DE68916684T2

DE68916684T2 - Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit für Wechselrichter.

Info

Publication number: DE68916684T2
Application number: DE68916684T
Authority: DE
Inventors: Kazunobu C O Shiga Plan Ohyama; Hiroyuki C O Shiga Plant Yamai
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1988-04-18
Filing date: 1989-04-18
Publication date: 1994-10-27
Anticipated expiration: 2009-04-19
Also published as: ES2056213T3; EP0338798A3; EP0338798B1; EP0338798A2; AU3308489A; US4989128A; DE68916684D1; AU621868B2

Description

Diese Erfindung betrifft eine Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit für einen Wechselrichter und insbesondere eine Verbesserung in der präzisen Wellenformsteuerung durch Erhöhen der Trägerfrequenz.
Als sehr schnelle Schalteinrichtung wurde in den letzten Jahren ein solches Element wie der MOSFET (metal oxide film gate field effect transistor) entwickelt. Die Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit für Wechselrichter, in welcher der MOSFET eingesetzt wird, ist beispielsweise schon aus dem U.S- Patent Nr. 4,691,269 bekannt. Diese Steuerung ist in der Lage eine präzise Wellenformsteuerung auszuführen und daher kann von ihr eine Reduzierung der elektromagnetischen Störungen und eine Verbesserung des Motorwirkungsgrades erwartet werden.
In dem vorstehenden U.S. Patent wird, wie es in dessen Beschreibung von Zeile 48, Spalte 3 bis Zeile 62, Spalte 4 offenbart ist, die Steuerung der Pulsbreitenmodulierung mittels einer hoher Trägerfrequenz durch die Bereitstellung einer besonderen Hardware, die aus analogen Steuerschaltungen besteht, ermöglicht. Die Steuerung einer Pulsbreitenmodulierung mittels einer hohen Trägerfrequenz (z.B. 20 kHz) ist auch durch den Einsatz einer sehr schnellen arithmetischen Verarbeitungseinrichtung, wie z.B. einer speziellen Hardware, die aus digitalen Schaltkreisen, einem DSP (digitalen Signalprozessor) oder dergl. besteht, möglich.
Ebenso ist die Steuerung der Pulsbreitenmodulierung für Wechselrichter durch Verwendung eines Microcomputers aus dem U.S. Patent Nr. 4,622,628 bekannt.
Jedoch bringt der Einsatz einer sehr schnellen arithmetischen Verarbeitungseinrichtung, wie z.B. einer speziellen aus analogen Steuerschaltungen oder digitalen Schaltungen bestehenden Hardware solche Nachteile, wie Kompliziertheit der Schaltungen, Komplexität verschiedener Regelvorgänge, höhere Kosten, usw. mit sich.
Es ist daher denkbar, einen Ein-Chip-Microcomputer einzusetzen, welcher kostengünstig und im Schaltungsaufbau einfach ist. Diese Idee bringt jedoch wie in "Power electronics and AC Drivers" (geschrieben von B.K.Bose, festgestellt, veröffentlicht durch Prentice-Hall Inc.), eine lange Verarbeitungszeit eines Microcomputers (etwa 200 us) für eine Reihe zur Erzeugung von PWM-Steuermuster benötigter Prozesse mit sich, und diese Verarbeitungszeit entspricht einer Trägerfrequenz von ca. 5 kHz im Maximum. Daher ist eine Pulsbreitenmodulierung mit einer hochfrequenten Trägerfrequenz (mehr als 20 kHz) schwierig.
Es wird auch auf EP-232702 Bezug genommen, welche ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Steuerung eines Leistungsumrichters unter Verwendung von Steuersignalen, die durch Einsatz eines Microcomputers erzeugt wurden, beschreibt. Die Steuerung erfolgt durch eine Breitenmodulierung sinusförmiger Pulse, und es tritt bei Verwendung eines Ein-Chip-Microcomputers das Problem der Erzeugung ausreichender kurzer Pulse in den Falle auf, daß die Pulsbreite kürzer als die erforderliche Interrupt-Verarbeitungszeit des Microcomputers wird.
Die vorliegende Erfindung versucht es zu ermöglichen, die Pulsbreitenmodulierungssteuerung bei einer höheren Trägerfrequenz mit einem preiswerten und einfachen Schaltungsaufbau unter Verwendung eines Ein-Chip-Microcomputers durch eine effektive Erhöhung der Trägerfrequenz auszuführen, und solche Wirkungen wie die Reduzierung der elektromagnetischen Störung, Verbesserung des Motorwirkungsgrades, usw. durch eine präzise Wellenformsteuerung zu erreichen.
Erfindungsgemäß ist eine Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit für einen Wechselrichter mit einer Brückenschaltung bereitgestellt, die mit einer dreiphasigen Wicklung verbunden ist, wobei die Brückenschaltung eine Vielzahl von Schaltelementen aufweist, wodurch eine Gleichspannung durch einen EIN/AUS-Betrieb jedes Schaltelements der Brückenschaltung pulsbreitenmoduliert wird und eine dreiphasige Wechselspannung an die dreiphasige Wicklung angelegt wird und die Steuereinheit dadurch gekennzeichnet ist, daß sie aufweist:
eine arithmetische Verarbeitungseinrichtung zum Berechnen einer EIN-Zeit jedes Schaltelements mit einer Berechnungsperiode, die einer Trägerfrequenz entspricht;
eine Teilereinheit zum Unterteilen der EIN-Zeit jedes Schaltelements, die von der arithmetischen Verarbeitungseinrichtung berechnet wurde, in eine Vielzahl von Pulsen; und
einer Steuereinrichtung zum Steuern der EIN-Zeit jedes Schaltelements durch die Pulse, die durch die Unterteilung der EIN-Zeit in eine Vielzahl von Pulsen erhalten wurden.
Bei der vorliegenden Erfindung wird der Algorithmus, welcher die PWM-Steuermuster erzeugt (nämlich die EIN-Zeiten der vielen in dem Wechselrichter vorgesehenen Schaltelemente) verändert und jede EIN-Zeit wird in mehrere Pulse unterteilt, so daß sogar dann, wenn die Berechnungszeit (Berechnungszyklus) des PWM-Steuermusters lange dauert, die Trägerfrequenz effektiv angehoben wird.
Die spezielle Einrichtung, welche die vorliegende Erfindung eingesetzt hat, basiert auf der Pulsbreitenmodulation eines Wechselrichters mit einer Brückenschaltung, welche mit einer dreiphasigen Wicklung verbunden ist und mehrere Elemente (Tra) bis (Trc') aufweist, wodurch Gleichspannung durch das EIN/AUS-Schalten jedes Schaltelements (Tra) bis (Trc') der Brückenschaltung pulsbreitenmoduliert wird und eine dreiphasige Wechselspannung an die dreiphasige Wicklung nach Darstellungen in den Fig. 1 und 2 angelegt wird. Gemäß Darstellung in Fig. 6 und 7 besitzt die der vorliegenden Erfindung entsprechende Vorrichtung den Aufbau, der eine arithmetische Verarbeitungseinrichtung aufweist, welche die EIN-Zeit jedes Schaltelements (Tra) bis (Trc') mit dem der Trägerfrequenz entsprechendem Verarbeitungszyklus berechnet, eine Teilereinrichtung, welche die von der arithmetischen Verarbeitungseinrichtung berechnete EIN-Zeit jedes Schaltelements (Tra) bis (Trc') in mehrere Pulse unterteilt und eine Steuereinrichtung, welche jedes Schaltelement (Tra) bis (Trc') in der EIN-Zeit mit mehreren Pulsen steuert, die durch Unterteilung der EIN-Zeit in die Vielzahl von Pulsen durch die Teilereinrichtung erhalten wurden.
Mit dem obigen Aufbau der vorliegenden Erfindung wird auch dann, wenn die Trägerfrequenz einen normalen Wert (beispielsweise etwa 5 kHz) aufweist, die EIN-Zeit (PWM- Steuermuster) für jedes Schaltelement (Tra) bis (Trc') wiederholt durch die arithmetische Verarbeitungseinrichtung bei jedem Verarbeitungszyklus (etwa 200 us), welcher der vorstehenden Trägerfrequenz entspricht, berechnet. Da die EIN-Zeit jedes Schaltelements (Tra) bis (Trc') durch die Unterteilungseinrichtung in mehrere Pulse unterteilt wird (beispielsweise in vier Pulse), wird die Trägerfrequenz durch eine derartige Anzahl von Divisionen erhöht und dieses ergibt solche Bedingungen, daß die Pulsbreitenmodulierungssteuerung bei einer entsprechend hohen Trägerfrequenz ausgeführt wurde. Wenn folglich ein Schaltelement (Tra) bis (Trc') durch die Steuereinheit mit jedem unterteilten Puls in der EIN-Zeit gesteuert wird, wird eine präzise Ausgangswellenform nahe an der Sinuswelle erzielt, mit dem Ergebnis, daß die elektromagnetischen Störungen effektiv reduziert und der Motorwirkungsgrad effektiv erhöht wird.
In dem vorstehenden Fall weist die Trägerfrequenz für die Pulsbreitenmodulierungssteuerung einen normalen Wert (etwa 5 kHz) auf und das PWM-Steuermuster kann sogar durch einen Ein- Chip-Microcomputer, welcher eine lange Berechnungszeit mit sich bringt, gut berechnet werden. Demzufolge kann die Pulsbreitenmodulationssteuerung mittels hoher Frequenz mit niedrigen Kosten und mit einem einfachen Schaltungsaufbau ausgeführt werden.
Die vorstehende Aufgabe und neue Merkmale der vorliegenden Erfindung werden durch das Lesen der nachstehenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen leichter verständlich.
Die beigefügten Zeichnungen stellen bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung dar.
Fig. 1 bis Fig. 9 stellen eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, wovon Fig. 1 ein grobe Zusammenstellungszeichnung der ganzen Vorrichtung ist; Fig. 2 ein elektrisches Schaltbild eines Spannungs-Wechselrichters ist; Fig. 3 eine Erläuterungsdarstellung ist, welche den Zustand eines Spannungs-Wechselrichters mittels acht verschiedener Spannungsvektoren darstellt; Fig. 4 eine Erläuterungsdarstellung der Spannungsvektorsteuerung zur Bildung einer Ortskurve des Zeitintegrals des Spannungsvektors auf einer komplexen Ebene ähnlich einer Kreis-Ortskurve; Fig. 5 (a) bis (d) jeweils Erläuterungsdarstellungen für die Arten von PWM- Steuermustern sind, welche in dem Bereich von O ≤ φ ≤ π/3 des Winkels φ erzielbar sind; Fig. 6 und Fig. 7 jeweils Flußdiagramme sind, welche die EIN/AUS-Steuerung jedes Transistors durch einen Ein-Chip-Microcomputer zeigen; Fig. 8 eine erläuternde Zeichnung ist, welche darstellt daß die Trägerfrequenz entsprechend erhöht ist; und Fig. 9 eine erläuternde Zeichnung für die Betriebsweise ist.
Fig. 10 bis Fig. 15 stellen jeweils das erste modifizierte Beispiel dar, wovon die Fig. 10 und Fig. 11 jeweils Flußdiagramme für den Fall sind, bei dem ein Transistor mit dem Puls ungleicher Breite EIN/AUS-gesteuert wird; Fig. 12 eine erläuternde Zeichnung ist, welche den Interpolationszustand jedes geteilten Pulses in dem Falle darstellt, bei dem die EIN-Zeit in Pulse ungleicher Breite aufgeteilt ist; Fig. 13 eine erläuternde Zeichnung des Betriebszustandes in dem Falle ist, bei dem die EIN-Zeit in Pulse ungleicher Breite aufgeteilt ist; Fig. 14 eine erläuternde Zeichnung ist, die den Zustand der Reproduktion der Wellenform in dem Falle einer Unterteilung in Pulse ungleicher Breite darstellt; die Fig. 15(a) bis (b) erläuternde Zeichnungen sind, von denen jede die Reproduktion der Wellenform in dem Falle darstellt, bei dem die EIN-Zeit in Pulse gleicher Breite und in Pulse ungleicher Breite unterteilt ist.
Fig. 16 und Fig. 17 zeigen jeweils das zweite modifizierte Beispiel, wovon Fig. 16 eine Blockzusammenstellungs- Darstellung eines Microcomputers und Fig. 17 eine erläuternde Zeichnung ist, welche den Interpolationszustand der unterteilten Pulse darstellt.
Fig. 18 und Fig. 19 zeigen jeweils das dritte modifizierte Beispiel, wovon Fig. 18 eine Blockzusammenstellungs- Darstellung eines Microcomputers in dem Falle ist, bei dem die EIN-Zeit der Transistoren in Pulse gleicher Breite oder Pulse ungleicher Breite unterteilt wird in Abhängigkeit von der Änderungsrate eines Signalwellenwinkels, welche zu einem Kriterium in dem Fall wird, wenn die Wahl zwischen der Unterteilung in Pulse gleicher Breite und die Unterteilung in Pulse ungleicher Breite gegeben ist.
Fig. 20 und Fig. 21 zeigen jeweils das dritte modifizierte Beispiel, wovon Fig. 20 eine Zusammenstellungsdarstellung der gesamten Vorrichtung ist und Fig. 21 eine Zeichnung ist, welche eine Wellenform des von einem elektrischen Motor erzeugten Drehmoments darstellt.
Fig. 22 bis Fig. 24 zeigen jeweils das fünfte modifizierte Beispiel, wovon Fig. 22 ein Blockzusammenstellungs- Darstellung eines Microcomputers in dem Falle ist, bei dem die Anzahl der Unterteilungen der EIN-Zeit entsprechend der Änderungsrate der EIN-Zeit eines Transistors variabel eingestellt wird; Fig. 23 und Fig. 24 erläuternde Zeichnungen sind, die den Reproduktionszustand der Wellenform darstellen.
Fig. 25 und Fig. 26 zeigen jeweils ein sechstes modifiziertes Beispiel, wovon Fig. 25 eine erläuternde Darstellung des Reproduktionszustandes der Wellenform ist und Fig. 26 ein Flußdiagramm ist, das die Pulsbreitensteuerung zum Verhindern des Kurzschlusses zwischen den an den oberen und unteren Teilen befindlichen Armen des Wechselrichters darstellt.
Fig. 27 ist eine erläuternde Darstellung, welche ein konventionelles Beispiel zeigt.
Jede der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert.
Fig. 1 und Fig. 2 stellen eine Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit (nachstehend mit PWM abgekürzt) dar. In diesen Figuren bezeichnet das Bezugszeichen 1 einen Induktionsmotor mit einer dreiphasigen Wicklung 2 mit drei Wicklungen 2a, 2b, und 2c in Sternschaltung (Y-Schaltung). Das Bezugszeichen 3 bezeichnet einen mit dem Induktionsmotor 1 verbundenen Spannungs-Wechselrichter. Der Wechselrichter 3 ist mit einer Transistorbrückenschaltung 4 versehen, die mit der dreiphasigen Wicklung 2 des Induktionsmotors 1 verbunden ist. Die Brücke 4 weist mehrere (sechs) Transistoren, wie z.B. MOSFET's, (Schaltelemente) (Tra), (Tra'), (Trb), (Trb'), (Trc), (Trc'), von denen jeder eine Rücklaufdiode (Da) bis (Dc') besitzt, auf. An den Wechselrichter 3 wird von einem Gleichrichter 6, welcher die dreiphasige Wechselspannung der dreiphasigen Energieversorgungsquelle 5 gleichrichtet.
Das Bezugszeichen 8 bezeichnet einen Ein-Chip-Microcomputer, welcher die EIN-Zeit (nämlich das PWM-Steuermuster) von sechs Transistoren (Tra) bis (Trc') der Brückenschaltung 4 erzeugt. Der Microcomputer 8 ist mit einem Basistreiber 8a versehen, welcher die Transistoren (Tra) bis (Trc') EIN/AUS- steuert. Mittels der EIN/AUS-Steuerung der Transistoren (Tra) bis (Trc') durch den Microcomputer 8 wird die Gleichspannung pulsbreitenmoduliert.
Eine Erläuterung zur Erzeugung des PWM-Musters durch den Microcomputer 8 erfolgt nachstehend.
Kurz gesagt erfolgt die Erzeugung des PWM-Steuermusters durch die Festlegung des PWM-Steuermusters in der Weise, daß eine Ortskurve des Zeitintegrals der Ausgangsspannung einer kreisförmigen Ortskurve ähnelt. Genauer gesagt, wird angenommen daß va, vb, vc Spannungen am Ausgangsanschluß des Wechselrichters 3 sind und vn die Spannung des Sternpunktes der dreiphasigen Windung 2 ist und es wird auch der Ausgangsspannungsvektor Vp und das Zeitintegral λp des Spannungsvektors Vp, die durch die folgenden Formeln definiert sind, mit berücksichtigt
Vp = 2/3
{va + α² vb + αvc}
wobei α = ej2/3π
λp = Vp dt
Der Spannungsvektor Vp und das Zeitintegral λp des Spannungsvektors liefern, wenn die symmetrische dreiphasige Spannung mit der Kreisfrequenz ω auf die dreiphasige Windung 2 des Induktionsmotors 1 aufgegeben wird, eine kreisförmige Ortskurve auf einer komplexen Ebene. (V&sub1; = Effektivspannung der Grundwelle)
Andererseits steht in dem Spannungs-Wechselrichter 3, da sich einer der zwei Transistoren in jeder Phase immer im EIN- Zustand befindet, dann, wenn aus Gründen der Vereinfachung der EIN-Zustand des Transistors auf der (+) Seite durch "1" und der EIN-Zustand des Transistors auf der (-) Seite durch "0" ausgedrückt wird und "101, "011" ... in der Reihenfolge der a-Phase, der b-Phase und c-Phase angeschrieben wird, der Zustand des Wechselrichters 3 in acht Arten zur Verfügung. Der Spannungsvektor Vp (p = 0 bis 7) jedes Zustands ist 2/3Vd (Vd = Spannung des Gleichrichters 6) in der Amplitude und seine Richtung liegt, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist. V&sub0; und V&sub7; sind Nullvektoren. Da das Zeitintegral des obigen Spannungsvektors λp gleich dλp/dt = Vp ist, bewegt sich das Zeitintegral des Wechselrichters 3 λp (wenn dieser betrieben wird) mit der Geschwindigkeit von Vp = 2/3Vd. (Er bleibt jedoch im Falle eine Nullvektors stehen).
Nach dem Vorstehenden wird ein PWM-Steuermuster für den Wechselrichter 3 durch geeignete Auswahl eines Spannungsvektors Vp so bestimmt, daß sich eine Vektorortskurve auf einer komplexen Ebene des Zeitintegrals λp des Spannungsvektors mit einer Winkelgeschwindigkeit ω längs des Umfangs eines Kreises mit dem festgelegten Radius R (der festgelegte Radius R ist R = V&sub1;/ω, wobei V&sub1; ein Effektivwert der linearen Spannung der Grundwellenspannung und ω die Kreisfrequenz ist) bewegt.
Insbesondere wird ein solcher Fall betrachtet, daß wie beispielsweise in Fig. 4 dargestellt, dann wenn der Winkel φ innerhalb des Bereiches 0 ≤ φ ≤ π/3 liegt und V&sub4;, V&sub6; und der Nullvektor (beispielsweise V&sub6;) verwendet werden, der Spannungsvektor an dem Punkt P&sub0; für die Zeit τ&sub0; anhält (dieser Zustand wird durch das Symbol 0 dargestellt), dann V&sub4; den Punkt q&sub1; in der Zeit τ&sub6; erreicht. In diesem Falle in ΔP&sub0; q&sub1; P&sub1;
P&sub0; P&sub1; - V&sub1; T&sub0;
P&sub0; q&sub1; = 2/3Vd τ&sub4;
q&sub1; P&sub1; = 2/3Vd τ&sub6;
und τ&sub0; + τ&sub4; + τ&sub6; = T&sub0;
Folglich werden durch Lösen der vorstehenden Gleichungen die von den Spannungsvektoren V&sub4;, V&sub6; und V&sub0; innerhalb der Periode T&sub0; angenommen Zeiten τ&sub4;, τ&sub6;, τ&sub0; erhalten.
τ&sub4;/T&sub0; = ks sin(π/3-φ&sub0;)
τ&sub6;/T&sub0; = ks sin(φ&sub0;)
τ&sub0;/T&sub0; = ks sin(π/3+φ&sub0;) ... (3)
wobei ks die Spannungsteuerrate oder ks = 2V&sub1;/Vd ist.
Die obigen Gleichungen (3) sind relative Gleichungen, wenn der Winkel φ innerhalb des Bereichs 0 ≤ φ≤ π/3 liegt, aber in den anderen Winkelbereichen werden, da der Wechselrichter die Bewegung einer symmetrischen Dreifachphase ausführt, die relativen Formeln innerhalb des Winkelbereichs 0 ≤ φ ≤ 2π durch Vertauschung jedes Symbols gemäß der Darstellung in der nachstehenden Tabelle 1 erhalten. Tabelle I Symbol
Auf der Basis der Zeit τ des Spannungsvektors in den vorstehenden Gleichungen (3) wird das EIN/AUS-Muster (PWM- Steuermuster) für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') erhalten. Da sich in diesem Falle die Beziehung zwischen der Zeit τ und dem PWM-Steuermuster in Abhängigkeit von der Reihenfolge, in welcher der Spannungsvektor genommen wird, ändert, werden, wenn aus Gründen der Vereinfachung solche einschränkenden Bedingungen angenommen werden, daß dasselbe Muster in jeder Periode T&sub0; wiederholt wird und daß das EIN/AUS-Schalten eines Transistors in jeder Periode auf einmal beschränkt ist, die PWM-Steuermuster durch vier von den Fig. 5(a) bis (d) gezeigte Steuermuster dargestellt (wobei in der Figur τ&spplus; und τ&supmin; die EIN-Zeit des Transistors auf der (+) Seite bzw. die EIN-Zeit des Transistor auf der (-) Seite darstellen.
Von den vorstehenden vier PWM-Steuermustern wird die Verwendung der Muster von Fig. 5(a) oder Fig. 5(b) vorgezogen, die eine leicht größere Amplitude der Ausgangsspannung der Grundwelle zeigen.
In dem Spannungs-Wechselrichter 3 kann, da das PWM- Steuerwort notwendigerweise bestimmt ist, wenn nur der Haupttransistor, welcher zuerst den EIN-Schaltvorgang in der Periode T&sub0; und die Zeit ausführt, wenn der Transistor in den AUS-Schaltvorgang übergeht, festgelegt ist, das PWM- Steuermuster durch die folgenden Gleichungen unter Bezugnahme auf die vorstehenden Gleichungen (3) und auf Fig. 5(a) bis (d) unter der Voraussetzung bestimmt werden, daß der Winkel φ innerhalb des Bereiches 0 ≤ φ ≤ π/3 liegt.

(Gleichungen a)

τa&supmin;/T&sub0; = 1- 2 (V&sub1;/Vd) sin(φ&sub0;+π/3)
τb&supmin;/T&sub0; = 1- 2 (V&sub1;/Vd) sin(φ&sub0;)
τc&supmin;/T&sub0; = 1 (EIN zu allen Zeitpunkten) (4)

(Gleichungen b)

τa&spplus;/T&sub0; = 1 (EIN zu allen Zeitpunkten)
τb&supmin;/T&sub0; = 2 (V&sub1;/Vd) sin(π/3+φ&sub0;)
τc&supmin;/T&sub0; = 2 (V&sub1;/Vd) sin(φ&sub0;+π/3) (5)
Die relativen Gleichungen (4) des PWM-Steuermusters innerhalb des vorstehenden Bereichs 0 ≤ φ≤ π/3 können relative Gleichungen sein, wenn jedes Symbol gemäß der Darstellung der nachstehenden Tabelle II auf dieselbe Weise, wie vorstehend festgestellt, vertauscht wird. Wenn die EIN- Zeit jedes Schaltelements auf der Basis der Berechnungsgleichungen der vorstehenden relativen Gleichungen (4) oder (5) berechnet wird, kann nicht nur die Berechnungszeit vergleichsweise reduziert werden, sondern es kann auch einer der zwei Transistoren immer auf EIN-Zustand gesteuert sein, und das PWM-Steuermuster kann mit Hilfe von nur zwei Zeitgebersätzen (bei Einsparung eines Zeitgebersatzes) berechnet werden. Wie die vorstehenden relativen Gleichungen (4) und (5) richtig zu gebrauchen sind, wird nachstehend dargestellt.
In dem Falle, bei dem es wegen der Hardware-seitigen Einschränkung erforderlich ist, den Nullvektor am Anfang der Periode T&sub0; anzuordnen, werden die Gleichungen (4) verwendet und in dem Falle, bei dem es erforderlich ist, den Nullvektor am Schluß der Periode T&sub0; anzuordnen, werden die Gleichungen (5) verwendet. In dieser Ausführungsform werden das PWM- Muster in Fig. 5(a) verwendet und die Gleichungen (4) eingesetzt. Tabelle II Abschnitt (N) EIN-Zeit φ&sub0; Funktion von sin (π/3) sin (2 π/3) Funktion von sin 0 sin (π/3) EIN zu allen Zeitpunkten
Die Vertauschungstabelle in der vorstehenden Tabelle II ist vorab in dem Microcomputer 8 gespeichert.
Die Arbeitsweise des Ein-Chip-Microcomputers 8 wird nachstehend auf der Basis der Flußdiagramme von Fig. 6 und Fig. 7 und unter Bezugnahme auf Fig. 8 erläutert.
Das Flußdiagramm von Fig. 6 dient der Berechnung der EIN- Zeit (PWM-Steuermuster) für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') und das Flußdiagramm von Fig. 7 dient der eigentlichen Steuerung jedes Transistors.
Gemäß einem ersten Bezug auf Fig. 6, wird das Programm von diesem Flußdiagramm wiederholt bei jeder Betriebsperiode T&sub0; (z.B. 200 us), welche der Trägerfrequenz (z.B. 5 kHz) entspricht, ausgeführt. Zuerst werden die Phase ωt (=φ&sub0;) der Ausgangsspannung und die Amplitude V&sub1; der Ausgangsspannung im Schritt SA1 eingegeben. Die EIN-Zeit τ(n+1) jedes Transistors (Tra) bis (Trc') wird auf der Basis der relativen Gleichungen (4) des PWM-Steuermusters und der Vertauschungstabelle von Tabelle II im Schritt SA2 berechnet. Im Schritt SA3 wird die so berechnete EIN-Zeit τ(n+1) jedes Transistors (Tra) bis (Trc') durch den vorgegebenen numerischen Wert N (beispielsweise 4) in mehrere N (4) Pulse τ'(n+1)(τ'(n+1) = τ(n+1)/4) untergeteilt. Dann wird im Schritt SA4 der unterteilte Puls τ'(n+1) in einem Schaltzeitregister für jede Phase gespeichert (da bei den Spannungs-Wechselrichter einer der zwei Transistoren in den Armen jeder Phase immer im EIN- Zustand ist, reicht ein Register für jede Phase), und es erfolgt der Rücksprung.
Im Falle des Flußdiagramms von Fig. 7 ist dessen Wiederholungsperiode T&sub0;' schneller als die Berechnungsperiode T&sub0; von Fig. 6 und ist auf T&sub0;'= T&sub0;/N gemäß der Anzahl der Unterteilungen N (4) der EIN-Zeit τ(n+1) festgelegt (wobei die Anzahl der Unterteilungen N auf N = 2m (m = 1, 2...) festgelegt wird, wodurch die Teilung nur durch Verschiebevorgänge durchgeführt werden kann). Nach der Speicherung des unterteilten Pulses τ'(n+1) in einem Schaltzeitregister für jede Phase in dem Flußdiagramm von Fig. 6, werden während der nächsten Berechnungsperiode T&sub0; die Inhalte der Schaltzeitregister im Schritt SB1 gemäß Darstellung in Fig. 8 eingegeben, und die Transistoren (Tra) bis (Trc'), welche durch die unterteilten Pulse τ'(n+1) EIN- gesteuert werden sollten, werden durch die unterteilten Pulse τ'(n+1) im Schritt SB2 EIN-gesteuert, und dann erfolgt der Rücksprung.
In dem Flußdiagramm von Fig. 6 ist eine arithmetische Berechnungseinrichtung 10 vorgesehen, mittels der im Schritt SA1 und im Schritt SA2 die EIN-Zeit τ(n+1) jedes Transistors (Schaltelements) (Tra) bis (Trc') mit der der Trägerfrequenz (5kHz) entsprechenden Berechnungsperiode und auf der Basis der vorstehenden relativen Gleichungen (4) des PWM-Steuermusters berechnet wird, und die Transistoren (Tra) bis (Trc'), welche die berechnete EIN-Zeit τ(n+1) übernehmen sollten, werden auf der Basis der Vertauschungstabelle von Tabelle II festgelegt. Es ist auch eine Teilereinrichtung 11 vorgesehen, mittels der im Schritt SA3 die durch die vorstehende arithmetische Berechnungseinheit 10 berechnete EIN-Zeit τ(n+1) für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') in mehrere N (N = 4) Pulse τ'(n+1) unterteilt wird. Es ist ferner eine Steuereinrichtung 12 vorgesehen, mittels der jeder Transistor (Tra) bis (Trc') durch mehrere N (N = 4) Pulse τ'(n+1), die durch Unterteilung der EIN-Zeit durch die Teilereinrichtung 11 in die Vielzahl erhalten wurden, EIN- gesteuert wird.
Daher wird in der vorstehenden Ausführungsform gemäß Darstellung von Fig. 8 und Fig. 9 die EIN-Zeit τ(n+1) jedes Transistors (Tra) bis (Trc') durch das Programm des Flußdiagramms zur Berechnung der PWM-Steuermuster (Fig. 6) und auf der Basis der relativen Gleichungen (4) des PWM-Steuermusters berechnet, und die Transistoren (Tra) bis (Trc'), welche durch die berechneten EIN-Zeit τ(n+1) EIN-gesteuert werden sollten, werden durch die arithmetische Berechnungseinrichtung und auf der Basis der Vertauschungstabelle der Tabelle II festgelegt. Daher wird jede EIN-Zeit τ(n+1) in mehrere N(4) Pulse τ'(n+1)(τ'(n+1) = τ(n+1)/4) unterteilt und die so unterteilten Pulse τ'(n+1) werden in den Schaltzeitregistern jeder Phase a, b, c gespeichert.
In der nächsten Berechnungsperiode T&sub0; werden nach Darstellung in Fig. 8 die Berechnung der EIN-Zeit τ(n+2) für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') und die Unterteilung der EIN-Zeit τ(n+2) wieder in dieser Periode T&sub0; ausgeführt. In dieser Periode T&sub0; wird mit jeder T&sub0;/N (=T&sub0;')-Periode der jeweils spezifizierte Transistor (Tra) bis (Trc') mittels der Steuereinrichtung 12 mit dem unterteilten Puls τ'(n+1) in dem Zeitschaltregister jeder Phase a, b, c, welcher in der vorhergehenden Periode T&sub0; erhalten wurde, EIN-gesteuert, und deshalb kann im Vergleich zum konventionellen Verfahren (die EIN-Zeit ist nicht in mehrere Pulse unterteilt) nach Darstellung von Fig. 27 dieses Verfahren die Frequenz des hochfrequenten Elements anheben und kann äquivalent die Trägerfrequenz um die Anzahl der Unterteilungen N (N = 4) der EIN-Zeit, nämlich die Ausgangsträgerfrequenz (5kHz) auf eine höhere Trägerfrequenz (20kHz) anheben. Fig. 8 und Fig. 27 zeigen jeweils die EIN-Zeit eines Transistors auf der (+) Seite jeder Phase.
Da nämlich wegen der ursprünglichen Trägerfrequenz (5 kHz) die Berechnungsperiode T&sub0; (200 us) der EIN-Zeit eine Periode ist, während der das PWM-Muster sogar durch einen Ein-Chip-Microcomputer 8 gut berechnet werden kann, ist es möglich die PWM-Steuerung mit hoher Trägerfrequenz (ca. 20 kHz) unter Verwendung des Ein-Chip-Microcomputers 8 auszuführen. Demzufolge wird es ermöglicht, die Kosten eines Gerätes zu reduzieren, den Schaltungsaufbau zu vereinfachen und eine präzise Wellenformsteuerung an einer dreiphasigen Wechselspannungs-Wellenform auszuführen, indem das Maximum eines sehr schnellen Schaltelements, wie z.B. ein MOSFET's mit dem Ergebnis der Reduzierung elektromagnetischer Störung und der Verbesserung des Motorwirkungsgrades ausgenutzt wird.
Im Falle des Einsatzes der konventionellen Trägerfrequenz (5kHz) kann die Bearbeitungszeit des Ein-Chip-Microcomputers 8 reduziert werden und die Verarbeitungskapazität für anderes als die PWM-Steuerung erhöht werden.
In der Teilereinrichtung 11 kann, da die EIN-Zeit τ(n+1) in mehrere N (4) Pulse τ'(n+1)(τ'(n+1) = T(n+1)/4) unterteilt wird, die Berechnungszeit auf eine kurze Zeit reduziert werden, da nur eine Division erforderlich ist und die Berechnungsperiode T&sub0; des Flußdiagramms von Fig. 6, nämlich die Trägerfrequenz der PWM-Steuerung weiter erhöht werden kann.
Da die Berechnung der EIN-Zeit τ(n+1) jedes Transistors (Tra) bis (Trc') auf der Basis der vorstehenden Berechnungsgleichungen (4) mit weniger Additions- und Subtraktionszeiten ausgeführt wird, kann deren Berechnungszeit reduziert werden und ein Transistor kann zu allen Zeitpunkten EIN-gesteuert sein. Außerdem sind nur zwei Zeitgebersätze, welche den anderen zwei Phasen entsprechen, erforderlich und dementsprechend kann der Schaltungsaufbau weiter vereinfacht werden. Darüber hinaus wird der Transistor, welcher die auf der Basis der Berechnungsgleichungen (4) berechnete EIN-Zeit übernehmen sollte, auf der Basis der Vertauschungstabelle von Tabelle II im voraus festgelegt und die Berechnung der EIN-Zeit kann trotzdem über den gesamten Bereich (0 ≤ φ ≤ π) der Phase φ durchgeführt werden. Daher kann die Berechnung der EIN-Zeit τ jedes Transistors (Tra) bis (Trc') noch weiter reduziert und die Pulsbreitenmodulierung mit höherer Trägerfrequenz ausgeführt werden.
In der vorstehenden Ausführungsform wird die EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') auf der Basis der relativen Gleichungen (4) des PWM-Steuermusters berechnet und dann wird diese EIN-Zeit in die Vielzahl N unterteilt, aber es ist möglich die relativen Gleichungen (4) auf Gleichungen zu ändern, die durch einen festgelegten numerischen Wert N (N = 4) dividiert sind, und den unterteilten Puls τ'(n+1) direkt zu berechnen.
Anstelle der Berechnung der EIN-Zeit τ(n+1) für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') im Schritt SA2 im Flußdiagramm von Fig. 6 ist es möglich, eine EIN-Zeit-Tabelle vorzusehen, welche im voraus die berechneten Ergebnisse innerhalb des Bereichs von 0 bis π/3 der Phase φ&sub0; speichert. Dieses erleichtert die Berechnung der EIN-Zeit τ(n+1) für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') und kann den Speicherinhalt reduzieren.
Der Teil des Inhalts eines Schaltzeitregisters jeder Phase, welcher zu einer Pulsbreite umgewandelt wird, kann durch Hardware verarbeitet werden, wie z.B. durch ein extern angeschlossenes IC für Pulsbreitenmodulation. Nach der in Fig. 9 dargestellten Zusammenstellung reicht, auch wenn sich die Trägerfrequenz aufgrund der Änderung eines Schaltelements verändert, die Änderung der Teilereinheit 11 und der Steuereinheit 12 aus. Die gemeinsame Nutzung des Schaltzeitregisters und eines Registers eines pulsbreitenmodulierenden Teils (Schritt SB2) erübrigt das Abarbeiten des Schritts SB1 in Fig. 7.
Die Berechnungsperiode T&sub0; des Berechnungsflusses des PWM- Musters ist notwendigerweise durch die Zeit bestimmt, welche zur tatsächlichen Berechnung des PWM-Steuermusters benötigt wird, aber die Periode T&sub0;' der EIN-Steuerung des Transistors in dem Flußdiagramm von Fig. 7 wird der gewünschten Trägerfrequenz entsprechend bestimmt, für die der Zahlenwert der Unterteilungen N(T&sub0;/T&sub0;') der EIN-Zeit für jeden Transistor geeignet festgelegt sein sollte.
Nachstehend erfolgt eine Erläuterung bezüglich des ersten modifizierten Beispiels der vorstehenden Ausführungsform. In diesem modifizierten Ausführungsbeispiel wird die EIN-Zeit für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') in mehrere Pulse ungleicher Breite unterteilt. Die Erläuterung erfolgt mit Bezugnahme auf die Fig. 10 bis Fig. 15.
Die Unterteilung in Pulse ungleicher Breite wird durch eine lineare Interpolation zwischen der EIN-Zeit τ(n) des Transistors in der Periode T&sub0; und der EIN-Zeit τ(n+1) in der nachfolgenden Periode T&sub0; ausgeführt.
In dem Flußdiagramm von Fig. 10 wird im Schritt SC1 die Phase ωt und die Amplitude V&sub1; der Ausgangsspannung eingegeben und im Schritt SC2 wird das berechnete (in vier Pulse unterteilte) Ergebnis der EIN-Zeit τ'(n-1) jedes Transistors (Tra) bis (Trc') eingegeben.
Daher wird im Schritt SC3 die EIN-Zeit τ(n) jedes Transistors (Tra) bis (Trc') zu diesem Zeitpunkt auf der Basis der relativen Gleichungen (4) des PWM-Steuermusters berechnet, und diese EIN-Zeit wird in die Vielzahl N (4) unterteilt, um unterteilte Pulse τ'(n) zu erhalten, und dann wird im Schritt SC4 entsprechend der Differenz zwischen dem letzten Zeitpunkt und diesem Zeitpunkt, der Interpolationswert Δτn-1 des unterteilten Pulses τ'(n-1) des letzten Zeitpunktes auf der Basis der folgenden Gleichung berechnet:
Δτn-1 = {τ'(n) -τ'(n-1)}/N
wobei N die Anzahl der Unterteilungen ist, N = 4.
Im Schritt SC5 wird, um der Reihe nach vier unterteilte Pulse τ'(n-1) des letzten Zeitpunktes mit diesem Interpolationswert Δτn-1 zu interpolieren, jeder unterteilte Puls τ'(n-1) (von dem zweitem) mit Δτn-1, 2 Δτn-1, 3 Δτn-1 in Reihenfolge addiert und in den Schritten SC6 und SC7 wird jeder dieser unterteilten Pulse in den mehreren N (N = 4) Schaltzeitregistern jeder Phase gespeichert, und dann erfolgt der Rücksprung.
Das Flußdiagramm von Fig. 11 dient zur EIN-Steuerung jedes Transistors (Tra) bis (Trc') mit dem unterteilten Puls τ' für die Dauer von der Periode T&sub0; bis zu der dritten Periode T&sub0;, in welcher der unterteilte Pulse τ' nach Darstellung von Fig. 12 berechnet und gespeichert wurde. Die Periode T&sub0;, der Steuerung ist 1/N (N = Anzahl der Unterteilungen) der Periode T&sub0; zur Berechnung des Flußdiagramms von Fig. 10.
In dem Flußdiagramm von Fig. 11 wird im Schritt SD1 der unterteilte Puls τ' jeder Phase, der gemäß Darstellung in Fig. 13 in dem ersten Schaltzeitregister gespeichert ist, eingelesen, im Schritt SD2 wird das Schaltzeitregister verschoben und im Schritt SD3 wird jeder Transistor (Tra) bis (Trc') mit dem eingelesenen unterteilten Puls τ'(n-1) EIN- gesteuert, und dann erfolgt der Rücksprung.
In ähnlicher Weise wird bei jeder Steuerperiode T&sub0;' der unterteilte Puls jeder Phase, der in den zweiten, den dritten und den vierten Schaltzeitregistern in Reihenfolge gespeichert ist, eingelesen, um jeden Transistor (Tra) bis (Trc') in der EIN-Zeit zu steuern.
Auf diese Weise ist die Teilereinrichtung 11 geschaffen, mittels der die von der arithmetischen Berechnungseinrichtung berechnete EIN-Zeit τ jedes Transistors (Tra) bis (Trc') in ein Vielzahl von N (N = 4) Pulsen ungleicher Breite {τ', (τ'+Δτ), (τ'+2 Δτ), (τ'+3 Δτ)} unterteilt wird.
Daher wird in diesem modifizierten Beispiel die Unterteilung der EIN-Zeit durch die Teilereinrichtung 11 für Pulse ungleicher Breite nach der Darstellung von Fig. 12 ausgeführt, und wenn der unterteilte Puls τ' bei der ersten Periode T&sub0;' ausgegeben wird, wird bei der nächsten Periode T&sub0;' der unterteilte Puls ausgegeben, der um den interpolierten Wert Δτ länger als der vorstehende geteilte Puls ist, ausgegeben, und dieses wird bei jeder Periode T&sub0;' der Steuerung wiederholt. Daher kann im Vergleich zu dem Fall, bei dem die Unterteilung der EIN-Zeit in Pulse gleicher Breite ausgeführt wird (der in Fig. 15(a) dargestellte Fall), die Wellenform nach Darstellung von Fig. 14 und Fig. 15(b) wieder präzise auf den mittleren Wert der Ausgangsspannung bei der Steuerperiode T&sub0;', die der äquivalenten Trägerfrequenz entspricht, hergestellt werden. Ebenso ist in dem Fall, bei dem die EIN-Zeit in Pulse ungleicher Breite mittels linearer Interpolation unterteilt wird, die für die Unterteilung benötigte Verarbeitungszeit des Microcomputers vergleichsweise kurz und die äquivalente Trägerfrequenz kann voll erhöht werden.
Fig. 16 und Fig. 17 stellen das zweite modifizierte Beispiel dar, welches die Unterteilung in Pulse ungleicher Breite auf der Basis der im voraus gespeicherten Korrekturwertetabelle ausführt.
In dem Falle, bei dem eine lineare Interpolation ausgeführt wird, wie in dem Falle des ersten modifizierten Beispiels, weist nach Darstellung von Fig. 17 jeder von drei Pulsen ungleicher Breite, welcher dazwischen liegt, jeweils einen Fehler Δτ&sub1;, Δτ&sub2;, Δτ&sub3;, bezüglich des realen Wertes der Signalwelle (sin(ωt)) auf. Da jeder Fehler Δτi notwendigerweise bestimmt ist, wenn nur die Form einer Sinuswellenform (bestimmt durch die Amplitude V&sub1; und die Phase ωt) und die Periode T&sub0; zur Berechnung der EIN-Zeit bestimmt sind, wird eine Korrekturwertetabelle, welche im voraus die Fehler Δτi entsprechend der Amplitude V&sub1;, der Phase ωt und der Berechnungsperiode T&sub0; für die EIN-Zeit speichert, vorbereitet und diese Korrekturwertetabelle wird in dem Microcomputer 8 abgespeichert.
Fig. 16 ist eine Blockzusammenstellungsdarstellung des Microcomputers 8 für den Fall, bei dem die Unterteilung in Pulse ungleicher Breite auf der Basis der Korrekturwertetabelle durchgeführt wird. In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 15 eine EIN-Zeit-Berechnungsschaltung, welche die Amplitude V&sub1; und die Phase ωt der Ausgangsspannung und die Berechnungsperiode T&sub0; für die EIN- Zeit und die Berechnungs-EIN-Zeit für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') auf der Basis des Flußdiagramms von Fig. 6 aufnimmt. Das Bezugszeichen 16 bezeichnet eine Teilerschaltung für Pulse ungleicher Breite, welche die von der EIN-Zeit-Berechnungsschaltung 15 berechnete EIN-Zeit für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') in ein Vielzahl von N (N = 4) Pulsen gleicher Breite aufteilt und dann eine Vielzahl von N (N = 4) Pulsen ungleicher Breite aus den Pulsen gleicher Breite auf der Basis des Korrekturwertes erhält, der mittels der linearen Interpolation gemäß des Flußdiagramms von Fig. 10 ermittelt wurde. Das Bezugszeichen 17 bezeichnet eine Korrekturwerte-Ausleseschaltung, welche als Eingänge die Amplitude V&sub1; und die Phase ωt der Ausgangsspannung und die Berechnungsperiode T&sub0; für die EIN-Zeit aufnimmt und die dazu entsprechenden Korrekturwerte aus der Korrekturwertetabelle Δτi ausliest. Das Bezugszeichen 18 bezeichnet eine Schaltung zur Korrektur von Pulsen ungleicher Breite, welche das Ausgangssignal der Schaltung 16 zum Teilen in Pulse ungleicher Breite und der Schaltung 17 zum Auslesen der Korrekturwerte aufnimmt und den entsprechenden Korrekturwert Δτi zu jedem der Vielzahl von N (N = 4) Pulsen ungleicher Breite hinzuaddiert. Jeder Transistor (Tra) bis (Trc') wird durch den Puls ungleicher Breite, der durch die Schaltung 18 zur Korrektur von Pulsen ungleicher Breite korrigiert wurde, im EIN-Zustand gesteuert.
Auf diese Weise ist die Teilerschaltung 11 realisiert, durch die die EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') auf der Basis der Korrekturwertetabelle korrigiert wird und in die Vielzahl von N (N = 4) Pulsen ungleicher Breite entsprechend der Blockzusammenstellung des Microcomputers 8 von Fig. 16 unterteilt wird.
In diesem modifizierten Beispiel kann gemäß Darstellung von Fig. 17 nach der linearen Interpolation, jeder der drei (N-1) Zwischenimpulse ungleicher Bereite präzise in der Wellenform mittels des entsprechenden Korrekturwertes Δti reproduziert werden.
Die Korrekturwertetabelle kann Korrekturkoeffizienten anstelle der Korrekturdaten speichern. In diesem Falle wird die Korrektur durch Multiplikation der Anderungsmenge Δτ der Pulse ungleicher Breite mit einem Korrekturkoeffizienten gemäß den nachstehenden Gleichungen durchgeführt.
τ(N)+k&sub1; Δτ
τ(N)+k&sub2; Δτ
τ(N)+k&sub3; Δτ
τ(N)+4 Δτ
wobei k&sub1;, k&sub2; und k&sub3; durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden.
k&sub1; = (Δτ+Δτ&sub1;)/Δτ
k&sub2; = (2 Δτ+Δτ2)/(2 Δτ)
k&sub3; = (3 Δτ+Δτ3)/(3 Δτ)
Daher ist im Falle der Speicherung des Korrekturkoeffizienten, die Information für die Amplitude V&sub1; nicht erforderlich und die Tabellengröße kann reduziert werden.
In dem vorstehenden modifizierten Beispiel wird die Unterteilung in Pulse ungleicher Breite mittels der Teilereinrichtung 11 auf der Basis einer linearen Interpolation ausgeführt, aber es ist selbstverständlich, daß andere Interpolationsverfahren höherer Ordnung auf die Unterteilung in mehrere Pulse ungleicher Breite anwendbar sind.
Das dritte modifizierte Beispiel ist in Fig. 18 dargestellt. In Fig. 18 wird der Änderungsrate der EIN-Zeit entsprechend geeignet gewählt, ob die Unterteilung der EIN- Zeit eines jeden Transistors (Tra) bis (Trc') in Pulse gleicher Breite oder Pulse ungleicher Breite ausgeführt werden soll.
Wenn in diesem modifizierten Beispiel eine Umschaltwahl zwischen einer Unterteilung in Pulse gleicher Breite (Flußdiagramm von Fig. 6 und Fig. 7) und eine Unterteilung in Pulse ungleicher Breite (Flußdiagramm von Fig. 10 und Fig. 11) entsprechend der Änderungsrate der EIN-Zeit gegeben ist, wird nämlich die Phase der Signalwellenberechnung der EIN- Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') und die Unterteilung der EIN-Zeit in die Vielzahl N (N = 4) gleichermaßen über dem gesamten Phasenwinkel 0 ≤ φ ≤ 2π unter Ausnutzung der Objektivität des Spannungsvektors ausgeführt, um die Berechnungszeit noch weiter zu reduzieren.
Wie man aus den relativen Gleichungen (4) des PWM- Steuermusters ersehen kann, ist, wenn der Winkel φ&sub0; innerhalb des Bereiches 0 ≤ φ&sub0; ≤ π/3 liegt, die EIN-Zeit τa des Transistors innerhalb des Bereiches von sin(φ&sub0;+π/3), wie in Fig. 19 dargestellt, und die Änderungsrate der EIN-Zeit ist gering. Daher wird die Unterteilung in Pulse gleicher Breite in einer kurzen Berechnungszeit ausgeführt, um auf diese Weise die Wellenform präzise zu reproduzieren. Sobald sich die EIN-Zeit τb des Transistors innerhalb des Bereichs von sin(φ&sub0;) befindet und ihre Änderungsrate groß ist, wird die Unterteilung in Pulse ungleicher Breite eingesetzt, um auf diese Weise die Wellenform präzise zu reproduzieren. Hinsichtlich der vorstehenden Umstände, wird die EIN-Zeit des Transistors in Pulse gleicher Breite oder in Pulse ungleicher Breite auf der Basis der Änderungsrate der EIN-Zeit innerhalb des gesamten Bereichs 0 ≤ φ&sub0; ≤ 2π des Winkels φ&sub0; durchgeführt.
Der vorstehende Aufbau mit dem Microcomputer 8 wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 18 erläutert. In Fig. 18 bezeichnet das Bezugszeichen 15 eine Berechnungsschaltung für eine Abschnittsinformation, welche den Abschnitt N in den Tabelle II anhand der Phase ωt unterscheidet. Das Bezugszeichen 16 bezeichnet ein Winkelberechnungsschaltung, welche Signale (Signale der Abschnittsinformation) N und die Phase ωt der Signalwelle aufnimmt, die von Berechnungsschaltung für die Abschnittsinformation ausgegeben wurden, und den Winkel φ&sub0; durch die folgende Gleichung berechnet, um ihn auf diese Weise innerhalb des Bereiches von 0 ≤ φ&sub0; ≤ π/3 über den gesamten Abschnitt N (N = 0 bis 5) aufgrund der Objektivität des Spannungsvektors zu Null zu machen.
φ&sub0; = ωt-(N π/3)
Das Bezugszeichen 17 bezeichnet eine Pulsteilerschaltung, welche den Winkel φ&sub0; und Effektivwert V&sub1; der Spannungsgrundwelle aufnimmt, die EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') auf der Basis der relativen Gleichungen (4) des PWM- Steuermusters in ähnlicher Weise wie in dem Flußdiagramm von Fig. 6 berechnet und die EIN-Zeit in mehrere Pulse gleicher Breite aufteilt. Das Bezugszeichen 18 bezeichnet eine Berechnungsschaltung für Pulse ungleicher Breite, welche die von der Teilerschaltung 17 berechnete EIN-Zeit für jeden Transistor (Tra) bis (Trc'), die unterteilten Pulse gleicher Breite und die Abschnittsignale N von der Abschnittinformation-Berechnungsschaltung 15 aufnimmt, auf die in ungleiche Pulse zu teilende EIN-Zeit (Funktion von sin(0) bis sin (π/3) in der Tabelle II) der Transistoren (Tra) bis (Trc') entsprechend dem Abschnitt N zugreift, nur die EIN- Zeit, welche in Pulse ungleicher Breite geteilt werden soll, mittels der linearen Interpolation auf der Basis des Ablauf ähnlich zum Flußdiagramm von Fig. 10 oder Fig. 11 oder mittels der Interpolationstabelle des zweiten modifizierten Beispiels in mehrere Pulse ungleicher Breite teilt, und die unterteilten Pulse ungleicher Breite und die durch Pulsteilerschaltung 17 geteilten Pulse gleicher Breite an den Basistreiber 18a ausgibt.
Auf diese Weise ist die Teilereinrichtung 11 realisiert, welche die von der arithmetischen Berechnungseinrichtung 10 berechnete EIN-Zeit τ für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') in eine Vielzahl von N (N = 4) Pulsen gleicher Breite τ' unterteilt, wenn die Änderungsrate der EIN-Zeit klein ist (in Fig. 19 der Winkel φ&sub0; innerhalb des Bereichs von sin(π/3) bis sin(φ&sub0;+π/3) ist und in eine Vielzahl von N (N = 4) Pulsen ungleicher Breite {(τ'+Δτ), (τ'+2 Δτ)....}, wenn die Änderungsrate der EIN-Zeit groß ist (in Fig. 19 der Winkel φ&sub0; innerhalb des Bereichs von sin(0) bis sin(π/3 ist).
In diesem modifizierten Beispiel wird die Unterteilung der EIN-Zeit durch die Teilereinrichtung 11 in Pulse ungleicher Breite dann ausgeführt, wenn die Änderungsrate der EIN-Zeit groß ist, wie in Fig. 19 dargestellt, und daher kann im Vergleich mit dem Fall, bei dem die Unterteilung in Pulse gleicher Breite ausgeführt wird (der in Fig. 15(a) dargestellte Fall), die Wellenform präzise im Verhältnis zum Mittelwert der Ausgangsspannung in der Steuerperiode T&sub0;', die äquivalenten Trägerfrequenz nach Darstellung 19 entspricht, reproduziert werden.
In diesem Falle, bei dem die Anderungsrate der EIN-Zeit in einem kleinen Bereich liegt, ist wegen der kleinen Änderung die Präzision der Wellenformreproduktion im Vergleich zu Mittelwert der Ausgangsspannung auch wenn eine Unterteilung in gleiche Breiten durchgeführt wird, nahezu dieselbe wie in dem Falle der Unterteilung in Pulse ungleicher Breite, wie sie in Fig. 15(b) dargestellt ist. Dazu wird die für die Berechnung des Interpolationswertes Δτ erforderliche Zeit durch die Zeit, in welcher die EIN-Zeit in Pulse gleicher Breite innerhalb eines kleinen Bereichs des Änderungsbereichs unterteilt wird, überflüssig. Auf diese Weise kann Verarbeitungszeit für die Berechnung eingespart werden, während ein gute Reproduktionspräzision der Wellenform sichergestellt ist und demzufolge eine PWM-Steuerung mit höherer Trägerfrequenz möglich gemacht wird.
Darüber hinaus kann die Berechnung des PWM-Steuermusters gleichmäßig über den gesamten Bereich 0 ≤ ωt ≤ 2π des Winkels ωt unter Nutzung der Objektivität des Spannungsvektors ausgeführt werden, und danach kann leicht entschieden werden ob die EIN-Zeit in Pulse gleicher Breite oder in Pulse ungleicher Breite auf der Basis der Tabelle II berechnet werden soll. Somit ist dieses Verfahren für einen Microcomputer geeignet und es wird eine weitere Vereinfachung des Verfahren möglich gemacht.
Fig. 20 stellt das vierte modifizierte Beispiel dar. Während in der vorstehenden Ausführungsform die Anzahl der Unterteilungen N der EIN-Zeit auf eine feste Vielzahl, (N = 4), festgelegt ist, wird in diesem modifizierten Beispiel die Anzahl der Unterteilungen der EIN-Zeit der Welligkeit des durch die dreiphasige Wicklung 2 fließenden Stroms entsprechend eingestellt. In Fig. 20 enthält der Ein-Chip- Microcomputer 8, welcher das PWM-Steuermuster erzeugt, die arithmetische EIN-Zeit-Berechnungsschaltung 10 als arithmetische Berechnungsschaltung, die auf dieselbe Weise wie das Flußdiagramm von Fig. 6 rechnet, die Teilerschaltung 11 als Teilereinrichtung, welche die von der arithmetischen Schaltung für die EIN-Zeit-Berechnung berechnete EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') in mehrere Pulse unterteilt und eine Pulsbreitensteuerschaltung 12 als Steuereinrichtung, welche jeden Transistor (Tra) bis (Trc') durch Ansteuern des Basistreibers 8a mit von der Teilerschaltung 11 geteilten Pulsen in der EIN-Zeit steuert.
Das Bezugszeichen 13 bezeichnet eine Welligkeitsdetektionsschaltung, welche eine von Induktionsmotor 1 erzeugte Drehmomentwelligkeit detektiert. Das Bezugszeichen 14 ist in dem Microcomputer 8 enthalten und stellt eine Schaltung zum Festlegen einer Unterteilungsanzahl mit einer Unterteilungsanzahltabelle dar, in welcher der Zahlenwert N der Unterteilungen der EIN-Zeit der Teilerschaltung 11 dem Welligkeitswert des von dem Induktionsmotor 1 erzeugten Drehmomentes entsprechend gespeichert ist. Die Anzahl N der Unterteilungen der Schaltung 14 für das Festlegen der Unterteilungsanzahl ist so festgelegt, daß sie mit größer werdender Welligkeit des Drehmoments stufenweise größer wird und ist gespeichert. Der Zahlenwert N der Unterteilungen, welcher der Größe der Welligkeit des von der Welligkeitsdetektionsschaltung 13 detektierten Drehmoments entspricht, wird von der Schaltung 14 für das Festlegen der Unterteilungsanzahl ausgelesen und der Zahlenwert N dieser Unterteilungen wird an die Unterteilungsschaltung 11 zum Teilen der EIN-Zeit ausgegeben.
Daher wird bei diesem modifizierten Beispiel die Welligkeit des von dem Induktionsmotors 1 erzeugten Drehmoments im elektrischen Winkel bei jedem π/3 größer, wie in Fig. 21 dargestellt. Diese Welligkeit wird von der Drehmomentwelligkeit-Detektionsschaltung 13 detektiert und die der Größe dieser Welligkeit entsprechende Anzahl N der Unterteilungen wird von der Schaltung 14 zum Festlegen der Unterteilungsanzahl bestimmt. Daher wird in dem Zustand, bei dem die Drehmomentwelligkeit hoch ist, die Anzahl der Unterteilungen auf einen hohen Wert gesetzt, und die EIN-Zeit wird in eine größere Anzahl unterteilt als in dem Zustand üblich ist, bei dem die Drehmomentwelligkeit groß ist, mit dem Ergebnis, daß die Trägerfrequenz äquivalent voll angehoben wird. Demzufolge wird die Drehmomentwelligkeit des Induktionsmotors 1 effektiv begrenzt und der Induktionsmotor 1 so angesteuert, daß er mit einem gleichmäßigen Drehmoment dreht. Wie aus Fig. 21 zu ersehen ist, ist die Welligkeit des Drehmoments entsprechend der Änderung der Phase ωt periodisch und daher kann die Bereitstellung der Schaltung 14' zum Festlegen der Unterteilungsanzahl mit einer Unterteilungsanzahltabelle, welche im voraus die Anzahl der Unterteilungen N der Phase ωt speichert, die Drehmomentdetektionsschaltung 13 erübrigen.
Fig. 22 stellt das fünfte modifizierte Beispiel dar. Im dem vierten modifizierten Beispiel wird der Zahlenwert N der Unterteilungen zum Unterteilen der EIN-Zeit für jeden Transistor (Tra) bis (Trc') entsprechend der Drehmomentwelligkeit des Induktionsmotors 1 geändert, aber in diesem modifizierten Beispiel, bei dem die Welligkeit des durch die dreiphasige Wicklung 2 fließenden Strom und die Welligkeit der Spannung eingeschränkt sind, wird die Anzahl N der Unterteilungen entsprechend der Phase der Signalwelle ωt variabel festgelegt, nämlich entsprechend der Änderungsrate der EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc'). In Fig. 22 ist die Unterteilungsanzahltabelle im voraus in der Schaltung 14' zum Festlegen der Unterteilungsanzahl gespeichert. Wie es aus den relativen Gleichungen (4) für das PWM-Steuermuster ersichtlich ist, liegt in dieser Tabelle die EIN-Zeit τa des Transistors innerhalb des Bereichs von sin (φ&sub0;+π/3), wie es in Fig. 23 dargestellt ist, wenn sich der Winkel φ&sub0; beispielsweise innerhalb des Bereichs 0 ≤ φ&sub0; ≤ π/3 befindet, und da die Änderungsrate der EIN-Zeit klein ist, wird der Zahlenwert N der Unterteilungen auf einen normalen Wert (z.B., (N = 4)) gesetzt. Wenn andererseits die EIN-Zeit τb des Transistors innerhalb des Bereichs von sin(φ&sub0;) liegt, wird, da ihre Änderungsrate für den Transistor hoch ist, der Zahlenwert N der Unterteilungen auf einen hohen Wert (beispielsweise N = 8) gesetzt. Der Zahlenwert N der Unterteilungen ist innerhalb des Bereichs 0 ≤ φ&sub0; ≤ 2π des Winkels φ&sub0; mit Bezug auf die Tabelle II abgespeichert.
In Fig. 22 wird in dem Falle, bei dem die durch die arithmetische Bearbeitungsschaltung 10' für die EIN-Zeitberechnete EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') in die Vielzahl unterteilt wird, die Anzahl N der Unterteilungen entsprechend der Phase ωt (Änderungsrate der EIN-Zeit) und der Amplitude V&sub1; der Ausgangsspannung von der Unterteilungsanzahltabelle ausgelesen und die EIN-Zeit in diese Teilungsanzahl aufgeteilt.
Daher wird in diesem modifizierten Beispiel die von der arithmetischen Bearbeitungseinrichtung 10' berechnete EIN- Zeit durch die Anzahl N der Unterteilungen geteilt, welche so festgelegt ist, daß der Wert umso höher ist, je größer die Änderungsrate der EIN-Zeit T ist, wie es durch Fig. 23 und Fig. 24 dargestellt ist (Fig. 23 ist der Fall der Unterteilungen in Pulse ungleicher Breite und Fig. 24 ist der Fall der Unterteilung in Pulse gleicher Breite), und deshalb können die Welligkeit des Stroms und die Welligkeit der Spannung effektiv eingeschränkt werden.
Fig. 25 stellt die sechste modifizierte Änderung dar. In diesem modifizierten Beispiel ergibt sich in dem Falle, bei dem die EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') durch die Anzahl N der Unterteilungen, welche entsprechend der Änderungsrate der EIN-Zeit variabel festgelegt ist, geteilt wird, die richtige Wahl zwischen der Unterteilung in Pulse gleicher Breite und der Unterteilung in Pulse ungleicher Breite entsprechend der Änderungsrate.
In Fig. 25 wird innerhalb des Phasenbereichs der Signalwelle, welcher durch unterbrochene Linien dargestellt ist, in dem Bereich, in dem die Änderungsrate der EIN-Zeit groß ist, die Unterteilung der EIN-Zeit in Pulse ungleicher Breite durchgeführt und in dem Bereich, in dem die Phase der Signal welle klein ist, wird die Unterteilung der EIN-Zeit in Pulse gleicher Breite ausgeführt. Die Festlegung der Teilungsanzahl ist dieselbe wie im Falle des fünften modifizierten Beispiels.
Daher kann in diesem sechsten modifizierten Beispiel in dem Bereich, in dem die Änderungsrate der EIN-Zeit groß ist, die Reproduktionspräzision des Signal gesteigert werden, und in dem Bereich, in dem die Änderungsrate der EIN-Zeit klein ist, kann, während die Reproduktionspräzision gut beibehalten werden kann, die Berechnung des Interpolationswertes vermieden werden und im Vergleich zu dem Falle der Unterteilung in Pulse ungleicher Breite Bearbeitungszeit eingespart werden.
In dem Falle, bei dem die Unterteilung in viele Pulse durch eine variierende Anzahl N von Teilungen zur Unterteilung der EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') durchgeführt wird, sollte, wenn die Breite der unterteilten Pulse kleiner als das Äquivalent zur Kurzschlußverhinderungszeit Td der Arme ist, welche an den oberen und unteren Teilen der Transistoren des Wechselrichters 3 angeordnet sind, die Anzahl der Pulse reduziert werden, um das Verschwinden von Pulsen zu verhindern und die Reproduktionspräzision der zu reproduzierenden Wellenform sicherzustellen.
Ein Flußdiagramm zur Verhinderung des Kurzschlusses ist in Fig. 26 dargestellt. In dieser Figur wird im Schritt SE1 nach dem Start die EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') berechnet und im Schritt SE2 der Zahlenwert der Unterteilungen ausgelesen und die EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') wird durch diese Unterteilungszahl N in die Vielzahl N unterteilt.
Im Schritt SE3 wird die Breite T des unterteilten Pulses mit der Armkurzschluß-Verhinderungszeit Td verglichen und in dem Falle T ≤ Td wird der Ausgangsimpuls beendet, damit er verschwindet, und im Schritt SE4 wird die Anzahl der Unterteilungen N reduziert und auf den Schritt SE2 zurückgesprungen, bei dem die EIN-Zeit jedes Transistors (Tra) bis (Trc') durch die reduzierte Anzahl der Unterteilungen N unterteilt wird.
Wenn in dem Schritt SE3 T > Td beobachtet wird und der Puls nicht verschwindet, wird im Schritt SE5 jeder Transistor (Tra) bis (Trc') bei jeder Periode T&sub0;' durch diesen unterteilten Puls in den EIN-Zustand gesteuert, und dann erfolgt der Übergang zum Ende.

Claims

1. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit für einen Wechselrichter (3) mit einer Brückenschaltung (4), welche mit einer dreiphasigen Wicklung (2) verbunden ist, wobei die Brückenschaltung mehrere Schaltelemente (Tra,Tra', Trb,Trb', Trc,Trc') aufweist, wodurch eine Gleichspannung durch das EIN/AUS-Schalten jedes Schaltelements der Brückenschaltung (4) pulsbreitenmoduliert wird und eine dreiphasige Wechsel- Spannung an die dreiphasige Wicklung (2) angelegt wird, wobei die Steuereinheit dadurch gekennzeichnet ist, daß sie aufweist:

eine arithmetische Berechnungseinrichtung (10) zum Berechnen der EIN-Zeit jedes Schaltelements (Tra) bis (Trc') mit einer Berechnungsperiode, die einer Trägerfrequenz entspricht;

eine Teilereinrichtung (11), zum Unterteilen der von der arithmetischen Verarbeitungseinrichtung berechneten EIN-Zeit jedes Schaltelements in eine Vielzahl von Pulsen; und

eine Steuereinrichtung (12), zum Steuern der EIN-Zeit jedes Schaltelements mittels der Pulse, die durch Unterteilung der EIN-Zeit in eine Vielzahl von Pulsen erhalten wurden.

2. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 1, wobei die EIN-Zeit jedes Schaltelements zu gleichen Teilen in eine feste vorgegebene Anzahl von Pulsen aufgeteilt wird.

3. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 1, wobei die Teilereinrichtung (11) die EIN-Zeit jedes Schaltelements in eine Vielzahl von Pulsen ungleicher Breite aufteilt.

4. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 3, wobei die Teilereinrichtung (11) die EIN-Zeit jedes Schaltelements in eine Vielzahl von Pulsen ungleicher Breite mittels linearer Interpolation aufteilt, so daß sich die Breite jedes geteilten Pulses in gleichen Breitenvariationen ändert.

5. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 3, wobei die Teilereinrichtung (11) die EIN-Zeit jedes Schaltelements in eine Vielzahl von Pulsen gleicher Breite teilt und dann die Vielzahl von Pulsen gleicher Breite auf der Basis einer im voraus entsprechend einer Phase der dreiphasigen Wechselspannung gespeicherten Korrekturwertetabelle in eine Vielzahl von Pulsen ungleicher Breite aufteilt.

6. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 1, wobei die Teilereinrichtung (11) die EIN-Zeit jedes Schaltelements in eine Vielzahl von Pulsen gleicher Breite teilt, wenn die Änderungsrate der EIN-Zeit innerhalb eines vorgegebenen Bereichs liegt, und die EIN-Zeit in eine Vielzahl von Pulsen ungleicher Breite aufteilt, wenn die Änderungsrate der EIN-Zeit innerhalb eines anderen vorgegebenen Bereichs liegt.

7. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 6, wobei die Teilereinrichtung (11) die EIN-Zeit jedes Schaltelements in eine Vielzahl von Pulsen ungleicher Breite teilt, wenn die Änderungsrate der EIN-Zeit groß ist, und sie in eine Vielzahl von Pulsen gleicher Breite aufteilt, wenn die Änderungsrate der EIN-Zeit klein ist.

8. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 6, wobei die Teilereinrichtung (11) beim Teilen der EIN-Zeit jedes Schaltelements in Pulse gleicher Breite, die EIN-Zeit in eine feste vorgegebene Vielzahl von Pulsen unterteilt und beim Teilen der EIN-Zeit in Pulse ungleicher Breite die EIN- Zeit mittels linearer Interpolation so unterteilt, daß die unterteilten Pulsbreitenänderungen zwischen benachbarten Pulsen in der Breite gleich sind.

9. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 6, wobei die Teilereinrichtung (11) beim Teilen der EIN-Zeit jedes Schaltelements in Pulse ungleicher Breite, die EIN-Zeit zuerst in eine Vielzahl von Pulsen gleicher Breite unterteilt und dann die Vielzahl von Pulsen gleicher Breite auf der Basis einer im voraus entsprechend der Phase der dreiphasigen Wechselspannung gespeicherten Korrekturwertetabelle in Pulse ungleicher Breite unterteilt.

10. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 1, wobei die arithmetische Berechnungseinrichtung (10) die EIN- Zeit jedes Schaltelements mit einer der Trägerfrequenz entsprechenden Berechnungsperiode auf der Basis der nachstehenden zwei Sätze von Berechnungsgleichungen innerhalb eines Bereichs von 0 bis π/3 einer Phase φ&sub0; der dreiphasigen Wechselspannung berechnet:

τa&supmin;/T&sub0; = 1- 2 (V&sub1;/Vd) sin(φ&sub0;+π/3)

τb&supmin;/T&sub0; = 1- 2 (V&sub1;/Vd) sin(φ&sub0;)

τc&supmin;/T&sub0; = 1

und

τa&spplus;/T&sub0; = 1

τb&supmin;/T&sub0; = 2 (V&sub1;/Vd) sin(π/3-φ&sub0;)

τc&supmin;/T&sub0; = 2 (V&sub1;/Vd) sin(φ&sub0;+π/3)

(τa&supmin;, τa&spplus;, τb&supmin;, τc&supmin; sind die entsprechenden EIN-Zeiten der Schaltelemente einer a-Phase, b-Phase und c-Phase auf der (+) Seite und (-) Seite, T&sub0; = die Periode, V&sub1; = die effektive Spannung einer Grundwelle, Vd = die zu liefernde Gleichspannung) und die EIN-Zeit für jedes Schaltelement innerhalb des Bereichs π/3 bis 2π der Phase φ auf der Basis der EIN- Zeit, die auf der Basis der vorstehenden Formeln und einer Vertauschungstabelle von Schaltelementen, die entsprechend der Phase φ&sub0; innerhalb des Bereichs von 0 bis 2π festgelegt ist, berechnet wurde.

11. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 10, wobei die arithmetische Berechnungseinrichtung (10) eine EIN-Zeit-Tabelle aufweist, in welcher eine erwünschte EIN- Zeit jedes Schaltelements innerhalb des Bereiches 0 bis π/3 der Phase φ gespeichert ist, wobei die EIN-Zeit im voraus auf der Basis der Berechnungsformeln berechnet wurde, und wobei die arithmetische Verarbeitungseinrichtung die EIN-Zeit von der EIN-Zeit-Tabelle erhält.

12. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 1, wobei die Teilereinrichtung (11) die EIN-Zeit jedes Schaltelements in eine Vielzahl von Pulsen entsprechend einer Welligkeit auf der Basis eines durch die dreiphasige Wicklung fließenden Stroms aufteilt.

13. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 12, wobei die Teilereinrichtung (11) die EIN-Zeit jedes Schaltelements in eine Vielzahl von Pulsen aufteilt, deren Anzahl der Änderungsrate der EIN-Zeit entspricht.

14. Pulsbreitenmodulierungssteuereinheit nach Anspruch 13, wobei die Teilereinrichtung (11) eine Vielzahl von Pulsen bereitstellt, welch unterteilte Pulse gleicher Breite sind, wenn die Änderungsrate der EIN-Zeit jedes Schaltelements innerhalb eines vorgegebenen Bereichs liegt und welche unterteilte Pulse ungleicher Breite sind, wenn die Änderungsrate innerhalb eines anderen vorgegebenen Bereichs liegt.