JP5225812B2 - Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、プログラム、および、コンピュータ読み取り可能な記録媒体 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル伝送方式により伝送される信号の受信装置および受信方法に関し、特に、映像信号や音声信号を効率よく伝送できる直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ、以下、略してＯＦＤＭ）の復調装置、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。

地上デジタル放送では、建物によるゴースト妨害（フェージング、マルチパス）の克服に好適な変調方式として、マルチキャリアのＯＦＤＭ変復調方式が知られている。ＯＦＤＭ変復調方式は、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブ・キャリアを設けて、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。全キャリアを高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ： Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によってＯＦＤＭ変調されたベースバンド（ＢＢ：ＢａｓｅＢａｎｄ）信号を生成する。

非特許文献１によると、サブ・キャリアの中にキャリア方向に１２キャリアに１回、時間軸単位であるシンボル方向に４シンボルに１回と周期的にＳＰ(Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ)と呼ばれるパイロット信号が挿入されている。このパイロット信号は、予め位相と振幅が定められたもので、同期や伝送路伝達測定の推定等に用いられる。

そして、良好な受信を保つためには基準となる放送局の動作クロック周波数と受信機の動作クロック周波数との誤差を正確に計測し受信システムにフィードバックする必要がある。例えば、従来技術として、特許文献１には、ＯＦＤＭ信号受信機における周波数誤差を検出し、補正するための１つの構成例が開示されている。

特許文献１に記載のＯＦＤＭ信号受信機は、送信機からのＯＦＤＭ信号を受信するアンテナと、アンテナで受信したＲＦ信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換器と、周波数変換器に正弦波の局部発振信号を供給する局部発振器と、受信したベースバンド信号を標本化する標本化器と、標本化器の出力信号を用いて周波数オフセットおよびタイミングオフセットを検出する周波数誤差＆タイミング誤差推定器と、標本化器が出力する時間領域信号を周波数領域信号に変換する高速フーリエ変換器とを備えており、周波数誤差＆タイミング誤差推定器は、標本化器が出力する信号を用いて、パイロットシンボルにおいて伝送される信号と受信信号とのスライディング相関演算で得られる信号によって周波数誤差とタイミング誤差を検出する。

そして、特許文献１に記載のＯＦＤＭ信号受信機は、周波数誤差＆タイミング誤差推定器から出力されたキャリア周波数誤差情報を局部発振器に供給し、局部発振器を制御する（すなわち、再生キャリア信号の発振周波数を変更する）ことによって、キャリア周波数の同期捕捉とサンプリングタイミングの同期捕捉とを行う。
特開２０００−３４１２３６号公報（２０００年１２月８日公開） 「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢ ＳＴＤＢ３１ １．５版」、社団法人電波産業界、２００１年５月３１日初版策定、２００３年７月２９日１．５版改定

ところで、上述した局部発振器は、一般的に、ＰＬＬ回路によって構成される。ＰＬＬ回路としては、アナログ回路のみにより構成されるもの、デジタル回路のみにより構成されるもの、および、アナログ回路とデジタル回路とにより構成されるものがあり、ＬＳＩ化には、通常、アナログ回路のみ、あるいは、アナログ回路とデジタル回路とにより構成されたＰＬＬ回路であって、製造プロセス毎に調整を行いハードマクロ化されたＰＬＬ回路が利用される。

しかしながら、上記従来の構成では、周波数誤差を補正する場合、ＰＬＬ回路自体（局部発振器）の周波数（すなわち、再生キャリア信号の発振周波数）を動作中に微調整するため、それに対応したＰＬＬのハードマクロを用意する必要がある。このため、製造プロセスの変更毎に対応のＰＬＬ回路を探し、無い場合には新規に作成しなければならないという問題が生じる。また、デジタル回路のみにより構成されたＰＬＬ回路のうち、特に高分解能のものは、周波数誤差の補正にも利用可能であるが、回路規模が大きくなり、消費電力が増大するなどの問題を生じる可能性がある。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、製造プロセス毎に調整する必要のあるアナログハードマクロによらず、ロジック部のみで周波数誤差を補正できることが可能な受信装置、受信方法、ＯＦＤＭ復調装置、制御プログラム、および、コンピュータ読み取り可能な記録媒体を提供することにある。

本発明に係る受信装置は、第１の周波数発振器の基準信号に基づいて第１のサンプリングタイミングでサンプリングされた第１のサンプル系列信号をアナログ化したアナログ信号を受信する受信手段と、受信したアナログ信号を上記第１の周波数発振器とは異なる第２の周波数発振器の基準信号に基づいて第２のサンプリングタイミングでサンプリングして第２のサンプル系列信号を生成するサンプリング手段と、上記第１の周波数発振器の基準信号と上記第２の周波数発振器の基準信号との周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、上記周波数誤差から、上記第１のサンプリングタイミングを特定するためのサンプリングタイミング誤差情報を生成するサンプリングタイミング誤差情報生成手段と、上記第２のサンプル系列信号から、上記サンプリングタイミング誤差情報によって特定される上記第１のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を予測するサンプリング値予測手段とを備えていることを特徴としている。

上記の構成によれば、本発明に係る受信装置は、第１の周波数発振器の基準信号に基づいて第１のサンプリングタイミングでサンプリングされた第１のサンプル系列信号をアナログ化したアナログ信号を受信し、第１の周波数発振器とは異なる第２の周波数発振器の基準信号に基づいて第２のサンプリングタイミングでサンプリングして第２のサンプル系列信号を生成する。

つまり、受信装置は例えば放送波などに重畳されたアナログ信号を受信してサンプリングする。なお、受信するアナログ信号としては、放送波に重畳されたものに限定されず、無線、有線の通信網を通じて伝送されるアナログ信号であってもよいし、一体的に備えられた他の装置から読み出したアナログ信号であってもよく、特に限定はされない。そして、このアナログ信号は、第１の周波数発振器の基準信号に基づいて第１のサンプリングタイミングでサンプリングされた第１のサンプル系列信号をアナログ化することにより得られたものである。一方、上記受信装置は、このアナログ信号を受信し、第２の周波数発振器の基準信号に基づいて第２のサンプリングタイミングでサンプリングを行い、第２のサンプル系列信号を生成する。ここで、第２の周波数発振器の基準信号に基づく第２のサンプリングタイミングとしては、第２の周波数発振器の基準信号の１周期ごとに、１つのデータをサンプリングする構成でもよいし、複数のデータをサンプリングする構成（すなわち、オーバーサンプリングする構成）でもよい。あるいは、基準信号の複数周期ごとに１つのデータをサンプリングする構成であってもよい。

また、上記の構成によれば、周波数誤差検出手段は、上記第１の周波数発振器の基準信号と上記第２の周波数発振器の基準信号との周波数誤差を検出する。第１の周波数発振器と第２の周波数発振器とは、互いに独立した異なる周波数発振器であり、第２のサンプル系列信号には、上記第１の周波数発信器の基準信号に基づくクロック（例えば、ベースバンド信号を生成する送信装置のクロック）と、上記第２の周波数発信器の基準信号に基づくクロックとの誤差である周波数誤差が含まれており、周波数誤差検出手段は、これを検出可能な構成であればよく、特に限定はされない。なお、これは、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤＣに含まれていてもよい。

また、上記の構成によれば、サンプリングタイミング誤差情報生成手段は、上記周波数誤差から、上記第１のサンプリングタイミングを特定するサンプリングタイミング誤差情報を生成する。上述したとおり受信装置において生成した第２のサンプル系列信号には、周波数誤差が含まれているため、第１のサンプリングタイミングと第２のサンプリングタイミングとは一致しないが、受信したアナログ信号に基づいて第１のサンプリング系列信号を受信装置において正確に再現するためには、真のサンプリングタイミング、すなわち、第１のサンプリングタイミングにおけるサンプリングデータが必要となる。そこで、サンプリングタイミング誤差情報生成手段は、第１のサンプリングタイミングを特定するためのサンプリングタイミング誤差情報を生成する。サンプリングタイミング誤差情報としては、例えば、第２のサンプリングタイミングにおいて基準となるサンプリングタイミングからの真のサンプリングタイミングのずれを表す分数遅延量や整数遅延量などがある。

また、上記の構成によれば、サンプリング値予測手段は、上記第２のサンプル系列信号から、上記サンプリングタイミング誤差情報によって特定される上記第１のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を予測する。サンプリング値予測手段は、例えば、LagrangeフィルタやFarrow型フィルタなど、各種のデジタルフィルタによって、第２のサンプル系列信号を用いて、真のサンプリングタイミングにおけるデータを補間する。

これにより、受信装置では、真のサンプリングタイミング、すなわち、当該信号が送信される場合にサンプリングされたタイミングにおけるサンプリングデータを得ることができる。したがって、上述した処理を繰り返すことによって、周波数誤差を０もしくは０近傍に収束させて、周波数誤差を補正することが可能となる。しかも、受信装置において、例えばＰＬＬ回路などを制御して動作クロック周波数を制御することなく、ロジック部のみで周波数誤差を補正することができる。したがって、動作クロック周波数を制御する構成において必要となるハードマクロ化されたアナログのＰＬＬ回路を用いる必要がないため、製造プロセスごとの調整が発生せず、プロセス依存性を解消することができ、受信装置の生産性を向上させることが可能となる。

また、本発明に係る受信方法は、第１の周波数発振器の基準信号に基づいて第１のサンプリングタイミングでサンプリングされた第１のサンプル系列信号をアナログ化して得られたアナログ化信号を受信する受信ステップと、受信したアナログ化信号を第１の周波数発振器とは異なる第２の周波数発振器の基準信号に基づいて第２のサンプリングタイミングでサンプリングして第２のサンプル系列信号を生成するサンプリングステップと、上記第１の周波数発振器の基準信号と上記第２の周波数発振器の基準信号との周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、上記周波数誤差から、上記第１のサンプリングタイミングを特定するためのサンプリングタイミング誤差情報を生成するサンプリングタイミング誤差情報生成ステップと、上記第２のサンプル系列信号から、上記サンプリングタイミング誤差情報によって特定される上記第１のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を予測するサンプリング値予測ステップとを含んでいることを特徴としている。

上記の構成によれば、本発明に係る受信装置と同様の作用効果を奏する。

本発明に係る受信装置では、上記サンプリング値予測手段に入力される上記第２のサンプル系列信号は、上記第２の周波数発振器の基準信号に対して、オーバーサンプリング状態にある、ことが好ましい。

これにより、ナイキスト領域全体が分数遅延周波数領域とならないような場合であっても、所望の周波数領域全域にわたって、第１のサンプリングタイミングにおけるサンプリングデータを精度よく補間することができる。

なお、本発明に係る受信装置は、上記サンプリング手段により得られた上記第２のサンプル系列信号を、上記第２の周波数発振器の基準信号に対して、オーバーサンプリング状態に変換するとともに、オーバーサンプリング状態に変換された上記第２のサンプル系列信号を上記サンプリング予測手段に入力するオーバーサンプリング手段を更に備えている構成であってもよい。

また、上記サンプリング手段が、上記第２のサンプル系列信号を、上記第２の周波数発振器の基準信号に対して、オーバーサンプリング状態に変換するとともに、オーバーサンプリング状態に変換された上記第２のサンプル系列信号を上記サンプリング予測手段に入力する、ように構成されていてもよい。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記受信装置を備えたＯＦＤＭ復調装置であって、上記サンプリング値予測手段により得られた予測値からなるサンプル系列信号を直交復調する直交復調手段と、上記直交復調手段により得られた復調信号を、ＦＦＴ演算によって、データ信号とパイロット信号とを含む周波数領域の信号に変換するＦＦＴ演算手段とをさらに備え、上記サンプリングタイミング誤差情報生成手段は、上記サンプリングタイミング誤差情報により特定された上記第１のサンプリングタイミングが、上記サンプリング値予測手段の予測可能範囲を超える場合には、上記第２のサンプリングタイミングにおいて上記サンプリングタイミング誤差情報を生成するときに基準とする基準サンプリングタイミングを、上記サンプリングタイミング誤差情報によって特定される上記第１のサンプリングタイミングが該予測可能範囲を超えないようにシフトさせると共に、当該シフトを相殺するようにＦＦＴ演算の開始位置をシフトさせることを特徴としている。

上記の構成によれば、上記サンプリングタイミング誤差情報によって特定される上記第１のサンプリングタイミングが所定のサンプリングタイミングの範囲（サンプリング値予測手段の予測可能範囲）を超える場合、すなわち、例えば分数遅延量によって特定される補間ポイントが、フィルタ特性に依存する精度よく補間できる領域を超えた場合、当該分数遅延量を算出する場合に基準とした基準サンプリングタイミングを例えばサンプリングクロックの１周期だけシフトさせて、シフト後の基準サンプリングタイミングを基準として算出した分数遅延量によって特定される補間ポイントが、フィルタ特性に依存する精度よく補間できる領域の範囲内に収まるようにすると共に、シフト後の基準サンプリングタイミングに応じて、ＦＦＴ演算の開始位置を例えばサンプリングクロックの１周期だけシフトさせる。

これにより、常に最適なサンプリングタイミングでの補間処理が可能になると同時に、フィルタ特性に依存して精度よく補間できる領域が制限される構成、すなわち、分数遅延量を有限値とする構成のまま、回路規模を削減しつつ周波数誤差を補正することができる 。しかも、これにより、補間ポイントに対応する真のサンプリングタイミングに対して、常に同じタイミングでＦＦＴ窓が開始することになるため、サンプリングタイミングの補正を齟齬なく行うことができる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置では、上記周波数誤差検出手段は、上記ＦＦＴ演算手段により得られた周波数領域の信号に含まれるパイロット信号の位相の時間軸方向における位相回転量から、上記周波数誤差を検出することが好ましい。

上記の構成によれば、上記周波数誤差検出手段は、例えば、周波数誤差が含まれた時間軸上のデジタル放送波の信号をＦＦＴにかけて周波数軸上の信号に変換し、周波数軸上に変換されたＯＦＤＭ復調過程の信号からＳＰ信号を取り出す。そして、それをシンボル方向に観測して、シンボル単位での位相回転量を求め、シンボル単位の位相回転量から１シンボルでのＦＦＴ窓シフト量を算出し、算出した１シンボルでのＦＦＴ窓シフト量から周波数誤差を算出する。

これにより、パイロット信号から周波数誤差を検出できるため、ＯＦＤＭ変調波の周波数誤差を容易に算出することが可能となる。

なお、この周波数誤差を求めるときに用いるパイロット信号は複数でもよく、それら複数のパイロット信号の各位相の積分を基にした値から周波数誤差を算出する構成であってもよい。あるいは、ある２つのパイロット信号の位相差を求め、それを複数のパイロット信号に対して行い、それらの積分を基にした値から周波数誤差を算出する構成であってもよい。

また、上記予め定められた範囲は、単一のバンドによって構成される周波数範囲であっても、複数のバンドによって構成される周波数範囲（群）であってもよい。

また、本発明に係るＯＦＤＭ装置では、上記周波数誤差検出手段は、上記ＦＦＴ演算手段により得られた周波数領域の信号に含まれるパイロット信号のうち、振幅があらかじめ定められた閾値よりも大きいパイロット信号を用いて、上記周波数誤差を検出することが好ましい。

上記の構成によれば、より正確に周波数誤差を検出することが可能となる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ装置では、上記周波数誤差検出手段は、上記ＦＦＴ演算手段により得られた周波数領域の信号に含まれるパイロット信号のうち、上記ＦＦＴ演算手段により得られた周波数領域の信号であって、あらかじめ定められた範囲内の周波数の信号から抽出されたパイロット信号を用いて、上記周波数誤差を検出することが好ましい。

上記の構成によれば、より正確に周波数誤差を検出することが可能となる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ装置では、上記周波数誤差検出手段は、上記ＦＦＴ演算手段により得られた周波数領域の信号に含まれるパイロット信号のうち、妨害波またはスプリアスノイズの影響を受けていないパイロット信号を用いて、上記周波数誤差を検出することが好ましい。

上記の構成によれば、より正確に周波数誤差を検出することが可能となる。

なお、上記受信装置は、コンピュータによって実現してもよい。この場合、コンピュータを上記各手段として動作させることにより上記受信装置をコンピュータにおいて実現する受信プログラム、および、その受信プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も、本発明の範疇に入る。

また、上記ＯＦＤＭ復調装置は、コンピュータによって実現してもよい。この場合、コンピュータを上記各手段として動作させることにより上記ＯＦＤＭ復調装置をコンピュータにおいて実現する復調プログラム、および、その復調プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も、本発明の範疇に入る。

本発明に係る受信装置は、第１の周波数発振器の基準信号に基づいて第１のサンプリングタイミングでサンプリングされた第１のサンプル系列信号をアナログ化したアナログ信号を受信する受信手段と、受信したアナログ信号を上記第１の周波数発振器とは異なる第２の周波数発振器の基準信号に基づいて第２のサンプリングタイミングでサンプリングして第２のサンプル系列信号を生成するサンプリング手段と、上記第１の周波数発振器の基準信号と上記第２の周波数発振器の基準信号との周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、上記周波数誤差から、上記第１のサンプリングタイミングを特定するためのサンプリングタイミング誤差情報を生成するサンプリングタイミング誤差情報生成手段と、上記第２のサンプル系列信号から、上記サンプリングタイミング誤差情報によって特定される上記第１のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を予測するサンプリング値予測手段とを備えているることを特徴としている。

また、本発明に係る受信方法は、第１の周波数発振器の基準信号に基づいて第１のサンプリングタイミングでサンプリングされた第１のサンプル系列信号をアナログ化して得られたアナログ化信号を受信する受信ステップと、受信したアナログ化信号を第１の周波数発振器とは異なる第２の周波数発振器の基準信号に基づいて第２のサンプリングタイミングでサンプリングして第２のサンプル系列信号を生成するサンプリングステップと、上記第１の周波数発振器の基準信号と上記第２の周波数発振器の基準信号との周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、上記周波数誤差から、上記第１のサンプリングタイミングを特定するためのサンプリングタイミング誤差情報を生成するサンプリングタイミング誤差情報生成ステップと、上記第２のサンプル系列信号から、上記サンプリングタイミング誤差情報によって特定される上記第１のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を予測するサンプリング値予測ステップとを含んでいることを特徴としている。

それゆえ、本発明に係る受信装置では、外部から受信したアナログ信号を真のサンプリングタイミング、すなわち、当該信号が送信される場合にサンプリングされたタイミングにおけるデータを補間することができるため、受信装置においてサンプリングされた信号に含まれる周波数誤差を補正することが可能となる。

しかも、ロジック部のみで周波数誤差を補正することができるため、製造プロセスの依存性を解消することができ、受信装置の生産性を向上させることが可能となる。

〔実施の形態１〕
（ＯＦＤＭ復調装置１００の概要）
本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１００について、図１に基づいて説明すれば以下のとおりである。図１は、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置１００の構成を示すブロック図である。

ＯＦＤＭ復調装置１００は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ、サンプリング手段、オーバーサンプリング手段）１０１と、サンプリング受信部（オーバーサンプリング手段）１０２と、周波数誤差補正部（サンプリング値予測手段）１０３と、直交復調生成部（直交復調手段）１０４と、高速フーリエ変換演算部（ＦＦＴ部、ＦＦＴ演算手段）１０５と、周波数誤差検出部（周波数誤差検出手段）１０６と、サンプリング補正制御部（サンプリングタイミング誤差情報生成手段）１０７と、波形等化部１０８と、誤り訂正部１０９と、周波数発振器１１０と、位相ロックループ回路（ＰＬＬ）１１１を備えている。また、ＯＦＤＭ復調装置１００は、チューナー（受信手段）１０に接続されている。

チューナー１０は、アンテナを介して放送局からのデジタル放送波を受信し、ＲＦ（高周波）信号を周波数変換し、得られたアナログＩＦ（中間周波数）信号をＡＤＣ１０１に供給する。

周波数発振器１１０は、クロック信号を生成し、ＰＬＬ１１１に供給する。ＰＬＬ１１１は、周波数発振器からのクロック信号に基づいて、動作クロック信号を生成し、ＯＦＤＭ復調装置１００の各部に供給する。そして、ＯＦＤＭ復調装置１００の各部は、ＰＬＬ１１１からの動作クロックに基づいて動作する。

ＡＤＣ１０１は、ＩＦ信号をサンプリング（デジタル化）し、得られたデジタルＩＦ信号をサンプリング受信部１０２に供給する。サンプリング受信部１０２は、デジタルＩＦ信号に所定のフィルタ処理を施し、フィルタ処理済みのデジタルＩＦ信号を周波数誤差誤差補正部１０３に供給する。サンプリング受信部１０２によるフィルタ処理としては、例えば、不要な帯域を除去するフィルタ処理などが挙げられる。なお、フィルタ処理が不要であれば、サンプリング受信部１０２は省略しても構わない。

周波数誤差補正部１０３は、サンプリング補正制御部１０７からの周波数誤差補正情報に基づいて、デジタルＩＦ信号（以下、「デジタルＩＦ信号」を、単に「ＩＦ信号」と呼称する）における周波数誤差をある量取り除いて補正する。ここで、サンプリング補正制御部１０７は、周波数誤差検出部１０６が検出した周波数誤差に基づいてサンプリングタイミングの補正に用いるサンプリングタイミング誤差を算出し、サンプリングタイミング誤差情報を周波数誤差補正部１０３に供給する。周波数誤差補正部１０３は、補正後のＩＦ信号を直交復調生成部１０４に供給する。

直交復調生成部１０４は、補正後のＩＦ信号を、設定されたキャリア周波数のキャリア信号を用いて直交復調し、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなるベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、ＦＦＴ部１０５に供給する。ＦＦＴ部１０５は、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ演算）を行い、データ信号とパイロット信号とを含む周波数領域の複素信号に変換し、波形等化部１０８に供給する。なお、ＦＦＴ部１０５は、後述するように、ＦＦＴ演算の開始時刻を調整可能に構成されている。

波形等化部１０８は、ＦＦＴ部１０５にて得られたデータ信号に対して波形等化を行い、フェージング等の影響を取り除き、誤り訂正部１０９に供給する。誤り訂正部１０９は、復元された送信ビット列に含まれる誤り訂正符号等を用いて、誤り訂正を行う。

本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１００は、周波数誤差補正部１０３とＦＦＴ部１０５とによって周波数誤差を補正する構成に特徴を有している。そして、周波数誤差の補正はＯＦＤＭ復調過程において繰り返し行われ、周波数誤差検出部１０６にて復調信号からある量の周波数誤差が取り除かれた補正後の周波数誤差が検出され、この検出された周波数誤差に基づいてサンプリング補正制御部１０７にて生成された周波数誤差補正情報に基づいて、周波数誤差補正部１０３とＦＦＴ部１０５とが周波数誤差を補正する。そして、周波数誤差を補正する一連の動作を繰り返すことによって、周波数誤差補正部１０３の出力時点での周波数誤差を０もしくは０付近に近づけることができる。

なお、周波数誤差補正部１０３、周波数誤差検出部１０６、および、サンプリング補正制御部１０７は、受信部１（受信装置）を形成している。本実施の形態では、受信部１は、ＯＦＤＭ復調装置１００に一体的に備えられているが、有線・無線を問わず外部から伝送されるデジタルデータを受信する他の装置に備えられていてもよいし、独立した装置として構成されてもよく、特に限定はされない。

（分数遅延フィルタ）
ＯＦＤＭ復調装置１００では、分数遅延（補間）フィルタを用いて、サンプリングデータを補間することにより、周波数誤差を補正する。分数遅延フィルタとしては、例えば、Lagrange補間フィルタやFarrow型フィルタや変形Farrow型フィルタなどがある。なお、分数遅延フィルタの詳細については、例えば、「Multirate Signal Processing for Communication Systems」（Fredric Harris, 2004, Prentice Hall）の「Chapter 7. Resampling Filters」を参照されたい。

入力されるサンプリンデータを｛ｘ（０）,ｘ（１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）,ｘ（ｎ＋１）,・・・｝とすると、Ｎ次の分数遅延フィルタには、ｎ番目のサンプリング値ｘ（ｎ）が入力された時点で、それ以前に入力されたＮ＋１個のサンプリング値{ｘ（ｎ−Ｎ）,ｘ（ｎ−Ｎ＋１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）}が格納されている。そして、分数遅延フィルタは、与えられた遅延量Ｄに対して、それ以前に入力されたＮ＋１個のサンプリング値{ｘ（ｎ−Ｎ）,ｘ（ｎ−Ｎ＋１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）}から、今入力されたサンプリング値ｘ（ｎ）に対してＤ遅延されたサンプリング値ｘ（ｎ−Ｄ）を補間処理により算出する。ここで、遅延量Ｄは、整数であっても、分数であってもよい。遅延量Ｄが整数の場合の補間処理を整数遅延処理と呼び、遅延量Ｄが分数の場合の補間処理を分数遅延処理と呼ぶ。図２は、ｘ（４）が入力された直後の４次の分数遅延フィルタを示している。遅延量としてＤ＝１＋１／３が与えられた場合、図２に示したように、分数遅延フィルタは、それ以前に入力された５個のサンプリング値｛ｘ（０）,ｘ（１）,ｘ（２）,ｘ（３）,ｘ（４）｝から、ｘ（４−Ｄ）＝ｘ（２＋２／３）を算出する分数遅延処理を行う。

（Lagrange補間フィルタ）
図３を参照して、Lagrange補間フィルタについて説明する。図３は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタの構成を示す図である。図３に示すＦＩＲフィルタの係数は、数１によって定義される。

このＦＩＲフィルタは、レジスタに保持された整数時間における離散化データから遅延量Ｄに対応する補間ポイントｎ−Ｄでの値を求める補間フィルタであり、一般にLagrange補間フィルタと呼ばれる。Lagrange補間フィルタは遅延量Ｄが分数でも有効であり、分数遅延フィルタを実現することが可能となる。Lagrange補間フィルタでは、時間とともに補間したいターゲットポイントが変わる場合、その都度、数１の演算によってフィルタ係数を算出する必要がある。ただし、１係数当たりＮ個の乗算器が必要となるため、ＦＩＲフィルタ全体でＮ^２個の乗算器が必要となる。このＦＩＲフィルタの伝達関数（Ｚ関数）は、数２によって表される。

また、このＦＩＲフィルタの周波数特性は、数３によって表される。さらに、出力信号における遅延量の理論値Ｄint（以下、単に「遅延量Ｄint」と呼称する）は、数３の位相成分Θを用いて、数４によって表される。

このＦＩＲフィルタ、すなわち、Lagrange補間フィルタのフィルタ特性について、図４を用いて説明する。図４は、Ｎ＝７のLagrange補間フィルタにおいて、遅延量Ｄを変化させた場合のフィルタ特性を示す図であり、（ａ）は振幅周波数特性を示す図であり、（ｂ）は数４によって算出された遅延量Ｄintを示す図であり、（ｃ）は振幅および位相の両方を考慮した信号雑音電力比（ＳＮＲ）を示す図である。なお、図４において、横軸は、周波数ｆをサンプリング周波数Ｆｓにより規格化した規格化周波数である。また、図４（ａ）の縦軸はデシベル（ｄＢ）、図４（ｂ）の縦軸はサンプリング周期Ｔｓである。

図４（ａ）において｜Ｈ｜＝０ｄＢである周波数成分は、強度的には減衰しないでそのまま出力される。また、図４（ｂ）より、出力信号から求めた遅延量Ｄintは、設定値Ｄと一致することがわかる。

そして、図４（ａ）において｜Ｈ｜＝０ｄＢ、図４（ｂ）においてＤint≒Ｄとなる周波数領域が、このLagrange補間フィルタにおいて分数遅延処理の可能な周波数領域（以下では、分数遅延周波数領域と呼ぶ）となる。なお、Ｎを大きくすれば、分数遅延周波数領域は広がるが、回路規模も大きくなってしまう。

（Farrow Structure）
以下に、Farrow型分数遅延フィルタおよび変形Farrow型分数遅延フィルタについて説明する。図５は、Farrow型分数遅延フィルタの構成を示す図である。図５に示すとおり、Farrow型分数遅延フィルタは、複数の次数ＮのＦＩＲフィルタをHoner結合したものである。ここで、数５〜７によって定義される行列式を考えると、数８に示すＣ_ｎ（ｚ）によって、図５に示すFarrow型分数遅延フィルタを構成するＦＩＲフィルタは定義される。つまり、数６（数７）の係数行列Ｑのｎ番目の列ベクトルｑ_ｎ（ｋ）が、ＦＩＲフィルタＣ_ｎ（ｚ）のフィルタ係数に相当する。

Farrow型分数遅延フィルタも、Lagrange補間フィルタと同様、任意の遅延量Ｄでの補間が可能となる。しかし、Farrow型分数遅延フィルタでは、遅延量Ｄに関する乗算は全部でＮ−１である。したがって、Lagrange補間フィルタよりもFarrow型分数遅延フィルタの方が小さい回路規模で構成可能となる。

Farrow型分数遅延フィルタのフィルタ特性について、図６を用いて説明する。図６は、Ｎ＝７のFarrow型分数遅延フィルタにおいて、遅延量Ｄを変化させた場合のフィルタ特性を示す図であり、（ａ）は振幅周波数特性を示す図であり、（ｂ）は数４によって算出された遅延量Ｄintを示す図であり、（ｃ）は振幅および位相の両方を考慮した信号雑音電力比（ＳＮＲ）を示す図である。図６の縦軸および横軸は、図４と同様である。図４と同様、図６（ａ）において｜Ｈ｜＝０ｄＢである周波数成分（ｆ≒−０.２Ｆｓ〜＋０.２Ｆｓ）は、強度的には減衰しないでそのまま出力される。また、図６（ｂ）より、出力信号から求めた遅延量Ｄintは、設定値Ｄと一致することがわかる。

なお、フィルタ係数の次数は、本発明を実際のシステムに適用する際に何を重視するかに応じて異なり、特に限定はされない。例えば、実際の補間タイミングを重視する場合には、図６（ｂ）においてＤint≒Ｄとなる周波数領域が、このFarrow型分数遅延フィルタで分数遅延処理が可能な周波数領域で検討する。また、振幅と位相をトータルに考慮したＳＮＲで検討する方法もある。例えば、変調方式がＱＰＳＫの所要ＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）は、符号化率によって微妙に変化するが４ｄＢ付近である。この場合には、ＳＮＲ≧２０ｄＢの演算誤差は無視できる。したがって、図６の特性を有するフィルタでは、図６（ｃ）より、ｆ＝−０．３Ｆｓ〜＋０．３Ｆｓの周波数帯域成分でＳＮＲ≧２０ｄＢの演算誤差が確保可能である。一方、６４ＱＡＭの所要ＣＮは、符号化率によって微妙に変化するが、２０ｄＢ付近である。この場合には、ＳＮＲ≒２０ｄＢの演算精度は、所要ＣＮに影響を与えてしまうので、３０ｄＢもしくは４０ｄＢ以上の演算精度が必要となる。図６（ｃ）より、ｆ＝−０．２Ｆｓ〜＋０．２Ｆｓの周波数帯域成分でＳＮＲ≧４０ｄＢの演算誤差が確保可能である。このように、変調方式や符号化率等のパラメータが決まれば、必要な演算精度がきまる。要求する演算精度とフィルタの演算精度の比較で、フィルタ次数Ｎが決定できる。

Farrow型分数遅延フィルタの変形版として、変形Farrow型分数遅延フィルタがある。ここで行列Ｔ、行列Ｑ’をそれぞれ数９、数１０で定義すると、数１１のＣ’ｎ（ｚ）で定義される複数のＦＩＲフィルタを図５のようにHoner結合したものを、変形型Farrow型分数遅延フィルタと呼ぶ。つまり、Farrow型分数遅延フィルタと変形Farrow型分数遅延フィルタとでは、いずれも図５に示す構成であって、係数だけが異なる。

Farrow型分数遅延フィルタと変形Farrow型分数遅延フィルタは、補間ポイントの設定の仕方が異なるが、分数遅延処理という機能は共通である。Farrow型フィルタに与える遅延量Ｄは、図５のシフトレジスタの段数を考慮して、round（Ｎ／２）−１／２＜Ｄ＜round（Ｎ／２）＋１／２（ここで、round（ｘ）はｘの四捨五入値）の範囲内で設定される。すなわち、round（Ｎ／２）を中心に±１／２の範囲内で設定される。一方、変形Farrow型フィルタに与える遅延量Ｄ´は、０を中心に±１／２の範囲内で設定される。すなわち、遅延量Ｄ’は、−１／２＜Ｄ'＜＋１／２の範囲内で設定される。このように、遅延量の設定方法は異なる。しかし、遅延量Ｄと遅延量Ｄ’とがＤ’＝Ｄ−round（Ｎ／２）の関係を満たすとき、Farrow型の遅延量Ｄに対する補間処理は、変形Farrow型の遅延量Ｄ’に対する補間処理に相当する。

以下の説明では、Lagrange補間フィルタまたはFarrow型分数遅延フィルタを利用する場合には、そのフィルタに遅延量Ｄを入力するものとし、変形Farrow型分数遅延フィルタを利用する場合には、そのフィルタに遅延量Ｄ’を入力するものとする。なお、Lagrange補間フィルタもしくはFarrow型分数遅延フィルタは、round（Ｎ／２）−１／２〜round（Ｎ／２）＋１／２の範囲外にある遅延量Ｄを与えられた場合でも補間可能である。すなわち、遅延量Ｄを、例えば、round（Ｎ／２）＋１もしくはround（Ｎ／２）−１を中心に±１／２のサンプリング点の範囲内で設定してもよい。また、round（Ｎ／２）からround（Ｎ／２）＋１の範囲で設定してもよい。同様に、Farrow型分数遅延フィルタの分数遅延量Ｄ‘についても、０＜Ｄ'＜＋１、もしくは、−１＜Ｄ'＜０の範囲で設定してもよい。

Lagrange補間フィルタと同様に、図６（ａ）で｜Ｈ｜＝０ｄＢ、図６（ｂ）でＤint≒Ｄとなる周波数領域が、このFarrow型分数遅延フィルタで分数遅延処理が可能な周波数領域となる。また、分数遅延周波数領域は、回路規模に比例する。

なお、図４に示すＮ＝７のLagrange補間フィルタや図６に示すFarrow型分数遅延フィルタでは、Ｄ＝３〜４の分数遅延処理により、分数遅延周波数領域を広く確保することが可能である。このようにＮ次の分数遅延フィルタは、Farrow型分数遅延フィルタの場合にはround（Ｎ／２）−１／２〜−round（Ｎ／２）＋１／２の範囲の分数遅延処理によって、変形Farrow型分数遅延フィルタの場合にはＤ＝-1/2〜+1/2の分数遅延処理によって、分数遅延周波数領域を広く確保することが可能である。

（周波数誤差補正）
上述したとおり、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置１００では、周波数誤差補正部１０３とＦＦＴ部１０５とによって、周波数誤差を補正する。

周波数誤差検出部１０６は、デジタル放送波のキャリア周波数（すなわち、送信側でのＯＦＤＭ変調におけるサンプリング周波数）とＯＦＤＭ復調装置１００においてＰＬＬ１１１から供給される動作クロック周波数（すなわち、受信側でのＯＦＤＭ復調におけるサンプリング周波数）との周波数誤差αを検出し、サンプリング補正制御部１０７に供給する。ここで、送信側でのＯＦＤＭ変調により得られたデジタル信号が、特許請求の範囲における第１のサンプリングタイミングでサンプリングされた第１のサンプル系列信号に対応する。そして、受信側でのＯＦＤＭ復調の対象となるデジタル信号（ＡＤＣ１０１により生成されるデジタル信号）が、特許請求の範囲における第２のサンプリングタイミングでサンプリングして生成される第２のサンプル系列信号に対応する。

サンプリング補正制御部１０７は、周波数誤差αから、周波数誤差を補正するための情報として、サンプリングタイミング誤差を算出し、その分数部分を周波数誤差補正部１０３に供給する。サンプリングタイミング誤差は、ＯＦＤＭ復調装置１００において受信したデジタル放送波をサンプリングするときのサンプリングタイミングと、真のサンプリングタイミング（放送局でのＯＦＤＭ変調時のサンプリングタイミング）との差である。サンプリング補正制御部１０７におけるサンプリングタイミング誤差の算出方法について、より詳細に説明すれば以下のとおりである。

ＯＦＤＭ復調装置１００における受信側サンプリング周波数をＦ's、真のサンプリング周波数をＦs、真のサンプリングクロック周期をＴsとすると、受信側サンプリングクロック周期Ｔ'sは、周波数誤差αを用いて数１２によって表される。

また、クロック１周期あたりのサンプリングタイミング誤差δＴs（受信側サンプリングクロック周期Ｔ'sに対する、真のサンプリングクロック周期Ｔｓのズレ）は、数１３によって表される。

そして、例えば、ＯＦＤＭ復調装置１００においてＭＴ's時間が経ったときには、全誤差は、数１３に示すδＴsのＭ倍となる。したがって、受信側サンプリング周波数Ｆ'sで動作する分数遅延フィルタでサンプリングタイミング誤差ＭδＴs（秒単位）を補正すれば、真のサンプリングタイミングでの値を抽出することが可能となる。

サンプリング補正制御部１０７は、サンプリングタイミング誤差を、秒単位ではなく、受信側サンプリングクロック周期単位で算出する。すなわち、サンプリング補正制御部１０７は、数１４によって周波数誤差αからサンプリングタイミング誤差Δを算出する。

そして、サンプリング補正制御部１０７は、算出したサンプリングタイミング誤差Δを、整数部Δintと分数部分（小数部）Δfracとに分解する（Δ＝Δint＋Δfrac）。そして、サンプリングタイミング誤差Δの分数部Δfracを、サンプリングタイミング誤差情報として周波数誤差補正部１０３に与え、また、サンプリングタイミング誤差Δの整数部Δintを、サンプリングタイミング誤差情報としてＦＦＴ部１０５に与える。

周波数誤差補正部１０３は、サンプリングタイミング誤差情報Δfracを受け取ると、サンプリングタイミング誤差情報Δfracに応じた分数遅延フィルタ処理を実行する。例えば、分数遅延フィルタとしてＮ次のLagrangeフィルタまたはFarrow型分数遅延フィルタを用いる場合、Ｄ＝round（Ｎ／２）−Δfracを分数遅延フィルタに入力することによって、真のサンプリングタイミングにおけるサンプル値を得る。また、分数遅延フィルタとしてＮ次の変形Farrow型分数遅延フィルタを用いる場合には、Ｄ’＝−Δfracを分数遅延フィルタに入力することによって、真のサンプリングタイミングにおけるサンプル値を得る。

一方、ＦＦＴ部１０５は、受信側サンプリング周波数Ｆ'sで動作しており、ＦＦＴ演算の開始時刻を受信側サンプリングクロック周期Ｔ's単位でシフトさせることができる。そして、サンプリングタイミング誤差情報Δの整数部Δintが変化したら、すなわち、サンプリングタイミング誤差ＭδＴs（秒単位）が±Ｔ'ｓ変化したら、それを相殺するようにＦＦＴ演算の開始位置を±Ｔ'sシフトさせる。

この様に、サンプリングタイミング誤差情報Δの分数部Δfracを周波数誤差補正部１０３で、整数部ΔintをＦＦＴ演算部１０５で補正することによって、サンプリングタイミング誤差情報Δ全体の補正が可能となる。

より具体的には、周波数誤差補正部１０３は、Lagrangeフィルタの場合には数１５によって、Farrow型分数遅延フィルタの場合には数１６によって、変形Farrow型分数遅延フィルタの場合には数１７によって、遅延量ＤまたはＤ'に対応する補間ポイントにおけるサンプリング値を補間する。Lagrange補間フィルタおよびFarrow型分数遅延フィルタは、上述したように、ｎ番目のサンプリング値ｘ（ｎ）が入力された時点で、Ｄ遅延されたサンプリング値ｘ（ｎ−Ｄ）を補間により求める。具体的には、Lagrange補間フィルタは、Ｎ＋１個のサンプリング値{ｘ（ｎ−Ｎ）,ｘ（ｎ−Ｎ＋１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）}を参照して、数１５に従ってｘ（ｎ−Ｄ）を算出する。また、Farrow型分数遅延フィルタは、Ｎ＋１個のサンプリング値{ｘ（ｎ−Ｎ）,ｘ（ｎ−Ｎ＋１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）}を参照して、数１６に従ってｘ（ｎ−Ｄ）を算出する。また、変形Farrow型分数遅延フィルタは、Ｎ＋１個のサンプリング値{ｘ（ｎ−Ｎ）,ｘ（ｎ−Ｎ＋１）,・・・,ｘ（ｎ−１）,ｘ（ｎ）｝を参照して、数１７に従ってｘ（ｎ−Ｄ）を算出する。ただし、数１７からも分かるように、ｘ（ｎ−Ｄ）を算出する際、変形Farrow型分数遅延フィルタには、遅延量Ｄそのものではなく、Ｄ’＝Ｄ−ｒｏｕｎｄ（Ｎ／２）を指定（入力）する必要がある。

上述したとおり、LagrangeフィルタおよびFarrow型分数遅延フィルタには、Ｄ＝round（Ｎ／２）−Δfracを入力すれば良い。一方、変形Farrow型分数遅延フィルタには、Ｄ’＝−Δfracを入力すれば良い。これによって、LagrangeフィルタまたはFarrow型分数遅延フィルタを分数遅延フィルタとして用いる場合にも、変形Farrow型分数遅延フィルタを分数遅延フィルタとして用いる場合にも、サンプリング周期Ｔ's内の同じタイミングで補間を行うことができる。

なお、ＤおよびＤ’は遅延量なので現在から過去に向かってその時間軸が設定されている。一方、タイミング誤差情報Δは現在から未来に向かって時間軸が設定されているので、Δfracの前にマイナス符号をつけた。フィルタの実装でＤやＤ’の時間軸が、Δと同様に現在から未来に定義されている場合にはＤ＝round（Ｎ／２）＋Δfrac、Ｄ’＝＋Δfracとなる。この様に分数遅延フィルタに分数部Δfracを入力する場合には、Δfrac、Ｄ、Ｄ’における時間軸の向きに注意する必要がある。

なお、分数部Δfracの取りうる範囲は、−０．５≦Δfrac＜＋０．５や、０≦Δfrac＜＋１などが考えられる。実装に用いるサンプリング値予測手段の特性や、制御回路の仕様などから、最適な定義を採用して問題無い。整数部は分数部Δfracにあわせて定義すればよい。

なお、数１６のフィルタ係数ｑn（ｋ）は、数７の行列Ｑの要素Ｑ（ｎ，ｋ）であり、Σｑ_n（ｋ）ｘ（ｎ−ｋ）が図５に示すFarrow型フィルタを構成する各ＦＩＲフィルタＣｎ（ｚ）に相当し、Σ｛Ｄ^ｎ（Σｑ_n（ｋ）ｘ（ｎ−ｋ））｝が図５に示すHonerの方法に相当する。また、数１７のフィルタ係数ｑ'n（ｋ）は、数１０の行列Ｑ'の要素Ｑ'（ｎ，ｋ）である。

そして、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置１００では、周波数誤差検出部１０６、サンプリング補正制御部１０７、周波数誤差補正部１０３、および、ＦＦＴ部１０５における以上の処理を繰り返すことにより、周波数誤差補正部１０３の出力時点での周波数誤差を０もしくは０近傍に収束させる。

ＯＦＤＭ復調装置１００における周波数誤差の補正について図７および図８を用いて、処理概要を説明すれば以下のとおりである。

図７は、ＯＦＤＭ復調装置１００のサンプリングタイミングと真のサンプリングタイミングとのサンプリングタイミング誤差を説明する図である。図７に示す例では、ＯＦＤＭ復調装置１００の動作クロックのサイクルはＴ'sであり、Ｔ'sごとにサンプリングが行われるが、放送局でのデジタルベースバンド処理におけるサンプリングのクロックサイクルはＴsであり、１周期ごとにδＴsの誤差が発生する様子が示されている。ここで、ＯＦＤＭ復調装置１００のサンプリングタイミングと真のサンプリングタイミングとが一致しているタイミングをｔ＝０とすると、ｔ＝Ｔ'sのサンプリング時のタイミング誤差はδＴs、ｔ＝２Ｔ'sのサンプリング時のタイミング誤差はδＴs×２、ｔ＝３Ｔ'sのサンプリング時のタイミング誤差はδＴs×３となる。つまり、ｔ＝ＭＴ'sのサンプリング時のタイミング誤差は、ＭδＴsとなる。

このとき、サンプリング補正制御部１０７が、周波数誤差検出部１０６から受け取った周波数誤差αを用いて、数１４によってサンプリングタイミング誤差Δ＝Ｍαを算出する。そして、サンプリングタイミング誤差Δの分数部Δfracを周波数誤差補正部１０３に供給し、サンプリングタイミング誤差Δの整数部ΔintをＦＦＴ部１０５に供給する。そして、周波数誤差補正部１０３は、サンプリングタイミング誤差Δの分数部Δfracを参照して、真のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を算出し、ＦＦＴ部１０５は、サンプリングタイミング誤差Δの整数部Δintを参照してＦＦＴ演算の開始位置をシフトする。

なお、Lagrangeフィルタは、フィルタ係数ｈ（ｋ，Ｄ）を変えない限り、同じ補間ポイントにおける補間値を算出する。一方、Farrow型分数遅延フィルタ、および、変形Farrow型分数遅延フィルタは、フィルタ係数ｑn（ｋ）、および、ｑ'n（ｋ）のいずれも常に固定であるものの、図５に示す乗算器（×Ｄ）の値を変えることにより、補間処理を行うポイントをダイナミックに変えることが可能である。

図８は、変形Farrow型分数遅延フィルタを用いた補間処理のイメージを示す図であって、（ａ）はあるサンプリングタイミング（t＝４Ｔ's）における補間処理のイメージを示す図であり、（ｂ）は（ａ）の次のサンプリングタイミング（t＝５Ｔ's）における補間処理のイメージを示す図である。

図８に示す例では、時刻t＝４Ｔ'sにおいては、（ａ）に示したように、レジスタに格納されているＸ（０）〜Ｘ（４）の５つのサンプリング値から、真のサンプリングタイミング（遅延量Ｄ'に対応する補間ポイント）におけるサンプリング値Ｘ（４−Ｄ）＝Ｘ（２−Ｄ’）を算出し、時刻ｔ＝５Ｔ’sにおいては、（ｂ）に示したように、レジスタに格納されているＸ（１）〜Ｘ（５）の５つのサンプリング値から、真のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値Ｘ（５−Ｄ）＝Ｘ（３−Ｄ’）を算出する。図８に示す変形Farrow型分数遅延フィルタの例では、遅延量Ｄ’＝−Δfracであり、周波数誤差補正部１０３が、数１７の演算を行う。

これにより、ＯＦＤＭ復調装置１００における各サンプリングタイミングにおいて、真のサンプリングタイミング（ＯＦＤＭ変調を行う放送局でのサンプリングタイミング）におけるデータが順次補間されるため、周波数誤差を補正することが可能となる。

なお、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、ダイレクトコンバージョン方式のチューナーに接続して用いられる構成であってもよい。図９は、本発明に係る他のＯＦＤＭ復調装置２００の構成を示すブロック図である。図９に示すとおり、ＯＦＤＭ復調装置２００は、ダイレクトコンバージョン方式のチューナー２０に接続して用いられる。チューナー２０は、放送局からのデジタル放送波を受信し、直交復調してＩチャネル信号とＱチャネル信号とからなるベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、ＯＦＤＭ復調装置２００に供給する。ＯＦＤＭ復調装置２００に含まれる各ブロックは、図１に示したＯＦＤＭ復調装置１００において同一の参照符号を付したブロックと同一の機能を有しており、チューナー２０からのＩチャンネル信号およびＱチャネル信号に対して、上述したサンプリング受信および周波数誤差の補正を行い、ＯＦＤＭ復調装置１００と同じ動作によって周波数誤差を補正する。なお、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号は独立な信号であるので、ＡＤＣ１０１、サンプリング受信部１０２、周波数誤差補正部１０３は、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号用に同じ回路を２個並列に実装する。

また、図１はＩＦ方式チューナの場合、図９はゼロＩＦ方式チューナの場合の、本発明実施の構成例である。図１ではデジタルＩＦ信号を、図９ではデジタルＢＢ信号のＩ・Ｑ成分２系統を独立に周波数誤差補正部１０３で補正する。しかし、図１の場合でも、デジタル直交検波部１０４でデジタルＢＢ信号が生成されるので、このＩ・Ｑ成分２系統を独立に周波数誤差補正部１０３で補正する構成で実施しても良い。

（オーバーサンプリング）
オーバーサンプリングを用いて周波数誤差を補正する構成における分数遅延フィルタの処理とその制御について説明する。なお、ＯＦＤＭ復調装置１００では、ＡＤＣ１０１、または、サンプリング受信部１０２においてオーバーサンプリングが行われる。

Lagrange補間フィルタやFarrow型分数遅延フィルタは、図４や図６に示すように、ナイキスト領域全体が分数遅延周波数領域とはならない。仮に、ナイキスト領域の８０％程度の範囲を分数遅延周波数領域にするには、Lagrange補間フィルタやFarrow型分数遅延フィルタの次数は、Ｎ≧２００となるため、回路実装が現実的ではなくなる。

そこで、用途に応じて要求される分数遅延周波数領域を確保できるフィルタを設計することになる。つまり、所望する分数遅延周波数領域の幅をＦ_１として、ｆ＝−Ｆ_１／２〜＋Ｆ_１／２の範囲において分数遅延処理の可能なフィルタを設計することを考える。実際のＯＦＤＭ復調装置の設計では、ＯＦＤＭ波の周波数帯域において許容されるキャリア周波数誤差のマージンの和がＦ_１に相当する。

ところで、図６（ｂ）から、±０．２Ｆsの範囲の周波数領域では正しく分数遅延処理が行われており、誤差が小さいことがわかる。したがって、サンプリング周波数が、Ｆs＝５Ｆ_１であれば、±Ｆ_１（＝±０．２×５Ｆ_１）の周波数領域においては、正しく分数遅延処理が行われることになる。つまり、規準クロック周波数では所望の分数遅延周波数領域を実現できない場合、所望の分数遅延周波数領域に応じてサンプリング周波数をオーバーサンプリング状態に変換することによって、所望の周波数領域全体における補間が可能となる。上述した「Multirate Signal Processing for Communication Systems」によれば、整数倍のサンプリング周波数のレート変換は、デジタル信号処理にこえる一般的な技術である。そして、このレート変換をＯＦＤＭ復調装置１００に適用することにより、次数Ｎの低いFarrow型分数遅延フィルタによって、広範な分数遅延周波数領域を実現できる。そして、このサンプリングレートの変換機能と次数Ｎの低いFarrow型分数遅延フィルタとを組み合わせた構成は、Ｎ≧２００のフィルタよりも小規模で容易に実装可能である。

なお、サンプリング周波数は、Ｆs＝５Ｆ_１に限定されるものではない。例えば、図６（ｂ）より、誤差を低減する必要がある場合には、さらに変換レートを高めにする必要がある。逆に、誤差よりも消費電力の低減を重視してサンプリング周波数を低くしたい場合には、レート変換比を小さめにする必要がある。

（分数遅延処理シフト）
図１０は、本発明に係る他のＯＦＤＭ復調装置３００の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置３００は、図１に示したＯＦＤＭ復調装置１００と同じブロックを備えており、ＯＦＤＭ復調装置３００に含まれる各ブロックは、図１に示したＯＦＤＭ復調装置１００において同一の参照符号を付したブロックと同一の基本機能を有している。以下では、ＯＦＤＭ復調装置３００の各ブロックにおいて、図１のＯＦＤＭ復調装置１００とは異なる動作について説明する。

図１のＯＦＤＭ復調装置１００との違いは、サンプリング補正制御部１０７から周波数誤差補正部１０３にサンプリングクロックシフト量を供給している点と、同じくサンプリング補正制御部１０７からＦＦＴ部１０５にＦＦＴ窓シフト量を供給している点にある。

上述したとおり、例えば、変形Farrow型フィルタでは、遅延量Ｄ’＝−Δfrac（分数遅延量）であるが、遅延量Ｄ’は、そのフィルタ特性が図６の様な特性であるならば、その演算誤差を考慮すれば、Ｎが偶数の場合には−１／２＜Ｄ´＜＋１／２の範囲内に、Ｎが奇数の場合には０＜Ｄ´＜１の範囲内に設定されるのが好ましい（上限値および下限値はいずれも受信側サンプリングクロック周期単位）。そのため、分数遅延量が有限値（例えば、−１／２〜＋１／２）の範囲を超える場合においても齟齬なく周波数誤差を補正させる構成が必要となる。なお、有限値の範囲が、特許請求の範囲における所定のサンプリングタイミングの範囲に対応する。

以下に、ＯＦＤＭ復調装置３００の動作について説明する。上述したサンプリングクロックシフト量およびＦＦＴ窓シフト量は、分数遅延量が上述した有限値を超えた場合に使用されるものであり、ＯＦＤＭ復調装置３００のでは、周波数誤差補正部１０３へのサンプリングクロックシフト量とＦＦＴ部１０５へのＦＦＴ窓シフト量とを連動させて供給することにより、分数遅延量が有限値を超えた場合でも齟齬なく周波数誤差を補正する構成を実現している。

ＯＦＤＭ復調装置３００において経過する時間を上述したＭＴ's（Ｔ'sはＯＦＤＭ復調装置３００におけるサンプリング周期）と表す場合、復調を継続すると、時間の経過に伴ってＭの値は単調に増加する。しかし、分数遅延フィルタで補正できる領域は有限であり、Ｍが大きくなると、サンプリングタイミング誤差Δ＝Ｍαは上述した有限値を超えてしまう。

ここで、変形Farrow型分数遅延フィルタの場合を例にとると、遅延量Ｄ’＝−Δfracは、−１／２〜＋１／２に設定されている。そこで、ＯＦＤＭ復調装置３００では、Ｍが増加した結果、Ｄ'=＋−１／２になったら、図１１のように、Ｄ'＝−＋１／２に変更する。図１１は、サンプリング値を補正する例を示す図である。図１１の各行はシンボル内のタイミングを表している。各行の左から右へとサンプリング単位で、また、上の行から下の行へとシンボル単位で時間が進行する。図１１において、太い矢印が動作クロックによる受信側サンプリングタイミング、細い矢印が放送波の真のサンプリングタイミングを示す。周波数誤差が一定である場合には、図１１の様に真のタイミングは時間とともに一定の間隔でシフトする。なお、シンボル全体はサンプリングクロック周期で表示するのは困難なので、図１１ではＦＦＴ窓位置付近のみを拡大して表示した。また、同時に、ＦＦＴ窓をＤ'の変化の逆方向に１Ｔ'sだけシフトさせる。これはサンプリングタイミング誤差Δの整数部Δintと分数部Δfracが逆方向に１Ｔ'sシフトすることに相当する。シフト前後ではトータルのΔは不変である。この処理によって、遅延量Ｄ'やΔfracを、−１／２〜＋１／２に設定することが可能となる。なお、図１１においては、受信側サンプリングクロックの立ち下りタイミングで処理を行うものとしているが、逆に、立ち上がりタイミングで処理を行うようにしてもよい。その場合は、その場合には、図中の立ち上がりと立下りを逆転させれば良い。

例えば、図８（ｂ）に示す状態が例えばＤ'＝２／３とすると、遅延量Ｄ’は、有限値（＝１／２）を超えており、精度よく補間値を算出することができない。図８に示す例では、真のサンプリングタイミングに対応する遅延量Ｄ'として、ｎ＝０を基準サンプリングタイミングとした分数遅延量が設定される。しかし、遅延量Ｄ'に対応する補間ポイントは、ｎ＝０のサンプリングタイミングよりｎ＝１のサンプリングタイミングに近い。つまり、ｎ＝０を基準サンプリングタイミングとする代わりに、ｎ＝１を基準サンプリングタイミングとした遅延量Ｄ'を用いることによって、遅延量Ｄ’を有限値−１／２〜＋１／２の範囲に収めることができ、精度よく補間値（真のサンプリングタイミングのサンプリング値）を算出することができる。

このような基準サンプリングタイミングの更新は、サンプリングクロック毎に算出されるサンプリングタイミング誤差Δ（サンプリングクロック単位）を整数部Δintと分数部Δfracとに分け、遅延量Ｄ'をＤ'＝−Δfracと設定することによって実現される（Ｄ’を−１〜０の範囲に収める場合）。Ｄ’を−１／２〜＋１／２に収めるのであれば、例えば、（Δ＋１／２）の分数部から１／２を減算することにより遅延量Ｄ’を算出するようにすればよい。サンプリング補正制御部１０７は、このようにして算出した遅延量Ｄ’をサンプリングクロックシフト量として周波数誤差補正部１０３に供給するとともに、同時に算出された（Δ＋１／２）の整数部をＦＴＴ窓シフト量としてＦＴＴ部１０５に供給する。あるいは、整数部によるシフトを考慮したＦＦＴ窓の開始タイミング生成し、開始タイミングをＦＦＴ部１０５に供給するように構成してもよい。

周波数誤差補正部１０３は、（１）新たなデータを変形Farrow型分数遅延フィルタにラッチし、（２）遅延量Ｄ'をサンプリング補正制御部１０７から取得し、（３）取得した遅延量Ｄ'を変形Farrow型分数遅延フィルタに入力することによって、新たなサンプリング値を得る、という一連の処理をサンプリングクロック毎に繰り返す。同時に、ＦＦＴ部１０５は、（１）ＦＦＴ窓シフト量（Δ＋１／２の整数部）をサンプリング補正制御部１０７から取得し、（２）取得したＦＦＴ窓シフト量が前回取得したＦＦＴ窓シフト量と比べて±１増減したとき（かつ、そのときに限って）、ＦＦＴ演算の開始位置を±Ｔ'ｓシフトさせる、という一連の処理をサンプリングクロック毎に繰り返す。あるいは、周波数誤差補正部１０３が供給するＦＦＴ窓開始タイミングにしたがって、ＦＦＴ窓を設定してＦＦＴ処理を行うように構成してもよい。

これにより、分数遅延量は常に有限値を超えることはなく、Ｄ'は−１／２〜＋１／２の範囲に収まる。また、図１１に示すとおり、サンプリングクロックに対して、常に、同じタイミングでＦＦＴ窓が開始することになる。つまり、補間ポイントの範囲の制約（すなわち、分数遅延量の範囲の制約）を受けることなく、無限時間で周波数誤差によるサンプリングタイミング誤差を補正することが可能となる。

（オーバーサンプル状態での補間処理）
また、オーバーサンプル状態にて分数遅延処理を行なうと、分数遅延周波数領域が実効的に広くなることは上述した説明のとおりであるが、ここでは、ＦＦＴの規準サンプリングクロック周波数Ｆsの４倍にオーバーサンプルして分数遅延処理を行なう場合について考える。オーバーサンプリングして分数遅延処理を行う場合においても、最終的なタイミング補正の目標は、Ｆsクロックにおける誤差を補正することである。したがって、基準サンプリングクロックに対する分数遅延（Ｄ’＝−１／２〜＋１／２）を行なうためには、オーバーサンプリングクロックに対する整数遅延（Ｄ’＝±０、±１、±２、±３）（以下、「オーバーサンプル整数遅延」と呼称）と、オーバーサンプリングクロックに対する分数遅延分数遅延（Ｄ’＝−１／２〜＋１／２）（以下、「オーバーサンプル分数遅延」と呼称）の両方が必要となる。

この場合、サンプリングクロックシフト量を受ける周波数誤差補正部１０３は、サンプリングクロックシフト部が追加された構成となる。図１２は、整数遅延処理に対応した周波数誤差補正部１０３の具体的な構成を示す図である。

図１２に示すとおり、周波数誤差補正部１０３は、オーバーサンプル整数遅延（Ｄ’＝±０、±１、±２、±３）のための整数遅延部１０３２および１０３３と、オーバーサンプル分数遅延（Ｄ’＝−１／２〜＋１／２）のための分数遅延部１０３１を備えた構成である。整数遅延部１０３２は、周波数偏差が負のとき周波数誤差を補正する整数遅延部であり、整数遅延部１０３３は、周波数偏差が正のときの周波数誤差を補正する整数遅延部である。つまり、オーバーサンプル状態にて分数遅延処理を行う場合には、図１２に示す構成によってオーバーサンプル分数遅延量をシフトさせながらオーバーサンプル整数遅延量もシフトさせる。

以下に、オーバーサンプリング状態でのオーバーサンプル整数遅延およびオーバーサンプル分数遅延について、より詳細に説明する。オーバーサンプリングを行わない場合（すなわちＦsクロック）において、分数遅延量が有限値を超えたときに、オーバーサンプル分数遅延量をＤ'=＋−１／２からＤ'＝−＋１／２に変更すると同時に、ＦＦＴ窓の開示タイミングを逆方向にシフトさせる処理が必要であることは上述した説明のとおりである。

これに対して、オーバーサンプリングのレート変換比率が整数のオーバーサンプリング状態の場合には、例えば、オーバーサンプリングクロックが４Ｆsクロックのときには、オーバーサンプル遅延量をＤ'=＋−１／２からＤ'＝−＋（４−１／２）に変更し、ＦＦＴ窓の開始タイミングを逆方向にＦsクロック、１周期Ｔ'sだけシフトさせることになる。つまり、オーバーサンプリング状態に応じたオーバーサンプル整数遅延量のシフトが必要となるが、図１２のように、周波数誤差補正部１０３を、分数遅延フィルタ１０３１の前後に、トータルのオーバーサンプル遅延量がセレクタによって選択可能な整数遅延部１０３２および１０３３を設けた構成とすることで、オーバーサンプル整数遅延量のシフトが可能となる。

また、ベースバンド処理部全体の制約によって、レート変換比が非整数の場合がある。例えば、４．５倍のオーバーサンプリングのときには、４．５Ｆsクロックのオーバーサンプル整数遅延（Ｄ’＝±０、±１、±２、±３）とオーバーサンプル分数遅延（Ｄ’＝−１／２〜＋１／２）の両方でタイミング調整を行う。

ただし、この場合、ＦＦＴ窓開始タイミングは、あくまでＦＦＴ基準クロック周波数の周期Ｔs単位でシフトさせるため注意が必要となる。したがって、オーバーサンプリングクロックが４．５Ｆsクロックのときには、オーバーサンプル遅延量をＤ'=＋−１／２からＤ'＝−＋（４．５−１／２）に変更するが、ＦＦＴ窓の開始タイミングを逆方向にＦsクロック、１周期Ｔs、すなわち、オーバーサンプリングクロックが４Ｆsクロックのときと同じだけシフトさせることになる。

以上の説明では、レート変換比が４倍と４．５倍の場合を例に説明したが、レート変換比率はこれに限定される訳ではない。分数遅延処理の演算精度やベースバンド信号処理の要請に応じて任意のレート変換比において同様の方法で実施可能である。

（周波数誤差検出）
図１３は、本発明に係る他のＯＦＤＭ復調装置４００の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置４００は、図１に示したＯＦＤＭ復調装置１００と同じブロックを備えており、ＯＦＤＭ復調装置４００に含まれる各ブロックは、図１に示したＯＦＤＭ復調装置１００において同一の参照符号を付したブロックと同一の基本機能を有している。以下では、ＯＦＤＭ復調装置４００の各ブロックにおいて、図１のＯＦＤＭ復調装置１００とは異なる動作について説明する。

図１３のＯＦＤＭ復調装置４００では、周波数誤差検出部１０６が、ＯＦＤＭ復調過程においてＦＦＴ部２０５から出力される周波数領域の複素信号からＳＰ（Scattered Pilot）信号を取り出し、このＳＰ信号の時間方向の位相回転量から周波数誤差αを求める。ここで、この位相回転量から周波数誤差を求める為の一例を挙げる。

ＦＦＴのサンプリング点数をＮ、ガードインターバル比をｇとすると、有効シンボル期間はＮ[Ｔｓ’］となり、シンボル期間は（１＋ｇ）Ｎ[Ｔｓ’］となる。１シンボル後のサンプリングタイミング誤差の累積誤差δＴsymは、数１４から、数１８によって表される。

また、ＦＦＴ窓をτ[Ｔs’]をシフトさせたときのＦＦＴ出力キャリアｋの位相回転量ψ（ｋ）は、数１９によって表される。

数１８および数１９より、前記１シンボル後のサンプリングタイミング誤差の累積誤差と同等の意味を有する１シンボル当たりのＦＦＴ窓シフト量δＴsymによって生じる位相回転量の変化θ（ｋ)は、数２０によって求められる。

そして、数２０の位相回転量から、数２１によって、周波数誤差αが求められる。

すなわち、ＯＦＤＭ復調装置４００では、周波数誤差検出部１０６が、ＦＦＴ部１０５から出力された周波数軸情報に変換された信号からＳＰ信号を取り出し、このＳＰ信号を時間軸方向に観測して、その位相回転量を、１シンボル当たりの回転量に変換することにより、周波数誤差を検出することができる。

さらに、ＦＦＴ部１０５から出力される周波数領域の信号から抽出したＳＰ信号のうち、位相の信頼度が低いもの、より具体的には、次の（１）〜（３）に該当するものを周波数誤差の検出に使用しないことにより、周波数誤差値の精度を向上させることが可能となる。ＳＰ信号は、（１）ＳＰ信号の振幅が小さい、（２）ＦＦＴ出力の中心周波数キャリアもしくはその付近、妨害波の影響を受けている、（３）スプリアスノイズの影響を受けている、などの場合には、ノイズの影響を強く受けている、もしくは、値の精度が低くなるため、ＳＰ信号の位相の信頼度が低い。

ＳＰ信号の振幅が小さいか否かは、直接ＳＰの振幅を求めたり、あるいは、振幅の２乗の値を求めて、予め定められた閾値と比較して判定する。また、ＦＦＴ出力の中心周波数キャリアまたはその付近（あらかじめ定められた範囲内の周波数）か否かは、使用するＦＦＴ出力のタイミングによって判別することができる。図１４は、周波数誤差による窓位置シフトとＦＦＴ出力のキャリアの位相回転との関係を示す図である。図１４に示すとおり、中心周波数キャリア付近のキャリアの位相回転は小さくなる。これにより、中心周波数キャリアの場合、数２１の分母が０になって値が求まらない、もしくは、中心周波数キャリア付近では数２１の分子の値そのものが小さくなり、精度が悪くなるため、信頼度が低くなる。さらに、妨害波の影響を受けているか否か、あるいは、スプリアスノイズの影響を受けているか否かを判定する方法の一例として、振幅の変動を時間軸方向で調べ、定常的に高い振幅を持ったものを妨害波もしくはスプリアスノイズの影響を受けていると判定する構成が挙げられる。定常的に高い振幅を持ったＳＰ信号の位相は、窓位置シフトによる位相変化よりも妨害波もしくはスプリアスノイズの位相が強く影響されるため、信頼度は低くなる。

したがって、周波数誤差検出部１０６は、ＦＦＴ部１０５からの出力に含まれるＳＰ信号が上記（１）〜（３）に該当するか否かを判定し、該当しないＳＰ信号、すなわち、位相の信頼度が高いＳＰ信号のみを用いて、周波数誤差を検出する構成とすることで、算出する周波数誤差値の精度を向上させることが可能となる。

最後に、上記の説明で用いたガードインターバル比、有効シンボル期間、および、シンボル期間について、簡単に説明する。

ＯＦＤＭ変復調方式における伝送シンボルは、ガードインターバルと、ガードインターバルに続く有効シンボルとにより構成されている。伝送シンボルを時間軸上に表現したとき、ガードインターバルが占める期間をガードインターバル期間と呼び、有効シンボルが占める期間を有効シンボル期間と呼ぶ。伝送シンボルが時間軸上で占めるシンボル期間は、当然、ガードインターバル期間と有効シンボル期間との和になる。ガードインターバル期間における伝送シンボルの波形は、有効シンボル期間の末尾の波形と同一になっている。そして、有効シンボル期間に対するガードインターバル期間の比を、ガードインターバル比ｇと呼ぶ。なお、詳細については、非特許文献１を参照されたい。

（付記事項）
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

最後に、ＯＦＤＭ復調装置１００，２００，３００，４００の各ブロックは、ハードウェアロジックによって構成してもよいし、次のようにＣＰＵを用いてソフトウェアによって実現してもよい。

例えば、本発明は以下のように表現、あるいは、変形することができる。
１．所定のパターンで配置されたパイロット信号を含むサブキャリアの集合を特定の周波数発信器を基に生成されたクロックを用いて直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ）されたデジタル送信波を前記周波数発信器とは別の周波数発信器を基に生成されたクロックを用いて受信・復調したときの周波数誤差を補正するＯＦＤＭ復調装置であって、前記ＯＦＤＭ復調装置側の周波数発信器を基に生成されたクロックを用いてサンプリングした受信サンプル系列信号を生成するサンプリング受信部と、前記周波数誤差検出部が検出した周波数誤差情報から真のサンプリングタイミングに相当する分数遅延量を算出するサンプリング補正制御部と、前記受信サンプル系列信号の前期分数遅延量でのサンプリング値を補間処理する事により前記周波数誤差を補正した補正信号を生成する周波数誤差補正部と、
を備えていることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
２．１に記載のＯＦＤＭ復調装置において、オーバーサンプリング手段を有し、前記オーバーサンプリング手段は請求項１記載のサンプル列のサンプリング周波数を規準クロック周波数に対しオーバーサンプリング状態に変換し、１に記載の補間処理が前記オーバーサンプリングされたデータ列の補間処理を行なうことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
３．２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、時間軸情報から周波数軸情報の信号に変換するＦＦＴ部(Fast Fourier Transform)と、ＦＦＴ演算開始位置をずらすＦＦＴ窓位置制御手段を有し、１に記載のサンプリング補正制御部があらかじめ定められた値を超える遅延量を算出した際に規準サンプリングクロック１周期分だけシフトした分数遅延量を出力し、ＦＦＴ窓位置制御手段はＦＦＴ窓位置を規準サンプリングクロック１周期分だけ同時にシフトさせることで、サンプリングタイミング補正を常に処理することが可能となることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
４．１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、時間軸情報から周波数軸情報の信号に変換するＦＦＴ部(Fast Fourier Transform)と、前記周波数軸情報に変換された信号に含まれる前記パイロット信号から位相を取り出しこの時間軸方向における位相回転量から前記周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、を備えていることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
５．４に記載のＯＦＤＭ受信装置において、周波数誤差検出に用いるパイロット信号に、振幅の小さなものかつ、ＦＦＴ出力の中心周波数もしくはその付近のものかつ、妨害波の影響を受けているものかつ、スプリアスノイズの影響を受けているもの、を用いないことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。

なお、上記実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各部や各処理ステップは、ＣＰＵなどの演算手段が、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭなどの記憶手段に記憶されたプログラムを実行し、インターフェース部などの通信手段を制御することにより実現することができる。したがって、これらの手段を有するコンピュータが、上記プログラムを記録した記録媒体を読み取り、当該プログラムを実行するだけで、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置の各種機能および各種処理を実現することができる。また、上記プログラムをリムーバブルな記録媒体に記録することにより、任意のコンピュータ上で上記の各種機能および各種処理を実現することができる。

この記録媒体としては、マイクロコンピュータで処理を行うために図示しないメモリ、例えばＲＯＭのようなものがプログラムメディアであっても良いし、また、図示していないが外部記憶装置としてプログラム読取り装置が設けられ、そこに記録媒体を挿入することにより読取り可能なプログラムメディアであっても良い。

また、何れの場合でも、格納されているプログラムは、マイクロプロセッサがアクセスして実行される構成であることが好ましい。さらに、プログラムを読み出し、読み出されたプログラムは、マイクロコンピュータのプログラム記憶エリアにダウンロードされて、そのプログラムが実行される方式であることが好ましい。なお、このダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納されているものとする。

また、上記プログラムメディアとしては、本体と分離可能に構成される記録媒体であり、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フレキシブルディスクやハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ等のディスクのディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）、フラッシュＲＯＭ等による半導体メモリを含めた固定的にプログラムを担持する記録媒体等がある。

また、インターネットを含む通信ネットワークを接続可能なシステム構成であれば、通信ネットワークからプログラムをダウンロードするように流動的にプログラムを担持する記録媒体であることが好ましい。

さらに、このように通信ネットワークからプログラムをダウンロードする場合には、そのダウンロード用のプログラムは予め本体装置に格納しておくか、あるいは別な記録媒体からインストールされるものであることが好ましい。

本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できる受信装置に適用することができ、特に、ＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体に好適である。また、ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）のための復調装置、３ＧＰＰが規定する携帯電話規格の第３．９世代規格（ＬＴＥ：Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）や第４世代規格の為のＯＦＤＭ復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置の構成例を示すブロック図である。 分数遅延フィルタによる補間処理を示す図である。 ＦＩＲフィルタの構成を示す図である。 Lagrange補間フィルタにおいて、補間ポイントを変化させた場合のフィルタ特性を示す図であり、（ａ）は振幅周波数特性を示す図であり、（ｂ）は位相特性を考慮した実際の補正タイミングＤintを示す図であり、（ｃ）は振幅および位相の両方を考慮したＳＮＲを示す図である。 Farrow型分数遅延フィルタの構成を示す図である。 Farrow型分数遅延フィルタにおいて、補間ポイントを変化させた場合のフィルタ特性を示す図であり、（ａ）は振幅周波数特性を示す図であり、（ｂ）は位相特性を考慮した実際の補正タイミングを示す図であり、（ｃ）は振幅および位相の両方を考慮したＳＮＲを示す図である。 ＯＦＤＭ復調装置のサンプリングタイミングと真のサンプリングタイミングとのサンプリングタイミング誤差を説明する図である。 変形Farrow型分数遅延フィルタを用いた補間処理のイメージを示す図であって、（ａ）はあるサンプリングタイミングにおける補間処理のイメージを示す図であり、（ｂ）は（ａ）の次のサンプリングタイミングにおける補間処理のイメージを示す図である。 本発明に係るＯＦＤＭ復調装置の構成例を示すブロック図である。 本発明に係るＯＦＤＭ復調装置の構成例を示すブロック図である。 サンプリング値を補正する例を示す図である。 整数遅延処理に対応した周波数誤差補正部の構成を示す図である。 本発明に係るＯＦＤＭ復調装置の構成例を示すブロック図である。 周波数誤差による窓位置シフトとＦＦＴ出力のキャリアの位相回転との関係を示す図である。

符号の説明

１ 受信部（受信装置）
１０ チューナ（受信手段）
２０ ダイレクトコンバージョン方式チューナ
１００ ＯＦＤＭ復調装置
２００ ＯＦＤＭ復調装置
３００ ＯＦＤＭ復調装置
４００ ＯＦＤＭ復調装置
１０１ ＡＤＣ（サンプリング手段、オーバーサンプリング手段）
１０２ サンプリング受信部（オーバーサンプリング手段）
１０３ 周波数誤差補正部（サンプリング値予測手段）
１０４ 直交復調生成部（直交復調手段）
１０５ ＦＦＴ部（ＦＦＴ演算手段）
１０６ 周波数誤差検出部（周波数誤差検出手段）
１０７ サンプリング補正制御部（サンプリングタイミング誤差情報生成手段）
１０８ 波形等化部
２０９ 誤り訂正部
１１０ 周波数発信器
１１１ ＰＬＬ回路
１０３１ 分数遅延フィルタ
１０３２ サンプリングクロックシフトレジスタ
１０３３ サンプリングクロックシフトレジスタ

Claims (11)

1. データ信号とパイロット信号を含むＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
   第１の周波数発振器の基準信号に基づいて第１のサンプリングタイミングでサンプリングされた第１のサンプル系列信号をアナログ化したアナログ信号を受信する受信手段と、
   受信したアナログ信号を上記第１の周波数発振器とは異なる第２の周波数発振器の基準信号に基づいて第２のサンプリングタイミングでサンプリングして第２のサンプル系列信号を生成するサンプリング手段と、
   上記第１の周波数発振器の基準信号と上記第２の周波数発振器の基準信号との周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
   上記周波数誤差から、上記第１のサンプリングタイミングと上記第２のサンプリングタイミングとの差であるサンプリングタイミング誤差の分数部分を表す第１のサンプリング誤差情報と、該サンプリングタイミング誤差の整数部分を表す第２のサンプリングタイミング誤差情報とを生成するサンプリングタイミング誤差情報生成手段と、
   上記第２のサンプル系列信号に対して上記第１のサンプリング誤差情報に応じた分数遅延フィルタ処理を実行することによって、上記第１のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を予測するサンプリング値予測手段と、
   上記サンプリング値予測手段により得られた予測値からなるサンプル系列信号を直交復調する直交復調手段と、
   上記直交復調手段により得られた復調信号を、ＦＦＴ演算によって、データ信号とパイロット信号とを含む周波数領域の信号に変換するＦＦＴ演算手段であって、上記第２のサンプリングタイミング誤差情報を参照して、上記サンプリングタイミング誤差の整数部分の変化を相殺するようにＦＦＴ演算の開始位置をシフトさせるＦＦＴ演算手段と、を備えている、ことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. 上記サンプリング値予測手段に入力される上記第２のサンプル系列信号は、上記第２の周波数発振器の基準信号に対して、オーバーサンプリング状態にある、ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
3. 上記サンプリング手段により得られた上記第２のサンプル系列信号を、上記第２の周波数発振器の基準信号に対して、オーバーサンプリング状態に変換するとともに、オーバーサンプリング状態に変換された上記第２のサンプル系列信号を上記サンプリング値予測手段に入力するオーバーサンプリング手段を更に備えている、ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
4. 上記サンプリング手段は、上記第２のサンプル系列信号を、上記第２の周波数発振器の基準信号に対して、オーバーサンプリング状態に変換するとともに、オーバーサンプリング状態に変換された上記第２のサンプル系列信号を上記サンプリング値予測手段に入力する、ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
5. 上記周波数誤差検出手段は、
   上記ＦＦＴ演算手段により得られた周波数領域の信号に含まれるパイロット信号の位相の時間軸方向における位相回転量から、上記周波数誤差を検出することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
6. 上記周波数誤差検出手段は、
   上記ＦＦＴ演算手段により得られた周波数領域の信号に含まれるパイロット信号のうち、振幅があらかじめ定められた閾値よりも大きいパイロット信号を用いて、上記周波数誤差を検出することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
7. 上記周波数誤差検出手段は、
   上記ＦＦＴ演算手段により得られた周波数領域の信号に含まれるパイロット信号のうち、上記ＦＦＴ演算手段により得られた周波数領域の信号であって、予め定められた範囲内の周波数の信号から抽出されたパイロット信号を用いて、上記周波数誤差を検出することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
8. 上記周波数誤差検出手段は、
   上記ＦＦＴ演算手段により得られた周波数領域の信号に含まれるパイロット信号のうち、妨害波またはスプリアスノイズの影響を受けていないパイロット信号を用いて、上記周波数誤差を検出することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
9. データ信号とパイロット信号を含むＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
   第１の周波数発振器の基準信号に基づいて第１のサンプリングタイミングでサンプリングされた第１のサンプル系列信号をアナログ化して得られたアナログ化信号を受信する受信ステップと、
   受信したアナログ化信号を第１の周波数発振器とは異なる第２の周波数発振器の基準信号に基づいて第２のサンプリングタイミングでサンプリングして第２のサンプル系列信号を生成するサンプリングステップと、
   上記第１の周波数発振器の基準信号と上記第２の周波数発振器の基準信号との周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、
   上記周波数誤差から、上記第１のサンプリングタイミングと上記第２のサンプリングタイミングとの差であるサンプリングタイミング誤差の分数部分を表す第１のサンプリング誤差情報と、該サンプリングタイミング誤差の整数部分を表す第２のサンプリングタイミング誤差情報とを生成するサンプリングタイミング誤差情報生成ステップと、
   上記第２のサンプル系列信号に対して上記第１のサンプリング誤差情報に応じた分数遅延フィルタ処理を実行することによって、上記第１のサンプリングタイミングにおけるサンプリング値を予測するサンプリング値予測ステップと、
   上記サンプリング値予測ステップにて得られた予測値からなるサンプル系列信号を直交復調する直交復調ステップと、
   上記直交復調ステップにて得られた復調信号を、ＦＦＴ演算によって、データ信号とパイロット信号とを含む周波数領域の信号に変換するＦＦＴ演算ステップであって、上記第２のサンプリングタイミング誤差情報を参照して、上記サンプリングタイミング誤差の整数部分の変化を相殺するようにＦＦＴ演算の開始位置をシフトさせるＦＦＴ演算ステップと、を含んでいることを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
10. コンピュータを請求項１から８までのいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置として動作させるための復調プログラムであって、上記コンピュータを上記ＯＦＤＭ復調装置が備えている各手段として機能させるための復調プログラム。
11. 請求項１０に記載の復調プログラムが記録されているコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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