DE4312019C2 - Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter - Google Patents

Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter

Info

Publication number
DE4312019C2
DE4312019C2 DE4312019A DE4312019A DE4312019C2 DE 4312019 C2 DE4312019 C2 DE 4312019C2 DE 4312019 A DE4312019 A DE 4312019A DE 4312019 A DE4312019 A DE 4312019A DE 4312019 C2 DE4312019 C2 DE 4312019C2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
phase
voltage
vector
vectors
switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE4312019A
Other languages
English (en)
Other versions
DE4312019A1 (de
Inventor
Takao Kawabata
Masato Koyama
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of DE4312019A1 publication Critical patent/DE4312019A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE4312019C2 publication Critical patent/DE4312019C2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/14—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation with three or more levels of voltage

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und ein Steuerverfahren hierzu. Insbesondere zielt die Erfindung auf Verbesserungen im Verfahren des Steuerns einer Pulsbreiten-Modulation (PWM = pulse width modulation) des Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichters, auch genannt NPC (NPC = neutral point clamped) Invertervorrichtung.
Fig. 1 zeigt einen Teil eines typischen Dreipunkt-Dreiphasen- Wechselrichters nach dem Stand der Technik, wie zum Beispiel aus Steinke, J. K. "Grundlagen für die Entwicklung eines Steuerverfahrens für GTO-Dreipunkt-Wechselrichter für Traktionsantriebe" in etz Archiv Band 10 (1988) Heft 7 bekannt, der GTOs (GTO = gate turn-off thyristor = Gateabschalt-Thryristor) als Schaltvorrichtungen benutzt. Diese Schaltung hat eine erste, eine zweite, eine dritte und eine vierte Schaltvorrichtung S1, S2, S3 und S4 die zwischen der positiven und negativen Elektrode einer Gleichstromversorgung mit einem Neutralpunkt-Ausgabeanschluß in Serie angeschlossen sind. Die Verbindung zwischen der ersten und zweiten Schaltvorrichtung und die Verbindung zwischen der dritten und vierten Schaltvorrichtung ist jeweils mit dem Mittelpunkt-Ausgabeanschluß (im folgenden auch "Neutralpunkt-Ausgabeanschluß" genannt) über eine Koppelvorrichtung, wie z. B. eine Diode verbunden. Die Verbindung zwischen der zweiten und dritten Schaltvorrichtung stellt einen Ausgabeanschluß des Wechselrichters dar.
Zweipunkt-Wechselrichter können nur zwei Spannungspegel (positiv und negativ) ausgeben. Die oben ausgeführte Schaltung ist in der Lage, drei Spannungspegel auszugeben:
  • a) positives Potential der Gleichstromversorgung, wenn S1 und S2 eingeschaltet sind;
  • b) Nullpotential der Gleichstromversorgung, wenn S2 und S3 eingeschaltet sind; oder
  • c) negatives Potential der Gleichstromversorgung, wenn S3 und S4 eingeschaltet sind.
Daraus resultierend entwickelt der Dreipunkt-Dreiphasen- Wechselrichter, wie der in Fig. 2, mit drei solchen Ein- Phasen-Schaltungen weniger Harmonische in seiner Ausgabespannung als der Zwei-Pegel-Wechselrichter.
Eine Anzahl von Verfahren zum Steuern der Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichter wurde bis jetzt vorgeschlagen. Ein solches Verfahren ist in der JP 2-261063 A (japanische Patentanmeldung mit der Offenlegungsnr. HEI/2-261063, "Inverter Apparatus and AC Motor Driving System") offenbart. Fig. 1 dieser Offenbarung illustriert einen PWM-Pulsprozessor, der Schalten an Schnittpunkten zwischen dem Träger und dem Ausgabespannungs- Befehlswert jeder der Phasen durchführt. Das Verfahren der Offenbarung beinhaltet ein Versorgen des PWM-Pulsprozessors mit Signalen eines Null-Phasen-Spannungs-Befehlprozessors gemeinsam für die drei Phasen, um die Spannungsfluktuation am Neutralpunkt der Gleichstromversorgung zu minimalisieren.
Das oben vorgeschlagene PWM-System stellt Schaltzeiten unter Benutzen des herkömmlichen Dreieckswellenvergleichs ein; es scheitert daran, die Effekte der Verzögerungen in der Schaltcharakteristik der benutzten Schaltvorrichtungen mitzuberücksichtigen, d. h. Effekte der Beschränkungen der minimalen Einzeit (Tonmin) und der minimalen Auszeit (Toffmin). Die Effekte sind bei schnellen Schaltvorrichtungen wie Transistoren vernachlässigbar. Aber bei langsam schaltenden GTO-Thyristoren, welche beschränkt durch ihre verlängerte minimale Einzeit (Tonmin) und minimale Auszeit (Toffmin) im Bereich von 50 bis 100 Mikrosekunden sind, erzeugt ein Zuführen von Sinuswellen-Ausgabespannungsbefehlen nur drastisch verzerrte Ausgabewellenformen.
Die benutzten GTO-Thyristoren werden dann beschädigt, falls sie in Zusammenhang mit einer PWM-Schaltung ohne Beachtung der Beschränkungen von Tonmin und Toffmin benutzt werden. Der Nachteil wird umgangen, indem eine Interlockschaltung (oder Unterdrückungsschaltung) stromabwärts der PWM-Schaltung vorgesehen wird, welche Pulse unterdrückt, deren Breiten enger als die minimale Ein- oder Auszeit (Tonmin oder Toffmin) sind. Das verhindert, daß die Schaltvorrichtungen ein Schalten mit unzulässig kurzen Intervallen durchführen. Wenn solche Maßnahmen nicht unternommen würden, würde der Ausgabestrom und die Ausgabespannung des Wechselrichters nicht mit den Befehlen von einem Hoststeuersystem klarkommen.
Eine Lösung für die oben erwähnte Schwierigkeit wird im Artikel "Consideration on PWM Control for Neutral Point Clamped Inverters", (Miura, K. et al., National Conference on Industrial Applications of the Institute of Electrical Engineers, 1991; No. 103, Seiten 448-453) vorgeschlagen. Der Artikel offenbart ein Verfahren zum Vermeiden widriger Effekte der minimalen Einzeit-(Tonmin)-Beschränkung, wenn der Ausgabespannungsbefehl des Wechselrichter nahe Null ist.
Das vorgeschlagene Verfahren ist ein PWM-Verfahren basierend auf einem Dreieckswellenvergleich (genannt unipolare PWM). Fig. 2, 3 und 6 des Artikels sind in dieser Beschreibung als Fig. 3, 4 bzw. 5 als Referenz beinhaltet. Wie in Fig. 3 gezeigt, beinhaltet dieses PWM-Verfahren das Benutzen von Dreieckswellen X für positive Spannungssteuerung und von Dreieckswellen Y für negative Spannungssteuerung. Dies wird im folgenden auch als Wellenvergleich bezeichnet. Die Dreieckswelle X hat eine positive Amplitude im Bereich von 0 bis +Emax, und die Dreieckswelle Y hat eine negative Amplitude von 0 bis -Emax. Wenn ein Steuersignal eu positiv ist, schalten die Vorrichtungen S1 und S3 an den Schnittpunkten zwischen dem Signal und der Dreieckswelle X; wenn das Steuersignal eu negativ ist, schalten die Vorrichtungen S2 und S4 an den Schnittpunkten zwischen dem Signal und der Dreieckswelle Y.
Wenn der Spannungsbefehl, wie in Fig. 4 gezeigt, verringert wird, ergibt ein Abgeben von Befehlen für Erregungsimpulse, die kürzer als die minimale Einzeit (Tonmin) sind, immer noch Ausgabepulse der Zeitdauer (Tonmin). D. h., die tatsächlichen Ausgabepulse können nicht mit den Spannungsbefehlen mithalten, die sehr kurze Pulsbreiten erfordern. Nach dem vorgeschlagenen Verfahren wird die obige Schwierigkeit wie folgt umgangen: Der Befehlswert eu von z. B. der U-Phase wird zunächst in zwei Teile, nämlich eu(+), das den positiven Signalteil darstellt, und eu(-), das den negativen Signalteil darstellt, geteilt. Der Befehlswert für die U-Phase ist gegeben als
eu = eu(+) + eu(-).
Die zwei Signalteile werden jeweils durch einen konstanten Wert Δe modifiziert, der ein wenig größer als die minimale Einzeit (Tonmin) ist. D. h., der U-Phasenbefehlswert ist gegeben als
eu = (eu(+) + Δe) + (eu(-) - Δe).
Es werden Vorkehrungen getroffen, so daß die Vorrichtungen S1 und S3 an den Schnittpunkten zwischen positiven Dreieckswellen und dem Signal eu(+)* = (eu(+) + Δe) schalten. Ebenso wird dafür gesorgt, daß die Vorrichtungen S2 und S4 an den Schnittpunkt zwischen negativen Dreieckswellen und dem Signal eu(-)* = (eu(-) - Δe) schalten. Auf diese Art schwingt, wie in Fig. 5 gezeigt, die Inverterausgabe Vu in der positiven und negativen Richtung immer mit einer Pulsbreite, die größer ist als die minimale Einzeit (Tonmin). Mit dem so entfernten Fehler bezüglich der minimalen Einzeit wird die Spannung des Befehlswerts als ein Mittelwert erhalten.
Die oben zitierten Verfahren betreffen jeweils Pulsbreitensteuerung unter Benutzung modulierter Dreieckswellen. Jüngere Entwicklungen sind mit dem sogenannten Spannungsvektorkonzept verbunden. Es involviert eine Bestimmung der Pulsbreite in Übereinstimmung mit der Schaltstellung jeder der Phasen. Ein solches PWM- Steuerverfahren basierend auf dem Spannungsvektorkonzept ist in "DSP Based Space Vector PWM for Three-Level Inverter with DC-Link Voltage Balancing" (Hyo L. Liu, Nam 5. Choi und Gyu H. Cho, IECON '91, Seiten 197-203) offenbart. Fig. 7 dieser Publikation ist als Fig. 6 in dieser Beschreibung als Referenz beinhaltet. Bei einer Neutralpunkt- Spannungssteuerungsschaltung, die in der Publikation erwähnt ist, gibt es einen Fall, in dem der augenblickliche Befehlsvektor ein SV-Vektor ist, wie er in der Publikation genannt wird (der Vektor entspricht einem mittleren Spannungsvektor aP, aN, bP oder bN, der später in dieser Beschreibung detailliert beschrieben wird). In diesem Fall ist die Zeit von LSV (entsprechend dem Vektor aN oder bN) erhöht und die Zeit von USV (entsprechend dem Vektor aP oder bP) verkürzt, falls die Abweichung der Neutralpunktspannung positiv ist.
Ein spezielles Synchronisations-Modulationsverfahren wird beschrieben, wodurch die USV und LSV abgeglichen benutzt werden. Auf diese Art und Weise wird, wie die Autoren sagen, der Neutralpunkt abgeglichen, und in den dreieckigen Bereichen Δ1, Δ2, Δ3 und Δ4 von Fig. 6 werden die Spannungsvektoren in der folgenden Reihenfolge (Δ4 ist tatsächlich nicht aufgeführt, da er in Symmetrie mit Δ3 ist) ausgegeben:
Δ1: ONO - POO - OOO
Δ2: ONO - PNO - POO
Δ3: ONO - PNO - PNP.
Dieses Modulationsverfahren, wie in Fig. 6 gezeigt, ist dadurch gekennzeichnet, daß es bei Intervallen von 60 Grad den mittleren Spannungsvektor von entweder der positiven oder der negativen Seite nicht benutzt. Von den drei Nullvektor- Variationen wird nur OOO benutzt; PPP und NNN werden nicht benutzt.
Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach dem Stand der Technik werden typischerweise, wie oben beschrieben, gesteuert. Beim repräsentativen PWM-Steueraufbau, worin die Schaltzeit unter Benutzung der modifizierten Dreieckswellen gesteuert wird, wird der Spannungsbefehlswert von Sinuswellen zunächst mit den modifizierten Dreieckswellen verglichen. Die logische Vergleichsausgabe wird zur Steuerung der Treibersignale der Schaltvorrichtungen von jeder der Phasen verwendet. Diese Beschränkungen dieses Aufbaus führen nicht zu optimalen Steuersystemen, die mit den Schaltungsbedingungen, die für die Dreipunkt-Wechselrichter spezifisch sind, standhalten.
Beim zitierten Steuerverfahren unter Benutzung des Spannungsvektorkonzepts gibt es eine Vielzahl von Spannungsvektoren, welche in der Schaltstellung zwischen verschieden sind, aber welche jeweils dieselbe Vektorgröße haben. Von diesen Spannungsvektoren wird nur einer ausgewählt und jeder Dreiecksbereich wird alleine basierend auf diesem Vektor spezifiziert. Daraus folgt, daß ein optimales Steuersystem nicht für jeden der verschiedenen Bereiche erhalten werden kann. Dementsprechend ist es schwierig, eine im ganzen bevorzugte Steuercharakteristik zu erhalten.
EP 0 356 547 A1 betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines Dreipunkt-Wechselrichters. Die Schaltzustände dieses Wechselrichters werden nach dem Prinzip der Zweifachmodulation dergestalt geschaltet, daß ein vorgegebener Spannung-Raumzeiger nachgebildet wird. Hierzu werden verschiedene Schaltzustände zyklisch in einer Reihenfolge dergestalt durchlaufen, daß jeweils aufeinanderfolgende Schaltzustände sich nur durch einen Schaltvorgang unterscheiden.
DE 38 42 985 A1 offenbart ein Verfahren zur Steuerung eines Dreipunkt-Wechselrichters zur Nachbildung eines Spannungs- Sollraumzeigers. Zur Bildung von Schaltzeitpunkten von mit den Anschlüssen bzw. mit dem Mittelpunkt des Spannungszwischenkreises verbundenen Wechselrichterventilen werden Teilstromrichter-Strangspannungssollwerte mit zumindest teilweise dreieckförmigen Referenzspannungen geschnitten. Die Schnittzeitpunkte stellten die Schaltzeitpunkte dar. Gedanklich wird in diesem Steuerverfahren ein Dreipunkt-Wechselrichter in zwei Teilstromrichter, das heißt, in zwei Zweipunkt- Wechselrichter aufgeteilt.
Es ist nun Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichter und ein Steuerverfahren zur Steuerung von Schaltzuständen einer Vielzahl von Schaltvorrichtungen für den eingangs genannten Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter anzugeben, der einen Sollwert möglichst exakt und verzerrungsfrei nachbildet.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch einen Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichter gemäß Anspruch 1 und durch ein Steuerverfahren nach Anspruch 11 gelöst.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, daß der Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter mit Schaltvorrichtungen in weicher und stabiler Art arbeitet.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, daß der Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter in der Lage ist, das Einfließen und Ausfließen von Strömen zu und von dem Mittelpunkt einer Gleichspannungsquelle, welche durch eine Kondensatoranordnung zweigeteilt ist, auszugleichen, wobei die Fluktuation des Potentials am geteilten Mittelpunkt in geeigneter Weise unterdrückt wird.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, daß der Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter in der Lage ist, die Arten von Spannungsvektoren für eine vereinfachte Steuerung wesentlich zu reduzieren.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist es, daß der Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter in der Lage ist, die minimalen Ein- und Auszeiten der Schaltvorrichtungen über einem vorbestimmten Wert zu halten, so daß Schaltvorrichtungen wie z. B. GTOs mit relativ langen minimalen Ein- und Auszeiten benutzt werden können.
Es ist ein weiterer Vorteil der Erfindung, daß die Spannungsvektoren, welche in der Spannungsvektor- Ausgabereihenfolge zusammenhängend sind und in der Spannungsvektor-Auswahleinrichtung gespeichert sind, dergestalt sind, daß sie von einem Vektor zu einem anderen innerhalb der Schaltzeit für irgendeine Phase geschaltet werden, wobei das Schalten durch einen von zwei Übergängen ausgeführt wird, nämlich von P zu O oder von O zu N (P entspricht einem Schaltzustand, in dem eine erste und eine zweite Schaltvorrichtung eingeschaltet sind, O einem Schaltzustand, in dem die zweite und eine dritte Schaltvorrichtung eingeschaltet sind, und N einem Schaltzustand, in dem die dritte und eine vierte Schaltvorrichtung eingeschaltet sind).
Darüber hinaus ist es ein Vorteil der Erfindung, daß die Spannungsvektoren in eine positive Vektorgruppe und eine negative Vektorgruppe geteilt sind, wobei die positive Vektorgruppe zwei Schaltstellungen P und O hat, die negative Vektorgruppe zwei Schaltstellungen N und O hat, wobei die Spannungsvektor-Ausgabereihenfolge, die in der Spannungsvektor-Auswahleinrichtung gespeichert ist, gemischt aus Vektoren von beiden Gruppen zur nacheinanderfolgenden Ausgabe innerhalb einer vorbestimmten Trägerperiode zusammengesetzt ist, so daß die Fluktuation des Potentials am Mittelpunkt der Gleichstromversorgung unterdrückt wird.
Desweiteren ist es ein Vorteil der Erfindung, daß die Spannungsvektoren in der positiven und negativen Vektorgruppe in der Betriebszeitanordnung so gesteuert werden, daß die Fluktuation des Potentials am Mittelpunkt der Gleichstromversorgung unterdrückt wird.
Noch ein weiterer Vorteil der Erfindung ist es, daß die Spannungsvektor-Auswahleinrichtung die Spannungsvektoren, die dem Vektorbetrag nach und in der Null-Phasenspannung gleich sind, als eine Gruppe klassifiziert, so daß die Spannungsvektoren jeder Gruppe in einer einheitlichen Art und Weise von einem Steuergesichtspunkt behandelt werden.
Es ist noch ein weiterer Vorteil der Erfindung, daß ein vorgegebener Bereich der Spannungsvektoren die in der Spannungsvektor-Auswahleinrichtung gespeichert sind, in eine Vielzahl von Unterbereichen geteilt ist, wobei jedem der Unterbereiche eine verschiedene Kombination von Spannungsvektoren zugeordnet ist, die innerhalb einer Trägerperiode nacheinander auszugeben sind, so daß die minimale Ein- und Auszeit der Schaltvorrichtungen jeweils oberhalb eines vorbestimmten Wertes gehalten werden.
Ebenso ist es ein Vorteil der Erfindung, daß die in der Spannungsvektor-Auswahleinrichtung gespeicherten Spannungsvektoren, die bezüglich der Spannungsvektor- Ausgabereihenfolge zusammenhängend sind, so sind, daß zwischen zwei zusammenhängenden Bereichen ein Spannungsvektor durch einen anderen mittels eines Schaltbetriebs einer Phase ersetzt wird, wobei das Schalten durch einen von zwei Übergängen, nämlich von P nach O und/oder von O nach N ausgeführt wird.
Wie oben bemerkt, wird bei dem erfindungsgemäßen Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichter, wenn einmal der Bereich, wo der Spannungssollwert, im folgenden auch Spannungsbefehl genannt, positioniert ist, bestimmt ist, der Spannungsvektor, der im voraus durch die Spannungsvektor-Auswahleinrichtung für diesen Bereich ausgewählt wird, ausgelesen. D. h., die Schaltzustände der Phasen und die Reihenfolge, in der die Spannungsvektoren auszugeben sind, werden ausgelesen. Wenn die jedem Spannungsvektor zugeordnete Betriebszeit durch die Betriebszeit-Bestimmungseinrichtung bestimmt wird, wird die Betriebszeit durch die Schaltsignal-Erzeugungseinrichtung in ein Ansteuersignal zur Ausgabe an die Schaltvorrichtungen jeder Phase umgewandelt.
Weiterhin werden erfindungsgemäß in einer Ausführungsform der Erfindung die Spannungsvektoren und die Reihenfolge, in der sie ausgegeben werden, so bestimmt, daß ein Übergang von einem Spannungsvektor zu einem anderen durch ein Einzelphasen- Schalten allein durchgeführt wird. Da das Schalten zwischen P und N vermieden wird, wird jegliche spannungsstoßinduzierte Fluktuation in der Gleichspannung unterdrückt.
Weiterhin sind bei dem erfindungsgemäßen Dreipunkt-Dreiphasen- Wechselrichter nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung die ausgewählten Spannungsvektoren aus positiven und negativen Vektoren gemischt zusammengestellt. Somit werden, wenn der Neutralpunkt der Gleichstromversorgung illustrativ unter Benutzung einer Kondesatoranordnung geteilt ist, das Einfließen und Ausfließen von Strömen in und aus dem Mittelpunktpunkt ausgeglichen und die Fluktuation des Potentials am Neutralpunkt dementsprechend unterdrückt.
Weiterhin werden bei dem erfindungsgemäßen Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichter nach einem weiteren Aspekt der Erfindung die positiven und negativen Spannungsvektoren bei der Betriebszeitzuordnung gesteuert, so daß die Fluktuation des Potentials an dem Mittelpunkt der Gleichstromversorgung minimalisiert ist.
Weiterhin werden bei dem erfindungsgemäßen Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichter nach einem weiteren Aspekt der Erfindung die Spannungsvektoren, die bezüglich Vektorbetrag und in der Null-Phasenspannung gleich sind (z. B. Spannungsvektoren POO, OPO, OOP) als eine Gruppe klassifiziert (z. B. Spannungsvektor ap). Das reduziert im wesentlichen die Anzahl von Spannungsvektor-Typen zur vereinfachten Steuerung.
Weiterhin wird bei dem erfindungsgemäßen Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichter nach einem weiteren Aspekt der Erfindung ein vorgegebener Bereich der Spannungsvektoren in eine Vielzahl von Unterbereiche geteilt, wobei jedem der Unterbereiche eine verschiedene Kombination von Spannungsvektoren zugeordnet ist, die nacheinanderfolgend innerhalb einer Trägerperiode ausgegeben werden. Das hält die minimalen Ein- und Auszeiten der Schaltvorrichtungen jeweils oberhalb eines vorbestimmten Wertes.
Weiterhin werden in dem erfindungsgemäßen Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichter die Bedingungen für einen Spannungsvektor-Übergang nicht nur für einen Übergang innerhalb des gleichen Bereichs erfüllt, sondern auch zwischen zusammenhängenden Bereichen. Das schafft eine weiche und stabile Charakteristik der Invertervorrichtung im Ganzen.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung wird klarer erscheinen aus der folgenden detaillierten Beschreibung in Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen. Es ist jedoch ausdrücklich zu verstehen, daß die Zeichnung nur zum Zwecke der Illustration dient und es nicht beabsichtigt ist, daß sie die Grenzen der Erfindung definiert.
Die Figuren zeigen im einzelnen:
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm zur Darstellung eines Ein- Phasenabschnitts eines typischen Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichters nach dem Stand der Technik;
Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm zur Darstellung eines Drei- Phasenabschnitts eines typischen Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichters nach dem Stand der Technik;
Fig. 3 eine Ansicht zur Beschreibung des Betriebsprinzips eines Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichters nach dem Stand der Technik, der nach dem PWM-Verfahren und unter Benutzung des Dreieckswellenvergleichs arbeitet;
Fig. 4 eine andere Ansicht zur Beschreibung des Betriebsprinzips des Dreipunkt-Dreiphasen- Wechselrichters nach dem Stand der Technik, welcher nach dem PWM-Verfahren unter Benutzung des Wellenvergleichs arbeitet;
Fig. 5 eine weitere Ansicht zur Beschreibung des Betriebsprinzips des Dreipunkt-Dreiphasen- Wechselrichters nach dem Stand der Technik, welcher nach dem PWM-Verfahren unter Benutzung des Wellenvergleichs arbeitet;
Fig. 6 eine Ansicht zur Darstellung typischer Spannungsvektoren zur Benutzung bei einem Dreipunkt- Dreiphasen-Wechselrichter nach dem Stand der Technik, welcher nach dem Spannungsvektor-Verfahren arbeitet;
Fig. 7 ein Schaltungsdiagramm eines Dreipunkt-Dreiphasen- Wechselrichters nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 8 ein Flußdiagramm mit Schritten, welche durch den Mikroprozessor in der Vorrichtung von Fig. 7 ausgeführt werden;
Fig. 9 ein Satz von Ansichten zur Darstellung verschiedener Spannungsvektoren, Segmente und Bereiche für einen Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter, wobei die Ansichten zum Beschreiben des Betriebsprinzips der Erfindung benutzt werden;
Fig. 10 eine Ansicht zur Darstellung der Schaltzustände die durch Symbole P, O und N bezeichnet sind im Zusammenhang mit der Erfindung;
Fig. 11 eine Ansicht zur Darstellung der Schaltzustände eines Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichters, welche mit den Symbolen P, O und N bezeichnet werden;
Fig. 12 eine Ansicht in Tabellenform zur Darstellung der Änderungen in Tabellenform der Mittelpunktspannung für jeden Spannungsvektor in Verbindung mit der Erfindung;
Fig. 13 eine Ansicht zur Darstellung von spezifischen Schaltstellungen in Tabellenform verbunden mit Vektornamen und Segmenten in Zusammenhang mit der Erfindung;
Fig. 14 eine Ansicht zur Beschreibung des Konzepts des Zusammenhängens der Spannungsvektoren;
Fig. 15 eine Ansicht zur Darstellung, wie Spannungsbefehle in Intervallen einer Abtastzeit angeordnet werden;
Fig. 16 eine Polarkoordinatendarstellung zur Illustration der Grenzen eines Bereichs und der Unterbereiche darin, auf die verschiedene Modulationsverfahren in einem Segment im Bereich von 0 bis 60 Grad angewendet werden;
Fig. 17 eine Figur zum Auflisten von typischen Spannungsvektoren und ihren Erzeugungszeiten in Tabellenform zur Benutzung in verschiedenen Bereichen in Zusammenhang mit der Erfindung;
Fig. 18 ein Satz von Ansichten zur Darstellung typischer Spannungswellenformen der jeweiligen Phasen bei den Modulationsverfahren (8) bis (11) für einen Bereich A1 in Zusammenhang mit der Erfindung;
Fig. 19 einen Satz von Ansichten zur Darstellung typischer Spannungswellenformen jeweiliger Phasen bei den Modulationsverfahren (12) bis (15) für den Bereich A1 in Zusammenhang mit der Erfindung;
Fig. 20 einen Satz von Ansichten zur Darstellung typischer Spannungswellenformen jeweiliger Phasen bei den Modulationsverfahren (16) bis (20) für Bereiche A2 bis A4 in Zusammenhang mit der Erfindung;
Fig. 21 einen Satz von Ansichten, in denen Abschnitte jedes Bereichs die Kurzdauerschaltungen bei den Modulationsverfahren (8) bis (20) erfordern, schraffiert dargestellt sind, im Zusammenhang mit der Erfindung;
Fig. 22 eine Ansicht zur Darstellung, wie verschiedene Modulationsverfahren für jeden Bereich und für Unterbereiche darin über eine Segment A benutzt werden in Verbindung mit der Erfindung;
Fig. 23 eine Ansicht zur Darstellung der Betriebswellenformen der Schaltungsseite beim Implementieren des Modulationsverfahrens (15) in Zusammenhang mit der Erfindung;
Fig. 24 eine Ansicht zur Darstellung der Betriebswellenformen der Schaltungsseite beim Implementieren des Modulationsverfahrens (8) in Zusammenhang mit der Erfindung;
Fig. 25 eine Ansicht zur Darstellung einer typischen Ausgabeleistungs-Polaritätsbestimmungsschaltung in Zusammenhang mit der Erfindung; und
Fig. 26 eine Ansicht zur Beschreibung spezieller Betriebsformen der Ausführungsform der Erfindung.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden jetzt im Detail mit Bezug auf die begleitende Zeichnung beschrieben werden. Die wiederholte Beschreibung gemeinsamer Komponenten wird ausgelassen, um unnötige Wiederholungen zu vermeiden.
Fig. 7 ist ein Schaltungsdiagramm eines Dreipunkt-Dreiphasen- Wechselrichters nach einer Ausführungsform der Erfindung unter Benutzung eines Mikroprozessors. Fig. 8 ist ein Flußplan von Schritten, die primär durch den Mikroprozessor dieser Ausführungsform ausgeführt werden. Bevor die Ausführungsform der Erfindung spezifisch in ihrem Aufbau und ihrem Betriebsprinzip beschrieben wird, wird eine vorbereitende Beschreibung bezüglich des Betriebs eines Drei- Pegel-Wechselrichters ausgeführt.
Wie in Fig. 9(a) gezeigt, hat der Dreipunkt-Dreiphasen- Wechselrichter Nullvektoren am Ursprung und hat 12 Vektoren, welche ein großes Sechseck bilden, mit sechs mittleren Vektoren, die an den Ecken eines kleinen Sechsecks angeordnet sind. In Fig. 9(a) stellt ein einzelner Kreis einen Einzelspannungsvektor, ein doppelter Kreis einen Doppelspannungsvektor (aus zwei Spannungsvektoren) und ein dreifacher Kreis einen Dreifachspannungsvektor (drei Spannungsvektoren) dar. Somit hat der Ursprung drei Nullvektoren. Zwölf einfache Kreise um das große Sechseck deuten 12 Einzelspannungsvektoren und sechs Doppelkreise um das kleine Sechseck deuten sechs Doppelspannungvektoren an. Das macht 27 Spannungsvektoren (= 3 + 12 + 2 × 6).
Der Doppel- oder Dreifachspannungsvektor steht für die Gegenwart von zwei oder drei Spannungsvektoren, welche die gleiche Spannung zwischen Ausgabeleitungen erzeugen und welche verschiedene Null-Phasenspannungen haben.
In dem Beispiel von Fig. 9(a) werden Segmente, die 60 Grad voneinander beabstandet sind, mit A, B, C, D, E und F benannt, und kleine Dreiecke innerhalb jedes Segments werden als Bereiche 1, 2, 3 und 4 bezeichnet. Zum Beispiel kann ein vorgegebener Bereich A1, A2, A3 oder A4 genannt werden.
Bequemlichkeitshalber werden die Schaltstellungen des Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichters durch Symbole P, O und N bezeichnet und wie in Fig. 10 gezeigt, graphisch dargestellt. Unter dieser Konvention werden die Schaltstellungen des Drei­ punkt-Dreiphasen-Wechselrichters zur Illustration als PPP, PON und PNN dargestellt für die U-, V- bzw. W-Phase, wie in Fig. 11 dargestellt. Genauso werden die drei Nullvektoren durch PPP, OOO und NNN, wie in Fig. 9(a) gezeigt dargestellt.
Einzelspannungsvektoren werden dargestellt ausgehend von 0 Grad und in Gegenuhrzeigersinn als PNN, PON, PPN, OPN, NPN, NPO, NPP, NOP, NNP, ONP, PNP und PNO. Doppelspannungsvektoren werden durch POO und ONN, PPO und OON, OPO und NON, OPP und NOO, OOP und NNO, und POP und ONO dargestellt. Diese Doppelspannungsvektoren haben dieselbe Leitungsspannung, aber unterscheiden sich in der Polarität: wobei einige die positive Seite einer Gleichspannungsquelle (positive Vektoren) und die andere die negative Seite davon (negative Vektoren) benutzen.
D. h., die Doppelspannungsvektoren unterscheiden sich in der Null-Phasenspannung.
Wo ein Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter einen Mittelpunkt hat, der durch Benutzung einer Kondensatoranordnung im Rahmen einer positiv-negativen Leistungsversorgung, geteilt ist, wie in Fig. 2 gezeigt, variiert der Neutralpunkt abhängig vom Einfließen und Ausfließen von Neutralpunktströmen. Das macht es wichtig, die Neutralpunktspannung abgeglichen zu halten. In dieser Hinsicht ist es notwendig, die Beziehung zwischen verschiedenen Spannungsvektoren und der Gleichstromversorgung zu studieren, und insbesondere die Natur von Mittelpunktströmen. Der Einfachheit halber wird angenommen, daß die hier benutzte Last eine dreiphasen-abgeglichene Widerstandslast einer Anordnung ist, in der eine kleine Drossel L in Serie mit einem Lastwiderstand R zur Verhinderung von Schwankungsstrom angeschlossen ist.
Die drei Nullvektoren PPP, OOO und NNN sind hier nicht relevant, da die Last nicht mit der Gleichstromversorgung verbunden ist. Von den 12 Einzelspannungsvektoren haben die Vektoren PNN, PPN, NPN, NPP, NNP und PNP (die, die nicht 0 enthalten) ihre entsprechenden Schalter nicht mit dem Neutralpunkt verbunden. Da diese Vektoren die positiven und negativen Anschlüsse der Leistungsquelle mit der Last verbinden, fließen keine Ströme zum Mittelpunkt. Diese sechs Spannungsvektoren sind die größten der involvierten Vektoren; sie werden hier LL-Vektoren genannt.
Sechs Vektoren PON, OPN, NPO, NOP, ONP und PNO sind die zweitgrößten Spannungsvektoren; sie werden L-Vektoren genannt. Die L-Vektoren verbinden alle positiven und negativen Anschlüsse und den Mittelpunkt mit der Last. Somit fließen die Ströme in den Mittelpunkt. Ob Ströme in oder aus dem Mittelpunkt fließen, wird durch den Leistungsfaktor der Last und durch die Betriebsphase des Wechselrichters bestimmt.
Von den Doppelspannungsvektoren verbinden die aus P und O (POO, PPO, OPO, OPP, OOP und POP) den positiven Anschluß und den Mittelpunkt mit der Last. Somit fließen bei der resistiven Last Ströme in den Mittelpunkt. Diese mittleren Spannungsvektoren sind von mittlerer Größe und benutzen die positive Seite der Gleichstromversorgung. Als solche werden die mittleren Spannungsvektoren MP-Vektoren genannt.
Spannungsvektoren aus N und O (ONN, OON, NON, NOO, NNO und ONO) verbinden den negativen Anschluß und den Mittelpunkt mit der Last. Somit fließen mit der resistiven Last Ströme von dem Mittelpunkt. Die mittleren Spannungsvektoren sind von mittlerer Größe und benutzen die negative Seite der Gleichstromversorgung. Als solche werden die mittleren Spannungsvektoren MN-Vektoren genannt.
Die obige Beschreibung ist in Tabellenform in Fig. 12 zusammengefaßt, die die Änderungen der Mittelpunktspannung für jeden der effektiven Spannungsvektoren auflistet, wenn der Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter mit seinem durch eine Kondensatoranordnung geteilten Mittelpunkt unter der resistiven Last betrieben wird.
In Fig. 12 sind die Spannungsvektoren in Typen klassifiziert, die a, aP, aN, b, bP, bN, c, usw. genannt werden. Zur Illustration fallen die Vektoren POO, OPO und OOP unter den Vektortyp aP. Diese drei Vektoren haben dieselbe Null- Phasenspannung und sind 120 Grad in der Phase beabstandet. In diesem Sinne können die drei als derselbe Vektor betrachtet werden und werden als der Vektor ap ausgedrückt. Umzeichnen von Fig. 9(a) unter Benutzung dieser repräsentativen Vektortypen resultiert darin, was in Fig. 9(b) gezeigt ist. Wie aus Fig. 9(b) ersichtlich, tritt dasselbe Phänomen in Intervallen von 120 Grad auf, und eine Symmetrie wird alle 60 Grad beobachtet. Es folgt, daß das Modulationsverfahren illustrativ für ein Segment von 0 bis 60 Grad, i. e. die Kombination von Spannungsvektoren und die Reihenfolge, in der sie für das Segment ausgegeben werden, auf andere Segmente angewendet werden kann, wenn einmal das Verfahren geklärt ist. Wenn das Modulationsverfahren, d. h. in diesem Fall die Reihenfolge, in der die Spannungsvektoren ausgegeben werden, unter Benutzung geeigneter Vektornamen bestimmt wird, werden spezifische Schaltoperationen für das zur Frage stehende Segment ausgeführt.
Auf der Basis der obigen Diskussion führt die Erfindung das Konzept der zusammenhängenden Spannungsvektoren ein. Wenn irgendeine Phase betrachtet wird, wird ein Übergang zwischen P und O oder zwischen O und N durch eine einzelne Schaltoperation bewerkstelligt, nicht aber zwischen P und N. Für die drei Phasen sei der Schaltzustand von beispielshalber PON = c betrachtet. In diesem Fall tritt ein Übergang von P nach O für die U-Phase, von O nach P oder N für die V-Phase und von N nach 0 für die W-Phase auf. Es wird im Prinzip angenommen, daß Schalten für irgendwelche zwei Phasen nicht gleichzeitig auftritt. Unter dieser Annahme gibt es nur vier Spannungsvektoren (PPN = b, OON = bN, POO = aP, PNN = a), für welche ein Übergang durch eine einzelne Schaltoperation von dem Spannungsvektor PON = c verfügbar ist. Diese vier Vektoren werden die zusammenhängenden Spannungsvektoren von PON genannt. Obwohl gleichzeitiges Schalten für zwei Phasen als Hauptschaltungsbetrieb möglich ist, wird es nicht vorgezogen, da es spannungsstoßinduzierte Änderungen in der Gleichspannung verursachen kann.
Die zusammenhängenden Spannungsvektoren werden genauso für die anderen Vektoren erhalten. Fig. 14 zeigt 10 Spannungsvektoren, die mit zusammenhängender Beziehung innerhalb des Segments von 0 bis 60 Grad das in Fig. 9(a) gegeben ist, angeordnet sind. In Fig. 14 stellen die Spannungsvektoren, gekoppelt durch einen Zweiwegpfeil, eine Beziehung dar, die einen weichen Übergang in einer Einzelschaltoperation ermöglicht.
Wie der Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter arbeitet, wurde bis jetzt beschrieben. Im folgenden findet sich eine Beschreibung des PWM-Verfahrens nach der Erfindung zur Steuerung des Mikroprozessor-basierenden Abtastens. Unter der Mikroprozessor-Steuerung nach der Erfindung erzeugt eine Spannungsbefehl-Erzeugungsschaltung 2 (in Fig. 7) einen Befehl für den Wechselrichter, Spannungen zu erzeugen, so daß ein Segment von z. B. 0 bis 60 Grad vorgesehen ist (wie in Fig. 15 gezeigt). Der Befehl wird beispielshalber 50mal in Intervallen einer Abtastzeit TS von 1 ms für die Dauer von 50 ms ausgeführt, wenn die Ausgabefrequenz 20 Zyklen ist. Unter analoger Steuerung bezeichnen die erzeugten Spannungsbefehle einen kontinuierlichen kreisförmigen Ort; unter Mikroprozessor-Steuerung erscheinen diese Befehle mit Zwischenräumen. Bei Wechselrichtern mit variabler Frequenz wird das Inkrement des elektrischen Winkels, bei dem ein Befehl ausgeführt wird, größer, wenn die Ausgabefrequenz erhöht wird. Der Ort der Befehle, die so ausgeführt werden, wird spiralförmig. Die PWM-Anordnung des Wechselrichters, was ebenfalls ein diskontinuierliches Phänomen ist, ist typisch für solche diskreten Befehle. Die Beziehung ist insbesondere zu bevorzugen, wenn die Abtastzeit TS dieselbe wie die Trägerperiode T der PWM ist oder zumindest synchron mit einem Vielfachen der letzteren verläuft. Die obigen Operationen, die durch den Mikroprozessor ausgeführt werden, entsprechen Schritt 1 in Fig. 8.
Wenn diskrete Spannungsbefehle gegeben werden, wie oben beschrieben, erzeugt die Ausführungsform der Erfindung bestimmte Spannungsvektoren nicht durch einen herkömmlichen Dreieckswellenvergleich, sondern durch logische Entscheidungen und Berechnung durch den Mikroprozessor zum Erhalten des Zeitmittelwerts während Trägerperioden T. Das Verfahren wird im weiteren als "Spannungsvektor-Mittelwert-PWM-Steuerung" bezeichnet.
Zum Beispiel findet bei vorgegebenem Befehl VN von Fig. 15 eine Modulation unter Benutzung der drei Vektoren an den Scheiteln eines Dreiecks A3, das VN umgibt statt, wobei die Vektoren aP (oder aN), bP (oder bN) und c sind, welche am nächsten zu VN liegen. Insbesondere wird der Vektor aP (oder aN) für eine Zeit T1 erzeugt, bP (oder bN) für eine Zeit T2 und c für eine Zeit T3, wobei T1 + T2 + T3 = T. VN wird dann als der Zeitmittelwert der drei Vektoren erzeugt.
Für einen Doppelspannungsvektor von beispielsweise den Vektoren aP und aN wird der Vektor aP für eine Zeit TaP und der Vektor aN für eine Zeit TaN erzeugt, wobei TaP + TaN = T1. Ein durch die Erfindung vorgeschlagenes Merkmal verursacht, daß die Mittelpunktspannung durch geeignetes Steuern der Zeitzuteilung (Zuordnung) zwischen den zwei Vektoren abgeglichen wird.
Das gleiche gilt, wenn der Spannungsbefehl in irgendeinem anderen Dreieck A1, A2 oder A4 gelegen ist.
Nach der Erfindung wird, wenn einmal ein Spannungsbefehl gegeben ist, eine Entscheidung gemacht, welches Dreieck (im weiteren als Bereich bezeichnet) zu dem Befehl gehört. Das erfordert Ausdrücken des Befehls als VN = (θ, k) in Polarkoordinaten, wobei k (Modulationsfaktor) = 2 |VN|[√3Ed] und π/3 ≧ θ ≧ 0. Wie in Zusammenhang mit Fig. 9 erörtert, gilt dieselbe Modulation alle 60 Grad. Somit wird eine Entscheidung getroffen, zu welchem Segment (A, B, C, D, E, F in Fig. 9 (a)) der Spannungssollwert einzugeben ist, ausgehend von M = (θ/natürlicher Zahlen-Teil von 60°). Fig. 16 zeigt in Polarkoordinaten, was in Fig. 15 gezeigt ist. Durch Vergleich der so angezeigten Daten ist es möglich zu bestimmen, zu welchem Bereich der Spannungssollwert (oder Spannungsbefehl) gehört. Diese Operationen entsprechen Schritten 2 und 3 in Fig. 8. Der Mikroprozessor 1 sendet in den Schritten 2 bzw. 3 ein Segmentsignal und ein Bereichssignal an eine Spannungsvektor-Auswahlschaltung 8, welche später zu beschreiben ist.
In Schritt 4 von Fig. 8, wird die Zeitzuordnung für die Bereiche A1, A2, A3 und A4 bestimmt, wenn der Befehl in Polarkoordinaten (θ, k) gegeben ist. Fig. 17 listet in Tabellenform typische Erzeugungszeiten auf, die für die verschiedenen benutzten Vektoren berechnet und diesen zugeordnet worden sind.
Im folgenden ist beschrieben, wie die Erzeugungszeiten, die in Fig. 17 gezeigt sind, für die Spannungsvektoren der jeweiligen Bereiche erhalten werden. Mit Bezug auf Fig. 9(a) sind 27 darin gezeigte Spannungsvektoren in komplexen Zahlen ausgedrückt und repräsentiert durch α. D. h.,
α = exp (j2π/3) = -1/2 + j√3/2
1 + α + α2 = 0
Die Schaltzustände, wie z. B. PPN für die U-, V- und W-Phase werden generisch dargestellt durch eine jeweilige Schaltfunktion S (SU, SV und SW für U-, V- bzw. W-Phase). Die Schaltstellungen für die drei Phasen im ganzen werden durch SUSVSW dargestellt.
Es wird angenommen, daß der Mittelpunkt der Gleichstromversorgung in Fig. 2 auf Null-Potential ist und daß Ed = 1 und EP = EN = 1/2. Unter diesen Annahmen, gilt
S = 1/2 für den Schaltzustand P;
S = 0 für den Schaltzustand 0; und
S = -1/2 für den Schaltzustand N.
S = 0 für den Schaltzustand 0; und
S = -1/2 für den Schaltzustand N.
Da die U-Phase in der wahren Achsenrichtung liegt, V-Phase in der α-Richtung und W-Phase in der α2-Richtung, wird der Spannungsvektor in komplexen Zahlen ausgedrückt als
SU + SVα + SWα2.
Auf der Basis der obigen Betrachtungen werden die Spannungsvektoren für den Abschnitt A in komplexen Zahlen wie folgt ausgedrückt:
  • a) Drei Nullvektoren OP = PPP, OO = OOO und ON = NNN stellen sich als alle Null heraus, ausgedrückt in komplexen Zahlen. Der Vektor ist gegeben als V0.
  • b) Die Spannungsvektoren aP = POO und aN = ONN sind 1/2 ausgedrückt in komplexen Zahlen. Der Vektor ist gegeben als V1.
  • c) Die Spannungsvektoren bP = PPO und bN = OON sind /4 + j√3/4, jeweils ausgedrückt in komplexen Zahlen. Der Vektor ist gegeben als V2.
  • d) Der Spannungsvektor a = PNN ist 1, ausgedrückt in komplexen Zahlen. Der Spannungsvektor ist gegeben als V3.
  • e) Der Spannungsvektor c = PON ist 3/4 + j√3/4, ausgedrückt in komplexen Zahlen. Der Spannungsvektor ist gegeben als V4.
  • f) Der Spannungsvektor b = PPN ist /4 + j√3/4, ausgedrückt in komplexen Zahlen. Der Vektor ist gegeben als V5.
Es sei ein Fall betrachtet, in dem der Spannungssollwert in dem Bereich A1 gelegen ist. Wenn der Spannungssollwertvektor eine Amplitude von V und einen Winkel von θ hat, ist das Spannungs- Zeit-Produkt dieses Spannungssollwertvektors für die Trägerperiode T gegeben als
VT exp (jθ) = VT cos θ + jVT sin θ.
Dabei ist, wo die drei Vektoren V0, V1 und V2 des Bereichs A1 erzeugt werden, für T1, T2 bzw. T3 das involvierte Spannungszeit-Produkt gegeben als
V0T1 + V1T2 + V2T3.
Um die zwei Spannungs-Zeit-Produkte gleich zu machen, müssen T1, T2 und T3 nur dergestalt bestimmt werden, daß folgende Gleichungen gelten:
V0T1 + V1T2 + V2T3 = VT cos θ + jVT sin θ
T1 + T2 + T3 = T
Da
V0 = 0;
V1 = 1/2; und
V2 = /4 + j√3/4;
werden diese in die vorherigen Gleichungen eingesetzt und Resultate werden nach Realteil und Imaginärteil angeordnet. Das schafft die folgenden Gleichungen:
(1/2)T2 + (1/4)T3 = VT cos θ
(√3/4)T3 = VT sin θ.
Lösen der obigen Gleichungen schafft die Ausdrücke, die auf den Bereich A1 von Fig. 17 anwendbar sind:
T1 = T(1-2k sin (θ + π/3))
T2 = 2kT sin (π/3 - θ)
T3 = 2kT sin θ.
Da vereinbart ist, daß Ed = 1, ist der Modulationsfaktor gegeben als k = 2V/√3.
Genauso gelten, wenn der Spannungsbefehlsvektor in den Bereichen 2 bis 4 existiert, die folgenden Ausdrücke für jeden Bereich, basierend auf den Spannungsvektoren entsprechend den Ecken (Scheiteln) der jeweiligen Bereiche:
Bereich 2: V1T1 + V3T2 + V4T3 = VT cos θ + jVT sin θ
Bereich 3: V1T1 + V4T2 + V2T3 = VT cos θ + jVT sin θ
Bereich 4: V2T1 + V4T2 + V5T3 = VT cos θ + jVT sin θ
Lösen dieser Ausdrücke schafft die Vektorerzeugungszeiten für die jeweiligen Bereiche, wie in Fig. 17 gezeigt.
Als Alternative für die Berechnung individueller Erzeugungszeiten nach den Formeln in Fig. 17 in Schritt 4 (Fig. 8), können die Zeiten in Tabellenform in einem ROM gespeichert werden, aus dem erforderliche Zeiten ausgelesen und bestimmt werden.
Wie in Fig. 17 gezeigt, gibt es, wenn der Befehl im Bereich A1 ist, sieben benutzbare Vektoren OP, OO, ON, aP, aN, bP und bN. Jedoch gemäß dem oben erwähnten "Spannungsvektor- Mittelwert-PWM-Steuerungsprinzip", wird PWM verfügbar gemacht, wenn es drei Vektoren gibt: einen ausgewählt aus OP, OO und ON, einen weiteren aus aP und aN; und noch einen weiteren aus bP und bN. Was hierbei beachtet werden muß, ist, welche Vektoren ausgewählt werden sollen und in welcher Reihenfolge die ausgewählten Vektoren ausgegeben werden sollen. Die Erfindung erlaubt, daß irgendwelche Spannungsvektoren ausgewählt werden und irgendeine Vektorausgabe-Reihenfolge (d. h. eine Art "Modulationsverfahren" eingerichet wird) für jeden Bereich bestimmt wird, so daß die erwünschten Steuercharakteristika in einem erwünschten Steueraufbau erhalten werden. Das ist der größte Vorteil dieser Erfindung. Im folgenden gibt es eine detaillierte Beschreibung, wie solche "Modulationsverfahren" (d. h. Spannungsvektor-Ausgabefolgen) bei der Ausführungsform eingerichtet werden.
Was hierbei nützlich ist, ist die zusammenhängende Beziehung, wie oben diskutiert. Die sieben Vektoren sollten in der Reihenfolge, die der zusammenhängenden Beziehung, wie in Fig. 14 gezeigt unterliegt, benutzt werden. Die Reihenfolge ist:
OP ↔ bP ↔ aP ↔ OO ↔ bN ↔ aN ↔ ON
Nach dem Spannungsvektor-Mittelwert-PWM-Steuerprinzip wird PWM verfügbar gemacht, wo es drei Vektoren entsprechend in den Spitzen eines Dreiecks gibt. Somit werden von den sieben obigen Vektoren drei zufallsmäßig zu einer PWM kombiniert, was die folgenden fünf Kombinationen ergibt:
(1) OP ↔ bP ↔ aP
(2) bP ↔ aP ↔ OO
(3) aP ↔ OO ↔ bN
(4) OO ↔ bN ↔ aN
(5) bN ↔ aN ↔ ON
Es sollte bemerkt werden, daß die Spannungsmittelwert-PWM- Steuerung verfügbar gemacht wird, wo vier, fünf, sechs oder sieben Vektoren benutzt werden. In solchen Fällen sind die möglichen Vektoranordnungen folgende:
(6) OP ↔ bP ↔ aP ↔ OO
(7) OO ↔ bN ↔ aN ↔ ON
(8) bP ↔ aP ↔ OO ↔ bN ↔ aN
(9) aP ↔ OO ↔ bN ↔ aN
(10) bP ↔ aP ↔ OO ↔ bN ↔ aN
(11) OP ↔ bP ↔ aP ↔ OO ↔ bN
(12) aP ↔ OO ↔ bP ↔ aN ↔ ON
(13) Op ↔ bP ↔ aP ↔ OO ↔ bN ↔ aN
(14) bP ↔ aP ↔ OO ↔ bN ↔ aN ↔ ON
(15) Op ↔ bP ↔ aP ↔ OO ↔ bN ↔ aN ↔ ON
Die Vektoren werden vorzugsweise in den obigen Reihenfolgen und in den umgekehrten Reihenfolgen davon zur alternierenden Vektorausgabe ausgegeben.
Beim Bewerten, welches der 15 PWM-Verfahren, die oben aufgelistet sind, das beste ist, ist der kritische zu betrachtende Faktor der Abgleich der Mittelpunktspannung in der Gleichstromversorgung, wie oben beschrieben.
Wie in Fig. 12 gezeigt, wird die Mittelpunktspannung mit den Vektoren aP und bP erhöht und mit den Vektoren aN und bN erniedrigt. D. h., daß die Spannungsvektor-Ausgabefolgen (1), (2) und (6) oben verursachen, daß die Neutralpunktspannung ansteigt, während die Spannungsvektor-Ausgabefolgen (4), (5) und (7) die Spannung erniedrigen.
Mit PWM unter dem Verfahren (3) unter Benutzung der Vektoren aP und bN steigt die Mittelpunktspannung an, wenn der Winkel θ nahe 0 Grad ist, weil der Vektor aP häufig benutzt wird, und die Spannung fällt ab, wenn der Winkel θ nahe 60 Grad ist, weil der Vektor bN häufig benutzt wird. Dieses Verfahren ist nicht brauchbar für Niedrigfrequenz-Operationen, da die Mittelpunktspannung aufgrund von langsamen Phasenänderungen beträchtlich schwankt.
Aus den obigen Gründen werden die Verfahren (1) bis (7) eliminiert. Die verbleibenden Verfahren (8) bis (15) genügen dieser durch die Erfindung vorgeschlagenen Bedingung: für Kombinationen von aP und aN, von bP und bN oder von diesen vier Vektoren muß die Mittelpunktspannung durch geeignetes Anordnen der Zeitzuordnung zwischen MP- und MN-Vektoren gesteuert werden.
Was dann für die verbleibenden Vektorkombinationen beachtet werden muß, ist, ob oder ob nicht Kurzdauerschalten jeweils erforderlich ist. Diesbezüglich gibt es spezifische Beschränkungen für z. B. den Bereich A1, die wie folgt aussehen:
  • a) Wenn die Vektoren bP und bN klein werden, nahe Null Grad, sind die Vektorkombinationen, die Kurzdauerschalten erfordern, nicht verfügbar.
  • b) Wenn die Vektoren aP und aN klein werden, nahe 60 Grad, sind die Vektorkombinationen, die Kurzdauerschalten erfordern, nicht verfügbar.
  • c) Wenn der Nullvektor klein wird, nahe dem Bereich A3 weg vom Ursprung, sind die Vektorkombinationen, die Kurzdauerschalten erfordern, nicht verfügbar.
  • d) Wenn die Vektoren aP, aN, bP und bN alle klein werden, nahe dem Ursprung, sind die Vektorkombinationen, die Kurzdauerschalten erfordern, nicht verfügbar.
Fig. 18 und 19 zeigen typische Spannungswellenformen jeweiliger Phasen unter den PWM-Verfahren (8) bis (15) für den Bereich A1. Die Wellenformen in diesen Figuren werden als die Basis zum Ausführen der obigen Entwicklung benutzt. Ein Hinzufügen der oben erwähnten Beschränkungen (a) bis (d) zu diesen Spannungswellenformen führt zu den Ansichten von Fig. 21, wobei die Abschnitte, wo die jeweiligen PWM-Verfahren nicht benutzt werden können, schraffiert sind.
Als Beispiele sind hier die Wellenformen der Spannungsvektor- Ausgabefolge (8) in Fig. 18(1) betrachtet. Bei dieser der Spannungsvektor-Ausgabefolge werden die Zeiten für die Vektoren bP und bN kürzer, als wenn der Sollvektor Null Grad erreicht. In diesem Fall, wie aus Fig. 18(1) ersichtlich, erfordern die V- und W-Phase Kurzdauer-Ein- und Ausoperationen. Wenn der Absolutwert des Sollvektors klein genug nahe dem Ursprung ist, wird die Zeit für den Vektor OO länger, während die Zeiten für alle Vektoren aP, bP und bN kürzer werden. In diesem Fall erfordern alle der U-, V- und W-Phasen Kurzdauer-Ein- und -Ausoperationen, wie illustriert. Fig. 21(8) zeigt den anwendbaren Bereich der Spannungsvektor- Ausgabefolge (8), wobei die schraffierten Abschnitte der Befehlsvektoren, die Kurzdauerschalten erfordern, nicht in dem Bereich enthalten sind.
Die anderen Spannungsvektor-Ausgabefolgen werden in gleicher Weise entwickelt. Die Resultate sind in den verschiedenen Ansichten von Fig. 21 gezeigt, wobei die Befehlsvektorbereiche, welche bei den jeweiligen Spannungsvektor-Ausgabefolgen erfordern, schraffiert angedeutet sind. Wie illustriert, gibt es kein einziges Modulationsverfahren, das den gesamten Bereich A1 ohne Kurzdauerschalten abdecken würde.
Die vorliegende Erfindung schlägt somit vor, einen Bereich in "Unterbereiche" zu teilen, denen verschiedene Spannungsvektor-Ausgabefolgen individuell zugeordnet werden. Insbesondere ist der Bereich 1 in drei Unterbereiche geteilt. Von diesen Unterbereichen ist ein Unterbereich 1-1 nahe am Ursprung, ein Unterbereich 1-2 weg vom Nullvektor und nahe Vektoren bP und bN. Der Bereich 3 ist in zwei Unterbereiche aufgeteilt: ein Unterbereich 3-1 ist nahe den Spannungsvektoren aP und aN; ein Unterbereich 3-2 ist nahe den Spannungsvektoren bP und bN.
Beim Bereich 1, ist wie gezeigt in Fig. 22, die Spannungsvektor-Ausgabefolgen (15) vorgeschlagen und dem Unterbereich 1-1 nahe dem Ursprung zugeordnet, die Spannungsvektor-Ausgabefolge (9) dem Unterbereich 1-2 weg vom Ursprung und zwischen 0 und 30 Grad und die Spannungsvektor- Ausgabefolge (8) dem Unterbereich 1-3 weg vom Ursprung und zwischen 30 und 60 Grad. Die vorgeschlagene Zuordnung der Spannungsvektor-Ausgabefolge ist ebenfalls in Fig. 16 beinhaltet.
Wie beschrieben, ist Zuordnen verschiedener Spannungsvektor- Ausgabefolge in geeigneter Weise für die Unterbereiche, die einen bestimmten Bereich darstellen, eines der Merkmale der Erfindung. Es sollte bemerkt werden, daß die Grenzen zwischen Unterbereichen nicht einzigartig bestimmt sind. Zum Beispiel, existiert im Bereich 1 ein Sollvektorbereich, der bei einer der Spannungsvektor-Ausgabefolgen (8), (9) und (15) kein Kurzdauerschalten erfordert. Es wird geschätzt werden, daß die Unterbereiche 1-1, 1-2 und 1-3 ohne irgendwelche widrigen Effekte miteinander überlappen können.
Als nächstes wird der Bereich A2, umgeben von den Vektoren a, c und aP (oder aN) betrachtet. Die Vektoren des Bereichs nehmen die Ordnung
aP ↔ c ↔ a ↔ aN (Verfahren (16))
an, wenn sie bezüglich einer zusammenhängenden Beziehung angeordnet sind. Wie beim vorhergehenden Beispiel erfordert die Steuerung der Mittelpunktspannung die Benutzung der Vektoren aP und aN in Kombination. Somit gibt es nach der Erfindung nur eine Spannungsvektor-Ausgabefolge (i. e. Verfahren (16)), die für den Bereich A2 geeignet ist.
Dasselbe gilt für den Bereich A4. D. h., die Vektoren des Bereichs nehmen die Reihenfolge an
bP ↔ b ↔ c ↔ bN (Verfahren (17)),
wenn sie im Ausdruck einer zusammenhängenden Beziehung angeordnet sind. Aus dem gleichen Grund ist die einzige geeignete Spannungsvektor-Ausgabefolge für den Bereich A4 das Verfahren (17).
Die Modulationswellenformen, die auf die obigen zwei Bereiche anwendbar sind, sind in Fig. 20(1) und 20(2) gezeigt. Wie durch die Wellenform angedeutet, ist für den Bereich A2 Kurzdauerschalten erforderlich, wenn die Vektoren aP und aN klein sind, sowie für den Bereich A4, wenn die Vektoren bP und bN klein sind. D. h., daß größere Werte von Spannungssollwerten theoretisch Kurzdauerschalten erfordern. Das Phänomen ist theoretisch unvermeidbar, und es gibt keinen Weg, es zu umgehen.
Jetzt wird der Bereich A3 betrachtet. Die Spannungsvektoren dieses Bereichs nehmen die Reihenfolge an von
aN ↔ bN ↔ c ↔ aP ↔ bP,
wenn sie im Ausdruck einer zusammenhängenden Beziehung angeordnet sind. Daraus werden die folgenden drei Vektoranordnungen abgeleitet, die die Steuerung über die Mittelpunktspannung zulassen:
(18) aN ↔ bN ↔ c ↔ aP
(19) bN ↔ c ↔ aP ↔ bP
(20) aN ↔ bN ↔ c ↔ aP ↔ bP.
Die Spannungsvektor-Ausgabefolgen, die auf die obigen Vektoranordnungen anwendbar sind, sind in Fig. 20(3), 20(4) und 20(5) illustriert. Wie angedeutet, erfordert die Spannungsvektor-Ausgabefolge (18) Kurzdauerschalten, wenn die Vektoren aP und aN klein sind; die Spannungsvektor-Ausgabefolge (19) erfordert Kurzdauerschalten, wenn die Vektoren bP und bN klein sind; und die Spannungsvektor-Ausgabefolge (20) erfordert Kurzdauerschalten, wenn die Vektoren aP und aN klein sind oder wenn die Vektoren bP und bN klein sind. Auf jeden Fall ist Kurzdauerschalten nahe dem Vektor c zwingend. Das ist unvermeidbar, da ein maximaler Ausgabezustand hier effektiv ist.
Auf der Basis der obigen Überlegungen schlägt die Erfindung vor, entweder für den Bereich A3 die Spannungsvektor- Ausgabefolge (18) zu benutzen, wenn die Vektoren bP und bN klein sind, oder die Spannungsvektor-Ausgabefolge (19) zu benutzen, wenn die Vektoren aP und aN klein sind.
Bis jetzt sind die Spannungsvektor-Ausgabefolgen identifiziert worden, welche erlauben, daß die Mittelpunktspannung in allen Bereichen ohne Kurzdauerschaltung gesteuert wird. Diese Verfahren sind in Fig. 16 zusammengefaßt.
Was als nächstes getan werden muß, ist zu prüfen, ob oder ob nicht das Konzept des Anordnens der Spannungsvektoren nacheinander in zusammenhängender Beziehung gilt, wenn der Spannungssollwertvektor von einem Unterbereich zu einem anderen in Übereinstimmung mit dem variierenden Winkel und der involvierten Größe bewegt wird. Mit Bezug auf Fig. 22 ist es notwendig, diesbezüglich alle der folgenden acht Grenzen zu betrachten: eine zwischen (18) und (19), eine andere zwischen (16) und (18), eine weitere zwischen (9) und (18), eine weitere zwischen (8) und (9), eine weitere zwischen (9) und (15), eine weitere zwischen (17) und (19), eine weitere zwischen (8) und (19) und eine weitere zwischen (8) und (15).
Unter Berücksichtigung der Symmetrie müssen die Grenzen, die zwischen 0 und 30 Grad fallen, betrachtet werden und die anderen drei Grenzen können außerachtgelassen werden. Alle Spannungsvektor-Ausgabefolgen, die in Fig. 22 enthalten sind, werden erneut wie folgt aufgelistet:
(8) bP ↔ aP ↔ OO ↔ bN
(9) aP ↔ OO ↔ bN ↔ aN
(15) OP ↔ bP ↔ aP ↔ OO ↔ bN ↔ aN ↔ ON
(16) aP ↔ c ↔ a ↔ aN
(17) bP ↔ b ↔ c ↔ bN
(18) aN ↔ bN ↔ c ↔ aP
(19) bN ↔ c ↔ aP ↔ bP
Die Grenze zwischen den Verfahren (18) und (19) wird jetzt betrachtet. Die Spannungsvektor-Ausgabefolge (18) endet mit dem Vektor aN oder aP. Unter Vorgabe von irgendeinem der Vektoren, mit denen die Spannungsvektor-Ausgabefolge (18) endet, ist das Zusammenhängen für das Verfahren (19) gewährleistet, da das letztere Verfahren mit dem Vektor bN oder bP beginnt.
Nun wird die Grenze zwischen den Verfahren (16) und (18) betrachtet. Dieser Fall stellt kein Problem dar, da die zwei Spannungsvektor-Ausgabefolgen jeweils mit dem Vektor aP oder aN beginnen und enden.
Die Grenze zwischen den Verfahren (9) und (18) wird als nächstes betrachtet. Wie bei der Grenze zwischen den Verfahren (16) und (18) ist das Zusammenhängen zwischen den zwei Spannungsvektor-Ausgabefolgen gewährleistet, da jedes Verfahren mit dem Vektor aP oder aN beginnt und endet.
Zusätzlich wird die Grenze zwischen den Verfahren (8) und (9) betrachtet. Dieser Fall stellt auch kein Problem dar, da der Vektor bP oder bN, mit dem die Spannungsvektor-Ausgabefolge (8) beginnt oder endet, mit dem Vektor aP oder aN zusammenhängend ist, mit dem die Spannungsvektor-Ausgabefolge (9) beginnt oder endet.
Als letztes wird die Grenze zwischen den Verfahren (9) und (15) betrachtet. Wenn die Spannungsvektor-Ausgabefolge (9) mit dem Vektor aP endet, ist das Zusammenhängen mit dem Verfahren (15) durch den Eintritt des letzteren vom Vektor ON gewährleistet. Dabei endet die Spannungsvektor-Ausgabefolge (15) mit dem Vektor OP, OO, oder ON. Wenn das Verfahren (15) mit dem Vektor OO endet, wird das Verfahren (9) damit durch den Eintritt von dem Vektor aP zusammenhängend gemacht. Wenn das Verfahren (15) mit dem Vektor ON endet, wird das Verfahren (9) damit durch Eintritt von dem Vektor aN zusammenhängend gemacht. Wenn das Verfahren (15) mit dem Vektor OP endet, wird das Zusammenhängen mit dem Verfahren (9) nicht gewährleistet, da weder der Vektor aP noch der Vektor aN neben dem Vektor OP existiert. In diesem Fall wird die Spannungsvektor-Ausgabefolge (15) noch eine Trägerperiode lang ausgeführt, um den Vektor OO zu erreichen, gefolgt durch einen zusammenhängenden Übergang zur Spannungsvektor-Ausgabefolge (9). Dieser Betrieb ist aus dem Grunde gerechtfertigt, daß die Grenzen zwischen Unterbereichen nicht einzigartig bestimmt sind und daß die Unterbereiche miteinander, wie bereits erwähnt überlappen können.
Wie die Spannungsvektor-Ausgabefolge (15) speziell ausgeführt wird, wird jetzt als Beispiel beschrieben werden. Die Steuerung der Mittelpunktspannung durch geeignete Zeitzuordnung zu den Vektoren mit mittlerer Spannung MP und MN, erfordert das Durchführen einer Spannungsvektor-Ausgabefolge in einem Bereich, der zweimal die Trägerperiode T ist, wie durch die Wellenformen der Spannungsvektor-Ausgabefolge (15) in Fig. 19(4) angedeutet ist. Weiterhin erfordert die wechselweise Benutzung der Spannungsvektoren in der Vorwärts- und Rückwärtsrichtung das Nehmen einer Zeit von viermal der Trägerperiode. Angenommenerweise seien die Zeitdauern der Vektoren OP, bP, aP, OO, bN, aN und ON für zwei Trägerperioden (2T) jeweils TOP, TbP, TaP, TOO, TbN, TaN und TON. In diesem Fall gilt
TOP + TOO + TON + TaP + TaN + TbP + TbN = 2T.
Dann werden die Vektordauerzeiten T2 und T3 durch Benutzung der Formeln in Fig. 17 erhalten. Über zwei Trägerperioden existieren folgende Beziehungen:
TaP + TaN = 2T2, TbP + TbN = 2T3
Jetzt wird die Zeitzuordnung zwischen den positiven und negativen Vektoren zur Steuerung über die Mittelpunktspannung geeignet angeordnet. Wenn die Zeit angenommenerweise mit einem Verhältnis von (1 + f) : (1 - f) zugeordnet wird, dann gilt
TaP = T2(1 + f), TaN = T2(1 - f)
TbP = T3(1 + f), TbN = T3(1 - f).
Die Zeitdauer des Nullvektors für die erste Trägerperiode T ist die restliche Zeit des MP-Vektors. Deshalb gilt
TOP + TOO = T - (TaP + TbP).
Ebenso ist die Dauer des Nullvektors für die nächste Trägerperiode T gleich anzusehen wie die restliche Zeit des MN-Vektors. Somit gilt
TON + TOO = T - (TaN + TbN).
Da die Spannungsvektor-Ausgabefolge (15) benutzt wird, wo es eine lange Nullvektorzeit nahe des Ursprungs gibt, wird die Mittelpunktspannung so unter Benutzung des Signals f gesteuert, daß der vorhergehende Ausdruck nicht negativ werden wird. Die Nullvektorzeitdauer kann zwischen zwei Nullvektoren angeordnet sein, wie es erwünscht ist. In diesem Fall ist es angenommen, daß die Zeit gleich in zwei Teile geteilt ist. Die Nullvektorzeiten sind wie folgt gegeben:
TOP = TOO = [T - (TaP + TbP)]/2
TON = TOO = [T - (TaN + TbN)]/2.
Basierend auf den Vektorzeiten, welche in der beschriebenen Weise durch den Mikroprozessor bestimmt werden, werden die folgenden Signale g1, g2 und g3 and die Komparatoren Cg1, Cg2 und Cg3 gesandt:
g1 = TOP, g2 = TOP + TbP, g3 = TOP + TbP + TaP (in der ersten Trägerperiode T)
g1 = TON, g2 = TON + TbN, g3 = TON + TbN + TaN (in der zweiten Trägerperiode T)
g1 = TON, g2 = TON + TaN, g3 = TON + TaN + TbN (in der dritten Trägerperiode T)
g1 = TOP, g2 = TOP + TaP, g3 = TOP + TaP + TbP (in der vierten Trägerperiode T)
Wie in Fig. 23 gezeigt, werden die Ausgabevektoren in Übereinstimmung mit dem Status der fünf Komparatoren bestimmt. In Fig. 23 sind C1 und C2 Signale zum Identifizieren irgendeiner der vier Trägerperioden von oben (der folgende Prozeß entspricht Schritt 6 in Fig. 8).
Im folgenden findet sich eine Betrachtung, wie die Spannungsvektor-Ausgabefolge (8) speziell für den Bereich A1 ausgeführt wird. Um die Mittelpunktspannung durch geeignete Zeitzuordnung zwischen Vektoren mittlerer Spannung MP und MN zu steuern, ist es notwendig, eine "Modulation" innerhalb des Bereichs einer Trägerperiode T, wie durch die Wellenformen der Spannungsvektor-Ausgabefolge (8) in Fig. 18(1) angezeigt, durchzuführen. Weiterhin erfordert die wechselweise Benutzung der Spannungsvektoren in der Vorwärts- und Rückwärtsrichtung eine Zeit von zweimal der Trägerperiode.
Es sei angenommen, daß die Zeitdauer der Vektoren bP, aP, OO und bN für eine Trägerperiode T jeweils TbP, TaP, TOO und TbN sind. In diesem Fall gilt
TbP + TaP + TOO + TbN = T
Dann werden die Vektorzeitdauern T1, T2 und T3 unter der Benutzung der Formeln in Fig. 17 erhalten. Dabei existiert die Beziehung:
TbP + TbN = T3
Jetzt wird die Zeitzuordnung zwischen den positiven und negativen Vektoren zur Steuerung über die Mittelpunktspannung geeignet angeordnet. Wenn die Zeit angenommenerweise mit einem Verhältnis von (1 + f) : (1 - f) angeordnet wird, dann gilt
TbP = T3(1 + f)/2, TbN = T3(1 - f)/2
Die Zeiten für die Vektoren aP und OO werden bestimmt mit
TaP = T2, TOO = T1.
Die restliche Zeit ist TbN, welche mit dem obigen Ausdruck zusammenfällt. Die Zeiten für die jeweiligen Vektoren werden in gleicher Weise für die nächste Trägerperiode bestimmt, mit Ausnahme, daß die Reihenfolge, in welcher die Vektoren ausgegeben werden, verschieden ist.
Basierend auf den Vektorzeiten, bestimmt durch den Mikroprozessor in der obenbeschriebenen Weise werden die folgenden Signale g1, g2 ung g3 an die Komparatoren Cg1, Cg2 und Cg3 gesendet:
g1 = TbP, g2 = TbP + TaP, g3 = TbP + TaP + TOO (in der ersten Trägerperiode T)
g1 = TbN, g2 = TbN + TOO, g3 = TbN + TOO + TaP (in der zweiten Trägerperiode T)
Wie in Fig. 24 gezeigt, werden die Ausgabevektoren in Übereinstimmung mit dem Status der vier Komparatoren bestimmt. In Fig. 24 ist C1 ein Signal zum Unterscheiden zwischen zwei Trägerperioden.
Spezielle Maßnahmen zum Ausführen der Spannungsvektor- Ausgabefolgen (15) und (8) sind beschrieben worden. Gleiche Maßnahmen gelten ebenfalls für die anderen Spannungsvektor- Ausgabefolgen, wie in Fig. 22 gezeigt.
Wie das Signal zur Steuerung der Mittelpunktspannung erhalten wird, wird jetzt beschrieben werden (Der Prozeß entspricht Schritt S in Fig. 8). Anfänglich werden Werte EP und EN in Fig. 2 erfaßt, und die Mittelpunktspannungs-Abweichung (ΔEd) wird wie folgt erhalten:
ΔEd = EP - EN
Dann wird die momentane Lastleistung (PL) erhalten, um die Leistungsrichtung zu prüfen, d. h., ob ein Leistungslaufzustand oder ein regenerativer Zustand momentan effektiv ist. Der Leistungslaufzustand ist ein Zustand, in dem Leistung von dem Wechselrichter zur Last eingespeist wird. Die Lastleistung mag entweder an der Wechselstrom- Ausgabeseite oder der Gleichstrom-Schaltungssseite des Wechselrichter erhalten werden.
Falls die Polarität der momentanen Lastleistung (PL) durch sign(PL) dargestellt wird, ist das Mittelpunktsteuersignal f gegeben als
f = sign (PL) . G(s) . [ΔEd/Ed],
wobei G(s) eine positive Transferfunktion (z. B. eine einfache Verstärkung) ist. Wie aus der obigen Gleichung gesehen werden kann, ist, wenn das Signal f positiv ist, die MP-Vektorzeit verlängert und die MN-Vektorzeit verkürzt. Im Leistungslaufzustand ist die Zeit, in der die Last mit der positiven Seite der Gleichstromversorgung verbunden ist, die längere und die Neutralpunktspannungs-Abweichung ΔEd wird entsprechend modifiziert. Im regenerativen Zustand wird das Zeichen der Lastleistung (sign(PL)) negativ und die Beziehung ist umgekehrt. Obwohl die Richtung der Leistung beim obigen Beispiel durch Prüfen der Polarität der Lastleistung PL identifiziert wird kann irgendeine weitere Steuergröße alternativ benutzt werden, um die Leistungsrichtung zu bestimmen.
Wie die Erfindung arbeitet, wurde detailliert soweit beschrieben. Auf der Basis der obigen Beschreibung wird der Aufbau des Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichters von Fig. 7 als Ausführungsform der Erfindung als nächstes beschrieben werden.
In Fig. 7 führt der Mikroprozessor 1 die Schritte in Fig. 8 basierend auf einem Sollwert VN(θ, k) von der Spannungserzeugungsschaltung 2 aus und erzeugt die Steuersignale g1, g2 und g3. Der Sägezahnwellenform-Träger zur Benutzung bei der "Modulation" wird durch einen Oszillator 3 und einen Zähler 4 erzeugt. Die Bits niedriger Ordnung des Zählers werden als Sägezahn-Wellen an digitale Komparatoren 5, 6 und 7 gesendet. Die Anzahl der Bits niedriger Ordnung sollte vorzugsweise 8 bis 10 sein, um somit Nachführgenauigkeit zu gewährleisten. Die Bits höherer Ordnung des Zählers 4 werden illustrativ als die Signale C1 und C2 in Fig. 23 benutzt. Diese Anordnung ist für den Mikroprozessor 1 notwendig, um seine Schritte synchron mit dem Sägezahnwellenform-Träger durchzuführen.
Fig. 8, ein Flußplan der Schritte zur Darstellung des Betriebsprinzips dieser Erfindung, braucht hier nicht speziell beschrieben zu werden.
Die Steuersignale g1, g2 und g3 werden an die Komparatoren 5, 6 bzw. 7 weitergegeben. Wie in Fig. 23 gezeigt, schalten die Komparatoren die Signale Cg1, Cg2 und Cg3 an Schnittpunkten zwischen den Sägezahnwellen und den Signalen g1, g2 und g3 ein und aus.
Basierend auf dem Winkel θ und der Größe (Modulationsfaktor k) des Spannungssollwertes VN beurteilt der Mikroprozessor 1 das Segment, den Bereich und den Unterbereich, die dadurch bestimmt werden. Die Beurteilung wird durch Zugreifen auf eine vorabgespeicherte Tabelle durchgeführt, die auf der Basis von Fig. 16 erzeugt worden ist. Wenn das Segment, der Bereich und der Unterbereich bestimmt sind, entscheidet sich der Mikroprozessor 1 für eine der Spannungsvektor-Ausgabefolgen von Fig. 16 und benachrichtigt die Spannungsvektor-Auswahlschaltung 8 davon. Die Spannungsvektor-Auswahlschaltung 8 hat eine Tabelle bestehend aus einem ROM. Wenn sich z. B. der Mikroprozessor 1 für die Spannungsvektor-Ausgabefolge (15) für den Bereich 1 im Segment A entscheidet, zeigt die Schaltung 8 die aufgenommenen Schaltstellungen solcher Spannungsvektoren als aP, bP, aN, bN, OP, ON und OO an zum Ausgeben für alle Kombinationen von Nullen und Einsen der Signale C1, C2, Cg1, Cg2 und Cg3 in Fig. 23.
Falls illustrativ C1 = 0, C2 = 0, Cg1 = 1, Cg2 = 1 und Cg3 = 0 in Fig. 23 ist, dann ist der Spannungsvektor aP auszugeben. Da der Spannungsvektor aP für den Bereich A1 im Schaltzustand von POO entsprechend Fig. 13 ist, hat die ROM-Tabelle die Daten POO an der Adresse (C1, C2, Cg1, Cg2, Cg3) = (0, 0, 1, 1, 0) angeordnet. Mit dem so klargestellten Schaltzustand wird ein Schaltbefehlssignal für jede der Phasen in eine Schaltsignal- Erzeugungsschaltung 9 eingespeist. Drei Signalleitungen werden für die drei Phasen benutzt, wobei P, 0 und N jeweils über eine verschiedene Leitung übertragen werden. Dann erzeugt die Schaltsignal-Erzeugungsschaltung 9 spezielle Schaltsignale S1U, S2U, S3U, S4U, S1V, S2V, S3V, S4V, S1W, S2W, S3W and S4W für jede Phase und sendet sie zu einer GTO-Gateansteuerschaltung.
Eine typische Polaritätbestimmungsschaltung für eine effektive Lastleistung PL, benötigt im Flußplan von Fig. 8, wird jetzt in bezug auf Fig. 25 beschrieben werden. In Fig. 25 erzeugen Sinuswellen-Erzeugungsschaltungen 14, 15 und 16 Ausgabespannungen für die U-, V- und W-Phasen in Übereinstimmung mit dem Winkel θ des Spannungssollwertes. Diese Ausgabespannungen werden jeweils mit Signalen iU, iV und iW von einer Ausgangsstrom-Erfassungsschaltung 20 multipliziert. Die Produkte werden durch einen Addierer 22 addiert. Die Polarität der Summe von dem Addierer 22, die bestimmt wird, zeigt die Polarität der effektiven Lastleistung PL an. Wenn die Summe von dem Addierer 22 mit der Größe des Spannungssollwertes VN multipliziert wird, zeigt das Produkt die Größe der Lastleistung an. Die Vorrichtung von Fig. 7 ist so konstruiert, daß die Polarität der Lastleistung PL, die so erhalten wird, extern an den Mikroprozessor 1 gegeben wird. Es ist augenscheinlich, daß in dem Aufbau von Fig. 7 die Ausgabestromsignale iU, iV und iW an den Mikroprozessor gesendet werden können, um die Funktionen von Fig. 25 durch geeignete Berechnungen zu implementieren.
Wie die Ausführungsform der Erfindung arbeitet, wird jetzt in bezug auf Fig. 26 beschrieben werden. Zunächst geben der Oszillator 3 und der Zähler 4 ein Sägezahnwellenform- Trägersignal aus. D. h., der Zähler 4 sendet ein Signal C3-C10 von 10 Bits niedriger Ordnung als Sägezahn-Wellenformträger- Digitalsignal an die Digitalkomparatoren 5, 6 und 7. Der Zähler 4 sendet ebenfalls Signale C1 und C2 von zwei Bits höherer Ordnung an den Mikroprozessor 1 sowie das ROM 8, welches die Spannungsvektor-Auswahlschaltung darstellt.
Synchron mit Anstiegs- und Abfallflanken des Signals C1 gibt der Mikroprozessor 1 ein Drei-Bit-Segmentsignal, ein Drei-Bit- Bereichssignal und 10-Bit-Steuersignale g1, g2 und g3 durch Durchführen folgender Operationen aus. Der Mikroprozessor 1 empfängt zunächst im Digitalformat die Amplitude k und die Phase θ des Spannungssollwertvektors VN von der Spannungssollwert-Erzeugungsschaltung 2. Der Mikroprozessor 1 empfängt ebenfalls die Signale C1 und C2 von dem Zähler 4, eine Mittelpunkt-Spannungsabweichung ΔEd, digitalisiert durch einen A/D-Wandler 30 und ein Ausgangsleistungssignal (PL) Polaritätssignal von der Ausgangsleistungs-Bestimmungsschaltung von Fig. 25.
Der Mikroprozessor 1 erhält dann das Drei-Bit-Segmentsignal, Drei-Bit-Bereichssignal und 10-Bit-Steuersignal g1, g2 und g3 in Übereinstimmung mit dem Flußplan von Fig. 8. Unter Benutzung der Phase θ des Spannungssollwertvektors VN prüft der Mikroprozessor 1 anfänglich, zu welchen der sechs Segmenten A bis F in Fig. 9(a) der Spannungssollwertvektor VN gehört. Das bestimmt das Segmentsignal. Da es sechs Segmente gibt, ist die Bitanzahl des Segmentsignals 3. In Übereinstimmung mit jedem der Segmente A bis F wird dem Segmentsignal eine Zahl zwischen 1 und 6 zugeordnet. Wenn z. B. der Spannungssollwertvektor VN zum Segment C gehört, wird das Signal mit 3 bezeichnet oder als (011) in binärer Notation ausgedrückt.
Unter Benutzung der Phase θ (mit einer Periode von 360 Grad) des Spannungssollwertvektors VN, findet der Mikroprozessor 1 dann eine 60-Grad-Periodenphase θ' durch Durchführen der folgenden Operation:
θ' = θ - 60 . INT (θ/60),
wobei INT(x) eine maximale ganze Zahl ist, die x nicht überschreitet.
Danach erhält der Mikroprozessor 1 das Bereichssignal durch Prüfen, zu welchem der Unterbereiche in Fig. 22 der Spannungssollwertvektor VN gehört, basierend auf der Phase θ' und der Amplitude k des Spannungssollwertvektors VN. Da es sieben Unterbereiche für jedes Segment gibt, ist die Bitanzahl des Bereichssignals 3. Fig. 22 zeigt die Zahlen der Spannungsvektor-Ausgabefolgen zur Benutzung mit den jeweiligen Unterbereichen. Jeder der Unterbereiche, der die Spannungsvektor-Ausgabefolgen (15), (8), (9), (17), (19), (18) und (16) benutzt, erhält eine Anzahl zwischen 1 und 7. Zur Illustration hat das Bereichssignal die Nummer 6, wenn der Spannungssollwertvektor VN zu dem Unterbereich gehört, der die Spannungsvektor-Ausgabefolge (18) benutzt, wobei 6 in binärer Notation als (110) ausgedrückt werden kann.
Durch Zugriff auf Fig. 17 erhält der Mikroprozessor 1 dann illustrativ die Spannungsvektor-Erzeugungszeiten T1, T2 und T3 in Übereinstimmung mit dem Segment und dem Bereich, worin der Spannungssollwertvektor VN angesiedelt ist. Da die Bitanzahl des Sägezahnwellenform-Trägersignals und die der Steuersignale g1, g2 und g3 jeweils als 10 ausgewählt ist, ist der Wert der Trägerperiode T = 1024 (= 210). D. h., T = 1 in Fig. 17 für spezielle Operationsausdrücke, durch die die Erzeugungszeiten zu berechnen sind. Mit den so berechneten Erzeugungszeiten werden die Steuersignale g1, g2 und g3, die durch Benutzung davon berechnet werden, mit 1024 bei der Ausgabe multipliziert.
Unten beschrieben ist ein Beispiel des Betriebs der Steuersignale g1, g2 und g3, wobei der Spannungssollwertvektor VN in dem Unterbereich 1 des Segments A enthalten ist. Die Beschreibung wird mit Bezug auf Seiten 33 bis 39 dieser Beschreibung gemacht werden. Die zu benutzenden Spannungsvektoren sind OP, bP, aP, OO, bN, aN und ON, entsprechend den jeweiligen Zeitdauern TOP, TbP, TaP, TOO, TbN, TaN und TON, wobei
TOP + TbP + TaP + TOO + TbN + TaN + TON = 1.
Das Mittelpunkt-Steuersignal f wird dann unter Benutzung des Ausdrucks berechnet, der in Zeile 19, von Seite 40 dieser Beschreibung gegeben ist. Da die Erzeugungszeiten T2 und T3 schon berechnet worden sind, werden die Werte von TaP, TaN, TbP und TbN unter Benutzung der entsprechenden Ausdrücke erhalten und die Werte der übrigen TOP, TOO und TON werden ebenfalls durch Zugriff auf die entsprechenden Ausdrücke die auf den Seiten 33 bis 39 der Beschreibung gegeben sind, erhalten.
Als nächstes werden die Steuersignale g1, g2 und g3 in Übereinstimmung mit den Pegeln d 13332 00070 552 001000280000000200012000285911322100040 0002004312019 00004 13213er Signale C1 und C2 erhalten, die durch den Zähler 4 ausgegeben werden. D. h., wie in Fig. 23 gezeigt, sind die Steuersignale für das erste T (C1 und C2 bei niedrigem Pegel) gegeben als:
g1 = TOP, g2 = TOP + TbP, g3 = TOP + TbP + TaP.
Die Steuersignale für das zweite T (C1 bei hohem Pegel, C2 bei niedrigem Pegel) sind gegeben als:
g1 = TON, g2 = TON + TbN, g3 = TON + TbN + TaN.
Die Steuersignale für das dritte T (C1 bei niedrigem Pegel, C2 bei hohem Pegel) sind gegeben als:
g1 = TON, g2 = TON + TaN, g3 = TON + TaN + TbN.
Die Steuersignale für das vierte T (C1 und C2 bei hohem Pegel) sind gegeben als:
g1 = TOP, g2 = TOP + TaP, g3 = TOP + TaP + TbP.
Wie erwähnt, werden die Steuersignale g1, g2 und g3 mit 1024 vor der Ausgabe multipliziert.
Nach Durchführen der obigen Operationen gibt der Mikroprozessor 1 das Drei-Bit-Segmentsignal und Drei-Bit-Bereichssignal als Adreßsignal synchron zu der Periode T des Sägezahnwellenform- Trägersignals an das ROM 8 (Spannungsvektor-Auswahlschaltung) aus. Gleichzeitig gibt der Mikroprozessor 1 die 10-Bit- Steuersignale g1, g2 und g3 an die Komparatoren 5, 6 und 7 aus. An diesem Punkt werden diese Signale während einer Periode T durch die Halteschaltungen 31 bis 35 gehalten.
Die Komparatoren 5, 6 und 7 vergleichen die 10-Bitsteuersignale g1, g2 und g3 mit dem Sägezahnwellenform-Trägersignal. Die resultierenden Signale Cg1, Cg2 und Cg3 werden als Adreßsignale an das ROM 8 ausgegeben.
Die oben aufgezeichnete Anordnung erfordert, daß die Adreßbitanzahl des ROMs 8 11 ist. Es sei angenommen, daß eine 11-Bitadresse in absteigender Ordnung Bits AD1, AD2, ..., Ad11 enthält. Diese Bits sind illustrativ wie folgt zugeordnet:
AD1-AD3: Segmentsignal
AD4-AD6: Bereichssignal
AD7-AD9: Signale Cg1, Cg2, Cg3
AD10: Signal C1
AD11: Signal C2.
Das ROM 8 speichert die Schaltstellungen der Spannungsvektoren, welche, in Übereinstimmung mit verschiedenen Adressen auszugeben sind. Da es drei Schaltstellungen P, O und N für jede der Phasen U, V und W gibt, können zwei Datenbits zu jeder Phase zugeordnet sein. Illustrativ können die Werte 1, 2 und 3 zu den Schaltstellungen P, O bzw. N zugeordnet sein. In diesem Fall wird die Schaltstellung von P durch den Wert 3 repräsentiert oder (11) in binärer Notation. Somit ist die Daten-Bitanzahl 6; die Schaltstellungen für die U-, V- und W-Phase sind jeweils zwei Bits in absteigender Bitordnung zugeordnet.
An diesem Punkt werden die Daten in dem ROM 8 in der unten beschriebenen Art und Weise gespeichert. Es sei angenommen, daß der Spannungssollwertvektor VN zum Unterbereich 1 des Segments A gehört. In diesem Fall sind, wie gezeigt in Fig. 23, die in dem ROM 8 zu speichernden Daten folgende:
  • - Bei der Adresse (00100100000) entsprechend der Schaltstellung von OP (PPP) sind die anwendbaren Daten (1-11111).
  • - Bei der Adresse (00100110000) entsprechend der Schaltstellung von bP (PPO) sind die anwendbaren Daten (111110).
  • - Bei der Adresse (00100111000) entsprechend der Schaltstellung von aP (POO) sind die anwendbaren Daten (111010).
  • - Bei der Adresse (00100111100) entsprechend der Schaltstellung von OO (OOO) sind die anwendbaren Daten (101010).
  • - Bei der Adresse (00100100010) entsprechend der Schaltstellung von OO (OOO) sind die anwendbaren Daten (101010).
  • - Bei der Adresse (00100110010) entsprechend der Schaltstellung von bN (OON) sind die anwendbaren Daten (101001).
  • - Bei der Adresse (00100111010) entsprechend der Schaltstellung von aN (ONN) sind die anwendbaren Daten (100101).
  • - Bei der Adresse (00100111110) entsprechend der Schaltstellung von ON (NNN) sind die anwendbaren Daten (010101).
  • - Bei der Adresse (00100100001) entsprechend der Schaltstellung von ON (NNN) sind die anwendbaren Daten (110101).
  • - Bei der Adresse (00100110001) entsprechend der Schaltstellung von aN (ONN) sind die anwendbaren Daten (100101).
  • - Bei der Adresse (00100111001) entsprechend der Schaltstellung von bN (OON) sind die anwendbaren Daten (101001).
  • - Bei der Adresse (00100111101) entsprechend der Schaltstellung von OO (OOO) sind die anwendbaren Daten (101010).
  • - Bei der Adresse (00100100011) entsprechend der Schaltstellung von OO (OOO) sind die anwendbaren Daten (101010).
  • - Bei der Adresse (00100110011) entsprechend der Schaltstellung von aP (POO) sind die anwendbaren Daten (111010).
  • - Bei der Adresse (00100111011) entsprechend der Schaltstellung von bP (PPO) sind die anwendbaren Daten (111110).
  • - Bei der Adresse (00100111111) entsprechend der Schaltstellung von OP (PPP) sind die anwendbaren Daten (111111).
  • - Bei der Adresse (00100100010) entsprechend der Schaltstellung von OO (OOO) sind die anwendbaren Daten (101010)
  • - Bei der Adresse (00100110010) entsprechend der Schaltstellung von bN (OON) sind die anwendbaren Daten (101001).
  • - Bei der Adresse (00100111010) entsprechend der Schaltstellung von aN (ONN) sind die anwendbaren Daten (100101).
  • - Bei der Adresse (00100111110) entsprechend der Schaltstellung von ON (NNN) sind die anwendbaren Daten (010101).
  • - Bei der Adresse (00100100001) entsprechend der Schaltstellung von ON (NNN) sind die anwendbaren Daten (110101).
  • - Bei der Adresse (00100110001) entsprechend der Schaltstellung von aN (ONN) sind die anwendbaren Daten (100101).
  • - Bei der Adresse (00100100010) entsprechend der Schaltstellung von OO (OOO) sind die anwendbaren Daten (101010).
  • - Bei der Adresse (00100110010) entsprechend der Schaltstellung von bN (OON) sind die anwendbaren Daten (101001).
Wenn der Spannungssollwertvektor VN zu einem anderen Bereich oder einem anderen Segment gehört, werden die ROM-Daten in der gleichen Art und Weise, wie oben beschrieben, bestimmt.
Die Sechs-Bit-Signalausgabe durch das ROM 8, welches die Spannungsvektor-Auswahlschaltung ist, wird als Adreßsignal für die Schaltsignal-Erzeugungsschaltung benutzt oder das ROM 9. Es ist hier angenommen, daß das Sechs-Bit-Signal von dem ROM 8 Bits D1, D2, D3, D4, D5 und D6 in absteigender Bitordnung erhält und jeweils zu Adreßsignalbits AD1, AD2, AD3, AD4, AD5 und AD6 für das ROM 9 zugeordnet. Die Schaltstellungen der Spannungsvektoren entsprechen auf einer Eins-zu-Eins-Basis den Ein- und Ausstellungen der GTO-Elemente, welche die Drei-Pegel- Wechselrichterschaltung darstellen, wie in der Tabelle von Fig. 10 gezeigt. Die in dem ROM 9 zu speichernden Daten werden aus dieser Tabelle leicht aufbereitet. Es sei angenommen, daß die Ein- und Auszustände des GTO-Elements jeweils 1 bzw. 0 entsprechen. In diesem Fall sind die Daten, deren Adresse (111001) entspricht, (110001100011). Bei dem 12-Bit-Signal entsprechen die Bits in absteigender Bitreihenfolge den Ein/Aussignalen der GTO-Elemente S1U, S2U, S3U, S4U, S1V, S2V, S3V, S4V, S1W, S2W, S3W bzw. S4W.
Obwohl die obige Beschreibung annimmt, daß die Trägerperiode vom PWM konstant gehalten ist, können andere Annahmen getroffen werden und das "Modulationsprinzip" der Erfindung ist dennoch gültig. Illustrativ kann die Trägerperiode der "Modulation" bei der doppelten Ausgabefrequenz unterworfen werden, um die involvierten Harmonischen zu reduzieren. Als weiteres Beispiel kann die Verteilung von Harmonischen durch Zufallsfrequenzmodulation zerstreut werden, wodurch das involvierte Rauschen abgeschwächt wird.
Bei der vorhergehenden Beschreibung sind die Segmente A bis F eingerichtet und die Spannungsvektoren aP, bP, etc. sind so gruppiert, daß das Segment A als repräsentatives Segment für die Bereiche und Unterbereiche benutzt wird. Der Ort eines vorgegebenen Spannungssollwertes ist relativ zu den Bereichen oder Unterbereichen in den obigen Segmenten einschließlich des Segments A bestimmt. Für jeden Bereich oder Unterbereich wird die zuvor ausgewählte und gespeicherte Spannungsvektor- Ausgabefolge dementsprechend ausgelesen und ausgeführt. Eine Alternative zu dieser Anordnung ist es, die Segmente zu eliminieren, so daß jeder der Bereiche und Unterbereiche die in einem 360-Grad-Bereich verteilt sind gemäß einem im voraus ausgewählten und gespeicherten "Modulationsverfahren" verschlüsselt wird. Im Betrieb wird der Bereich (Unterbereich), zu dem der Spannungsbefehl gehört, erfaßt und das "Modulationsverfahren" (die Spannungsvektor-Ausgabefolge) entsprechend diesem Bereich (Unterbereich) wird ausgelesen und ausgeführt.
Eine weitere Alternative ist, daß der Spannungssollwert VN, anstelle in Polarkoordinaten vorgegeben zu sein, in irgendeinem anderen Format vorgegeben sein kann, solange der Bereich, zu dem der Befehl gehört, klar identifiziert ist.
Obwohl die Beschreibungen oben keine Anwendungen betroffen haben, welche insbesondere geeignet sind für die Wechselrichtervorrichtung nach der vorliegenden Erfindung, sind die Vorteile der Vorrichtung in einem weiten Bereich von Anwendungen anwendar. Da das größte Merkmal der Wechselrichtervorrichtung ihre Fähigkeit ist, schnell eine der optimalen Spannungsvektor-Ausgabefolgen zu wählen, was verschiedene Aufgaben und verschiedene Betriebsbedingungen anspricht, kann die Vorrichtung in unterschiedlichsten Anwendungen, wie z. B. Wechselstrommotoren unter Vektorsteuerung, aktiven Filtern und Wechselrichter­ ausgerüsteten Empfangsleistungs-Steuerungsvorrichtungen verwendet werden.
Der Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach der Erfindung speichert vorher die Kombination von Spannungsvektoren und die Reihenfolge, in der die Vektoren ausgegeben werden für jeden der eingerichteten Bereiche. Eine geeignete Spannungsvektor- Ausgabefolge wird in Übereinstimmung mit dem Bereich, der auf der Basis des gegebenen Spannungssollwertes bestimmt wird, ausgelesen. Die Spannungsvektor-Ausgabefolge bestimmt die Art und Weise, in der die Schaltvorrichtungen aktiviert werden. Das macht es möglich, eine optimale Spannungsvektor-Ausgabefolge anzuwenden, die die speziellen Bedingungen irgendeines beliebigen Bereichs, der ausgewählt ist, trifft. Somit bildet der Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichters eine effektive Steuerfunktionstüchtigkeit bei voller Kapazität.
In einem Aufbau, wie beschrieben, erfordern die zu speichernden Spannungsvektor-Ausgabefolgen, daß Übergänge zwischen zwei Spannungsvektoren allein durch Einzelphasen-Schalten durchgeführt werden können und daß das Schalten zwischen den P- und N-Stellungen zu vermeiden ist. Dieser Aufbau eliminiert unpraktische Operationen der Schaltvorrichtungen, die die Wechselrichtervorrichtung bilden, so daß die Vorrichtung auf stabile Art und Weise laufen wird.
In einem weiteren Aufbau können, wie gezeigt, ausgewählte Spannungsvektoren eine Mischung positiver und negativer Vektoren sein. Dieser Aufbau kompensiert das Einfließen und Ausfließen von Strömen in und aus dem Mittelpunkt der Gleichstromversorgung. Sogar, wenn der Mittelpunkt durch eine Kondensatoranordnung geteilt ist, wird die mögliche Fluktuation des involvierten Potentials effektiv unterdrückt.
In einem weiteren Schritt werden die Spannungsvektoren, die in bestimmten Merkmalen gleich sind, als eine Gruppe klassifiziert, so daß die Spannungsvektoren jeder Gruppe vom Standpunkt der Steuerung einheitlich gehandhabt werden. Dieser Aufbau reduziert die tatsächliche Anzahl von Spannungsvektor- Arten und vereinfacht dadurch die Steuerverfahren.
In noch einem weiteren Aufbau wird ein gegebener Bereich eines Spannungsvektors in eine Vielzahl von Unterbereiche geteilt, wobei jeder Unterbereich mit einer verschiedenen Spannungsvektor-Ausgabefolge verbunden ist. Dieser Aufbau verhindert, daß die Ein- und Auszeiten der Schaltvorrichtungen unter vorbestimmte Pegel fallen, wodurch der Anwendungsbereich für die Schaltvorrichtungen wie GTOs mit relativ langen minimalen Ein- und Auszeiten erweitert wird.

Claims (17)

1. Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter mit je einem Zweigpaar für eine Phase (U, V, W), wobei jeder Dreipunkt-Wechselrichter enthält:
  • a) eine Gleichstrom-Energieversorgung (Ed) mit einem Mittelpunkt-Ausgangsanschluß (O) und einer ersten, zweiten, dritten und vierten jeweils durch ein Ansteuersignal steuerbaren Schaltvorrichtung (S1, S2, S3, S4), die in Serie zwischen einen positiven und negativen Pol der Gleichstrom-Energieversorgung (Ed) geschaltet sind, wobei
  • b) eine Verbindung zwischen der ersten und zweiten Schaltvorrichtung (S1, S2) und eine Verbindung zwischen der dritten und vierten Schaltvorrichtung (S3, S4) jeweils an dem Mittelpunkt-Ausgangsanschluß (O) über eine Koppelvorrichtung (D1, D2) angeschlossen sind;
  • c) eine Verbindung zwischen der zweiten und dritten Schaltvorrichtung (S2, S3) zu einem Wechselrichter- Ausgangsanschluß (U, V, W) führt, wobei in Abhängigkeit vom Schaltzustand der Schaltvorrichtungen (S1, S2, S3, S4) an dem Ausgangsanschluß (U, V, W) drei unterschiedliche Schaltzustände P, O und N auftreten, von denen P einem Schaltzustand entspricht, in dem die erste und zweite Schaltvorrichtung (S1, S2) eingeschaltet sind, O einem Schaltzustand entspricht, in dem die zweite und dritte Schaltvorrichtung (S2, S3) eingeschaltet sind, und N einem Schaltzustand entspricht, in dem die dritte und vierte Schaltvorrichtung (S3, S4) eingeschaltet sind, und die Schaltzustände eine Vielzahl von Spannungsvektoren bestimmen;
gekennzeichnet durch
  • a) eine Spannungssollwert-Erzeugungsvorrichtung (2) zur Ausgabe eines Spannungssollwertes (VN) als Vektor;
  • b) eine Bereichs-Bestimmungseinrichtung (1) zur Auswahl eines Raumvektor-Segments (A, B, C, D, E, F), eines Raumvektor-Bereichs (A1, A2, A3, A4; B1, B2, B3, B4; C1, C2, C3, C4; D1, D2, D3, D4; E1, E2, E3, E4; F1, F2, F3, F4) und eines Unterbereichs in dem ausgewählten Raumvektor-Bereich, basierend auf dem Spannungssollwertvektor (VN);
  • c) eine Spannungsvektor-Auswahlvorrichtung (8) zur Auswahl von mindestens drei Spannungsvektoren aus einer Vielzahl von Spannungsvektoren und Bestimmung einer Spannungsvektor-Ausgangsfolge in Übereinstimmung mit Ausgangssignalen der Bereichs- Bestimmungseinrichtung (1);
  • d) eine Betriebszeit-Bestimmungseinrichtung (1, 3-7) zum Zuordnen von entsprechenden Betriebszeiten zu den einzelnen Spannungsvektoren der ausgewählten Spannungsvektor-Ausgangsfolge in Übereinstimmung mit dem Spannungssollwertvektor(VN) zur Ansteuerung der Spannungsvektor-Auswahlvorrichtung (8);
  • e) eine Schaltsignal-Erzeugungseinrichtung (9) zum Ansteuern der Schaltvorrichtung (S1, S2, S3, S4) jedes Zweigpaars, basierend auf Ausgangsignalen der Spannungsvektor-Auswahlvorrichtung (8).
2. Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Spannungsvektor- Auswahlvorrichtung (8) die mindestens drei Spannungsvektoren und die Spannungsvektoren-Ausgabefolge dergestalt bestimmbar sind, daß die Schaltzustände P, O und N der Schaltvorrichtungen (S1, S2, S3, S4) nur zwischen P und O oder zwischen O und N geschaltet werden, und daß ein Übergang von einem Spannungsvektor zu einem folgenden Spannungsvektor mittels eines Schaltvorgangs ausführbar ist.
3. Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Bereichs- Bestimmungseinrichtung (1) die Raumvektor-Segmente (A, B, C, D, E, F) jeweils in der Form eines gleichschenkligen Dreiecks auswählbar sind, das wiederum in vier Raumvektor-Bereiche (A1-A4; B1-B4; C1-C4; D1-D4; E1-E4; F1-F4) jeweils in Form von gleichschenkligen Dreiecken aufgeteilt ist.
4. Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsvektoren in eine positive Vektorgruppe und eine negative Vektorgruppe aufgeteilt sind, wobei der positiven Vektorgruppe die zwei Schaltzustände P, O und der negativen Vektorgruppe die zwei Schaltzustände N, O zugeordnet sind, und die mittels der Spannungsvektor-Auswahlvorrichtung (8) ausgewählte Spannungsvektor-Ausgangsfolge aus Vektoren beider Gruppen so zusammengesetzt ist, daß sich ein fortlaufender Verlauf des Ausgangssignals ergibt und eine Potentialschwankung des Mittelpunkt-Ausgangsanschlusses (O) bei der Gleichstrom-Energieversorgung (Ed) unterdrückt wird.
5. Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Zuordnung von Betriebszeiten zu den Spannungsvektoren der positiven und negativen Vektorgruppen durch die Betriebszeit- Bestimmungseinrichtung (1, 3-7) dergestalt variiert wird, daß die Potentialschwankung der Gleichstrom- Energieversorgung (Ed) im wesentlichen ausgeglichen wird.
4. Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der Spannungsvektor- Auswahlvorrichtung (8) diejenigen Spannungsvektoren in einer Gruppe klassifiziert sind, die denselben Betrag aufweisen und eine gleiche Nullphasen-Spannung aufweisen, so daß die Spannungsvektoren jeder Gruppe hinsichtlich des Steuerns in einheitlicher Weise gehandhabt werden.
5. Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die minimalen Ein- und Auszeiten jeder Schaltvorrichtung (S1, S2, S3, S4) oberhalb einer vorgegebenen Grenze gehalten werden.
6. Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß
  • 1. a) - dem Schaltzustand mit P an dem Dreipunkt- Wechselrichter der U-Phase, P an dem Dreipunkt- Wechselrichter der V-Phase, und P an dem Dreipunkt- Wechselrichter der W-Phase ein erster Spannungsvektor (OP) zugeordnet ist;
  • 2. dem Schaltzustand mit O an dem Dreipunkt- Wechselrichter der U-Phase, O an dem Dreipunkt- Wechselrichter der V-Phase, und O an dem Dreipunkt- Wechselrichter der W-Phase ein zweiter Spannungsvektor (OO) zugeordnet ist;
  • 3. dem Schaltzustand mit N an dem Dreipunkt- Wechselrichter der U-Phase, N an dem Dreipunkt- Wechselrichter der V-Phase, und N an dem Dreipunkt- Wechselrichter der W-Phase ein dritter Spannungsvektor (ON) zugeordnet ist;
  • 4. dem Schaltzustand mit P an dem Dreipunkt- Wechselrichter der U-Phase, O an dem Dreipunkt- Wechselrichter der V-Phase, O an dem Dreipunkt- Wechselrichter der W-Phase, oder O an der U-Phase, P an der V-Phase, O an der W-Phase, oder O an der U-Phase, O an der V-Phase, P an der W-Phase ein vierter Spannungsvektor (aP) zugeordnet ist;
  • 5. dem Schaltzustand mit P an der U-Phase, P an der V-Phase, O an der W-Phase, oder O an der U-Phase, P an der V-Phase, P an der W-Phase, oder P an der U- Phase, O an der V-Phase, P an der W-Phase ein fünfter Spannungsvektor (bP) zugeordnet ist;
  • 6. dem Schaltzustand mit O an der U-Phase, N an der V-Phase, N an der W-Phase, oder N an der U-Phase, O an der V-Phase, N an der W-Phase, oder N an der U- Phase, N an der V-Phase, O an der W-Phase ein sechster Spannungsvektor (aN) zugeordnet ist;
  • 7. dem Schaltzustand mit O an der U-Phase, O an der V-Phase, N an der W-Phase, oder N an der U-Phase, O an der V-Phase, O an der W-Phase, oder O an der U- Phase, N an der V-Phase, O an der W-Phase ein siebter Spannungsvektor (bN) zugeordnet ist;
  • 8. dem Schaltzustand mit P an der U-Phase, O an der V-Phase, N an der W-Phase, oder O an der U-Phase, P an der V-Phase, N an der W-Phase, oder N an der U- Phase, P an der V-Phase, O an der W-Phase, oder N an der U-Phase, O an der V-Phase, P an der W-Phase, oder O an der U-Phase, N an der V-Phase, P an der W-Phase, oder P an der U-Phase, N an der V-Phase, O an der W-Phase ein achter Spannungsvektor (c) zugeordnet ist;
  • 9. dem Schaltzustand mit P an der U-Phase, N an der V-Phase, N an der W-Phase, oder N an der U-Phase, P an der V-Phase, N an der W-Phase, oder N an der U- Phase, N an der V-Phase, P an der W-Phase ein neunter Spannungsvektor (a) zugeordnet ist;
  • 10. dem Schaltzustand mit P an der U-Phase, P an der V-Phase, N an der W-Phase, oder N an der U-Phase, P an der V-Phase, P an der W-Phase, oder P an der U- Phase, N an der V-Phase, P an der W-Phase ein zehnter Spannungsvektor (b) zugeordnet ist; und
  • 11. derjenige Bereich, der den Ursprung der Koordinaten der Spannungsvektoren enthält, in einen ersten, einen zweiten und einen dritten Unterbereich unterteilt ist, wobei
    • 1. der erste Unterbereich den ersten bis siebten Spannungsvektor (OP, bP, aP, OO, bN, aN, ON) aufweist, die darin zum Erzeugen eines Ausgangsignals in einer von zwei unterschiedlichen Folgen angeordnet sind, wobei die eine Folge in Vorwärtsrichtung und die andere Folge in Rückwärtsrichtung verläuft und die Absolutwerte der Spannungsvektoren des ersten Unterbereichs jeweils unterhalb eines vorgegebenen Wertes liegen,
    • 2. der zweite Unterbereich den zweite, vierten, sechsten und siebten Spannungsvektor (aP, OO, bN, aN) aufweist, die darin zum Erzeugen eines Ausgangssignals in einer von zwei unterschiedlichen Folgen angeordnet sind, wobei die eine Folge in Vorwärtsrichtung und die andere Folge in Rückwärtsrichtung verläuft, die Absolutwerte der Spannungsvektoren des zweiten Unterbereichs jeweils unterhalb eines vorgegebenen Wertes liegen und die Winkel der Spannungsvektoren des zweiten Unterbereichs den Winkel zwischen dem ungefähren Zentrum des zweiten Unterbereichs und dem vierten oder sechsten Spannungsvektor (aP, aN) überstreichen; und
    • 3. der dritte Unterbereich den zweiten, vierten, fünften und siebten Spannungsvektor (bP, aP, OO, bN) aufweist, die darin zum Erzeugen eines Ausgangssignals in einer von zwei unterschiedlichen Folgen angeordnet sind, wobei die eine Folge in Vorwärtsrichtung und die andere Folge in Rückwärtsrichtung verläuft, die Absolutwerte der Spannungsvektoren des dritten Unterbereichs jeweils unterhalb eines vorgegebenen Wertes liegen und die Winkel der Spannungsvektoren des dritten Unterbereichs den Winkel zwischen dem ungefähren Zentrum des dritten Unterbereichs und dem fünften oder siebten Spannungsvektor. (bP, bN) überstreichen.
9. Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß
  • a) ein durch den vierten oder sechsten Spannungsvektor (aP, aN), durch den fünften oder siebten Spannungsvektor (bP, bN) und durch den achten Spannungsvektor (c) aufgespannter Bereich in einen vierten und einen fünften Unterbereich aufgeteilt ist,
  • b) der vierte, sechste, siebte und achte Spannungsvektor (aN, bN, c, aP) im vierten Unterbereich zum Erzeugen eines Ausgangssignals in einer von zwei Folgen angeordnet sind, wobei die eine Folge in Vorwärtsrichtung und die andere Folge in Rückwärtsrichtung verläuft und die Winkel der Spannungsvektoren des vierten Unterbereichs den Bereich zwischen dem ungefähren Zentrum des vierten Unterbereichs und dem vierten oder sechsten Spannungsvektor (aP, aN) überstreichen, und
  • c) der vierte, fünfte, siebte und achte Spannungsvektor (bN, c, aP, bP) im fünften Unterbereich zum Erzeugen eines Ausgangssignals in einer von zwei Folgen angeordnet sind, wobei die eine Folge in Vorwärtsrichtung und die andere Folge in Rückwärtsrichtung verläuft und die Winkel der Spannungsvektoren des fünften Unterbereichs den Bereich zwischen dem ungefähren Zentrum des fünften Unterbereichs und dem fünften oder siebten Spannungsvektor (bP, bN) überstreichen.
10. Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsvektor-Ausgabefolge in der Spannungsvektor- Auswahlvorrichtung (8) gespeichert wird.
11. Steuerverfahren zur Steuerung von Schaltzuständen (P, O, N) von einer Vielzahl von Schaltvorrichungen (S1, S2, S3, S4) zur Ausführung einer Pulsbreiten-Modulation mit einem Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter, umfassend die folgenden Schritte:
  • 1. Empfangen eines Spannungssollwertvektors(VN);
  • 2. Bestimmen eines Raumvektor-Segments (A, B, C, D, E, F) in Form eines Dreiecks, eines Raumvektor-Bereichs (A1, A2, A3, A4; B1, B2, B3, B4; C1, C2, C3, C4; D1, D2, D3, D4; E1, E2, E3, E4; F1, F2, F3, F4) in Form eines Dreiecks in dem Raumvektor-Segment und eines Unterbereichs in dem bestimmten Raumvektor-Bereich in dem sich der Spannungssollwertvektor(VN) befindet;
  • 3. Auswählen von zumindest drei Spannungsvektoren, die jeweils eine Ecke des Dreiecks des bestimmten Raumvektor-Bereichs (A1, A2, A3, A4; B1, B2, B3, B4; C1, C2, C3, C4; D1, D2, D3, D4; E1, E2, E3, E4; F1, F2, F3, F4) in dem bestimmten Raumvektor-Segment (A, B, C, D, E, F) bestimmen, basierend auf dem bestimmten Unterbereich, wobei die Spannungsvektoren jeweils Schaltzuständen (P, O, N) der Vielzahl von Schaltvorrichungen (S1, S2, S3, S4) entsprechen;
  • 4. Bestimmen einer Ausgabe-Reihenfolge der zumindest drei ausgewählten Spannungsvektoren basierend auf dem bestimmten Unterbereich;
  • 5. Berechnen von jeweiligen Einschaltzeiten (T1, T2, T3) der zumindest drei Spannungsvektoren zur Erzeugung des Ausgangssignals als Überlagerung der zumindest drei Spannungsvektoren mit jeweils zugeordneten Einschaltzeiten (T1, T2, T3); und
  • 6. Schalten der Schaltzustände P, O und N der Vielzahl von Schaltvorrichungen (S1, S2, S3, S4) in Übereinstimmung mit den zumindest drei Spannungsvektoren und den jeweiligen Einschaltzeiten (T1, T2, T3).
2. Steuerverfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die mindestens drei Spannungsvektoren und die Spannungsvektoren-Ausgabefolge dergestalt bestimmt werden, daß die Schaltzustände P, O und N der Schaltvorrichtungen (S1, S2, S3, S4) nur zwischen P und O oder zwischen O und N geschaltet werden, und daß ein Übergang von einem Spannungsvektor zu einem folgenden Spannungsvektor mittels eines Schaltvorgangs ausgeführt werden kann.
13. Steuerverfahren nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsvektoren und die Spannungsvektor-Ausgabereihenfolge basierend auf dem jeweiligen Unterbereich so ausgewählt werden, daß eine Potentialschwankung am Mittelpunkt-Ausgangsanschluß (0) der Gleichstrom-Energieversorgung (Ed) unterdrückt wird.
14. Steuerverfahren nach Anspruch 11, 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Einschaltzeiten (T1, T2, T3) der zumindest drei Spannungsvektoren so ausgewählt werden, daß eine Potentialschwankung am Mittelpunkt- Ausgangsanschluß (O) der Gleichstrom-Energieversorgung (Ed) ausgeglichen wird und der Spannungssollwertvektor (VN) mittels Überlagerung der zumindest drei Spannungsvektoren mit jeweils zugeordneten Einschaltzeiten (T1, T2, T3) nachgebildet wird.
15. Steuerverfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsvektoren in eine positive Vektorgruppe und eine negative Vektorgruppe aufgeteilt sind, wobei der positiven Vektorgruppe die zwei Schaltzustände P, O und der negativen Vektorgruppe die zwei Schaltzustände N, O zugeordnet sind.
16. Steuerverfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 11-15, dadurch gekennzeichnet, daß denjenigen Spannungsvektoren in einere Gruppe klassifiziert werden, die denselben Betrag aufweisen und eine gleiche Nullphasen-Spannung aufweisen.
17. Steuerverfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 11-16, dadurch gekennzeichnet, daß die minimalen Ein- und Auszeiten jeder Schaltvorrichtung (S1, S2, S3, S4) oberhalb einer vorgegebenen Grenze gehalten werden.
DE4312019A 1992-04-13 1993-04-13 Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter Expired - Lifetime DE4312019C2 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP09263692A JP3229897B2 (ja) 1992-04-13 1992-04-13 ３レベル３相インバータ装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE4312019A1 DE4312019A1 (de) 1993-11-04
DE4312019C2 true DE4312019C2 (de) 1999-05-12

Family

ID=14059936

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE4312019A Expired - Lifetime DE4312019C2 (de) 1992-04-13 1993-04-13 Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter

Country Status (8)

Country Link
US (1) US5355297A (de)
JP (1) JP3229897B2 (de)
KR (1) KR0132580B1 (de)
CA (1) CA2092946C (de)
CH (1) CH689436A5 (de)
DE (1) DE4312019C2 (de)
NO (1) NO306230B1 (de)
TW (1) TW365082B (de)

Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3178075B2 (ja) * 1992-04-23 2001-06-18 株式会社日立製作所 電力変換器の制御装置および電気車の制御装置
JPH06153522A (ja) * 1992-11-02 1994-05-31 Toyo Electric Mfg Co Ltd インバータ制御方式
GB9300734D0 (en) * 1993-01-14 1993-03-03 Switched Reluctance Drives Ltd High voltage power converters for switched reluctance motors
DE9416048U1 (de) * 1994-10-06 1996-02-01 Siemens Ag Vorrichtung zur Erhöhung der Grundschwingungs-Leistungsausbeute eines selbstgeführten Wechselrichters
US5847552A (en) * 1995-01-24 1998-12-08 Dell Usa, L.P. Integrated circuit with determinate power source control
US5552977A (en) * 1995-06-20 1996-09-03 Ford Motor Company Three phase inverter circuit with improved transition from SVPWM to six step operation
JP3400283B2 (ja) * 1997-02-27 2003-04-28 株式会社東芝 電力変換装置
US6069808A (en) * 1997-05-21 2000-05-30 Texas Instruments Incorporated Symmetrical space vector PWM DC-AC converter controller
US5910892A (en) * 1997-10-23 1999-06-08 General Electric Company High power motor drive converter system and modulation control
US6058031A (en) * 1997-10-23 2000-05-02 General Electric Company Five level high power motor drive converter and control system
US6031738A (en) * 1998-06-16 2000-02-29 Wisconsin Alumni Research Foundation DC bus voltage balancing and control in multilevel inverters
DE60042601D1 (de) * 1999-08-12 2009-09-03 Yaskawa Denki Kitakyushu Kk Verfahren zur regelung des nullpunktpotentials eines wandlers mit nullpunktbegrenzung
WO2001065675A1 (fr) * 2000-02-28 2001-09-07 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Procede de commande d'impulsion de modulation de largeur d'impulsion (pwm)
KR100650358B1 (ko) 2000-12-07 2006-11-27 가부시키가이샤 야스카와덴키 3레벨 중성점 클램프식 펄스 폭 변조 인버터 장치 및중성점 전압 제어 장치
US6534949B2 (en) 2001-03-29 2003-03-18 General Electric Company Motor drive converter and method with neutral point drift compensation
JP3625439B2 (ja) * 2001-09-13 2005-03-02 東芝三菱電機産業システム株式会社 ３レベルインバータのゲート制御装置および方法
JP3757890B2 (ja) * 2002-04-01 2006-03-22 日産自動車株式会社 回転電機の駆動方法
US7834579B2 (en) * 2002-07-31 2010-11-16 Eaton Corporation Low voltage, two-level, six-pulse induction motor controller driving a medium-to-high voltage, three-or-more-level AC drive inverter bridge
US7102321B2 (en) * 2002-12-31 2006-09-05 The Boeing Company Control method for peak power delivery with limited DC-bus voltage
US7495938B2 (en) * 2005-04-15 2009-02-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. DC voltage balance control for three-level NPC power converters with even-order harmonic elimination scheme
JP4824360B2 (ja) * 2005-07-29 2011-11-30 三菱電機株式会社 電力変換装置
US7558089B2 (en) * 2005-12-13 2009-07-07 Advanced Energy Conversion, Llc Method and apparatus for space vector modulation in multi-level inverters
FR2895598B1 (fr) * 2005-12-22 2008-09-05 Valeo Equip Electr Moteur Procede de commande d'un ondulateur de tension polyphase
FR2901074B1 (fr) * 2006-05-09 2008-06-13 Schneider Electric Ind Sas Dispositif et procede de commande d'un convertisseur et conversisseur electrique comportant un tel dispositif
EP1968186A1 (de) * 2007-03-07 2008-09-10 ABB Schweiz AG Verfahren zum Betrieb einer elektrischen Maschine
EP2034606B1 (de) * 2007-09-10 2015-03-11 ABB Research Ltd. Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine
US8044631B2 (en) * 2008-12-30 2011-10-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power conversion systems and methods for controlling harmonic distortion
JP2010206931A (ja) * 2009-03-03 2010-09-16 Fuji Electric Systems Co Ltd ３レベルインバータの制御方法及び制御装置
FR2958815B1 (fr) * 2010-04-07 2012-03-16 Schneider Toshiba Inverter Procede de commande d'un onduleur de type npc
US8441820B2 (en) * 2010-09-29 2013-05-14 General Electric Company DC-link voltage balancing system and method for multilevel converters
US8471514B2 (en) 2010-09-30 2013-06-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Adaptive harmonic reduction apparatus and methods
FR2975843B1 (fr) * 2011-05-23 2013-05-17 Renault Sa Procede de commande des interrupteurs d'un redresseur de courant connecte a un chargeur embarque.
CN103001573B (zh) 2011-09-13 2016-03-23 台达电子企业管理（上海）有限公司 中压变频驱动***
US9444320B1 (en) 2012-04-16 2016-09-13 Performance Controls, Inc. Power controller having active voltage balancing of a power supply
CN103683870B (zh) * 2012-08-29 2017-04-12 通用电气公司 改进的变流器调制***和方法
CN103095166B (zh) * 2013-01-30 2015-03-18 华为技术有限公司 一种空间矢量脉冲宽度调制方法和调制设备
RU2556035C1 (ru) * 2014-07-25 2015-07-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Уфимский государственный авиационный технический университет" Трехфазный инвертор со звеном постоянного тока и способ управления им
EP3852263B1 (de) * 2014-10-21 2024-06-26 Inertech IP LLC Systeme und verfahren zur steuerung mehrstufiger diodenklemmen-wechselrichter mit raumvektor-pulsweitenmodulation (svpwm)
CN104779826B (zh) * 2015-04-03 2017-08-25 西安理工大学 非隔离t型三电平光伏并网逆变器的共模电压抑制方法
US9742311B2 (en) 2015-10-02 2017-08-22 Hamilton Sundstrand Corporation Systems and methods for controlling inverters
CN110661432B (zh) * 2018-06-29 2021-08-06 台达电子企业管理（上海）有限公司 级联型三相变频器的调制方法
US11848600B2 (en) * 2019-02-14 2023-12-19 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device with control circuit to adjust a common mode voltage of combined output voltages
KR102075292B1 (ko) * 2019-05-13 2020-02-07 한전케이피에스 주식회사 모듈형 태양광 시스템의 제어 장치 및 방법
CN113726136B (zh) * 2020-05-26 2023-11-03 台达电子企业管理（上海）有限公司 变换装置
CN113726137B (zh) * 2020-05-26 2023-11-03 台达电子企业管理（上海）有限公司 变换装置
KR20240110626A (ko) 2021-12-28 2024-07-15 제이에프이 스틸 가부시키가이샤 캔용 강판 및 그 제조 방법

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4720777A (en) * 1985-11-18 1988-01-19 Kabushiki Kaisha Toshiba Pulse width modulation system for AC motor drive inverters
EP0356547A1 (de) * 1988-08-30 1990-03-07 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Betrieb eines Dreipunktwechselrichters
DE3842985A1 (de) * 1988-12-21 1990-06-28 Asea Brown Boveri Verfahren zur steuerung eines dreipunktwechselrichters
JPH02261063A (ja) * 1989-03-31 1990-10-23 Hitachi Ltd インバータ装置と交流電動機駆動システム

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS588518A (ja) * 1981-07-09 1983-01-18 Nittan Co Ltd 油水分離装置
JPS61149888U (de) * 1985-03-08 1986-09-16
JP2562302B2 (ja) * 1986-06-19 1996-12-11 セイコー電子工業株式会社 指針式多機能電子時計
JPS6317030Y2 (de) * 1986-09-16 1988-05-13
JPS63124683U (de) * 1987-02-06 1988-08-15
FI880817A (fi) * 1987-07-17 1989-01-18 Siemens Ag Anordning foer koppling med laog foerlust av ett halvledarkopplingselement i en trepunktvaexelriktare.
DE3743436C1 (de) * 1987-12-21 1989-05-11 Siemens Ag Schaltentlasteter,verlustarmer Dreipunktwechselrichter
FI79002C (fi) * 1988-02-08 1989-10-10 Abb Stroemberg Drives Oy Foerfarande foer momentkontroll av en vaexelstroemsmaskin.
JP2755386B2 (ja) * 1988-04-12 1998-05-20 シチズン時計株式会社 指針式電子時計
EP0353547B1 (de) * 1988-08-01 1992-10-14 Siemens Aktiengesellschaft Saugwagen zum Entsorgen von Schlämmen und Flüssigkeiten
JP2526700B2 (ja) * 1990-04-11 1996-08-21 三菱電機株式会社 ３相３値レベルインバ―タ
JPH0459496U (de) * 1990-09-28 1992-05-21
US5138544A (en) * 1991-04-02 1992-08-11 Westinghouse Electric Corp. Harmonically modified twelve-pole inverter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4720777A (en) * 1985-11-18 1988-01-19 Kabushiki Kaisha Toshiba Pulse width modulation system for AC motor drive inverters
EP0356547A1 (de) * 1988-08-30 1990-03-07 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Betrieb eines Dreipunktwechselrichters
DE3842985A1 (de) * 1988-12-21 1990-06-28 Asea Brown Boveri Verfahren zur steuerung eines dreipunktwechselrichters
JPH02261063A (ja) * 1989-03-31 1990-10-23 Hitachi Ltd インバータ装置と交流電動機駆動システム

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
DE-Z.: STEINKE, J.K.: "Grundlagen für die Ent- wicklung eines Steuerverfahrens für GTO- Dreipunkt-Wechselrichter für Traktionsantriebe" in: etz Archiv Bd.10 (1988) H.7, S.215-220 *
LIU, H.L.: "DSP Based Space Lecton PWM...", In: IECON '91, S. 197-203 *
MIURA, K, u.a.: "Consideration on PWM Control..." In: National Conference on Industrial Applicationsof the Institute of Electrical Engineers 1991, No. 103, S. 448-453 *

Also Published As

Publication number Publication date
KR0132580B1 (ko) 1998-04-20
TW365082B (en) 1999-07-21
CA2092946C (en) 1997-10-07
CH689436A5 (fr) 1999-04-15
JP3229897B2 (ja) 2001-11-19
JPH05292754A (ja) 1993-11-05
NO931190D0 (no) 1993-03-30
NO306230B1 (no) 1999-10-04
CA2092946A1 (en) 1993-10-14
US5355297A (en) 1994-10-11
NO931190L (no) 1993-10-14
KR930022693A (ko) 1993-11-24
DE4312019A1 (de) 1993-11-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE4312019C2 (de) Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter
DE4020490C2 (de) PWM-Parallel-Wechselrichter-Anordnung
DE69313340T2 (de) Steuereinrichtung für Leistungskonverter und Steuereinrichtung für Fahrzeug mit elektrischem Motor
DE69008315T2 (de) Verfahren zur Steuerung eines Wechselrichters.
DE69628315T2 (de) Stromwandlervorrichtung und -verfahren
EP2255434B1 (de) Verfahren zur steuerung eines mehrphasigen stromrichters mit verteilten energiespeichern bei niedrigen ausgangsfrequenzen
DE69301061T2 (de) Leistungswandler zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Dreistufenwechselspannung, die eine positive, eine null- und eine negative Spannung aufweist
DE3779430T2 (de) Steuerverfahren fuer impulsbreitenmodulationswechselrichter.
DE3105094C2 (de) Pulsbreitenmodulations-Wechselrichtervorrichtung
DE2513168C3 (de) Einrichtung zur Blindleistungskompensation in einem Drehstromnetz
DE69210955T2 (de) Elektrischer Leistungswandler
EP2297845A2 (de) Verfahren und vorrichtung zur optimierung einer raumzeigerpulsweitenmodulation
DE2829793A1 (de) Steuersatz fuer einen stromrichter
DE10108766A1 (de) Impulsbreitenmodulationsgesteuerte Stromumwandlungseinheit
DE1488096B2 (de) Wechselrichterschaltung
DE4302282B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Steuern eines Inverters
DE112017004887T5 (de) Umrichtersteuerverfahren, steuervorrichtung und umwandler
EP2730021B1 (de) Verfahren zur ansteuerung einer mehrphasigen maschine
DE112007003741T5 (de) Steuergerät eines Leistungswandlers
EP0035150A2 (de) Verfahren und Anordnung zur Erzeugung eines Dreiphasendrehstromes durch Wechselrichten
DE3012330A1 (de) Impulsbreitenmodulierter wechselrichter und betriebsverfahren
WO2019192770A1 (de) Antriebssteuerung für einen drehstrommotor
EP0373381B1 (de) Verfahren zur Steuerung eines dreiphasigen Wechselrichters
DE68916684T2 (de) Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit für Wechselrichter.
EP3095178B1 (de) Modulare stromrichterschaltung mit submodulen, die im linearbetrieb betrieben werden

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
D2 Grant after examination
8364 No opposition during term of opposition
8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: TOSHIBA MITSUBISHI-ELECTRIC INDUSTRIAL SYSTEMS COR

R071 Expiry of right
R071 Expiry of right