersystem für einen Empfänger zur Verwendung in Verbindung mit OFDM-Signalen. Das System liefert eine grobe und feine automatische Frequenzsteuerung. Wenn der Rauschpegel klein ist, wird der Verstärkungsfaktor eines Schleifenfilters bei der Feinautomatik-Frequenzsteuerungssystem reduziert, um vergrößerte Nachführungsgeschwindigkeit für das automatische Frequenzsteuersystem zuzulassen.
Überblick über die Erfindung
Verschiedene Merkmale und Gesichtspunkte der vorliegenden Erfindung sind in den beigefügten Patentansprüchen definiert.
Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können ein Demodulationsverfahren und eine Vorrichtung bereitstellen, wo die Synchronisation des Trägerfrequenz-Korrektursteuerbetriebs der OFDM-Signale stabil beibehalten werden kann.
Bei einem Merkmal liefert die vorliegende Erfindung eine Demodulationsvorrichtung zum Demodulieren orthogonaler Frequenzmultiplexsignale (OFDM).
Bei einem anderen Merkmal liefert die vorliegende Erfindung ein Demodulationsverfahren zum Demodulieren von orthogonalen Frequenzmultiplexsignalen (OFDM).
Gemäß dem Demodulationsverfahren und der Vorrichtung nach der vorliegenden Erfindung, wird, wenn sich ein Weitbereichs-Fehlerfrequenz-Korrektursignal ändert, die Verlässlichkeit der Änderung geprüft. Wenn herausgefunden wird, dass die Verlässlichkeit niedrig ist, wird das Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignal auf einen Wert vor der Änderung gehalten. Wenn somit der Korrekturträger-Frequenzfehler aufgrund des Rauschens eines Schwankens schwierig zu ermitteln ist, kann die Synchronisation des Trägerfrequenz-Korrektursteuerbetriebs der OFDM-Signale stabil beibehalten werden, um zu verhindern, dass eine Fehlfunktion auftritt.
Die Erfindung wird nun mittels eines Beispiels mit Hilfe der beiliegenden Zeichnungen beschrieben, wobei gleiche Teile durchwegs mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, und in denen:
1 ein Blockdiagramm ist, welches eine herkömmliche OFDM-Empfangsvorrichtung zeigt;
2 ein Sicherheitsintervall von OFDM-Signalen zeigt;
3A bis 3C zeigt, dass die Grenze des OFDM-Symbols von der Autokorrelationsfunktion in Bezug auf die Übertragung von den OFDM-Zeitbereichssignalen herausgefunden werden kann;
4 den Feinbereichs-Trägerfrequenzfehler zeigt;
5A bis 5C das Prinzip zeigen, dass das CP-Signal durch Durchführen von Symbol-Symbol-Differenz-Demodulation zweifach in Bezug auf die OFDM-Zeitbereichssignale extrahiert werden kann;
6 ein Blockdiagramm einer Weitbereichs-Trägerfrequenz-Fehlerberechnungsschaltung der herkömmlichen OFDM-Empfangsvorrichtung ist;
7A bis 7G Datenbeispiele der CP-Signalauswahldaten zeigt, welche durch eine Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung der herkömmlichen OFDM-Empfangsvorrichtung erzeugt werden;
8 ein Blockdiagramm einer CPE-Fehlerberechnungsschaltung der herkömmlichen OFDM-Empfangsvorrichtung ist;
9 ein Blockdiagramm ist, welches eine OFDM-Empfangsvorrichtung zeigt, welche die vorliegende Erfindung verkörpert;
10 ein Blockdiagramm ist, welches wesentliche Bereiche der in 9 gezeigten OFDM-Empfangsvorrichtung zeigt;
11 ein Blockdiagramm einer Verschiebewert-Berechnungsschaltung in der FC-Weitbereichs-Fehlerberechnungsschaltung und der CPE-Berechnungsschaltung in 9 gezeigten OFDM-Empfangsvorrichtung ist;
12 eine grafische Darstellung ist, welche die Versuchergebnisse zeigt, um das Ergebnis der kumulativen Addition der differentiellen Demodulation der Gesamtheit der CP-Signale in einem Symbol zu vergleichen, zweifach, und der kumulativen Addition der differentiellen Demodulation von 45 Informationsdaten abgesehen von den CP-Signalen.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Eine digitale Rundfunkempfangsvorrichtung durch das OFDM-System (OFDM-Empfangsvorrichtung) gemäß der vorliegenden Erfindung wird ausführlich erläutert.
9 zeigt ein Blockdiagramm einer OFDM-Empfangsvorrichtung, welche die vorliegende Erfindung verkörpert. In 9 werden, wenn die Signale, welche zwischen den Blöcken übertragen werden, komplexe oder reale Zahlenzeichen sind, die Signalkomponenten durch dicke und feine Linien entsprechend zum Ausdruck gebracht.
Gemäß 9 weist eine OFDM-Empfangsvorrichtung 1 eine Antenne 2, einen Tuner 3, ein Bandpassfilter (BPF) 4, einen A/D-Umsetzer 5, eine digitale Quadraturdemodulationsschaltung 6, eine FC-Korrekturschaltung 7, eine FFT-Berechnungsschaltung 8, eine FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 9, eine FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10, einen numerischen Steueroszillator (NCO) 11, eine FFT-Fenstersynchronisationsschaltung 12, eine CPE-Löschschaltung 13, eine Halteschaltung 14, einen Entzerrer 15, eine Ermittlungsfehler-Korrekturschaltung 16 und eine Übertragungssteuer-Informationsdemodulationsschaltung 17 auf.
Die digitalen Fernsehrundfunkwellen, welche von einer Rundfunkstation gesendet werden, werden über die Antenne 2 der OFDM-Empfangsvorrichtung 1 empfangen und dann als HF-Signale dem Tuner 3 zugeführt.
Die HF-Signale, welche über die Antenne 2 empfangen werden, werden in IF-Signale durch den Tuner 3 frequenz-umgesetzt, der aus einem Mischoszillator 3a und einem Multiplizierer 3b besteht, und dann zum BPF 4 geliefert. Die IF-Signale werden durch das BPF 4 gefiltert und durch den A/D-Umsetzer 5 digitalisiert, wonach sie zur digitalen Quadraturdemodulationsschaltung 6 geliefert werden. Der A/D-Umsetzer 5 führt das Abtasten mit Takten aus, welche in beispielsweise dem DVB-T-Standard ermöglicht, dass das effektive Symbol mit 2048 Abtastungen abgetastet wird, d.h., ermöglicht, dass 10 OFDM-Abtastungen in 2560 (2048 + 512) Abtastungen abgetastet werden.
Die digitale Quadraturdemodulationsschaltung 6 quadratur-demoduliert die digitalisierten IF-Signale unter Verwendung der Trägersignale einer vorher festgelegten Frequenz (Trägerfrequenz oder FC), um OFDM-Basisbandsignale auszugeben. Die OFDM-Basisbandsignale, welche durch diese digitale Quadraturdemodulationsschaltung 6 ausgegeben werden, sind sogenannte Zeitbereichssignale vor den FFT-Berechnungen. Somit werden die Basisbandsignale vor den FFT-Berechnungen im Anschluss an die digitale Quadraturdemodulation als OFDM-Zeitbereichssignale bezeichnet. Die OFDM-Zeitbereichssignale, die quadratur-demoduliert sind, sind komplexe Signale, welche aus Realachsenkomponenten (I-Kanal-Signalen) und Imaginärachsenkomponenten (Q-Kanal-Signalen) bestehen. Die OFDM-Zeitbereichssignale, welche durch die digitale Quadraturdemodulationsschaltung 6 ausgegeben werden, werden zur FC-Korrekturschaltung 7 geliefert.
Die FC-Korrekturschaltung 7 führt eine komplexe Multiplikation des Trägerfrequenz-Fehlerkorrektursignals, welches von dem NCO 11 ausgegeben wird, mit den OFDM-Zeitbereichssignalen durch, um den Trägerfrequenzfehler der OFDM-Zeitbereichssignale zu korrigieren. Der Trägerfrequenzfehler ist ein Fehler in der mittleren Frequenzposition der OFDM-Zeitbereichssignale, welche aufgrund beispielsweise der Abweichung bezüglich der Referenzfrequenz erzeugt werden, welche beispielsweise von einem Mischoszillator 3a ausgegeben wird. Wenn dieser Fehler erhöht wird, wird eine Fehlerrate von Ausgangsdaten gesteigert. Die OFDM-Zeitbereichssignale, welche auf Trägerfrequenzfehler korrigiert sind, werden der FFT-Berechnungsschaltung 8 und der FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 9 zugeführt.
Die FFT-Berechnungsschaltung 8 führt FFT-Berechnungen in Bezug auf die OFDM-Zeitbereichssignale durch, um Daten zu extrahieren, welche in jedem Hilfsträger quadratur-demoduliert sind, um die extrahierten Daten auszugeben. Die Ausgangssignale der FFT-Berechnungsschaltung 8 sind sogenannte Frequenzbereichssignale im Anschluss an die FFT. Folglich werden die Signale, welche auf die FFT-Berechnungen folgen, unten als OFDM-Frequenzbereichssignale bezeichnet.
Die FFT-Berechnungsschaltung 8 führt FFT-Berechnungen bezüglich eines Bereichs der effektiven Symbollänge (Bereich von 2048 Abtastungen) durch, welche bei Beseitigung der Signale der Zeitlänge des Sicherheitsintervalls vom OFDM-Symbol erlangt wird. Dieser Bereich der Berechnungen (FFT-Fenster) wird durch die FFT-Fenstersynchronisati onsschaltung 12 gesteuert. Insbesondere ist die Position zum Starten der Berechnungen irgendwo von der Grenze des OFDM-Symbols zum Sicherheitsintervall-Endposition.
Ähnlich wie die OFDM-Zeitbereichssignale sind die OFDM-Zeitbereichssignale, welche von der FFT-Berechnungsschaltung 8 ausgegeben werden, komplexe Signale, welche aus Realachsenkomponenten (I-Kanal-Signale) und Realachsenkomponenten (Q-Kanal-Signale) bestehen. Die OFDM-Zeitbereichssignale werden zu einer FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 und zur CPE-Löschschaltung 13 geleitet.
Die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 9 berechnet den FC-Feinbereichs-Trägerfrequenzfehler, der in den OFDM-Zeitbereichssignalen enthalten ist, welche der digitalen Quadraturdemodulation durch die digitale Quadraturdemodulationsschaltung 6 folgen. Insbesondere berechnet die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 9 den Trägerfrequenzfehler auf die Genauigkeit von nicht höher als ±1/2 des Hilfsträger-Frequenzintervalls von beispielsweise 4,464 kHz. Der FC-Feinbereichs-Trägerfrequenzfehler, der durch die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 9 gefunden wird, wird zum NCO 11 geliefert. Dieses Verfahren zum Berechnen des FC-Feinbereichsfehlers ist das gleiche wie das, welches in Verbindung mit dem herkömmlichen Verfahren erläutert wurde.
Die Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 berechnet den Trägerfrequenzfehler, der in den OFDM-Zeitbereichssignalen enthalten ist, welche auf die digitale Quadraturdemodulation durch die digitale Quadraturdemodulationsschaltung 6 folgen. Insbesondere ermittelt die Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 den Weitbereichs-Trägerfrequenzfehler auf eine Genauigkeit der Hilfsträgerfrequenz (beispielsweise 4,464 kHz). Der Weitbereichs-Trägerfrequenzfehler, der durch die Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 gefunden wird, ermittelt den CPE (gemeinsamer Phasenfehler), der in den OFDM-Zeitbereichssignalen enthalten ist, um ein CPE-Korrektursignal zu erzeugen, welches zur Korrektur des CPE verwendet wird. Das CPE-Korrektursignal, welches sp erzeugt wurde, wird zur CPE-Löschschaltung 13 geliefert. Der spezifizierte Inhalt der Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 wird nachfolgend ausführlich erläutert.
Der NCO 11 summiert den Feinbereichs-Trägerfrequenzfehler, der auf eine Genauigkeit von nicht höher als ±1/2 des Trägerfrequenzintervalls durch die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 9 berechnet wurde, auf den Weitbereich-Trägerfrequenzfehler, der durch die FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 berechnet wurde, auf die Genauigkeit des Hilfsträger-Frequenzintervalls, um Trägerfrequenz-Fehlerkorrektursignale auszugeben, deren Frequenz in Abhängigkeit vom Trägerfrequenzfehler, der aus den Berechnungen resultiert, ansteigt oder vermindert wird. Die Trägerfrequenz-Fehlerkorrektursignale sind komplexe Signale und werden zur FC-Korrekturschaltung 7 geliefert. Die Trägerfrequenz-Fehlerkorrektursignale werden mit den OFDM-Zeitbereichssignalen durch die FC-Korrekturschaltung 7 komplex-multipliziert, so dass die Trägerfrequenz-Fehlerkomponenten der OFDM-Zeitbereichssignale eliminiert werden.
Auf Basis der OFDM-Symbolgrenz-Positionsinformation, welche erlangt wird, wenn die FC-Feinbereichs-Fehlerberechnungsschaltung 9 den Feinbereichs-Trägerfrequenzfehler auf die Genauigkeit von nicht höher als ±1/2 des Hilfsträger-Frequenzintervalls berechnet, findet die FFT-Fenstersynchronisationsschaltung 12 den Startzeitpunkt der FFT-Berechnungen durch die FFT-Berechnungsschaltung 8, um den Bereich der FFT-Berechnung (FFT-Fenster) zu steuern.
Die CPE-Löschschaltung 13 komplex-multipliziert das CPE-Korrektursignal, welches durch die FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 berechnet wurde, mit den OFDM-Frequenzbereichssignalen, um den CPE (gemeinsamer Phasenfehler), welcher in den OFDM-Frequenzbereichssignalen enthalten ist, zu beseitigen.
Der Entzerrer 15 entzerrt die Phase und die Amplitude der OFDM-Frequenzbereichssignale unter Verwendung von beispielsweise gestreuter Pilotsignale (SP-Signale). Die OFDM-Frequenzbereichssignale, die bezüglich Phase und Amplitude entzerrt sind, werden zur Ermittlungsfehler-Korrekturschaltung 16 geliefert.
Die Ermittlungsfehler-Korrekturschaltung 16 ermittelt die Information, welche in jedem Hilfsträger moduliert ist, gemäß dem Modulationssystem und decodiert die Daten durch beispielsweise Entpacken. Die Ermittlungsfehler-Korrekturschaltung 16 korrigiert dann die decodierten Daten auf Fehler, um beispielsweise einen MPEG-2-Transportdatenstrom auszugeben.
Die Übertragungsteuer-Informationsdemodulationsschaltung 17 demoduliert die Übertragungssteuerinformation, welche in vorher festgelegten Hilfsträgerpositionen moduliert wurde, beispielsweise TMCC (Übertragungs- und Multiplexkonfigurationssteuerung) oder TPS (Übertragungsparametersignalisierung). Die Übertragungssteuerinformation, die demoduliert wurde, wird beispielsweise zu einer nicht gezeigten Systemsteuerung geliefert, wo sie zum Steuern der Demodulation oder Reproduktion verwendet wird. Die Übertragungssteuer-Informationsdemodulationsschaltung 17 sendet außerdem das Übertragungssteuer-Informationsermittlungssignal, welches zeigt, ob die Übertragungssteuerinformation ermittelt wurde, oder nicht, zur Halteschaltung 14.
Die FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 wird anschließend erläutert.
Zunächst wird das Prinzip zum Berechnen des Weitbereichs-Trägerfrequenzfehlers durch die Weitbereichs-Fehler-Cape-Berechnungsschaltung 10 erläutert.
In den OFDM-Signalen sind Pilotsignale enthalten, welche als CP-Signale (Fortsetzungspilot) bezeichnet werden. Diese CP-Signale sind Signale, welche immer die spezifizierte Phase und Amplitude zeigen und in den Hilfsträgern mehrerer Indexe im effektiven Symbol eingefügt sind. Die Anzahl der CP-Signale, welche in dem effektiven Symbol enthalten sind, und das Aufreihungsmuster von deren Einfügungspositionen sind in einem relevanten Standard vorgeschrieben. Beispielsweise liefert der DVB-T-Standard (2K-Modus), dass die CP-Signale in 45 von 2048 Hilfsträgern (0 bis 2047) enthalten sind, welche in einem effektiven Symbol vorhanden sind. Die Indexnummern der spezifizierten Hilfsträger, in welchen die CP-Signale eingefügt sind, werden in Verbindung mit dem Beispiel nach dem Stand der Technik erläutert.
Die vorhandene FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 setzt die OFDM-Frequenzbereichssignale, welche den FFT-Berechnungen folgen, in Winkeldaten um und führt differentielle Demodulation zweifach zwischen zeitlich vorderen und hinteren Symbolen der Winkeldaten durch, um CP-Signale zu extrahieren. Die FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 berechnet dann, bis zur welchem Ausmaß die Hilfsträgerpositionen der extrahierten CP-Signale von den anhaftenden Hilfsträgerpositionen verschoben sind, um den Weitbereichs-Trägerfrequenzfehler der OFDM-Zeitbereichssignale zu berechnen.
Die FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 setzt die OFDM-Frequenzbereichssignale, welche den FFT-Berechnungen folgen, in Winkeldaten um und führt eine Differenzermittlung einmal in Bezug auf die zeitlich vorderen und hinteren Symbole der Winkeldaten durch, um den CPE zu berechnen.
Ein Schaltungsbeispiel der FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 wird anschließend erläutert.
10 zeigt ein Blockdiagramm der FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10.
Die FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 besitzt eine Winkelumsetzungsschaltung 21, eine erste Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 22, eine erste Subtraktionsschaltung 23, eine zweite Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 24, eine erste Subtraktionsschaltung 25, eine Kosinusschaltung 26, eine Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27, eine CP-Auswahlschaltung 31, eine Mittelwertbildungsschaltung 32, eine kumulative Additionsschaltung 33 und eine komplexe Berechnungsschaltung 34.
Die Winkelumsetzungsschaltung 21 wird mit OFDM-Frequenzbereichssignalen von der FFT-Berechnungsschaltung 8 beliefert. Die Winkelumsetzungsschaltung 21 berechnet einen arctan der Realzahl und der Imaginärzahl-Komponenten der OFDM-Frequenzbereichssignale, welche als komplexe Signale geliefert werden, um die OFDM-Frequenzbereichssignale in Winkeldaten umzusetzen. Die somit gefundenen Winkeldaten werden zur ersten Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 22 und zur ersten Subtraktionsschaltung 23 geliefert.
Die erste Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 22 wird beispielsweise durch einen FIFO gebildet und verzögert die OFDM-Frequenzbereichssignale, welche in Winkeldaten durch die Winkelumsetzungsschaltung 21 umgeformt wurden, um ein Symbol, um das verzögerte Signal zur ersten Subtraktionsschaltung 23 zu senden. Es ist für die erste Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 22 ausreichend, dass diese eine Speicherkapazität (2048 Abtastkapazität) hat, die ausreichend ist, ein effektives Symbol der Winkeldaten zu halten.
Die erste Subtraktionsschaltung 23 besteht beispielsweise aus einer einfachen Additionsschaltung und führt differentielle Berechnungen zwischen Winkeldaten, welche um ein Symbol verzögert sind, und nicht verzögerten Winkeldaten durch. Wenn die Symbol-Symbol-Differenz der Winkeldaten von den Routineinformationsdaten hergenommen wird, in welchen die Winkel zwischen unterschiedlichen Symbolen zufallsmäßig sind, werden die Winkelwerte im Anschluss an das Nehmen der Winkeldifferenz Daten zu Daten zufallsmäßig. Umgekehrt, wenn die CP-Signale anhaftende Signale einer konstanten Phase sind, werden die anhaftenden Signalkomponenten als Ergebnis des Nehmens der Winkeldifferenz einmal entfernt. Simultan werden der FFT-Fensterphasenfehler und der Trägerphasenfehler entfernt. Die Information, die auf das Nehmen der Symbol-Symbol-Winkeldifferenz der CP-Signale gelassen wird, liefert Phasenfehler in Abhängigkeit vom Trägerfrequenzfehler in Bezug auf den CPE und den Wiedergabetakt-Frequenzfehler.
Die erste Subtraktionsschaltung sendet das berechnete Ergebnis zur zweiten Subtraktionsschaltung 25, zur zweiten Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 24 und zur CP-Auswahlschaltung 31. Ähnlich wie die erste Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 22 besteht die zweite Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 24 beispielsweise aus einem FIFO und verzögert die ersten Differenzdaten, welche von der ersten Subtraktionsschaltung 23 geliefert werden, um ein Symbol, um die verzögerten Daten zur zweiten Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 24 zu senden. Wiederum ist es ausreichend, wenn diese zweite Ein-Symbol-Verzögerungs schaltung 24 eine Speicherkapazität hat, um ein effektives Symbol der ersten Differenzdaten zu halten.
Ähnlich wie die erste Subtraktionsschaltung 23 besteht die zweite Subtraktionsschaltung 25 aus beispielsweise einer einfachen Additionsschaltung und führt die differentielle Berechnungen zwischen den ersten differentiellen Daten, welche um ein Symbol verzögert sind, und den nicht verzögerten ersten differentiellen Daten durch. Wenn die differentiellen Berechnungen durch die zweite Subtraktionsschaltung 25 durchgeführt werden, wird die Symbol-Symbol-Differenz effektiv zweifach von den OFDM-Frequenzbereichssignalen genommen, die zu Winkeldaten gemacht sind. Wenn die zweite Symbol-Symbol-Differenz von den Winkeldaten genommen wird, nehmen die Normalinformationsdaten Zufallswinkel zwischen Symbolen an, so dass, wenn die Symbol-Symbol-Differenz einmal genommen wird, der Winkel zufallsmäßig zwischen den Symbolen wird. Wenn umgekehrt die Winkeldifferenz von den PC-Signalen zweimal genommen wird, werden die Phasenfehler in Abhängigkeit von dem Wiedergabefrequenzfehler und dem CPE entfernt, so dass der Trägerfrequenzfehler gelassen wird. Da der Fehler, der nach den ersten Winkeldifferenzberechnungen gelassen wird, keine zeitabhängige Information ist, tendieren die CP-Signale zum Wert null.
Die zweite Subtraktionsschaltung 25 sendet das Ergebnis der Berechnungen zur Kosinusschaltung 26 als zweite Differenzdaten.
Die Kosinusschaltung 26 führt Kosinusberechnungen in Bezug auf die zweiten Differenzdaten, die geliefert wurden, durch, um die Winkelkomponente in die Realzahlkomponente des komplexen Signals (I-Kanal-Signal) umzusetzen. Somit werden in den zweiten Differenzdaten, welche in die I-Kanal-Signale umgesetzt werden, die Informationsdatenkomponenten zufallsmäßig auf der I-Achse verteilt, während die CP-Signalkomponente auf einen Wert 1 auf der I-Achse gebündelt werden. Die Kosinusschaltung 26 sendet die zweiten Differenzdaten, welche in I-Kanal-Signale umgesetzt wurden, zur Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27.
Die Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27 extrahiert die CP-Signale von den zweiten Differenzdaten, welche geliefert wurden, um die Hilfsträgerpositionen der CP-Signale zu berechnen, um zu berechnen, bis zu welchem Ausmaß die CP-Signale, welche in den OFDM-Frequenzbereichssignalen enthalten sind, von den Hilfsträgerpositionen verschoben sind, in welchen die CP-Signale anhaftend aufgereiht sind.
11 zeigt eine typische Schaltung der Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27.
Bezugnehmend auf 11 weist die Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27 einen Speicher 41, eine Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 42, eine Steuerschaltung 43, eine kumulative Additionsschaltung 44, eine Maximalwert-Ermittlungsschaltung 45, eine Trägerfrequenz-Fehlerspeichersteuerung 46, eine erste Latchschaltung 47 und eine zweite Latchschaltung 48 auf.
Der Speicher 41 hält ein Symbol der zweiten Symbol-Symbol-Differenzdaten (I-Kanal-Signale), welche von der Kosinusschaltung 26 ausgegeben werden, in der Reihenfolge von beispielsweise dem Hilfsträgerindex. Der Speicher sendet zur kumulativen Additionsschaltung 44 lediglich die in ihm gespeicherten Daten und welche durch die Leseadresse spezifiziert wurden, welche von der Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 42 verliehen wurde.
Die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 42 erzeugt die Adressinformation zum spezifizieren der CP-Signale von dem Ein-Symbol äquivalent den zweiten Symbol-Symbol-Differenzdaten (I-Kanal-Signale), welche von der Kosinusschaltung 26 ausgegeben werden. Insbesondere hält die Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 42 einen Satz von Indexdaten, welche die Aufreihungspositionen der Hilfsträger spezifizieren, beispielsweise 48 Hilfsträger, in welchen die CP-Signale moduliert sind, unter den Hilfsträgern, beispielsweise 2048 Hilfsträgern, welche ein einziges effektives Symbol bilden. Diese Indexdaten werden als Leseadresse für den Speicher 41 gesendet. Die somit spezifizierten Daten, beispielsweise die Leseadressen, werden zur kumulativen Additionsschaltung 44 geliefert. Der Datensatz, der den Index der CP-Signale spezifiziert, die als Leseadressen für den Speicher 41 geliefert werden, wird als CP-Signalauswahldaten bezeichnet. Diese Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 42 verschiebt die CP-Signalauswahldaten in Abhängigkeit vom Verschiebewert fe, der von der Steuerschaltung 43 geliefert wird, welche einen vorher festgelegten Wert einmütig zu jedem Wert der CP-Signalauswahldaten addiert oder subtrahiert, um die Leseadressen mehrere Male dem Speicher 41 zu verleihen, um die Daten mehrere Male aus dem Speicher 41 zu lesen.
Die CP-Signalauswahldaten, welche von der Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 42 erzeugt werden, können die sein, welche beim Beispiel des Standes der Technik verwendet werden, welches mit Hilfe von 7A bis 7G erläutert wurde.
21 Muster der CP-Signalauswahldaten, welche als Leseadressen zum Speicher 41 geliefert werden, werden, wie beispielsweise in 7A bis 7G gezeigt ist, sequentiell bis zu Aktualisieren der zweiten differentiellen Daten, welche im Speicher 41 gespeichert sind, erzeugt. Das heißt, während einer Symbolperiode werden Verschiebewerte von –10Δf bis 10Δf sequentiell zur Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 42 geliefert, wobei als Ergebnis davon 45 Daten entsprechend den entsprechenden Verschiebewerten fe sequentiell gesendet werden, welche 21 Mal zur kumulativen Additionsschaltung 44 geliefert werden.
Die kumulative Additionsschaltung 44 wird mit mehreren zweiten differentiellen Daten beliefert, welche durch die CP-Signalauswahldaten ausgewählt werden, so dass diese zweiten differentiellen Daten miteinander kumulativ summiert werden. Das heißt, die kumulative Additionsschaltung 44 wird synchron mit dem Zeittakt zurückgesetzt, wenn die CP-Signalauswahldaten zum Speicher 41 geliefert werden. Das heißt, wenn 21 Muster der CP-Auswahldaten, die in 7A bis 7G gezeigt sind, während einer Symbolperiode geliefert werden, wird die kumulative Additionsschaltung 44 zurückgesetzt, wenn die zweiten Differential-Demodulationsdaten, wenn diese für jedes Muster ausgewählt werden, geliefert werden. Daher gibt die kumulative Additionsschaltung 44 sequentiell beispielsweise die 21 Ergebnisse der kumulativen Addition nacheinander während jeder Symbolperiode aus. Die Ergebnisse, die von der kumulativen Additionsschaltung 44 ausgegeben werden, werden zur Maximalwert-Ermittlungsschaltung 45 geliefert.
Diese Maximalwert-Ermittlungsschaltung 4S weist ein Auswahlorgan 51, einen RAM 52 und eine Komparatorschaltung 53 auf, und wählt beispielsweise von 21 Ergebnissen der kumulativen Addition, welche von der kumulativen Additionsschaltung 44 ausgewählt werden, das maximale Ergebnis der kumulativen Addition aus, um ein Freigabesignal mit einem Zeittakt der Auswahl des maximalen Ergebnisses der kumulativen Addition auszugeben. Das maximale Ergebnis der kumulativen Addition zeigt, dass die Daten, welche vom Speicher 41 gelesen werden, die CP-Signale sind. Das heißt, die CP-Signale werden auf einen Wert 1 gebündelt, während die anderen Informationsdaten Zufallswerte sind. Wenn somit die CP-Signale lediglich extrahiert werden und kumulativ zusammen addiert werden, ist der Wert der kumulativen Addition höher als das Ergebnis der kumulativen Addition der anderen Informationsdaten. Damit kann der Verschiebewert der CP-Signale durch Auswählen des Maximalwerts der kumulativen Addition erlangt werden.
Insbesondere vergleicht der Komparator 53 den Wert, welcher im RAM 52 gespeichert ist, mit dem Ergebnis der kumulativen Addition, welches von der kumulativen Additionsschaltung 44 geliefert wird. Wenn das Ergebnis der kumulativen Addition, welche von der kumulativen Additionsschaltung 44 geliefert wird, größer ist als der Wert, der im RAM 52 gespeichert ist, gibt der Komparator ein Freigabesignal aus, welches zum Auswahlorgan 51 geliefert wird. Wenn dieser mit dem Freigabesignal beliefert wird, veranlasst das Auswahlorgan, dass das Ergebnis der kumulativen Addition im RAM 52 gespeichert wird. Somit wird von beispielsweise den 21 Ergebnissen der kumulativen Addition, welche von der kumulativen Additionsschaltung 44 ausgegeben werden, das maximale Ergebnis der kumulativen Addition (Ergebnis der kumulativen Addition der Cup-Werte) im RAM 52 gespeichert. Dagegen zeigt das Freigabesignal, welches von der Komparatorschaltung 53 ausgegeben wird, wenn das maximale Ergebnis der kumulativen Addition von beispielsweise 21 Ergebnissen der kumulativen Addition ausgewählt wird, den letzten Freigabesignal-Auftretungszeittakt (den letzten Freigabesignal-Auftretungszeittakt in einer Symbolperiode). Die inneren Daten im RAM 52 in der Maximalwert-Ermittlungsschaltung 45 werden für jede Symbolperiode gelöscht (bei einem Zeittakt eines Aktualisierens der zweiten differentiellen Demodulationsdaten im Speicher 41).
Der Maximalwert des Ergebnisses der kumulativen Addition, der im RAM 52 gespeichert ist (Ergebnis der kumulativen Addition der Cup-Werte) wird zur ersten Latchschaltung 47 geliefert und danach zur Halteschaltung 14 in jedem Ein-Symbol-Zeittakt geliefert.
Die Trägerfrequenz-Fehlerspeicherschaltung 46 besteht aus einem Auswahlorgan 54 und einem RAM 55, in welchem Daten, welche durch das Auswahlorgan 54 ausgewählt werden, zu speichern sind. Das Auswahlorgan 54 wird mit einem Verschiebewert fe beliefert, welcher von der Steuerschaltung 43 geliefert wird, zur Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 42 in einer zeitlichen Relation zu dessen Lieferung zur Pilotsignal-Auswahldaten-Erzeugungsschaltung 42. Simultan wird ein Ausgangssignal des RAM 55, der mit der stromabwärtigen Seite verbunden ist, zurück zum Auswahlorgan 54 geführt. Das Auswahlorgan 54 arbeitet gemäß dem Freigabesignal, welches von der Komparatorschaltung 53 der Maximalwert-Ermittlungsschaltung 45 ausgegeben wird. Insbesondere wird der Verschiebewert fe, der von der Steuerschaltung 43 geliefert wird, zum RAM 55 geführt, wenn das Freigabesignal geliefert wird, während, wenn das Freigabesignal nicht geliefert wird, der Verschiebewert fe, der zurück vom RAM 55 geliefert wird, im RAM 55 gespeichert wird. Somit wird der Verschiebewert fe der CP-Signalauswahldaten, der den Maximalwert des Ergebnisses der kumulativen Addition der CP-Signale ergibt, im RAM 55 gespeichert.
Die zweite Latchschaltung 48 speichert den Verschiebewert fe, welcher im RAM 55 gespeichert ist, in jeder Symbolperiode, um den Wert als den Weitbereichs-Trägerfrequenzfehler bei jedem Hilfsträgerintervall auszugeben. Die Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 ist wie oben beschrieben in der Lage, mehrere CP-Signale zu extrahieren, welche im effektiven Symbol der OFDM-Frequenzbereichssignale enthalten sind, welche aus den FFT-Berechnungen resultieren, um zu berechnen, bis zu welchem Ausmaß die Hilfsträgerposition der extrahierten CP-Signale von den anhaftenden Hilfsträgerpositionen verschoben ist, um zu ermöglichen, den Trägerfrequenzfehler der OFDM-Signale bis zur Genauigkeit des Hilfsträgerintervalls zu berechnen.
Unter Verwendung der ersten Symbol-Symbol-Differenzdaten (Winkeldifferenzdaten), welche von der ersten Subtraktionsschaltung 23 ausgegeben werden, die in 10 gezeigt ist, findet die Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 den CPE, um die CPE-Korrektursignale zu erzeugen, um den CPE, der in den OFDM-Signale enthalten ist, zu löschen.
Die CP-Auswahlschaltung 31 extrahiert die ersten differentiellen Daten der CP-Signalkomponente unter den ersten Symbol-Symbol-Differenzdaten, die dahin geliefert werden. Wie oben ausgeführt sind mehrere CP-Signale in vorher festgelegten Positionen der mehreren Hilfsträger im effektiven Symbol enthalten. Die CP-Auswahlschaltung 31 speichert die Indexe der Hilfsträger, in welchen die CP-Signale moduliert sind, und extrahiert lediglich die Indexdaten, um die CP-Signale auszuwählen. Die ersten Symbol-Symbol-Differenzdaten der CP-Signalkomponente werden zur Durchschnittswertbildungsschaltung 32 geliefert.
Die Durchschnittswertbildungsschaltung 32 mittelt die ersten Symbol-Symbol-Differenz-Demodulationsdaten der CP-Signale innerhalb eines Symbols. Die Durchschnittswertbildungsschaltung 32 findet einen Durchschnittswert in einem Symbol der ersten Differenzdaten von beispielsweise 45 CP-Signalen, um den Durchschnittswert als Phasenvariation im Symbol auszugeben. Der Wert dieser Phasenvariation wird zur kumulativen Additionsschaltung 33 geleitet.
Die kumulative Additionsschaltung 33 summiert die Phasenvariationen (Winkeldaten) von Symbol zu Symbol kumulativ. Durch kumulatives Summieren der Phasenvariationskomponenten auf Symbolbasis ist es möglich, den Phasenvariationen der OFDM-Signale zu folgen. Die Winkeldaten der Phasenvariation, die somit herausgefunden werden, werden zur kumulativen Additionsschaltung 34 geliefert.
Die komplexe Umsetzungsschaltung 34 setzt die Winkeldaten in komplexe Signale um, welche aus Realzahlkomponenten (I-Komponenten) und den imaginären Zahlkomponenten (Q-Komponenten) bestehen. Die Phasenvariationswerte, welche in die komplexen Signale umgesetzt sind, werden als CPE-Korrektursignale zur komplexen Multiplikationsschaltung 36 der CPE-Löschschaltung 13 geliefert.
Die OFDM-Frequenzbereichssignale, welche von der FFT-Berechnungsschaltung 8 ausgegeben werden, werden um ein Symbol durch die Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 35 der CPE-Löschschaltung 13 verzögert und danach zur komplexen Multiplikationsschaltung 36 der CPE-Löschschaltung 13 geliefert. Die Ein-Symbol-Verzögerung hier wird einge führt, da die Verarbeitung um ein Symbol durch die differentielle Demodulation verzögert wird, die ausgeführt wird, wenn die CPE-Berechnungsschaltung 10 das CPE-Korrektursignal findet.
Die komplexe Multiplikationsschaltung 36 komplex-multipliziert die OFDM-Frequenzbereichssignale, welche um ein Symbol verzögert sind, mit den CPE-Korrektursignale, welche von der komplexen Berechnungsschaltung 34 der Weitbereichs-Fehler-Cape-Berechnungsschaltung 10 geliefert werden, um die CPE-Komponente zu eliminieren, welche in den OFDM-Frequenzbereichssignalen enthalten ist.
Die FC-Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 ermittelt eine erste Symbol-Symbol-Differenz der OFDM-Frequenzbereichssignale, welche sich an die FFT-Berechnungen anschließen, um den CPE zu berechnen, um die CPE-Korrektursignale zu erzeugen, um den CPE zu eliminieren, der in den OFDM-Frequenzbereichssignalen enthalten ist.
Die Weitbereichs-Fehler-Cape-Berechnungsschaltung 10 setzt somit die OFDM-Frequenzbereichssignale, die aus komplexen Signalen bestehen, in Winkeldaten um, und findet nachfolgend den Weitbereichs-FC-Fehler und die CPE-Korrektursignale. Durch Umsetzen in Winkeldaten und nachfolgendem Herausfinden des Weitbereichs-FC-Fehlers und der CPE-Korrektursignale kann die Kapazität des Verzögerungsspeichers im Gegensatz zum Stand der Technik reduziert werden, bei dem der Weitbereichs-FC-Fehler oder die CPE-Korrektursignale herauszufinden sind, im Anschluss an die Umsetzung in Winkeldaten mit der Konsequenz, dass die zweidimensionalen Daten im Verzögerungsspeicher zu speichern sind, um differentielle Demodulation komplexer Signale durchzuführen. In der vorhandenen Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10, welche die Winkeldaten handhabt, kann die differentielle Berechnungsschaltung, welche für komplexe Multiplikation verantwortlich ist, unter Verwendung einer vereinfachten Addition aufgebaut werden, welche so gesteuert wird, um somit den Schaltungsaufbau zu vereinfachen.
In der vorhandenen Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 werden die Differenzberechnungen zweimal in Bezug auf die OFDM-Frequenzbereichssignale ausgeführt, um den Weitbereichs-FC-Fehler zu finden. Diese Berechnungen können auch lediglich einmal ausgeführt werden.
Wenn die Daten, welche in jedem Hilfsträger moduliert sind, gemäß dem System moduliert sind, beispielsweise BPSK oder QPSK, wird eine differentielle Demodulationsschaltung durch die Ein-Symbol-Verzögerungsschaltung 35 der CPE-Löschschaltung 13 ersetzt, wie in 10 gezeigt ist, während die kumulative Additionsschaltung 33 und der Entzerrer 16 jeweils entfernt sind.
Anschließend wird nun die Halteschaltung 14 erläutert.
Die Halteschaltung 14 wird von der Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27 in der Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 mit der Weitbereichs-FC-Fehlerinformation beliefert, welche von Symbol zu Symbol aktualisiert wird. Die Halteschaltung 14 sendet die aktualisierte Weitbereichs-FC-Fehlerinformation zum NCO 11.
Die Halteschaltung 14 verifiziert außerdem auf Basis der Information, welche die Demodulationsverlässlichkeit zeigt, beispielsweise die Übertragungssteuersignal-Ermittlungsinformation, welche von der Übertragungssteuerinformations-Demodulationsschaltung 17 übertragen wird, oder in Bezug auf das Ergebnis kumulativer Addition der CP-Werte, welche von der Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27 der Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 geliefert wird, ob oder nicht die Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 bei der Ermittlung fehlerhaft ist. Wenn entschieden wird, dass die Weitbereichs-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 fehlerhaft bei der Ermittlung ist, gibt die Halteschaltung 14 einen Weitbereichs-FC-Fehler aus, welcher in dem vorherigen Symbol vorhanden ist, ohne die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation zu aktualisieren.
Wenn allgemein der Betrieb mit dem stabilen Demodulationszustand der OFDM-Signale fortschreitet, sind Variationen in dem Trägerfrequenzfehler extrem klein, so dass der Weitbereichs-FC-Fehler kaum schwankt. Somit hat in dem stabilen Zustand das Ausgangssignal von der Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27 einen konstanten Wert. In dem Fall, bei dem der Weitbereichs-FC-Fehler, der von der Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27 ausgegeben wird, wenn der Frequenzverriegelungsbetrieb in dem Initialisierungsbetrieb weiterläuft, wenn die Trägerfrequenz der OFDM-Signale schnell aufgrund von Variationen im Empfängerzustand geändert wird oder wenn die reale Trägerfrequenz nicht aufgrund von beispielsweise vom Rauschen unabhängig von der Tatsache, dass die Trägerfrequenz nicht variiert ist, ermittelt wird.
Wenn die reale Trägerfrequenz aufgrund von beispielsweise dem Rauschen nicht ermittelt wurde, unabhängig von der Tatsache, dass die Trägerfrequenz nicht variiert wurde, d.h., wenn die Trägerfrequenz fehlerhaft ermittelt wurde, führt die Korrektur des Trägerfrequenzfehlers auf Basis der falschen Ermittlungsinformation zu einem verschlechterten Empfangszustand, wodurch die Trägerfrequenzverriegelung unmöglich gemacht wird.
Wenn somit die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, welche von der Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27 geliefert wird, schwankt, verifiziert die Halteschaltung 14, ob die Variation real ist, d.h., sie prüft die Variation auf deren Verlässlichkeit. Wenn herausgefunden wird, dass die Variation niedrige Verlässlichkeit hat, führt die Halteschaltung 14 die Verarbeitung zum Halten des vorherigen Schwankungswerts durch, ohne die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation aktualisieren. Das heißt, die Halteschaltung 14 verifiziert, ob die Trägerfrequenz der OFDM-Signale real geschwankt hat, oder die Trägerfrequenzfehler fehlerhaft aufgrund von beispielsweise von Rauschen ermittelt wurde. Wenn die Halteschaltung 14 ermittelt hat, dass der Trägerfrequenzfehler fehlerhaft ermittelt wurde, führt sie die Verarbeitung durch, den Wert nicht zu aktualisieren.
Als Information zum Verifizieren der Schwankungen auf Verlässlichkeit kann das Ergebnis der kumulativen Addition in einem Symbol der CP-Signale von der zweiten Differenz, die hergenommen wird, oder des Ergebnisses der Wiedergabe der Übertragungssteuerinformation, beispielsweise TPS oder TMCC zum Erlangen einer Entscheidung verwendet werden.
Das Ergebnis der kumulativen Addition in einem Symbol der CP-Signale oder der Übertragungssteuerinformation, beispielsweise TPS oder TMCC, kann als Information verwendet werden, die verwendet wird, die Verlässlichkeit aus dem folgenden Grund zu verifizieren:
Im beispielsweise dem DVB-T-Standard (2K-Modus) sind 45 CP-Signale in einem Symbol enthalten. Wenn die Symbol-Symbol-Differenz hergenommen wird oder die differentielle Demodulation zweifach in Bezug auf die CP-Signale durchgeführt wird, und die Realzahlkomponenten (I-Kanal-Komponenten) zusammen in einem Symbol kumulativ summiert werden, ist das Ergebnis der kumulativen Addition idealerweise 45°. Das heißt, wenn die Differenz zweifach hergenommen wird, konvergiert die Winkelkomponente der CP-Signale auf null, so dass die Realzahlkomponente auf 1 konvergiert. Wenn 45 dieses Werts kumuliert werden, ist das Ergebnis der Wert 45.
Das heißt, wenn die Differenz zweifach hergenommen wird, konvergiert die Winkelkomponente der CP-Signale auf null, so dass die Realzahlkomponente auf 1 konvergiert. Wenn 45 dieses Werts kumuliert wird, ist das Ergebnis der Wert 45.
Das Ergebnis von Versuchen, welche den Vergleich des Ergebnisses der kumulativen Addition der zwei-differentiellen Demodulation der Gesamtheit der CP-Signale in einem Symbol und das Ergebnis der kumulativen Addition von 45 der Informationsdaten zeigt, die bei zwei-differentieller Modulation von anderen als den CP-Signalen erlangt werden, ist in 12 gezeigt, wobei das C/N-Verhältnis auf der Abszisse abgebildet ist.
Idealerweise beträgt das Ergebnis der kumulativen Addition der CP-Signale 45, wenn das C/N-Verhältnis hoch ist. Der Wert wird jedoch durch Fehler vermindert, wenn es irgendwelche gibt. Trotzdem, wenn das Rauschen größer ist, jedoch ein C/N-Verhältnis nicht übermäßig niedrig ist, fällt das Ergebnis der kumulativen Addition unter einen bestimmten Wert, beispielsweise 20, lediglich bei extrem seltenen Gelegenheiten.
Umgekehrt steigt das Ergebnis der kumulativen Addition von Informationsdaten abgesehen von den CP-Signalen über einen bestimmten vorher festgelegten Wert, beispielsweise 13, lediglich bei extrem seltenen Gelegenheiten, unabhängig von der Größe des C/N-Verhältnisses.
Wenn daher ein Schwellenwert so festgelegt wird, dass dieser nicht höher ist als der Miximalwert, der als Ergebnis der kumulativen Addition der CP-Signale erlangt wird und somit nicht niedriger ist als der Maximalwert, der als Ergebnis der kumulativen Addition der Informationsdaten erlangt wird, insbesondere zu einem Wert nicht weniger als 13 und nicht größer als 20, und wenn das Ergebnis der kumulativen Addition, welches durch die CP-Signale durch die Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 verifiziert wird, d.h. das Ergebnis der kumulativen Addition des CP, welches von der Verschiebewert-Berechnungsschaltung ausgegeben wird, nicht höher ist als dieser Schwellenwert, kann entschieden werden, dass die Ermittlung, die laufend voranschreitet, fehlerhaft sein kann.
Es gibt dagegen eine kritische Information, welche notwendige für Datendemodulation und Decodierung notwendig ist, beispielsweise das Modulationssystem, die Bandbreite oder die Coderate für Informationsdaten in der Übertragungssteuerinformation, beispielsweise TPS oder TMCC. Somit wird das Modulationssystem, welches gegenüber Fehler stärker ist, als die Routineinformationsdaten, beispielsweise DBPSK verwendet, und die gleiche Information wird über mehrere, beispielsweise 68 Symbole übertragen, um Modulationsverlässlichkeit in Bezug auf die Übertragungssteuerinformation zu verleihen.
Daher kann die Übertragungssteuerinformation, beispielsweise TPS oder TMCC sogar in einem Fall wiedergegeben werden, wo es schwierig ist, die Daten aufgrund von Rauschen zu demodulieren.
Wenn somit diese Übertragungsinformation demoduliert wird, kann entschieden werden, dass der Trägerfrequenzfehler als ungefähr normal eingestellt ist.
Die Halteschaltung 14 kann somit verifizieren, ob die Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 eine fehlerhafte Ermittlung durchführt oder nicht, auf Basis der Information, welche die Verlässlichkeit bei der Demodulation zeigt, beispielsweise dem Ergebnis der kumulativen Addition der CP-Signale oder der Übertragungssteuerinformation, beispielsweise TPS oder TMCC.
Insbesondere führt die Halteschaltung 14 die folgende Verarbeitung durch, wobei die oben beschriebene Übertragungssteuerinformation sowie die Ergebnisse kumulativer Addition der PC-Signale verwendet werden.
Wenn die Halteschaltung 14 mit der Weitbereichs-FC-Fehlerinformation von der Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27 beliefert wird, vergleicht sie die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, die geliefert wird, mit der Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, welche im vorherigen Symbol geliefert wird, um zu verifizieren, ob sich der Wert geändert hat oder nicht. Wenn das Ergebnis der Entscheidung zeigt, dass die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, welche in dem vorherigen Symbol geliefert wurde, gegenüber der des aktuellen Symbols verschieden ist, verifiziert dann die Halteschaltung 14, ob das Ergebnis kumulativer Addition der CP-Signale, welche von der Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27 geliefert werden, nicht größer ist als ein vorher festgelegter Schwellenwert. Wenn das Ergebnis kumulativer Addition der CP-Signale nicht größer ist als der vorher festgelegte Schwellenwert, wird die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, die zugeführt wird, nicht aktualisiert, sondern die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, welche im vorherigen Symbol geliefert wird, gehalten und zum NCO 11 geliefert.
Wenn die Halteschaltung 14 mit der Weitbereichs-FC-Fehlerinformation von der Verschiebewert-Berechnungsschaltung 27 beliefert wird, vergleicht sie den Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, welche geliefert wird, mit der Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, welche im vorherigen Symbol geliefert wurde, um zu verifizieren, ob der Wert geändert wurde oder nicht. Wenn das Entscheidungsergebnis zeigt, dass die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, welche im vorherigen Symbol geliefert wird, von der gegenüber dem aktuellen Symbols abweicht, verifiziert die Halteschaltung 14, ob die Übertragungssteuersignal-Ermittlungsinformation geliefert wurde oder nicht, d.h., ob die Übertragungssteuerinformation, beispielsweise TPS oder TMCC ermittelt wurde oder nicht. Wenn die Übertragungssteuerinformation ermittelt wird, wird die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, die geliefert wird, nicht aktualisiert, sondern die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, welche im vorherigen Symbol geliefert wurde, wird gehalten und zum NCO 11 geliefert.
Die Halteschaltung 14 verifiziert die Verlässlichkeit der Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, welche von der Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 geliefert wird, und, wenn die Information eine niedrige Verlässlichkeit hat, hält die Halteschaltung 14 den Weitbereichs-FC-Fehler bei einem Wert des vorherigen Symbols unter der Annahme, dass die Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 einen Ermittlungsfehler gemacht hat. Wenn es somit schwierig ist, den Trägerfrequenzfehler korrekt zu ermitteln, auf grund von Rauschen eines Schwankens, hält die Halteschaltung 14 die Synchronisation des Trägerfrequenz-Korrektursteuerbetriebs der OFDM-Signale stabil, um zu verhindern, dass eine Fehlfunktion auftritt.
Obwohl die vorhandene Halteschaltung 14 die Weitbereichs-FC-Fehlerinformation, welche von der Weitbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 10 ausgegeben wird, ist es auch möglich, dass die Haltschaltung 14 die Information, welche durch die Feinbereichs-FC-Fehler-CPE-Berechnungsschaltung 9 ausgegeben wird, hält.
Obwohl die Halteschaltung 14 auf Basis des kumulativen Additionswertes und der Übertragungssteuerinformation, ob die Trägerfrequenz in einem Ermittlungsfehlerbetrieb ist oder nicht, verifiziert, kann ein Fehlerkorrekturwert beispielsweise beim Ausführen der Entscheidung ebenfalls verwendet werden.
Insoweit die Ausführungsformen der Erfindung, die oben beschrieben wurde, durchgeführt werden, wobei zumindest teilweise eine software-gesteuerte Datenverarbeitungsvorrichtung verwendet wird, kann es als vorteilhaft erachtet werden, dass ein Computerprogramm, welches dieses Software-Steuerung bereitstellt, und ein Speichermedium, über welches ein derartiges Computerprogramm gespeichert ist, als Merkmale der vorliegenden Erfindung in betracht zu ziehen sind.
Verschiedene Unterschiede, Merkmale und Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung sind in den angehängten Patentansprüchen definiert. Kombinationen von Merkmalen von den abhängigen Ansprüchen können mit Merkmalen der unabhängigen Ansprüche wenn geeignet kombiniert werden.

Claims

Demodulationsvorrichtung (1) zum Demodulieren orthogonaler Frequenzmultiplexsignale OFDM, welche aufweist: eine Trägerfrequenz-Korrektureinrichtung (7) zum komplexen Multiplizieren von Trägerfrequenz-Fehlerkorrektursignalen mit den OFDM-Signalen, um die Trägerfrequenz der OFDM-Signale zu korrigieren; eine Fourier-Transformationseinrichtung (8) zum Fourier-Transformieren der OFDM-Signale, deren Trägerfrequenz durch die Trägerfrequenz-Korrektureinrichtung korrigiert wurde, in jeder Symbolperiode, um Information, welche in jedem Hilfsträger moduliert wurde, zu demodulieren, um Frequenzbereichssignale zu erzeugen; eine Trägerfrequenz-Fehlerberechnungseinrichtung (9, 10) zum Berechnen des Trägerfrequenzfehlers der OFDM-Signale auf Basis der Frequenzbereichssignale, welche durch die Fourier-Transformationseinrichtung demoduliert wurden und/oder der OFDM-Signale, deren Trägerfrequenz durch die Trägerfrequenz-Korrektureinrichtung korrigiert wird, wodurch die Trägerfrequenz-Fehlerberechnungseinrichtung eingerichtet ist, ein Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignal bis zur Genauigkeit des Hilfsträger-Frequenzsignals und ein Feinbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignal bis zu einer Genauigkeit von +112 des Hilfsträger-Fehlerfrequenzintervalls zu erzeugen; und gekennzeichnet durch eine Halteeinrichtung (14), die eingerichtet ist, die Verlässlichkeit einer Änderung im erzeugten Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignal zu bestimmen, und, wenn bestimmt wird, dass die Verlässlichkeit niedrig ist, die Änderung dem Rauschen zuzuschreiben und das Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignal auf seinem vorherigen Wert zu halten.
Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei Pilotsignale der gleichen Phasenkomponente in vorher festgelegten Hilfsträgerpositionen in einem Symbol in den OFDM-Signalen quadratur-moduliert sind; die Trägerfrequenz-Fehlerberechnungseinrichtung eingerichtet ist, die Pilotsignale von den Frequenzbereichssignalen zu ermitteln, um den Trägerfrequenzfehler auf Basis eines Werts von Schwankungen der Pilotsignale zu berechnen; und wobei die Halteeinrichtung eingerichtet ist, die Verlässlichkeit einer Änderung im erzeugten Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignal durch Bestimmen zu verifizieren, ob die Energie der Pilotsignale, welche durch die Trägerfrequenz-Fehlerberechnungseinrichtung ermittelt wird, niedriger ist als ein vorher festgelegter Schwellenwert, und, wenn dies so ist, die Änderung dem Rauschen hinzuzufügen.
Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Übertragungssteuersignale in vorher festgelegten Hilfsträgerpositionen in den OFDM-Signalen quadratur-moduliert sind; und wobei die Halteeinrichtung eingerichtet ist, die Verlässlichkeit einer Änderung im erzeugten Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignal durch Bestimmen zu verifizieren, ob die Übertragungssteuersignale als normal decodiert sind, und, wenn dies so ist, die Änderung dem Rauschen zuzuschreiben.
Demodulationsverfahren zum Demodulieren orthogonaler Frequenz-Multiplexsignale OFDM, welches folgende Schritte aufweist: Fourier-Transformieren der OFDM-Signale für jede Symbolperiode, um Information, welche in jedem Hilfsträger moduliert wurde, zu demodulieren, um Frequenzbereichssignale zu erzeugen; Berechnen eines Trägerfrequenzfehlers der OFDM-Signale auf Basis der Frequenzbereichssignale und/oder der OFDM-Signale und Erzeugen eines Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignals bis zu einer Genauigkeit des Trägerfrequenz-Intervalls und eines Feinbereichs-Fehlerfrequenzfehler-Korrektursignals bis zu einer Genauigkeit von ±1/2 des Hilfsträger-Frequenzintervalls; und komplexes Multiplizieren der Trägerfrequenz-Fehlerkorrektursignale mit den OFDM-Signalen, um die Trägerfrequenz der OFDM-Signale zu korrigieren; Bestimmen der Verlässlichkeit einer Änderung im erzeugten Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignal; und gekennzeichnet durch, wenn bestimmt wird, dass die Verlässlichkeit niedrig ist, Zuschreiben der Änderung dem Rauschen und Halten des Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignals auf seinem vorherigen Wert.
Demodulationsverfahren nach Anspruch 4, wobei Pilotsignale einer gleichen Phasenkomponente in vorher festgelegten Hilfsträgerpositionen in einem Symbol in den OFDM-Signalen quadratur-moduliert werden; die Pilotsignale von den Frequenzbereichssignalen und/oder den OFDM-Signalen ermittelt werden, um den Trägerfrequenzfehler auf Basis eines Werts von Schwankungen der Pilotsignale zu berechnen, und wobei die Verlässlichkeit einer Änderung im erzeugten Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignal durch Bestimmen verifiziert wird, ob die Energie der Pilotsignale, welche von den OFDM-Signalen ermittelt wird, niedriger ist als ein vorher festgelegter Schwellenwert, und, wenn dies so ist, die Änderung dem Rauschen zugeschrieben wird.
Demodulationsverfahren nach Anspruch 4, wobei die Übertragungssteuersignale in einem vorher festgelegten Hilfsträger in den OFDM-Signalen quadratur-moduliert werden; und wobei die Verlässlichkeit einer Änderung im erzeugten Weitbereichs-Frequenzfehler-Korrektursignal durch Bestimmen verifiziert wird, ob die Übertragungssteuersignale als normal decodiert werden, und, wenn dies so ist, diese Änderung dem Rauschen zugeschrieben wird.