DE69313340T2

DE69313340T2 - Steuereinrichtung für Leistungskonverter und Steuereinrichtung für Fahrzeug mit elektrischem Motor

Info

Publication number: DE69313340T2
Application number: DE69313340T
Authority: DE
Inventors: Takayuki Matsui; Kiyoshi Nakamura; Kiyoshi Nakata; Syuuji Saitou; Masato Suzuki; Tokunosuke Tanamachi; Mutsuhiro Terunuma; Eiichi Toyota
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1992-04-23
Filing date: 1993-04-20
Publication date: 1998-03-05
Anticipated expiration: 2013-04-21
Also published as: KR940006329A; EP0567082A1; AU3701893A; CN1028941C; DE69313340D1; US5506765A; AU664434B2; CN1079596A; JPH05300750A; ZA932797B; JP3178075B2; EP0567082B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

[Gebiet der Erfindung]

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuereinheit eines Leistungskonverters zum Umwandeln eines Gleichstroms in eine Phasenwechseispannung mit wenigstens drei elektrischen Potentialen und insbesondere Verbesserungen der Schaltsteuerung von Elementen, die den Leistungskonverter bilden.

[Stand der Technik]

Ein dipolares Modulationsverfahren zur abwechselnden Ausgabe positiver und negativer Impulsspannungen über eine Nullspannung, um die Wellenforn eines Dreipegelinverters zu verbessern wurde in "A Novel approach to the Generation and Optimization of Three-level PWM Wave Forms", S. 1255 bis 1262, vorgeschlagen. In der Druckschrift ist beschrieben, daß die Ausgangswellenform durch Ändern der vorgegebenen Beziehung zwischen der Verschiebung und der Amplitude einer modulierten Welle verbessert werden kann.
Es wurde herausgefunden, daß die auf der Gleichstromseite gelegenen Elemente (zwei an die Gleichspannungsguelle angeschlossene Schaltelemente) und die auf der Wechselstromseite gelegenen Elemente (zwei an den Wechselspannungs-Ausgangsanschluß angeschlossene Schaltelemente) hinsichtlich des in den Schaltelementen auftretenden Verlusts nicht gleichmäßig sind, wenn eine dipolare Modulation auf der Grundlage der im vorhergehend erwähnten Stand der Technik beschriebenen Beziehung vorgenommen wird. Die Wärmeerzeugungsverteilung der auf der Gleichstromseite gelegenen Elemente und der auf der Wechselstromseite gelegenen Elemente ist infolge dieses Mangels an Gleichmäßigkeit ungleichmäßig, weshalb es erforderlich ist, daß das Elementkühlsystem entsprechend den Elementen mit einen hohen Wärmewert ausgelegt wird, was das Invertersysten groß macht.
Aus IEEE Transactions on Industry Applications, Band IA- 19, Nr. 6, Nov., Dez. 1983, PRADEEP M. BHAGWAT: "Generalized Structure of a Multilevel PWM Inverter", ist ein Dreipegel- Leistungskonverter mit den Merkmalen des ersten Teils des Anspruchs 1 bekannt, bei dem die Wechselstromausgabe zwischen einem hohen Potential, einem niedrigen Potential und einem dazwischenliegenden Nullpotential wechselt. Die Dauer der verschiedenen Potentialintervalle wird so gesteuert, daß die oberwellenverteilung der Ausgangswellenform durch Einstellen der Dauer des Nullpotentials verringert wird, so daß die Gesamtdauer des Nullpotentialintervalls kleiner gemacht wird als die Summe der Zeitdauer der Intervalle des hohen und des niedrigen Potentials.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Steuereinrichtung zu schaffen, um die in den Schaltelementen, die die Hauptschaltung eines Dreipegelinverters mit einer dipolaren Modulationseinrichtung bilden, erzeugte Wärmeerzeugungsverteilung auszugleichen.
Diese Aufgabe wird durch einen Konverter gemäß Anspruch 1 gelöst. Eine bevorzugte Ausführungsform ist in Anspruch 2 offenbart.
Um die vorhergehend erwähnten Aufgaben zu lösen, ist in einer Steuereinrichtung für einen Leistungskonverter, die einen Leistungskonverter enthält zur Umwandlung eines Gleichstroms in eine Phasenwechseispannung mit einem hohen Potential, einem Zwischenpotential und einem niedrigen Potential durch selektives Schalten mittels einer Schalteinrichtung sowie einer Modulationseinrichtung, um den Halbzyklus der Ausgangsphasenwechselspannung dieses Leistungskonverters durch abwechselndes Ausgeben des hohen und des niedrigen Potentials über den Weg des Zwischenpotential darzustellen, die Differenz zwischen dem Mittelwert der durch eine Schalteinrichtung zur Ausgabe des vorhergehend erwähnten Zwischenpotentials fließenden Ströme und dem Mittelwert der durch eine mit dem hohen oder dem niedrigen Potential des vorhergehend erwähnten Gleichstroms verbundenen Schalteinrichtung fließenden Ströme niedriger als der Mittelwert, der durch die mit dem hohen oder den niedrigen Potential des vorhergehend erwähnten Gleichstroms verbundenen Schalteinrichtung fließenden Ströme.
Um die vorhergehend erwähnten Aufgaben zu lösen, enthält eine Steuereinrichtung für einen Leistungskonverter mit einer Modulationseinrichtung zum Umwandeln eines Gleichstroms in eine Phasenwechselspannung mit wenigstens drei Potentialen, wie einem hohen Potential, einem Zwischenpotential und einem niedrigen Potential, sowie zur Darstellung des Halbzyklus der ausgangsphasenwechselspannung durch abwechselnde Ausgabe des hohen und des niedrigen Potentials über den Weg des Zwischenpotentials eine Einrichtung, um den Gesamtwert der Impulsbreiten des hohen Potentials und des niedrigen Potential größer zu machen als den Gesamtwert der im Halbzyklus der Ausgangsphasenwechselspannung enthaltenen Ausgangsperioden des Zwischenpotentials.
Um die vorhergehend erwähnten Aufgaben zu lösen, enthält eine Steuereinrichtung für ein Elektrofahrzeug, das eine Modulationseinrichtung zur Darstellung des Halbzyklus der Ausgangsphasenwechselspannung durch abwechselnde Ausgabe des hohen und des niedrigen Potentials über das Zwischenpotential, einen Leistungskonverter zur Umwandlung eines Gleichstrons in eine Phasenwechselspannung mit wenigstens drei Potentialen, wie einem hohen Potential, einen Zwischenpotential und einem niedrigen Potential, sowie einen Wechselstrommotor zum Antreiben eines Elektrofahrzeugs, dem durch den Leistungskonverter eine Spannung zugeführt wird, aufweist, eine Einrichtung, um es zu ermöglichen, daß die Grundwelle bei der Ausgangsfrequenz des vorhergehend erwähnten Inverters auch bei höchstens einigen Hz arbeitet.
Die Wärmewerte der auf der Gleichstromseite gelegenen Elemente und der auf der Wechselstromseite gelegenen Elemente sind nicht gleichmäßig, da der Einschaltzeitabschnitt der auf der Wechselstromseite gelegenen Elemente länger ist als derjenige der auf der Gleichstromseite gelegenen Elemente, so daß der Versorgungsstrom der auf der Wechselstromseite gelegenen Elemente höher ist als derjenige der auf der Gleichstromseite gelegenen Elemente und beispielsweise etwa das zwei- bis dreifache beträgt.
Die Differenz zwischen dem mittleren Strom der inneren Schalteinrichtung und dem mittleren Strom der äußeren Schalteinrichtung wird daher kleiner gemacht als der mittlere Strom der äußeren Schalteinrichtung, so daß die Differenz zwischen dem inneren und dem äußeren Strom verringert wird und die Wärmewerte gleichmäßig gemacht werden.
Durch Einbauen einer Einrichtung, um den Gesamtwert der Impulsbreiten des hohen Potentials und des niedrigen Potentials größer zu machen als den Gesamtwert der Ausgangszeitabschnitte des im Haibzyklus der Ausgangsphasenwechselspannung im dipolaren Modulationsbereich enthaltenen Zwischenpotentials, werden die Ein- und Ausschaltzeit eines jeden Schaltelements fast gleich, und der Versorgungsstrom für ein jedes Element wird gleichmäßig gemacht.
Wenn ein Dreipegelinverter mit einer dipolarenmodulationseinrichtung als Steuereinrichtung für ein Elektrofahrzeug verwendet wird, kann das Elektrofahrzeug bei 0 V gestartet werden. Hierdurch wird eine Einrichtung ermöglicht, die den Grundwellenbetrieb bei der Ausgangsfrequenz eines Inverters bei höchstens einigen Hz fortgesetzt, was zu zufriedenstellender Arbeitsweise führt.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2 ist ein Signaldiagramm zur Darstellung von Beziehungen zwischen dem Schaltzustand eines Dreipegelinverters und einer Ausgangsphasenspannung.
Fig. 3 ist eine vergrößerte Darstellung der in Fig. 2 gezeigten Ausgangsphasenspannung
Fig. 4 ist eine Darstellung des dipolaren Modulationsbereichs.
Fig. 5 ist eine Darstellung eines Beispiels des Einstellens des Verschiebungswerts.
Fig. 6 ist eine Darstellung einer Einrichtung zur Begrenzung des eingestellten Verschiebungswerts.
Fig. 7 ist eine Darstellung eines weiteren Beispiels des Einstellens des Verschiebungswerts.
Fig. 8 ist eine Darstellung der Inverterfrequenz und des Bereichs einer jeden Modulationseinrichtung.
Fig. 9 ist eine Darstellung von Beziehungen zwischen dem Verschiebungswert und dem Elementstrom.
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform.
Fig. 11 ist eine Darstellung von Beziehungen zwischen dem Schaltzustand eines Dreipegelinverters und der Ausgangsphasenspannung einer anderen Ausführungsform.
Fig. 12 ist eine Darstellung einer anderen Ausführungsform des Arbeitsbereichs der vorliegenden Erfindung.
Fig. 13 ist eine weitere Ausführungsform des Arbeitsbereichs der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 14 sind Anforderungen an den mittleren Elementstrom gegenüber der Inverterfrequenz aufgetragen, wenn die vorliegende Erfindung eingesetzt wird und wenn sie nicht ein gesetzt wird.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFUHRUNGSFORM

Nachfolgend werden die Prinzipien der vorliegenden Erfindung erklärt, und es wird dann Bezug nehmend auf die Figuren 1 bis 9 eine Ausführungsform beschrieben.
Kürzlich wurde eine Technik zum Einstellen eines zusätzlichen Zwischenpotentialpunkts zwischen einem hohen Potentialpunkt und einem niedrigen Potentialpunkt einer Gleichspannungsquelle zum Betreiben eines Induktionsmotors, insbe sondere eines Induktionsmotors zum Antreiben eines Elektrofahrzeugs durch einen als Dreipegelinverter bezeichneten Inverter (auch als Reihen-Mehrfachinverter oder Neutralpunkt- Klemminverter bezeichnet) zum durch selektives Ein- und Ausschalten von Schaltelenenten erfolgenden Herbeiführen von drei Potentialpegeln am hohen Potentialpunkt, am niedrigen Potentialpunkt und am dazwischenliegenden Potentialpunkt an einem Wechselspannungsanschluß (als eine Phasenspannung), eingeführt.
Wesentliche Eigenschaften dieses Dreipegelinverters bestehen darin, daß die Ausgangswechselspannung mit einem geringen Oberwellenanteil erhalten werden kann, da die PWM- Schaltfrequenz offensichtlich erhöht werden kann, und daß die Schaltelemente so eingerichtet werden können, daß sie eine geringe Dielektrizit-t aufweisen, da die Schaltelemente durch Aufteilen der Gleichspannungsversorgung verkleinert werden können.
Der Grundaufbau der Hauptschaltung (drei Phasen) ist in Fig. 1 dargestellt.
In Fig. 1 bezeichnet eine Bezugszahl 60 eine Leitung eines elektrischen Fahrzeugs, die eine Gleichspannungsguelle ist, 61 und 62 Kondensatoren, die so geteilt sind, daß ein Zwischenpunkt N (nachfolgend als Neutralpunkt bezeichnet) der Spannung der Gleichspannungsquelle 60, 70 bis 73, 80 bis 83 erzeugt wird, und 90 bis 93 selbständig Lichtbogen löschende Schaltelemente mit Rückstrom-Gleichrichterzellen (wenngleich in diesem Beispiel IGBT verwendet wird, können GTOs oder Transistoren verwendet werden) und 74, 75, 84, 85, 94 und 95 Hilfsgleichrichterzellen (Klemmdioden) zum Ableiten des Potentials am Neutralpunkt eines jeden Kondensators. Ein Induktionsmotor 10 wird als Last verwendet.
Die Grundarbeitsweise von Schaltarmen 7 bis 9, die für jede Phase unabhängig voneinander betätigt werden können, wird unter Verwendung des Schaltarms 7 als Beispiel erklärt.
Es wird angenommen, daß die Spannungen edl und ed2 der Kondensatoren 61 und 62 vollkommen glatte Gleichspannungsquellen sind und ed1 = ed2 Ed/2 ist (Ed: gesamte Gleichspannung).
In diesem Fall können an einem Wechselspannungs-Ausgangsanschluß U durch Steuern des Ein- und Ausschaltens der Schaltelemente 70 bis 73 drei Ausgangsspannungspegel Ed/2, 0 sowie -Ed/2 erhalten werden, wie in Tabelle 1 dargestellt ist. Tabelle 1
Die Symbole S&sub1; bis S&sub4; und S bezeichnen Schaltfunktionen zur Darstellung der Schaltzustände der Schaltelemente 70 bis 73 durch 1, 0 und -1, und sie weisen die folgenden Beziehungen auf:
S&sub2; = S&sub4;, S&sub3; = S&sub1;, S = Si - S&sub4;
Durch die vorhergehenden Beziehungen kann die Ausgangsspannung e durch Gleichung 1 ausgedrückt werden.
e = s&sub1; ed1 - S&sub4; ed2 = SED/2 (ed1 = ed2 = ed/2) ... (1)
"e" weist eine Wellenforn auf, bei der die Impulsspannungen von Ed/2, 0 und -Ed/2 kombiniert sind. S wird jedoch gewöhnlich einer Jmpulsbreitenmodulations-Steuerung (PWM- Steuerung) unterzogen, um "e" in die Nähe einer Sinuskurve zu bringen. Eine PWM-Steuervorrichtung kann den Leitzustand der Schaltelemente durch Vorsehen von S&sub1; und S&sub2; bestimmen. Einzelheiten der Hauptschaltung des Dreipegelinverters sind in JP-B-51-47848 und JP-A-56-74088 beschrieben.
Nachfolgend werden die Beziehungen zwischen einem Inverter-Ausgangs spannungsbe fehl, einer Inverterausgangsspannung und einem Schaltelementstrom, Bezug nehmend auf die Figuren 2 und 8, erklärt.
Ein Inverter-Ausgangsspannungsbefehl E* wird gemäß einer Inverterfrequenz Fi* festgelegt, wie in Fig. 8 dargestellt ist. Bis die Inverterfrequenz Fi* Fcv erreicht, wenn die Ausgangsspannung E* maximiert wird, wächst E* fast in gleichen Verhältnis zu Fi*, und die Ausgangsspannung kann nicht größer werden als die Netzspannung des Elektroautos, so daß die Ausgangsspannung auf einer maximalen Ausgangsspannung von Emax gehalten wird, wenn die Inverterfrequenz Fcv übersteigt.
Eine dipolare Modulation bedeutet ein Modulationsverfahren, das ein Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist, eine partielle dipolare Modulation bedeutet ein Modulationsverfahren, bei dem der dipolare und der unipolare Zeitabschnitt im Halbzyklus der Grundwelle der Inverter-Ausgangsphasenspannung enthalten sind, eine unipolare Modulation bedeutet ein Modulationsverfahren, bei dem der Halbzyklus der Grundwelle der Inverter-Ausgangsphasenspannung aus einen positiven oder negativen Impuls und einem Null-Zeitabschnitt besteht, und eine Übermodulation bedeutet ein Modulationsverfahren zur Darstellung einer Grundwelle, bei der ein oder mehrere Impulse an beiden Enden eines breiten Impulses auftreten, und ein Impuls bedeutet ein Modulationsverfahren zur Darstellung des Halbzyklus der Grundwelle durch einen Impuls.
Aus diesem Inverter-Ausgangsspannungsbefehl E* und der Gleichspannung Ed wird ein Grundwellen-Amplitudenbefehl A festgelegt, wie in Gleichung 2 angegeben ist
A = 2 2E* / (ed1 + ed2) = 2 2E* / Ed ... (2)
Daher läßt sich ein Grundwellenbefehl a&sub1;*, wie nachfolgend dargestellt, durch den Grundwellen-Amplitudenbefehl A und die Phase θ ausdrücken.
a&sub1;* = Asinθ
wobei θ = 2 Fi*t t: Zeit ... (3)
Nachfolgend wird die dipolare Modulation, Bezug nehmend auf Fig. 2, erklärt.
Bei der dipolaren Modulation wird, wie in Fig. 2(f) dargestellt ist, abwechselnd ein positiver und ein negativer Impuls über das Zwischenpotential (0 in der Zeichnung) ausgegeben, so daß die Grundwellenspannung als Inverter-Ausgangsphasenspannung dargestellt wird und eine niedrige Spannung einschließlich 0 V ausgegeben werden kann. Dies ist daher ein zweckmäßiges Modulationsverfahren fur einen in einem Elektrofahrzeug verwendeten Induktionsnotor, der von 0 V (im Fall eines Gradientenstarts wird auch eine negative Spannung verwendet) bis zur maximalen Spannung fortlaufend gesteuert wird.
Eine bei einer solchen dipolaren Modulation verwendete Impulsfolge wird, wie nachfolgend dargestellt, erzeugt.
Der durch die Gleichung 3 gegebene Grundwellenbefehl a&sub1;* wird, wie in Fig. 2(a) dargestellt, halbiert. Die Oberseite einer in Fig. 2(a) dargestellten Begrenzung 0 ist ein Bereich, in dem eine positive Impulsfolge erzeugt wird, und die Unterseite ist ein Bereich, in dem eine negative Impulsfolge erzeugt wird.
Der halbierte Grundwellenbefehl a&sub1;* wird wie zwei Amplitudenbefehle behandelt&sub1; die, wie nachfolgend beschrieben, zu einem Verschiebungswert addiert werden, um einen positiven Amplitudenbefehl ap* und einen negativen Amplitudenbefehl an* zu erzeugen. Die Erzeugungsgleichung ist Gleichung 4.
ap* = a&sub1;* / 2 + B
an* = a&sub1;* / 2 - B
... (4)
wobei B einen Verschiebungswert bezeichnet.
Der Verschiebungswert B verschiebt jeden Amplitudenbefehl durch Überlagern des Gleichspannungsanteils mit dem Amplitudenbefehl in eine vorgegebene Richtung und weist auf die Tiefe der dipolaren Modulation hin. In dieser Ausführungsforn ist der Verschiebungswert durch ein Verhältnis zur Trägeramplitude dargestellt.
Der Einstellbereich des Verschiebungswerts B ist ein Bereich, der in Fig. 4 durch diagonale Linien und Gitter dargestellt ist, er ist also auf einen Bereich von A/2 ≥ B > 0,5 beschränkt.
Der Grund besteht darin, daß ein Teil des Amplitudenbefehls die Nullinie kreuzt und eine partielle dipolare Modulation statt einer dipolaren Modulation stattfindet, wenn B > A/2 ist, oder daß eine bipolare Modulation (Zweipegelmodulation) ohne ein Zwischenpotential statt einer dipolaren Modulation auftritt, wenn B = 0,5 ist.
Die maximale Ausgangsspannung der dipolaren Modulation ist ein Schnittpunkt der Linie des Verschiebungswerts B und der Linie B = A/2.
Aus den relativen Größen der in der Formel 4 dargestellten positiven und negativen Amplitudenbefehle ap* und an* und den beiden in Fig. 2(a), 4 dargestellten Trägersignalen ycp und ycn und zwei in Fig. 2(a) dargestellten Trägersignalen ycp und ycn werden die in den Figuren 2(b) bis 2(e) dargestellten Schaltfunktionen S&sub1; bis S&sub4;, wie nachfolgend dargestellt, erhalten.
Wenn ap* > ycp : S&sub1; = 0 und S&sub3; = 1
Wenn ap* / ycp : S&sub1; = 1 und S&sub3; = 0
Wenn an* ) ycn : S&sub4; = 1 und S&sub2; = 0
Wenn an* ) ycn : S&sub4; = 0 und S&sub2; = 1
Hierdurch wird die in Fig. 2(f) dargestellte Spannung am Wechselstrom-Ausgangsanschluß des Inverters erhalten.
Unter der Annahme, daß sich der Ausgangsstrom wie eine Sinuskurve ändert, wie in Fig. 2(g) dargestellt ist, fließt ein Strom, abhängig von der Schaltfunktion 5 und der Polarität des Ausgangsstroms, in Vorwärtsrichtung oder in Rückwärtsrichtung durch die Schaltelemente 70 bis 73, wie in Tabelle 2 dargestellt ist. Hierbei bezeichnet ein Symbol i einen Ausgangsstrom, und jedes leere Feld bezeichnet Null. In den Figuren 2(h) und 2(i) sind Wellenformen der Schaltelemente 70 und 71 dargestellt. Ein Strom mit einer positiven Polarität ist ein in Vorwärtsrichtung fließender Strom (IGBT- Strom), und ein Strom mit einer negativen Polarität ist ein in Rückwärtsrichtung fließender Strom (Diodenstrom), und "-i" bezeichnet einen Strom, der von der Last wegfließt. Tabelle 2
Wenn die Inverter-Ausgangsphasenspannung während der dipolaren Modulation in der Reihenfolge 0 --1 Ed/2 --1 0/ --/ -Ed/2 (der in Fig. 3 dargestellte Zeitabschnitt t&sub1; --/ t&sub2; --/ t&sub3; --/t&sub4;) geändert wird( wird der Zeitabschnitt als ein Zyklus angesehen.
Ein Strom von -i fließt während des Zeitabschnitts tl durch das Schaltelement 72, ein Strom von i fließt während des Zeitabschnitts t&sub2; durch die Schaltelemente 70 und 71, ein Strom von i fließt während des Zeitabschnitts t&sub3; durch das Schaltelement 71, und ein Strom von -i fließt während des Zeitabschnitts t&sub4; durch die Schaltelemente 72 und 73. Die Summe der in diesen Zyklus durch die Schaltelemente fließenden Ströme ist für die auf der Gleichstromseite gelegenen Elemente i bzw. für die auf der Wechselstromseite gelegenen Elemente 2 i.
Es wurde daher herausgefunden, daß der durch die auf der Wechselstromseite gelegenen Elemente fließende Strom höher ist.
In diesem Fall wird zwischen den auf der Wechselstromseite gelegenen Elementen und den auf der Gleichstromseite gelegenen Elementen eine Differenz des Wärmewerts erzeugt. Wenn daher die Kapazität einer Kühleinrichtung, entsprechend den auf der Wechselstromseite gelegenen Elementen ausgelegt wird, wird die Einrichtung vergrößert.
In einem Fall, in dem eine dipolare Modulation für eine Steuereinrichtung eines Induktionsmotors für ein Elektrofahrzeug verwendet wird, wird sie in Anbetracht dessen7 daß sie verwendet wird, um eine Spannung von Null oder eine niedrige Spannung darzustellen, hauptsächlich in einem Niederfrequenzbereich verwendet, und es besteht fortlaufend ein Zeitabschnitt, in dem ein Strom in der Nähe des Spitzenwerts fortlaufend durch die Elemente fließt.
Daher wird die Differenz der Wärmeerzeugung in zunehmendem Maße verbreitert, so daß es erforderlich ist, die Wärmeverteilung bei der dipolaren Modulation in diesem Bereich gleichförmig zu machen.
Nachfolgend wird das Ergebnis einer Simulation beschne ben, und es wird dann eine Ausführungsform von Gegenmaßnahmen erklärt.
Durch Computersimulation erhaltene Beispiele von Ergebnissen von Beziehungen zwischen dem Verschiebungswert B und dem mittleren in Vorwärtsrichtung durch die Schaltelemente 70 und 71 fließenden Strom sind in Fig. 9 dargestellt. Sowohl für den Motorbetrieb als auch für die Regeneration können die Elementströme gleichmäßig gemacht werden, wenn B 0,5 erreicht.
Wenn angenommen wird, daß der Null-Volt-Zeitabschnitt T&sub0; ist, kann T&sub0; als Funktion des Verschiebungswerts B, wie nachfolgend dargestellt, ausgedrückt werden.
T&sub0; = (1 - 2B) 1 2Fc ... (5)
wobei Fc die Trägerfrequenz ist.
Indem der Null-Volt-Zeitabschnitt so kurz wie möglich gesetzt wird, können die Ströme gleichmäßig gemacht werden. Mit anderen Worten kann das in Fig. 3 dargestellte t&sub1; + t&sub3; (= 2T&sub0;) kürzer gemacht werden.
Nachfolgend wird eine Anordnung zur Verwirklichung der obigen Funktion erklärt.
In Fig. 1 ist ein Beispiel einer Steuervorrichtung zum Steuern des Ein- und Ausschaltens von vier Reihenschaltelementen und zum Ausgeben einer Wechselspannung dargestellt, die sich zwischen drei Potentialpegeln ändert. In der Zeichnung ist nur der Teil einer Phase dargestellt.
In Fig. 1 gibt eine Grundwellen-Spannungsbefehl-Erzeugungseinrichtung 1 einen Inverter-Ausgangsspannungs-Frequenzbefehl Fi*, einen Ausgangsspannungs-Effektivwertbefehl E* und Gleichspannungen ed1 und ed2 ein, erhält einen Inverter-Ausgangsspannungsbefehl Asinθ (θ : Phase, θ = 2 F&sub1;*t, t: Zeit) und gibt ihn an eine Amplitudenbefehl-Verteilungseinrichtung 2 aus.
Eine Verschiebungseinstellungseinrichtung 4 gibt einen Verschiebungswert B aus, der entsprechend der Inverterfrequenz F&sub1;* und des Grundwellen-Amplitudenbefehlwerts A festgelegt (betrieben) wird (Einzelheiten werden später beschrieben).
Die Amplitudenbefehl-Verteilungseinrichtung 2, die den Inverter-Ausgangsspannungsbefehl Asino eingibt und den Verschiebungswert B bestimmt, erzeugt gemäß Gleichung 4 einen positiven Amplitudenbefehl ap* und einen negativen Amplitudenbefehl an*, die in Fig. 2(a) dargestellt sind.
Weiterhin erzeugt eine Impulserzeugungs- und -verteilungseinrichtung 3 PWM-Impulsfolgen S&sub1; bis S&sub4;, die auf der Grundlage des positiven Amplitudenbefehls ap* und des negativen Amplitudenbefehls an* an die Schaltelemente übergeben werden.
Diese PWM-Impulsfolgen S&sub1; bis S&sub4; werden mit einer U- Phase über einen in der Zeichnung nicht dargestellten Gate Verstärker an die Schaltelemente 70 bis 73 übergeben, so daß das Ein- und Ausschalten eines jeden Elements gesteuert wird.
Nachfolgend wird der Aufbau der PWM-Impulsfolgen detailliert beschrieben.
Eine Phase von θ wird durch Integrieren eines Frequenzbefehls Fi* der Inverter-Ausgangsspannung erhalten, die durch Addieren und Subtrahieren der Schlupffrequenz erhalten wird, die auf der Grundlage der Abweichung eines Motorstrombefehls von einem Ist-Motorstrom sowie der Motordrehfrequenz über die Zeit erhalten wird, und Sinθ wird auf der Grundlage von durch einen Sinusgenerator 11 berechnet. Der Wert von Sinθ und der Grundwellen-Spannungsamplituden-Befehlswert A, der durch eine Amplitudeneinstelleinrichtung 12 proportional zum erwähnten Frequenzbefehl F&sub1;* aus dem Ausgangsspannungs-Effektivwertbefehl E* und aus den Gleichspannungen ed1 und ed2 (wenn die Leistungsquelle eine genaue Spannungsquelle ist, kann Ed verwendet werden) erhalten wird, werden durch einen Multiplizierer 13 multipliziert, und es wird ein momentaner Grundwellen-Spannungsbefehl Asinθ ausgegeben.
Der Verschiebungswert B, der entsprechend dem Grundwel len-Amplitudenbefehlswert A durch die Verschiebungseinstelleinrichtung 4 eingestellt worden ist, wird durch einen Addierer 22 oder 23 zu dem Signal addiert oder von dem Signal substrahiert, das durch ein durch einen Halbierer 20 erfolgendes Halbieren des Grundwellen-Spannungsbefehls Asino (etwas anderes als 1/2 kann verwendet werden( wenngleich der Aufbau der nachfolgenden Stufe etwas kompliziert wird), der durch die Grundwellen-Spannungsbefehl-Erzeugungseinrichtung 1 eingegeben wurde, erhalten, und der positive Amplitudenbefehl ap* und der negative Amplitudenbefehl an* werden erzeugt.
Ein Impulsgenerator 31 vergleicht den positiven Amplitudenbefehl ap*, der von der Amplitudenbefehl-Verteilungseinrichtung 2 ausgegeben wird, mit dem Trägersignal ycp, das von einem Trägergenerator 30 eingegeben wird, und erzeugt eine Schaltfunktion Si, die dem positiven Impulsmuster gleicht. Ein Impulsgenerator 32 vergleicht auch den negativen Amplitudenbefehl an* mit dem Trägersignal ycn, das von dem Trägergenerator 30 eingegeben wird, erzeugt eine Schaltfunktion S&sub4;, die dem negativen Impulsmuster gleicht, und erzeugt Gate-Signale S&sub1; bis S&sub4;.
Nachfolgend wird die Arbeitsweise der Verschiebungseinstellungseinrichtung 4, Bezug nehmend auf die Figuren 4 bis 6, beschrieben.
Es wird hinsichtlich der dipolaren Modulation beschrieben, daß den Schaltelementen gemeinsame Ströme gleichmäßig gemacht werden können, indem der Nullspannungs-Zeitabschnitt so kurz wie möglich eingestellt wird. Um jedoch den Schaltelementen gemeinsame Spannungen richtig einzustellen oder die Hälfte der Gleichspannung sicher an jedes Schaltelement anzulegen, ist es erforderlich, einen vorgegebenen Nullspannungs- Zeitabschnitt zu reservieren.
Bei der Annahme, daß das Minimum des Nullspannungs-Zeitabschnitts T&sub0; T0min ist, ergibt sich aus Gleichung 5, daß das Maximum Bmax von B, wie nachfolgend dargestellt, ausgedrückt werden kann:
Bmax = 0,5 - FcT0min = 0,5 - Δ ... (6)
wobei A = FcT0min ist.
In dem Bereich, der in Fig. 4 größer als B = A/2 und B = 0,25 und kleiner als Bmax ist (durch Gitterlinien bezeichnet), kann die Wärmeverteilung gleichmäßig gemacht werden. Die Gleichmäßigkeit kann mit anderen Worten dadurch erreicht werden, daß der Verschiebungswert B, der von der Verschiebungseinstelleinrichtung 4 ausgegeben wird( in dem Bereich auf einen festen Wert festgelegt wird.
Es ist aus praktischen Gründen erforderlich, einen Begrenzer an der Verschiebungseinstelleinrichtung 4 zu befestigen, um zu verhindern, daß sich der Verschiebungswert in einen anderen Bereich verschiebt. Dies wird nachfolgend erklärt.
Die Figuren 5 und 6 sind detaillierte Zeichnungen der Verschiebungseinstelleinrichtung 4.
Eine Verschiebungswert-Erzeugungseinheit 41 gibt entsprechend der Inverterfrequenz Fi* einen Verschiebungswert B&sub0; aus. Ein Begrenzer 42 gibt den Grundwellen-Spannungsamplituden-Befehlswert A und den Verschiebungswert B&sub0; ein und verhindert, daß der Verschiebungswert B außerhalb des dipolaren Bereichs gesetzt wird.
Der von der Verschiebungs-Erzeugungseinrichtung 41 ausgegebene Verschiebungswert B&sub0; ist ein geeignetster fester Wert, um Spannungen, die gegenüber der Inverterfrequenz Fi* nicht geändert werden, gleichmäßig zu machen. Der Verschiebungswert B&sub0; kann jedoch beispielsweise unter Berücksichtigung einer Stromwelligkeit entsprechend der Inverterfrequenz geändert werden.
Diese Ausführungsform wird, Bezug nehmend auf Fig. 7, erklärt.
Durch Festlegen des Verschiebungswerts B auf 0,5 - Δ innerhalb des Zeitabschnitts, in dem die Inverterfrequenz Fi* geringer als F&sub1; ist, Verringern von B bei ansteigendem Fi* (F&sub1; ≥ Fi* ≥ F&sub2;) und Einstellen von B auf etwa 0,25, wenn Fi* < F&sub2; ist, können die Erzeugungsverluste in einem Niederfrequenzband gleichmäßig gemacht werden, wo die Anderungen der Wärmeerzeugung infolge des Erzeugungsverlustes groß sind, um Oberwellen des Ausgangsstroms in einem verhältnismäßig hohen Frequenzband zu verringern. Es erübrigt sich, zu bemerken, daß das gleiche Ergebnis auch erreicht werden kann, wenn F&sub1; = F&sub2; ist.
Eine Verschiebungswert-Erzeugungseinrichtung 43 gibt den Verschiebungswert B&sub0; aus, der auf der Grundlage der Inverterfrequenz Fi* erhalten wird, und gibt den Verschiebungswert B über den Begrenzer 42 aus, wie in Fig. 6 dargestellt ist.
Es ist gemäß der vorliegenden Erfindung möglich, die Ströme der Schaltelemente, die die Hauptschaltung des Inver ters bilden, gleichmäßig zu machen und die erzeugten Elementverluste fast gleichmäßig zu machen. Hierdurch wird die Wärmeerzeugungsverteilung gleichmäßig gemacht, und die Einrichtung kann klein gemacht werden.
Eine weitere Ausführungsform ist in Fig. 10 dargestellt.
Gemäß dieser Ausführungsform kann eine Arbeitsweise, die zu derjenigen der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform äquivalent ist, durch ein Trägersignal ausgeführt werden.
Zuerst wird die Grundarbeitsweise, Bezug nehmend auf Fig. 11, erklärt.
Ein Punkt, für den der Grundwellenbefehl a&sub1;* durch die nachfolgend dargestellte Gleichung durch den Inverter-Frequenzbefehl Fi*, den Ausgangsspannungsbefehl E* und die Gleichspannung Ed ausgedrückt ist, gleicht denjenigen der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform..
a&sub1;* = Asinθ ... (7)
wobei A = 2π 2E*/Ed und θ = 2π Fi*t (t: Zeit) ist. Aus der Gleichung werden zwei Amplitudenbefehle %* und an* entsprechend den folgenden Gleichungen erzeugt, wie in Fig. 11(a) dargestellt ist.
ap* = a&sub1;* - C
an* = a&sub1;* + C ... (8)
wobei C ein Versatzwert ist.
Dieser Verschiebungswert C wird durch die folgende Beziehung mit dem Verschiebungswert B der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform ausgedrückt.
C = 1 - 2B ... (9)
Der Einstellbereich des Verschiebungswerts C ist auf einen Bereich 0 > C ≥ 1 - A beschränkt, und die Wellenform ist so, wie in Fig. 11(a) dargestellt ist. Wenn C = 0 ist, findet eine bipolare Modulation (zwei Pegel) statt, die kein Zwischenpotential aufweist.
Aus den relativen Größen des positiven Amplitudenbefehls AP* und des negativen Amplitudenbefehls aN*, die durch Gleichung 8 ausgedrückt sind, und das durch Fig. 11(a) dargestellte Trägersignal yC werden die in den Figuren 11(b) bis 11(e) dargestellten Schaltfunktionen S&sub1; bis S&sub4;, wie nachfolgend dargestellt, erhalten.
Wenn ap* < yc: S&sub1; = 0 und S&sub3; = 1
Wenn ap* > yc: S&sub1; = 1 und S&sub3; = 0
Wenn an* < yc: S&sub4; = 1 und S&sub2; = 0
Wenn an* > yc: S&sub4; = 0 und S&sub2; = 1
Die Wellenformen aus den Figuren 11(b) bis 11(e) gleichen genau denen aus den Figuren 2(b) bis 2(e), und die Wellenformen aus den Figuren 11(f) bis 11(i) stimmen auch mit denen aus den Figuren 2(f) bis 2(i) überein. Nachfolgend wird die Anordnung zum Verwirklichen der erwähnten Funktionen erklärt.
In Fig. 10 gleichen eine Grundwellen-Spannungsbefehl-Erzeugungseinrichtung 1 und die Hauptschaltung des Inverters denen der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform Die Bezugszahl 4 bezeichnet eine Verschiebungseinstelleinrichtung, die einen Verschiebungswert von C entsprechend der Gleichung 9 und den Beziehungen aus den Figuren 4 bis 7 einstellt. Die Bezugszahl 2 bezeichnet eine Amplitudenbefehl-Verteilungseinrichtung, die den entsprechend dem Grundwellen-Amplitudenbefehlswert A durch die Verschiebungseinstellungseinrichtung 4 eingestellten Verschiebungswert C durch einen Addierer 22 oder 23 von dem durch die Grundwellen-Spannungsbefehl-Erzeugungseinrichtung 1 eingegebenen Grundwellen-Spannungsbefehl Asino subtrahiert oder zu diesem addiert, und den positiven Amplitudenbefehl %* und den negativen Amplitudenbefehl an* erzeugt.
Ein Impulsgenerator 31 vergleicht den von der Amplitudenbefehl-Verteilungseinrichtung 2 ausgegebenen positiven Amplitudenbefehl ap* mit dem von einem Trägergenerator 30 eingegebenen Trägersignal yc und erzeugt eine Schaltfunktion S&sub1;, die dem positiven Impulsmuster gleicht. Ein Impulsgenerator 32 vergleicht weiterhin den negativen Amplitudenbefehl an* mit dem vom Trägergenerator 30 eingegebenen Trägersignal yc, erzeugt eine Schaltfunktion S&sub4;, die den negativen Impulsmuster gleicht, und erzeugt Gate-Signale S&sub1; bis S&sub4;.
Gemäß dieser Ausführungsform kann ein Ergebnis, das demjenigen der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform in etwa gleichwertig ist, durch ein Trägersignal erhalten werden.
Es erübrigt sich, zu bemerken, daß die ganze vorhergehend erwähnte Steuereinrichtung oder ein Teil davon mittels eines Mikroprozessors so programmiert werden kann, daß sie durch Software verwirklicht wird.
Diese Ausführungsform ist ein Beispiel, bei dem eine einzige Phase verwendet wird. Es erübrigt sich jedoch, zu bemerken, daß durch mehrere Phasen, wie zwei oder drei Phasen, das gleiche Ergebnis erzielt werden kann.
Gemäß der vorhergehend erwähnten ersten und zweiten Ausführungsform wird der ganze dipolare Modulationsbereich einer Steuerung der Stromgleichmäßigkeit unterzogen. In den folgenden Ausführungsformen wird entsprechend der Phase des Grund wellenbefehls a&sub1;* festgelegt, ob der dipolare Modulationsbereich einer Steuerung der Stromgleichmäßigkeit unterzogen wird. Dies wird nachfolgend, Bezug nehmend auf die Figuren 12 und 13, erklärt.
In Fig. 12 ist ein Beispiel dargestellt, bei dem der Steuerungszustand während des Halbzyklus der Grundwelle geändert wird.
Ein Symbol T&sub1; bezeichnet den in Fig. 3 dargestellten 0- Zeitabschnitt (t&sub1; + t&sub3;), und T&sub2; bezeichnet den Einschaltzeitabschnitt (t&sub2; + t&sub4;).
Gemäß dieser Ausführungsform wird ein Bereich mit einer großen Amplitude (das gleiche kann bei der negativen Seite gesagt werden) einer Steuerung der Stromgleichmäßigkeit unterzogen. Hierdurch wird die Stronverteilung an einer Stelle, an der mehrere Ströme fließen, gleichmäßig gemacht, und eine Welligkeit wird an einer Stelle verringert, an der eine kleine Anzahl von Strömen fließt (T&sub1; = T&sub2;). Daher wird eine Welligkeit der Stromwellenform verringert, und die Wärmeverteilung wird gleichmäßig gemacht.
In Fig. 13 ist ein gegenüber der vorhergehenden Ausführungsform umgekehrtes Beispiel dargestellt.
In diesen Fall wird eine Stromwelligkeit in dem Teil verringert, der Anteil am Mittelwert der Spannung hat.
Durch Auswählen einer der in den Figuren 12 und 13 dargestellten Ausführungsformen entsprechend der Inverterfrequenz Fi* kann die am besten geeignete Steuerung angewendet werden. Wenn beispielsweise 0 ≥ Fi* ≥ F&sub6; (F&sub6; ist der dipolare Bereich) ist, wird die in Fig. 12 dargestellte Ausführungsform verwendet. Wenn F&sub6; ≥ Fi ≥ F&sub7; ≥ F&sub7; ist der dipolare Bereich) ist, wird die in Fig. 13 dargestellte Ausführungsform verwendet. Hierdurch können der Gleichmäßigkeit der Wärmever teilung im Niederfrequenzband und der Steuerung der Verringerung der Stromwelligkeit im nächsten Frequenzband Vorrang eingeräumt werden.
Die in den Figuren 12 und 13 dargestellten Ausführungsformen können leicht durch Eingeben einer Phase vom Sinusgenerator 11 in die Verschiebungseinstelleinrichtung 4 eingerichtet werden.
Vorhergehend wurde eine Erklärung der Steuerung der Gleichmäßigkeit des Wärmeverlustes auf der Grundlage eines vorgegebenen Musters gegeben. Das gleiche Ergebnis kann jedoch auch folgendermaßen erzielt werden.
Erstens wird die Stromwelligkeit des Ausgangsstroms gemessen. Wenn der Welligkeitswert innerhalb der Toleranz liegt, wird eine Gleichmäßigkeitssteuerung vorgenommen. Wenn der Welligkeitswert jenseits der Toleranz liegt, wird der Verschiebungswert auf 0,25 gesetzt. Die Toleranz muß eine Hysterese aufweisen.
Zweitens wird für jedes Element ein Thermometer (ein Amperemeter) installiert. Wenn die Temperaturdifferenz einen vorgegebenen Wert übersteigt, wird eine Gleichmäßigkeitssteuerung vorgenommen. Wenn die Temperaturdifferenz geringer ist als der vorgegebene Wert, wird der Verschiebungswert auf 0,25 eingestellt, um die Stromwelligkeit zu verringern.
Gemäß dieser Ausführungsform kann eine Steuerung auf der Grundlage des Ist-Werts statt auf der Grundlage eines Musters vorgenommen werden. Daher kann die Verlustdifferenz kleiner als der Zielwert gemacht werden.
Nachfolgend werden die vorhergehend erwähnten Wirkungen der vorliegenden Erfindung erklärt.
Fig. 14 ist ein Kennliniendiagramm von durch das äußere Element 70 und das innere Element 71 fließenden Strömen in Abhängigkeit von der Inverterfrequenz Fi*, wenn die vorliegende Erfindung angewendet wird oder nicht.
Der mittlere Strom des inneren Elements im Niederfrequenzband (von 0 bis mehreren Hz) in dieser graphischen Darstellung wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt.
Mittlerer Strom = (1 - B)Im ... (10)
wobei B der Verschiebungswert ist und
Im die Amplitude des Inverter-Ausgangsstroms ist. Der mittlere Strom in einem Frequenzband, das höher ist als das vorhergehend erwähnte Frequenzband, wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt.
Mittlerer Strom = ((A/8)cosφ + (1 - B)/π)Im ... (11)
wobei A der Grundwellen-Spannungsbefehl (Prozentmodulation)
und
φ) ein Leistungsfaktorwinkel ist.
In diesem Fall wird die Kapazität einer Kühleinrichtung auf der Grundlage des Heizwerts am Punkt A ausgelegt. Durch Absenken des Punkts A zum Punkt AV hin kann die Kühleinrichtung verkleinert werden.
Falls beispielsweise keine Steuerung der Stromgleichmäßigkeit vorgenommen wird, wenn der Effektivwert des Ausgangsstroms 400 A und die Schaltfrequenz 300 Hz betragen, wird ein hoher Verlust von etwa 1725 W durch einen Abfall der vorwärtsgerichteten Spannung erzeugt. Wenn die Steuerung der Stromgleichmäßigkeit vorgenommen wird, wird nur ein Verlust von etwa 1195 W durch einen Abfall der vorwärtsgerichteten Spannung erzeugt. Hierdurch läßt sich berechnen, daß das Volumen des Wärmeabstrahlungsabschnitts um etwa 1/5 verringert werden kann.
Unter der Annahme, daß die Element-Strombelastbarkeit des mittleren Stroms des in Fig. 14 dargestellten auf der Gleichstromseite gelegenen Elements (des inneren Elements) am Punkt C (bei der maximalen Ausgangsspannung, wenn infolge der Oberwellenreduktion B = 0,25 und A = 0,5 ist, so- daß die dipolare Modulation verlorengeht, wenn A über diesen Wert hinaus ansteigt) 100 % beträgt, ist es erforderlich, die Auslegung so vorzunehmen, daß die Strombelastbarkeit am Punkt A zur Element-Strombelastbarkeit addiert wird.
Da es jedoch erforderlich ist, ein Element mit einer ho hen Strombelastbarkeit für eine niedrige Frequenz, wie 0 Hz bis höchstens einige Hz, zu verwenden, wird die Einrichtung groß gemacht.
Wenn nun die Steuerung der Stromgleichmäßigkeit vorgenommen wird, kann der mittlere durch das Element fließende Strom auf A' verringert werden, so daß es keine Notwendigkeit gibt, der Elernent-Strombelastbarkeit im Vergleich zur Element-Strombelastbarkeit des mittleren Stroms des inneren Elements am Punkt C eine hohe Strombelastbarkeit hinzuzufügen.
Um den mittleren durch das Element fließenden Strom zu verringern, ist eine Reduktion des Inverter-Ausgangsstroms Im möglich. Wenn eine solche Steuerung vorgenommen wird, kann ohne Zweifel ein Element mit einer geringen Strombelastbarkeit verwendet werden. Wenn dieser Inverter jedoch für eine Einrichtung zum Steuern eines Elektrofahrzeugs verwendet wird, verringert sich das Drehmoment eines Wechselstrommotors (Induktionsmotors), und der Motor kann bei einen Start an einer aufwärtsgerichteten Stelle nicht starten (der Inverter ist bei anderen als einer solchen besonderen Arbeitsweise nützlich).
Das vorhergehend Erwähnte ist in Tabelle 3 zusammenge Tabelle 3
Diese Tabelle wird mittels der Gleichungen 10 und 11 erzeugt.
Die Tabelle zeigt daher, daß zumindest ein Element mit einer Strombelastbarkeit, die geringer ist als das 2,49fache der Element-Strombelastbarkeit, am Punkt C verwendet werden kann, wenn die Steuerung der Stromgleichmäßigkeit oder eine andere Steuerung verwendet wird. Hierdurch können die Elemente kleiner gemacht werden, und es kann auch das ganze Invertersystem kleiner gemacht werden.
An dieser Stelle wird der Grad Eb des ungleichgewichts, der ein Index zum Anzeigen des Betrags der Stromdifferenz zwischen dem inneren und dem äußeren Element ist, definiert.
Eb = ((Ii - I&sub0;) / Ii) ... (12)
wobei Ii der mittlere Strom des inneren Elements ist und
I&sub0; der mittlere Strom des äußeren Elements ist.
Hierbei kann jeder mittlere Strom im in Fig. 14 dargestellten fast flachen Bereich mit dem Punkt C, wie nachfolgend gezeigt, ausgedrückt werden.
I&sub0; = ((A/8)cosφ + B/π)Im
Ii = ((A/8)cosφ + (1 - B)/π)Im ... (13)
Der Grad Eb des Ungleichgewichts kann durch
Eb = (1 - 2B) 1 ((A/8)cosφ + (1 - B)) ... (14)
ausgedrückt werden, wie zuvor gezeigt wurde.
Der Grad Eb des Ungleichgewichts kann unter der Annahme, daß A = 0 ist, aus Gleichung 14 berechnet werden, wenn die Inverterfrequenz mehrere Hz beträgt (in dem in Fig. 14 dargestellten, die Punkte A und A' enthaltenden Bereich, in dem der mittlere Strom plötzlich geändert wird).
Der Grad Eb des Ungleichgewichts im in Fig. +4 darge stellten flachen Bereich mit dem Punkt C (die Inverterfrequenz beträgt mindestens einige Hz) gleicht nahezu 0,528, wenn in Gleichung 14 B = 0,25, A = 0,5 (wenn der Verschiebungswert 0,25 beträgt, übersteigt die maximale Grundwellenamplitude 0,5 nicht) und ein Leistungsfaktor von 1 verwendet werden. Wenn diese Steuerung der Stromgleichmäßigkeit vorgenommen wird, wird der Grad des Ungleichgewichts kleiner als dieser Wert.
Hinsichtlich des Grads Eb des Ungleichgewichts wird eine Beziehung 0 ≥ Eb ≥ 0,52 eingehalten. Die Differenz zwischen dem mittleren Strom des inneren Elements und dem mittleren Strom des äußeren Elements kann mit anderen Worten kleiner gemacht werden als der mittlere Strom des äußeren Elements.
Wenn die dipolare Modulation für eine Einrichtung zum Steuern eines Elektrofahrzeugs und insbesondere bei einer speziellen Arbeitsweise eines Elektrofahrzeugs, beispielsweise bei einer Arbeitsweise bei einer konstanten Geschwindigkeit bei einer geringen Geschwindigkeit, wie einem Start an einer aufwärtsgerichteten Stelle oder einer Wagenwäsche, die unter der Bedingung fortgesetzt wird, daß die Inverterfre quenz Fi* höchstens einige Hz beträgt, verwendet wird, erhöht sich plötzlich die Arbeitszeit bei einer Inverterfrequenz von höchstens einigen Hz oder die Arbeitszeit in dem Bereich, in dem der Strom des inneren Elements (das auf der Gleichstromseite gelegene Element) ansteigt. Wenn daher für den Inverter ein Element verwendet wird, dessen Strombelastbarkeit am Punkt C liegt, besteht die Möglichkeit, daß das Element durch die Wärmeerzeugung des Elements (Wärmeerzeugung des inneren Elements) beschädigt wird. Es ist, um dies zu verhindern, erforderlich, die Kühleinrichtung größer zu machen als bei der unipolaren Modulation.
Wie jedoch in Tabelle 1 dargestellt ist, kann die vorhergehend erwähnte spezielle Arbeitsweise durch Verringern des Ausgangsstroms oder durch nur in diesem Bereich stattfindendes Steuern der Strorngleichmäßigkeit ausgeführt werden.
Wenn die Arbeitsweise mit anderen Worten durch die in Fig. 1 dargestellte Einrichtung 41 zur Einstellung der Arbeitsweise angegeben worden ist, wird der Befehl in die Einrichtung 4 zum Einstellen der Verschiebung eingegeben und ein Verschiebungswert B entsprechend der Betriebsart eingestellt.
Beispielsweise wird die Inverterfrequenz Fi*, bei der der Verschiebungswert B absinkt, wie in Fig. 7 dargestellt ist, beim Start bei einer Einheitsunterbrechung, bei einer Arbeitsweise bei einer konstanten Geschwindigkeit bei einer geringen Geschwindigkeit oder bei einem Start an einer aufwärtsgerichteten Stelle auf einen höheren Wert gesetzt. Es ist hierdurch möglich, die Wärmeverlusterzeugung gleichmäßig zu machen und zu verhindern, daß am inneren Element eine lokale Wärmezerstörung auftritt. Daher kann die spezielle Arbeitsweise ohne größeres Andern der Größe der Kühleinheit fortgesetzt werden.
Bei einer Einrichtung zum Steuern eines Elektrofahrzeugs mit einem Steuersystem, bei dem eine dipolare Modulation durch einen Dreipegelinverter vorgenommen wird, kann ein neues Elektrofahrzeug mit einer Einrichtung zur Fortsetzung der vorhergehend erwähnten speziellen Arbeitsweise vorgesehen werden.
Gemäß allen vorhergehend erwähnten Ausführungsformen wird zur Erklärung ein Induktionsmotor als Last verwendet. Es kann jedoch mit dem gleichen Ergebnis ein anderer Wechselstrommotor oder eine andere Lasteinheit verwendet werden. Gemäß den vorhergehend erwähnten Ausführungsformen werden Inverter verwendet. Durch Anschließen des Ausgangsanschlusses eines Inverters über ein Reaktanzelement an eine Wechselstromquelle kann der Inverter als selbstumkehrender Konverter zum Umsetzen eines Wechselstroms in einen Gleichstrom (eine Arbeitsweise, die der regenerierenden Arbeitsweise des Inverters gleicht) betrieben werden. Auch in diesem Fall kann ein Ergebnis erwartet werden, das demjenigen des Inverters gleicht.
Es ist gemäß der vorliegenden Erfindung möglich, ein Invertersystem zu miniaturisieren, um die Wärmeerzeugungsverteilung der Schaltelemente, die die Hauptschaltung des Inverters bilden, gleichmäßig zu machen, und eine Einrichtung zum Steuern eines Elektrofahrzeugs zu verwirklichen, die eine gute Arbeitsweise bieten kann.

Claims

1 Gleichstron-Wechselstrom-Leistungskonverter vorn dipolaren Modulationstyp mit einer Drei-Potential-Modulation, bei dem der Wechselspannungsausgang zwischen einem hohen Potential (Ed/2) und einem niedrigen Potential (-Ed/2) mit dazwischenliegenden Zeitabschnitten bei einern Zwischenpotential (0) zwischen dem hohen und niedrigen Potential durch Steuern von Schaltelementen (70-73, 80-83, 90-93) alterniert wird, gekennzeichnet durch eine mit den Schaltelementen (70- 73, 80-83, 90-93) verbundene Steuereinrichtung (1- 4) zum Herstellen der Gesamtbreiten (t&sub2; + t&sub4;) der hohen und niedrigen Potentialpulse größer als die Gesamtdauer (t&sub1; + t&sub3;) beim Zwischenpotential, so daß die durch die Schaltelemente fließenden Ströme in wesentlichen einheitlich gemacht werden, wodurch die Verteilung der erzeugten Wärme über die Schaltelemente im wesentlichen gleich gemacht wird.

2; Leistungskonverter gemäß Anspruch 1, wobei die Einschaltzeit des Zwischenpotentials (0) entsprechend der Konverterausgangs frequenz geändert wird.