DE4303903C2 - Verfahren zum Entstören des Einseitenbandempfangs zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sendersignale und Funkempfänger zum Durchführen des Verfahrens - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Entstören des Einseiten­ bandempfanges von zweiseitenband-amplitudenmodulierten Signalen gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1 sowie auf einen Funkempfänger gemäß den Oberbegriffen der Ansprüche 5, 6, 7 und 8.

Im Kurzwellenbereich gibt es, wie allgemein bekannt, häufig Seitenband­ überlappungen. Die Überlappungen sind oft erheblich und liegen, wenn sie auf­ treten, in der Form vor, daß die überlappenden Seitenbänder bis fast zur Trägerfrequenz des jeweiligen Nachbarsignals reichen aber nicht darüber hinaus.

Das Selektivitätsproblem, das sich daraus ergibt, ist durch eine frühere Er­ findung des Erfinders (WO 92/10039; zugehöriges, inzwischen erteiltes Europ. Patent Nr. 559 716 B1) in allgemeiner Form gelöst worden. Deren Kern besteht in Entstör-Kompensations-Methoden. Ein entsprechender Funkempfänger wurde inzwischen noch nicht gebaut. Die nachstehend dargestellte Erfindung be­ schreibt einen Funkempfänger, der von einer der Entstör-Kompensations- Methoden nach WO 92/10039 Gebrauch macht, aber durch weitere Erfindungs­ merkmale gekennzeichnet ist, insbesondere dadurch daß die Entstör-Kompen­ sationen im Niederfrequenzbereich stattfinden.

Zunächst sei das Selektivitätsproblem noch einmal umrissen. Der Mißstand zeitweiliger Seitenbandüberlappung im Kurzwellenbereich kommt auf folgende Weise zustande:

Aufgrund internationaler Vereinbarungen hat man für die Kurzwellen-Rundfunk­ bereiche einen Kanalabstand von 5 kHz festgelegt. Das bedeutet: Der Abstand zwischen den Trägerfrequenzen zweier unmittelbar benachbarter Kanäle beträgt 5 kHz. Im allgemeinen gehen jedoch die Frequenzspektren der Basisbänder, die von den Kurzwellensendern übertragen werden, von 200 Hz bis 4,5 kHz. Den Rundfunkstationen ist es offiziell erlaubt, so zu Verfahren.

Das Ergebnis ist: Wenn die Signale zweier solcher Nachbarkanalstationen - von den Betreibern beabsichtigt oder nicht beabsichtigt - zur gleichen Zeit im glei­ chen geographischen Gebiet ankommen, so überlappt dort das obere Seiten­ band der Station, die die niedrigere Trägerfrequenz besitzt, das untere Seiten­ band der Station mit der höheren Trägerfrequenz.

Die Fälle, in denen sich die Seitenbänder unmittelbar benachbarter Kanäle über­ lappen, sind zahlreich. Die Sendezeiten der Stationen sind nicht immer so wohlgeordnet, daß Überlappungen vermieden werden. Offiziell sollte letzteres zwar so sein; verschiedene Umstände bewirken jedoch die entstehenden Miß­ stände.

Diese führen zu den entsprechenden Interferenzen infolge Seitenbandüber­ lappung.

Gemäß dem Stand der Technik kann man die Störung des Überlappens von Seitenbändern vermindern, indem man das Prinzip des Einseitenbandempfanges verwendet (ECSS-Methode): Es wird eines der beiden Seitenbänder der Wunschstation selektiert, wobei der Benutzer des Empfängers wahlweise das Seitenband mit der kleineren (oder gar nicht bestehenden) Interferenzstörung einschalten kann.

Leider ist dann doch noch oft genug das gewählte Seitenband so gestört, daß der Hörer enttäuscht ist.

Diesen Mißstand wollte die Erfindung WO 92/10039 beseitigen. Sie nutzt dabei folgenden Sachverhalt:

Wenn man die zwei frequenzhöher liegenden und die zwei frequenztiefer liegen­ den Nachbarkanäle des zum Empfang gewünschten Signals in Augenschein nimmt, so findet man mit absoluter Sicherheit in einem der vier Kanäle eine Zweiseitenbandschwingung mit einem Seitenband, das frei von Interferenz ist.

Das Grundprinzip der Erfindung WO 92/10039, welches auch das Grundprinzip des hier erfundenen Funkempfängers ist, besteht in folgendem:

Die Zweiseitenbandschwingungen zwischen dem Träger der gewünschten Sta­ tion und derjenigen Zweiseitenbandschwingung einige Kanäle höher oder tiefer, die das ungestörte Seitenband besitzt, werden zusammen mit der letztgenann­ ten Zweiseitenbandschwingung als ein zusammengehöriges Ganzes aufgefaßt, das wir hier "Einseiten-Ensemble" nennen wollen. Die Aufgabe, die sich die Er­ findung gestellt hat, besteht darin, das gewählte Einseitenband-Signal der gewünschten Station von diesem "Einseiten-Ensemble" der auf der gewählten Seite befindlichen Zweiseitenbandschwingungen zu befreien, während die Denk­ weise des Standes der Technik seither darin bestand, nur das gewählte Einsei­ tenband von den Schwingungen des unmittelbaren Nachbarkanals zu trennen.

Diese neue Auffassung des Problems der Selektion durch den Erfinder führt zu einer neuartigen Prozedur der Selektion, die in der WO 92/10039 erläutert ist.

Bei dieser Prozedur werden die Zweiseitenbandschwingungen des Einseiten-En­ sembles alle gelöscht, das gewählte Einseitenband des Wunschsender-Signals jedoch nicht. Übrig bleibt das letztere.

Dabei können die Löschungen gleichzeitig erfolgen (vom Erfinder inzwischen "Simultanmethode" genannt) oder nacheinander (vom Erfinder inzwischen "Suk­ zessivmethode" genannt).

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren dafür anzugeben sowie zugehörige Funkempfänger bereitzustellen, mit denen diese Verfahren durchführbar sind.

Gelöst wird diese Aufgabe das Verfahren betreffend durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale, die Funkempfänger betreffend durch die in den An­ sprüchen 5 bis 8 angegebenen Merkmale.

Das Grundprinzip der Löschung besteht darin, daß bei jeder Zweiseitenband­ schwingung des Einseiten-Ensembles zwei Operationen stattfinden:

• 1. das eine Seitenband erfährt eine Seitenumkehr (in der Modulationstheorie auch "Inversion" genannt)
• 2. das invertierte Seitenband wird mit Vorzeichenumkehr (180°-Phasenver­ schiebung) zu dem anderen Seitenband addiert und löscht dieses dadurch aus.

Das Verfahren funktioniert einwandfrei, wenn das äußerste Seitenband der äußersten Zweiseitenbandschwingung frei von Überlappung ist, und das ist im ungünstigsten Fall, wie oben dargelegt, beim zweiten (oberen oder unteren) Nachbarkanal der Fall.

Bis hierher war von dem bereits geschützten Grundprinzip der Erfindung die Rede.

Die hier vorliegende Erfindung, eine gerätetechnische Verwirklichung des Grund­ prinzips, wird im folgenden besprochen: ein im Detail durchüberlegter Funkem­ pfänger auf der Basis der Sukzessivmethode mit dem besonderen Merkmal, daß die Löschungen im Niederfrequenzbereich stattfinden.

Das gewählte Einseitenband wird in diesem Gerät so frequenzumgesetzt, daß dessen Träger auf die Frequenz Null abgebildet wird. Die störende Zweiseiten­ bandschwingung des unmittelbaren Nachbarkanals schließt sich ungedämpft frequenzaufwärts daran an, ebenso wie die sich gegenseitig überlappenden Zweiseitenbandschwingungen weiterer Nachbarkanäle frequenzaufwärts.

Das Gerät ist für die Möglichkeit von vier frequenzhöheren und vier frequenz­ niedrigeren sich überlappenden Nachbar-Zweiseitenbandschwingungen ausge­ legt.

Nach dem gegenwärtigen Stand der Überlappungs-Häufigkeiten im Kurzwellen­ bereich würde eine Auslegung für jeweils zwei sich gegenseitig überlappende Nachbarsignale - zwei oberhalb und zwei unterhalb der Trägerfrequenz des Wunschsenders - genügen. Um die Leistungsfähigkeit des Prinzips zu verdeut­ lichen, das sogar auf beliebig viele sich überlappende Nachbarsignale aus­ gedehnt werden kann, wurde dem hier beschriebenen Gerät die Zahl "jeweils 4" zugrundegelegt.

Das überlappungsfreie obere Seitenband der frequenzobersten, der vierten Zwei­ seitenbandschwingung des Ensembles wird mit Seitenumkehr und gleichzeitiger Vorzeichenumkehr auf die andere Seite frequenzumgesetzt - in anschaulicher Bezeichnungsweise: "geschwenkt" - so daß das obere Seitenband der Zweiseit­ enbandschwingung des nächsttieferen Nachbarkanals von Überlappung befreit wird. "Schwenken" soll nachfolgend immer heißen: Seitenumkehr mit Vor­ zeichenumkehr. Das soeben störbefreite Seitenband wird sodann seinerseits geschwenkt auf die tiefere Seite dieses Kanals, so daß auch das obere Seitenband der Zweiseitenbandschwingung des nächsttieferen Kanals vor diesem Kanal störfrei wird. Die Schwenkungen werden fortgesetzt bis zum zu empfangenden Einseitenband des Wunschsenders, so daß dieses dann von Stö­ rung frei ist - hier also 4-mal.

Das Gerät ist sehr einfach zu bedienen: Der variable Tiefpaß (TP2 in Fig. 15 oben), den man dazu braucht, gemäß der Zahl der vorliegenden Überlappungen und der daraus resultierenden Zahl der erforderlichen Schwenkungen das Frequenzband am oberen Ensembleende abzuschneiden, wird bedient wie üb­ liche Bandbreiteneinsteller. Zweckmäßigerweise wird er als aktives Filter gebaut.

Gerätetechnische Verwirklichung des erfindungsgemäßen Funkempfängers im Einzelnen

Es wird davon ausgegangen, daß der Empfänger ein Doppel-Superhet ist, bei­ spielsweise mit einer 1. Zwischenfrequenz 40 MHz und einer 2. Zwischen­ frequenz von 45 kHz. Nur Doppel-Superhets sind frei vom unerwünschten Empfang von Spiegelfrequenzen; hauptsächlich bei diesem Empfängertyp lohnt sich der Aufwand der Entstör-Kompensation.

Das Abschneiden des zweiten Seitenbandes im 2. ZF-Bereich geschieht mittels Tiefpaß. Theoretisch könnte man auch das Seitenband der anderen Seite mittels Hochpaß abschneiden. Im Rahmen der hier vorgeschlagenen Empfängerkonzep­ tion sieht der Anmelder jedoch Vorteile in der Verwendung eines Tiefpasses.

Die Demodulation erfolgt anschließend an den Einseitenband-Tiefpaß durch Produktdemodulation mittels des um 90° phasenverschobenen Trägers. Der Träger wird mittels einer als schmalbandiges Filter wirkenden PLL gewonnen. Diese Vorgehensweise liegt im Rahmen des Standes der Technik und wird unten noch erläutert.

In den nachstehenden Abschnitten wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen - aufeinander aufbauend - betrachtet:

• A) ein Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband­ amplituden-modulierter Sender gemäß dem Stande der Technik vor der Existenz von WO 92/10039 ohne Entstör-Kompensation seitenband­ überlappender Nachbarsender. Ein solcher Empfänger wird hier lediglich dargestellt der darauf aufbauenden Systematik halber. In ihm sind weder Erfindungsgedanken von WO 92/10039 noch von der hier vorliegenden Erfindung enthalten.
• B) ein Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband­ amplituden-modulierter Sender gemäß A) mit der erfindungsgemäßen Entstör-Kompensation der Seitenbandüberlappung eines Nachbarsenders oberhalb des Wunschsenderkanals oder unterhalb des Wunsch­ senderkanals.
  Dabei werden Varianten einer Entstör-Kompensation beschrieben: eine Variante B1 und eine Variante B2, wobei letztere noch als B2a variiert werden kann;
• C) ein Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenamplituden­ modulierter Sender gemäß A) und B1 oder gemäß A) und B2 oder gemäß A) und B2a, jedoch mit Entstör-Kompensation nicht bloß eines, sondern von bis zu 4 sich gegenseitig mit ihren Seitenbändern überlappenden frequenzbenachbarten Sendern oberhalb oder aber unterhalb des Wunschsenderkanals.

Es zeigen:

Fig. 1 eine prinzipielle Schaltungsanordnung eines Empfängerteils vom Antenneneingang bis zur zweiten Zwischenfrequenz als Einseitenband,

Fig. 2 die Lage eines gestörten und eines ungestörten Seiten­ bandes bezüglich der Zwischenfrequenz,

Fig. 3 das nach Filterung durch den Tiefpaß TP1 nach Fig. 1 verbleibende untere Seitenband,

Fig. 4 das niederfrequente Basisband W eines Wunschsenders als Ergebnis der Produktdemodulation mit einem Träger, der mittels einer PLL gewonnen und dann um 90° in der Phase verschoben worden ist,

Fig. 5 eine bekannte Schaltungsanordnung zur Gewinnung des in Fig. 4 gezeigten Ergebnisses,

Fig. 6 Schaltungsanordnung eines Funkempfängers zum Einseiten­ bandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender ohne Entstör-Kompensation,

Fig. 7 Schwingungsgemisch am Ausgang der Schaltungsan­ ordnung gemäß Fig. 6 in Seitenbanddarstellung,

Fig. 8 Schwingungsgemisch als Ergebnis einer erfindungsgemäßen Entstör-Kompensation,

Fig. 9 ein Einseitenband als Ergebnis einer erfindungsgemäßen Entstör-Kompensation,

Fig. 10 das Ergebnis einer Multiplikation des Einseitenbandes nach Fig. 9 mit einer Sinusschwingung der Frequenz f_TD

Fig. 11 eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung des ungestörten Basisbandes eines Wunschsenders,

Fig. 12a ein zu entstörendes Schwingungsgemisch W + D,

Fig. 12b das aus dem Schwingungsgemisch durch Multiplikation mit acos2π2f_TDt invertierte Schwingungsgemisch W* + D* einschließlich eines oberen Mischproduktes,

Fig. 12c das durch Multiplikation mit a/2 reproduzierte ursprüngliche Schwingungsgemisch W + D,

Fig. 12d die Summe der Schwingungsgemische von Fig. 12b und 12c,

Fig. 12e als Endergebnis der Vorgänge nach den Fig. 12a bis 12d das vom oberen Mischprodukt und von W* befreite Basisband W,

Fig. 13 Schaltungsanordnung zur Durchführung der Schritte nach den Fig. 12a bis 12e,

Fig. 14 eine weitere Variante einer Entstör-Kompensation und

Fig. 15 Schaltungsanordnung eines entstörten Funkempfängers zum Empfang von vier sich gegenseitig überlappenden Zwei­ seitenband-Sendern.

A) Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplituden- modulierter Sender ohne Entstör-Kompensation

Fig. 1 zeigt eine prinzipielle Schaltungsanordnung eines Empfängerteils von einem Antenneneingang bis zur zweiten Zwischenfrequenz als Einseitenband; auf dieser Schaltungsanordnung bauen die nachfolgenden Erfindungsgedanken auf.

Das dargestellte Prinzip dieses Empfängerteils entspricht weitgehend dem Stand der Technik.

Die angegebenen Zwischenfrequenzen sind nur als Beispiele aufzufassen; es können auch andere sein. Der Empfänger umfaßt zweckmäßigerweise (mit Reservezuschlägen) einen AM-Frequenzbereich von 140 kHz bis 30 MHz.

Die Bandbreite eines Bandpasses BP1 ist hier im Beispiel mit Rücksicht auf die im nachfolgenden Empfängerteil stattfindende Entstör-Kompensation in der Größe von 90 kHz gewählt, nämlich so daß darin zusätzlich zum zu empfangenden Wunsch-Einseitenband die Zweiseitenbänder von vier ins Auge gefaßten frequenzhöheren und von vier ins Auge gefaßten frequenzniederigeren Nachbarsendern, die gegebenenfalls stören und sich gleichzeitig stören könnten, mit Reserve Platz haben:

2 (4.9 kHz + 4,5 kHz Wunsch-EB + 4,5 kHz Reserve) = 90 kHz.

Dabei ist das Frequenzraster 9 kHz des Mittel- und Langwellenbereichs zugrundegelegt. Auf Kurzwelle besteht ein engeres Frequenzraster. Generell international vereinbart ist dort ein Trägerfrequenzabstand von 5 kHz. In einer analogen Überlegung würde hier eine Bandbreite von 50 kHz ausreichen. Der Einheitlichkeit halber bleiben wir bei 90 kHz für den gesamten AM-Bereich.

Ein auf zwei verschiedene Frequenzen umschaltbarer Oszillator O2 dient dazu, das obere oder das untere Seitenband zu wählen. Schaltet man hier im Beispiel die Oszillatorfrequenz 40 045 kHz ein, so empfängt man - nach zweiter Mischung und Demodulation im noch zu besprechenden weiteren Empfängerteil - das obere Seitenband des hochfrequenten Signals. Mit "hochfrequent" ist dabei das Signal bezeichnet, wie es auf die Antenne trifft. Schaltet man die Oszillatorfrequenz 39 955 kHz ein, so empfängt man das untere Seitenband des hochfrequenten Signals.

Das untere Seitenband befindet sich auf dem hochfrequenten Übertragungsweg zwar in Kehrlage. Durch die Frequenzumsetzung mittels der beiden Mischungen in Verbindung mit der Tatsache, daß das Filter nach dem Mischer Mi2 ein Tiefpaß TP1 und kein Hochpaß ist, erscheint es jedoch nach der Demodulation in der erwünschten Regellage.

Nachfolgend wird zunächst der Fall betrachtet, daß ein Seitenband durch Seitenbandüberlappung des Nachbarsenders gestört ist, das andere nicht. Durch Einschalten der jeweils geeigneten 2. Oszillatorfrequenz (39 955 kHz oder aber 40 045 kHz) kann man es immer so einrichten, daß das gestörte Seitenband oberhalb der 2. Zwischenfrequenz 45 kHz liegt, das ungestörte unterhalb (Fig. 2).

Der Tiefpaß TP1 hat eine hohe Flankensteilheit. Durch ihn wird das obere Seitenband abgetrennt (Fig. 3). Mit "hoher Flankensteilheit" ist die bei Einseitenbandempfang übliche Flankensteilheit gemeint.

Mit dem durch die PLL gewonnenen Träger, den man zuvor um 90° in der Phase verschiebt, wird sodann produktdemoduliert. Ergebnis ist das gewünsch­ te niederfrequenzte Basisband W des Wunschsenders (Fig. 4).

Dieser Vorgang wird entsprechend dem Stand der Technik mit den Bauteilen von Fig. 5 verwirklicht, nämlich mit dem Tiefpaß TP1 von Fig. 1, einer PLL, die wir PLLF1 nennen wollen, weil sie als Filter dient, und einem Phasenschieber P1. Der PLLF geben wir die lfd. Nr. 1, weil uns später eine weitere PLLF begeg­ net. Die Ausgangsschwingungen von TP1 und PLLF1, das zwischen-frequente Einseitenband einerseits und die gewonnene zwischenfrequente Träger­ schwingung des Wunschsenders andererseits, die zuvor im Phasenschieber P1 um 90° phasenverschoben wird, gehen sodann zwecks Demodulation in einen Mischer Mi3. Die gemäß dem Stand der Technik vorgenommene Phasen­ verschiebung des Produktdemodulation benutzten Trägers um 90° hat den Sinn, bei der Demodulation einen kleinen Klirrfaktor zu erzielen. Durch die 90° Phasenverschiebung wird eine Abtastung der Spannungsmaxima des aus TP1 herauskommenden Einseitenband-Signals erreicht, äquivalent einer Spitzen­ wertgleichrichtung. Der Mischer Mi3 ist gefolgt von einem Tiefpaß TP2, der die in den NF-Bereich frequenzumgesetzten, nichtüberlappenden Nachbar-Zwei­ seitenbandschwingungen (in Fig. 4 schraffiert) von den Niederfrequenzen des Wunschsenders W abtrennt.

Fig. 6 zeigt die vollständige Schaltungsanordnung eines Funkempfängers zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender ohne Entstör-Kompensation.

In der Fig. 6 oben rechts erkennt man die aus Fig. 5 übernommene Demo­ dulationsschaltung. Etwa erforderliche Verstärker (über den hochfrequenten Eingangsverstärker hinaus) sind in die Schaltung nicht eingezeichnet, da es hier nur um die Darstellung des Prinzips geht.

Wir betrachten nun
B) einen neuartigen, erfindungsgemäßen Funkempfänger zum Einseiten­ bandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender mit Entstör- Kompensation der Seitenüberlappung eines frequenzbenachbarten Senders.

Das aus Mi3 von Fig. 6 herauskommende Schwingungsgemisch bietet in Seitenbanddarstellung das in Fig. 7 dargestellte Bild. Erwartungsgemäß finden wir - als Ergebnis der Demodulation durch Mi3 - das erwünschte Basisband des Wunschsenders W in der für das menschliche Ohr richtigen Frequenzlage vor.

In seinen oberen Frequenzen ist es jedoch gestört durch das überlappende Seitenband des Frequenznachbarn D. Dieses überlappende Band gilt es zu be­ seitigen, und zwar nicht gemäß dem Stand der Technik durch Beschneidung des Basisbandes, sondern erfindungsgemäß, indem das obere Seitenband des Stör­ senders D, welches wir als ungestört voraussetzen, dazu benutzt wird, das störende untere Seitenband von D durch negative Überlagerung zu löschen.

"Negative Überlagerung" bedeutet: Wenden der Zweiseitenbandschwingung D und anschließendes Addieren der gewendeten Zweiseitenbandschwingung in exakt der gleichen Größe und Phase mit negativem Vorzeichen zu D. Dadurch wird der Störer D auslöscht.

Um es nochmals zu betonen: Hier in Abschnitt B liegt - im Gegensatz zu dem Sachverhalt, der in Abschnitt C behandelt wird - der einfache Fall vor, daß das obere Seitenband von D seinerseits nicht gestört ist, d. h. nicht störend über­ lappt vom unteren Seitenband des nächsten frequenzhöheren Senders. Der kompliziertere Fall, daß auch das obere Seitenband von D entstört ist und seinerseits gestört werden muß, wird unten in Abschnitt C behandelt.

Bevor die Operation der Löschung vorgenommen werden kann, müssen die Schwingungen, welche oberhalb des ungestörten oberen Seitenbandes von D existieren (in Fig. 7 schraffiert) durch den Tiefpaß TP2 abgeschnitten werden.

Im Gegensatz zu dem Tiefpaß TP2 der Fig. 5, der lediglich das NF-Band des empfangenen Wunschsenders C an seinem natürlichen oberen Ende abschneidet, schneidet der Tiefpaß TP2 bei dem jetzt behandelten Fall die Frequenzen oberhalb des oberen Seitenbandes von D ab. An die Stelle der durch Demodulation gewonnenen Niederfrequenz des Wunschsenders, NF = W, ist jetzt eine um den Störer D erweiterte "Niederfrequenz" W + D getreten.

Bei der Variante B1 der Entstör-Kompensation geschieht das Löschen dadurch, daß das Schwingungsgemisch W + D mit einer Sinusschwingung multipliziert wird, deren Frequenz gleich der Trägerfrequenz f_TD von D ist, deren Phase aber gegenüber der Trägerschwingung um 90° verschoben ist. Ergebnis ist das in Fig. 8 dargestellte Schwingungsgemisch.

Wie man erkennt, entstehen ein oberes und ein unteres Mischprodukt. Beim unteren Mischprodukt löschen sich die Seitenbänder von D auf folgende Weise gegenseitig aus:

Die Trägerfrequenz f_TD des Störers wird in die Frequenz Null abgebildet, das obere Seitenband des Störers wird von Null an aufwärts abgebildet, das untere Seitenband des Störers aber in den Bereich mathematisch negativer Frequenzen. Da es in der physikalischen Wirklichkeit negative Frequenzen nicht gibt, erscheint das untere Seitenband ebenfalls von Null an aufwärts, dort aber ge­ mäß der trigonometrischen Formel sin (-α) = -sin α, mit einem Vorzeichen, das dem des abgebildeten oberen Seitenbandes entgegengesetzt ist. Somit löschen sich die beiden Seitenbänder dort gegenseitig aus. Das ebenfalls in den Bereich mathematisch negativer Frequenzen geratende Wunschband W erfährt, in den positiven Frequenzbereich gespiegelt, eine Vorzeichenumkehr, existiert aber weiter - als Einseitenband in Kehrlage und um die Frequenz f_TD frequenzaufwärts versetzt. Was aber das Entscheidende ist: Dieses Band ist von keiner Seite her überlappt. An das Band schließt sich in Richtung höherer Frequenzen ein frequenzversetztes Schwingungsgemisch W + D als oberes Mischprodukt an. Letzteres wird durch einen Tiefpaß mit der Grenzfrequenz f_TD abgetrennt. Fig. 9 zeigt das Ergebnis.

Dieses Einseitenband wird nun erneut mit der bereits oben verwendeten Sinus­ schwingung der Frequenz f_TD multipliziert - man kann auch sagen: demoduliert. Das Ergebnis ist in Fig. 10 zu sehen.

Das dabei entstehende frequenzobere Mischprodukt sperrt man wiederum mit einem Tiefpaß der Grenzfrequenz f_TD aus. Endergebnis ist das ungestörte Basisband W des Wunschsenders.

Die geschilderten Vorgänge werden mit der in Fig. 11 dargestellten Schaltungs­ anordnung verwirklicht. Eine dort eingezeichnete PLLF2, gefolgt von einem Phasenschieber P2, liefert die zum Abwärtsmischen erforderliche Cosinus­ schwingung, wie anhand von Fig. 8 beschrieben. Das Mischen, als Multi­ plikation gedacht, findet in einem Mischer Mi4 statt, der mit einem Tiefpaß TP3* verbunden ist. Die gleiche Cosinusschwingung wird dazu benutzt, in einem multiplizierenden Mischer Mi5, der mit einem Tiefpaß TP3 verbunden ist, das Einseitenband der Fig. 9, das aus TP2 herauskommt, zu demodulieren: Hinter TP3 erscheint das entstörte Basisband des Wunschsenders W. Die Tief­ pässe TP3 und TP3 sind baugleich und haben die gleiche Grenzfrequenz f_TD.

Bei der Variante B2 der Entstör-Kompensation geschieht das Löschen dadurch, daß das Schwingungsgemisch W + D mit einer Schwingung

a cos 2π2f_TDt + a/2

multipliziert wird. Dieser Formelausdruck repräsentiert eine Schwingung, die gegenüber der als Sinusschwingung aufgefaßten Trägerschwingung des Störers D eine Cosinusschwingung doppelter Frequenz darstellt und begleitet wird von einem Gleichanteil, der halb so groß ist wie die Amplitude dieser Cosinusschwingung.

Kern des Verfahrens ist die Tatsache, daß man ein Schwingungsspektrum um eine ins Auge gefaßte Frequenz wenden kann, indem man es mit einer Cosinusschwingung der doppelten Frequenz multipliziert, d. h. mit einer Sinus­ schwingung, deren Frequenz gegenüber der ins Auge gefaßten Frequenz doppelt so hoch ist und die gegenüber der Schwingung, wie sie im Spektrum bei der ins Auge gefaßten Frequenz besteht, um +90° phasenverschoben ist. Das Spektrum erscheint dann um die ins Auge gefaßte Frequenz gewendet und zwar unter Vorzeichenumkehr (wobei diese Aussage für das frequenzuntere Mischprodukt gilt; das frequenzobere wird aus der Schwingungsverarbeitung ausgesperrt, beispielsweise durch Tiefpaß). Die Multiplikation mit einer Cosinus­ schwingung der doppelten Trägerfrequenz des Störers D ergibt somit als frequenzunteres Mischprodukt ein um die Trägerfrequenz f_TD des Störers gewendetes Frequenzspektrum entgegengesetzten Vorzeichens.

Die Multiplikation des Schwingungsgemisches W + D mit dem Gleichanteil a/2 ergibt hingegen eine Reproduktion des Schwingungsgemisches W + D.

Die Addition der beiden Multiplikationsergebnisse stellt physikalisch die additive Überlagerung zweier Schwingungsgemische dar, nämlich eines reproduzierten Schwingungsgemisches W + D und eines durch Wenden aus W + D hervorgegangenen Schwingungsgemisches entgegengesetzten Vorzeichens. Durch die Addition wird die Störschwingung D ausgelöscht, und das Basisband W des Wunschsenders bleibt übrig. Das ist das Prinzip.

Daneben entsteht durch die Multiplikation ein frequenzoberes Mischprodukt, das aber unwesentlich ist und durch einen Tiefpaß ausgesperrt wird. Beabsichtigt man weitergehende Schwingungsverarbeitungen gemäß Abschnitt C, so ist das Aussperren durch Tiefpaß ein Muß. Fig. 12 (a bis e) zeigt die Vorgänge anschaulich:

Fig. 12a das zu entstörende Schwingungsgemisch W + D;

Fig. 12b das daraus durch Mulitplikation mit a cos 2π2f_TDt gewendete Schwingungsgemisch W* + D* einschließlich des unwesentlichen oberen Mischproduktes;

Fig. 12c das durch Multiplikation mit a/2 reproduzierte ursprüngliche Schwingungsgemisch W + D;

Fig. 12d die Summe der Schwingungsgemische von 12a und 12c. Man erkennt die Löschung: D existiert nicht mehr;

Fig. 12e das Endergebnis: das Basisband W, nunmehr durch Tiefpaß auch noch befreit vom oberen Mischprodukt und von W*.

Die geschilderten Vorgänge kann man auch mathematisch behandeln. Die formelmäßige Darstellung ist zwar elementar, ist aber in der Schreibweise sehr schwülstig, ohne zu tieferen Einsichten zu führen. Deshalb wurde hier der anschaulichen Seitenbanddarstellung nach Art der Frequenzpläne der Vorzug gegeben.

Wesentlich ist der Faktor 1/2, den der Gleichanteil a/2 im Gegensatz zu Amplitude a trägt. Mit diesem hat es folgende Bewandtnis: Multipliziert man ein Schwingungsgemisch mit einer Sinusschwingung, entsteht bekanntlich ein oberes und ein unteres Mischprodukt, deren jedes den Faktor 1/2 aufweist gemäß der grundlegenden trigonometrischen Formel

sinα.sinβ = -1/2 cos (α + β) + 1/2 cos (α - β).

Multipliziert man hingegen ein Schwingungsgemisch mit einem Gleichanteil, tritt dieser Faktor 1/2 nicht auf. Zum Zwecke der Kompensation muß der Gleichanteil daher halbiert werden.

Zurück zu Fig. 12a bis e. Durch die zerpflückende ausführliche Behandlung dort könnte der Eindruck entstanden sein, als ob die Variante B2 kompliziert wäre. Dies ist nicht der Fall. Die Entstörung besteht in der einfachen Multiplikation der durch D gestörten Niederfrequenz W + D mit a cos 2π2f_TDt + a/2.

Entsprechend einfach ist auch die Entstöreinrichtung, deren Schaltungs­ anordnung Fig. 13 zeigt.

In Anwendung der trigonometrischen Formel cos²α = 1/2 cos 2α + 1/2 stellt man die Funktion a cos 2π2f_TDt + a/2 mittels einer Reihenschaltung folgender Schaltglieder her: Mit einer PLL (hier auch als PLLF2 bezeichnet) wird die Trägerschwingung eines Störers D gewonnen. Die PLLF2 ist so dimensioniert bzw. eingestellt, daß ihre Mittenfrequenz etwa auf der Trägerfrequenz f_TD der Stör-Zweiseitenbandschwingung D liegt, wobei mit "Trägerfrequenz" die in den niederfrequenten Bereich umgesetzte Trägerfrequenz der Stör-Zweiseiten­ bandschwingung gemeint ist. Bei einem üblichen Frequenzraster von 9 kHz liegt sie also bei 9 kHz; bei einem Frequenzraster von 5 kHz bei 5 kHz. Die PLLF2 liefert frequenz- und phasengenau die Trägerschwingung der Stör-Zweiseiten­ bandschwingung. Für die nachfolgenden Betrachtungen wollen wir sie der Phase nach als Sinusschwingung ansehen. Diese wird im Phasenschieber P2 um +90° phasenverschoben und wird dadurch zur Cosinusschwingung. In einem Quadrierer Q wird sie quadriert. Die Phasenverschiebung um 90° vor der Quadrierung ist notwendig, damit nach der Quadrierung der Gleichanteil mit richtigem, nämlich mit positivem Vorzeichen erscheint. Hinter Q existiert sodann die Schwingung a cos 2π2f_TDt + a, deren Gleichanteil anschließend durch einen Abschwächer A₌ halbiert wird. Der Abschwächer kann verwirklicht werden mit einem recht einfachen Vierpol, der bei der Frequenz Null die doppelte Durchlaßdämpfung hat als bei der Trägerfrequenz f_TD und der bei der Frequenz f_TD die Phasendrehung Null aufweist.

Das Abschwächen wird abgleichbar gemacht, damit die Halbierung genau ein­ gestellt werden kann. Der Abgleich ist nur einmal bei der Fertigung erforderlich. Ein bedeutsamer Nebeneffekt des Abgleichs besteht darin, daß man damit auch die Ungenauigkeiten, mit der der Quadrierer und der Mischer die mathema­ tischen Operationen Quadrieren und Multiplizieren vornehmen, voll ausgleichen kann.

Der mit Fig. 12a bis e beschriebene Vorgang mit seiner Verwirklichung gemäß Schaltanordnung in Fig. 13 entspricht der PCT-Anmeldung der früheren Erfindung des Anmelders und zwar der in der dortigen Fig. 7 beschriebenen Störbefreiungsmethode, hier nun jedoch angewandt auf Entstör-Kompensation im niederfrequenten Bereich.

Bei manchen Empfängerschaltungen kann es wünschenswert sein, daß keine Gleichspannung verarbeitet wird (z. B. bei einer gewünschten Potentialtrennung). Hierfür kann man sich die trigonometrische Formel

3 cos²α - sin²α = 2 cos 2α + 1

zunutze machen. (Diese entsteht, wenn man die Formel

cos²α = 1/2 cos2α + 1/2 mit der Formel
cos²α + sin2α = 1 vereinigt.)

Indem man diese Formel durch 3 dividiert, kann man sie zunächst schreiben:

cos²α - 1/3 sin²α = 2/3 cos2α + 1/3

Indem man α = 2πf_TDt darin einsetzt, wird daraus

cos²2πf_TDt - 1/3 sin²2πf_TDt = 2/3 cos2πf_TDt + 1/3.

Multipliziert man die beiden Seiten dieser Gleichung, die zunächst nichts anderes ist als eine mathematische Beziehung, mit einer konstanten physi­ kalischen Größe b, beispielsweise einer Spannung, so wird aus der Gleichung eine Aussage über physikalische Schwingungen, aus der man ein Rezept für die Verarbeitung von Schwingungen herleiten kann, nämlich:

b cos²2πf_TDt - b/3 sin²2πf_TDt = 2/3 b cos2π2f_TDt + b/3.

Auf der rechten Seite der Gleichung finden wir eine Cosinusschwingung der doppelten Trägerfrequenz des Störers mit der Amplitude 2/3b begleitet von einem Gleichanteil b/3, der wie wir feststellen, die Hälfte der Amplitude 2/3b beträgt. Da es auf absolute Werte nicht ankommt, sondern bei der Entstör- Kompensation nur auf das Verhältnis 1 : 2 des Gleichanteils gegenüber der Amplitude der Cosinusschwingung doppelter Trägerfrequenz des Störers D, kommen wir zu folgender Erkenntnis, die wir nutzen können:

Die Funktion b cos²2πf_TDt - b/3 sin²2πf_TDt ist der Funktion a cos 2π2f_TDt + a/2 gleichwertig. Erzeugt man sie in einer entsprechenden Schaltung - die leicht zu verwirklichen ist - kann man damit dieselbe Entstör-Kompensation betreiben wie mit der Entstör-Kompensation mit a cos2π2f_TDt + a/2, die wir als Entstör- Kompensations-Variante B2 bezeichnet hatten. Die Entstör-Kompensation mit der beschriebenen äquivalenten Funktion wollen wir als Entstör-Kompensations- Variante B2a bezeichnen. In Fig. 14 ist sie dargestellt.

Die PLLF2 liefert wie bei Variante B2 die Trägerschwingung des Störers D, die wir als Sinusschwingung auffassen wollen.

Sodann gabelt sich der Pfad. Im oberen Pfad wird durch den Phasenschieber P2 eine Cosinusschwingung daraus gemacht, die in einem anschließenden Quadrierer Q1 quadriert wird. Das Quadrierergebnis geht auf einen Summa­ tionspunkt S. Im unteren Pfad läßt man die Sinusschwingung bestehen, die sodann in einem Quadrierer Q2 quadriert wird. Das Quadrierergebnis wird im sich anschließenden Abschwächer A_1/3 auf 1/3 abgeschwächt und wird dann mit negativem Vorzeichen auf den Summationspunkt S gegeben.

Auch hier spielt der Abschwächer, wenn auch anders geartet, eine wesentliche Rolle. Er dient dazu, das Quadrierergebnis b sin²2πf_TDt, das aus den Quadrierer Q2 herauskommt, auf ein Drittel abzuschwächen, also auf b/3 sin²2πf_TDt, so wie es in der Funktion b cos²2πf_TDt - b/3 sin²2πf_TDt gebraucht wird.

Wie man sieht, sind in Fig. 14 (Entstör-Kompensationsvariante B2a), verglichen mit der Entstör-Kompensationsvariante B2 in Fig. 13, zwei Quadrierer statt einem erforderlich. Es entfällt jedoch der Abschwächer des Gleichanteils. Dafür ist ein Abschwächer für die Schwingung b sin²2πf_TDt notwendig. Dieser ist aber sehr einfach aufgebaut; es genügt beispielsweise ein Ohmscher Spannungs­ teiler, den man aus den oben schon geschilderten Gründen auch abgleichbar machen wird.

Wir fassen zusammen:

Erweist sich das als Einseitenband selektierte und anschließend demodulierte Seitenband eines Wunschsenders als überlappt und damit gestört von dem Seitenband eines unmittelbar frequenzbenachbarten Senders, so kann das gestörte demodulierte Seitenband nach einem der oben genannten Entstör- Kompensations-Verfahren B1 oder aber B2 oder aber B2a entstört werden, die in den Abbildungen Fig. 11, 13 und 14 als Schaltungsanordnungen verwirklicht dargestellt sind.

Die verwendete Schaltungsanordnung (Fig. 11 oder 13 oder 14) schließt sich unmittelbar an die Schaltungsanordnung Fig. 6 als weiterer Empfängerteil an, nämlich als Entstöreinrichtung.

Der Exaktheit halber weisen wir auf eine Einschränkung hin, die für die hier beschriebene Erfindung gilt. Mit den Mitteln der Erfindung ist nur eine Entstörung möglich, solange die Überlappung des störenden Nachbarseiten­ bandes nicht über die Trägerfrequenz des Wunschsenders hinausreicht. Diese Einschränkung ist auch in der früheren Erfindung, von der die hier vorliegende eine Weiterentwicklung und die Verwirklichung als Gerät darstellt, zum Ausdruck gebracht.

Was macht man nun, wenn der Störer D in seinem zur Entstör-Kompensation benötigten zweiten Seitenband selber gestört ist von einem Störer E - und wo­ möglich dieser gestört von einem Störer F und dieser wiederum von einem Störer G? Dieser Fall ist im nächsten Abschnitt C behandelt.

Wir betrachten nun
C) einen Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseiten-amplituden- modulierter Sender mit einer Entstör-Kompensation von bis zu 4 sich gegenseitig mit ihren Seitenbändern überlappenden frequenz­ benachbarten Sendern oberhalb oder aber unterhalb des Wunsch­ senderkanals.

Die Zahl 4 sich gegenseitig überlappender und dadurch sich gegenseitig stören­ den Zweiseitenband-Sender ist an sich eine Übertreibung. In der Regel sind es weniger frequenzbenachbarte Sender, deren Seitenbänder sich überlappen. Dennoch werden hier 4 ins Auge gefaßt, um die Leistungsfähigkeit (mit relativ einfachen Mitteln) und sogar Unbegrenztheit des Verfahrens zu demonstrieren.

In Fig. 15 ist ein solch entstörter Funkempfänger als Schaltungsanordnung dargestellt. Der Signalverlauf geht von oben nach unten. Ein Empfänger ohne Entstöreinrichtung Em (gemäß Abschnitt A und Fig. 6) liefert an seinem Ausgang das Schwingungsgemisch W + D + E + F + G. D, E, F, G seien die sich gegenseitig überlappenden Störer. Der Tiefpaß TP2 im Ausgang sei regelbar und so eingestellt, daß das gesamte Schwingungsgemisch W + D + E + F + G von ihm durchgelassen wird, aber scharf hinter dem oberen Seitenband von G abge­ schnitten wird. Das Schwingungsgemisch W + D + E + F + G ist rechts neben dem Ausgang von ein in Seitenbanddarstellung abgebildet. Man erkennt, daß die Zweiseitenbandschwingungen D + E + F + G beidseitig überlappt sind mit Ausnahme der frequenzobersten, G, deren oberes Seitenband frei ist von einer Überlappung. Hier nimmt das erfindungsgemäße Verfahren der fortgesetzten Entstör-Kompensation seinen Anfang. W + D + E + F + G geht in die Entstörein­ richtung E1 hinein.

In einer Entstöreinrichtung E1 wird das F störende Zweiseitenband G mittels seines oberen, ungestörten Seitenbandes ausgelöscht. Aus E1 kommt folglich das Schwingungsgemisch W + D + E + F heraus. Dieses ist befreit von G; gleichzeitig ist nun F eine Zweiseitenbandschwingung mit ungestörtem oberem Seitenband (s. die Seitenbanddarstellung in Fig. 15 rechts daneben).

W + D + E + F geht nun in E2 hinein. In E2 wird das E störende Zweiseitenband F mittels seines oberen, ungestörten Seitenbands ausgelöscht. Aus E2 kommt folglich das Schwingungsgemisch W + D + E heraus. Dieses ist befreit von F; gleichzeitig ist nun E eine Zweiseitenbandschwingung mit ungestörtem oberen Seitenband (s. die Seitenbanddarstellung in Fig. 15 rechts daneben).

W + D + E geht nun in E3 hinein. In E3 wird das D störende Zweiseitenband E mittels seines oberen, ungestörten Seitenbands ausgelöscht. Aus E3 kommt folglich des Schwingungsgemisch W + D heraus. Diese ist befreit von E; gleichzeitig ist nun D eine Zweiseitenbandschwingung mit ungestörtem oberen Seitenband (s. die Seitenbanddarstellung in Fig. 15 rechts daneben).

W + D geht nun in E4 hinein. In E4 wird das W störende Zweiseitenband D mittels seines oberen, ungestörten Seitenbands ausgelöscht. Aus E4 kommt folglich das ungestörte Basisband W des Wunschsenders heraus (s. die Seitenbanddarstellung in Fig. 15 rechts daneben).

Die Schaltungsanordnung ist also so ausgelegt, als wenn 4 Störer D, E, F, G in folgendem Sinne vorhanden wären:

G überlappt F, F überlappt E, E überlappt D und D überlappt den Wunschsender.

Der Betrachter der Schaltungsanordnung wird daher die Frage stellen, wie man entstört, wenn eine der Zweiseitenbandschwingungen D, E, F von dem frequenz­ höheren Nachbarn nicht überlappt wird.

Antwort: Darüber kann man sich wegen der verringerten Zahl notwendiger Entstör-Kompensationen an sich freuen. Dann ist das nicht überlappte obere Seitenband dieser Zweiseitenbandschwingung schon das erste, das der Empfänger in der Reihenfolge der Entstör-Kompensatin zum Wenden und negativ Addieren nimmt. Das bedeutet aber, daß man oberhalb dieses Seitenbandes das Frequenzband mittels Tiefpaß abschneiden muß. Hierzu dient der Tiefpaß TP2 des Empfängers ohne Entstöreinrichtung Em in Fig. 15 oben. Dieser Tiefpaß ist von Hand einstellbar. Er ist bei der Bedienung des Empfängers so einzustellen, wie man auch sonst einen Bandbreite-Einsteller bedient - nach Gehör, bis der Empfang klar ist. Der Tiefpaß sollte stetig einstellbar sein im Be­ reich 2,5 bis 45 kHz.

Zum Verständnis erinnern wir an folgendes:

Der Tiefpaß TP2 hatte beim oben beschriebenen Empfänger A (ohne Entstör- Kompensation, d. h. ohne Störer) die Aufgabe, das demodulierte Einseitenband- Schwingungsgemisch W des Wunschsenders an seinem oberen Ende abzu­ schneiden; denn das, was danach kommt, sind frequenzumgesetzte Zweiseiten­ bandschwingungen der Nachbarkanäle. Beim Empfänger B (für einen und nur einen Störer) hatte TP2 entsprechend die Aufgabe, oberhalb der um den Störer D erweiterten "Niederfrequenz" W + D das Frequenzband abzuschneiden.

Hier beim Empfänger des Typ C der eingangs besprochenen Einteilung hat TP2 jetzt je nach Fall die Aufgabe, oberhalb W oder oberhalb W + D oder oberhalb W + D + E oder oberhalb W + D + E + F oder oberhalb W + D + E + F + G das Frequenzband abzuschneiden. "Oberhalb heißt dabei: mit hoher Flankensteilheit und genau am Ende des oberen Seitenbandes der obersten Zweiseiten­ bandschwingung der alternativ genannten Summen der sich gegenseitig über­ lappenden Zweiseitenbänder, und zwar bei derjenigen der genannten Summen, deren oberstes Seitenband frei ist von Überlappung.

Das Abschneiden ist notwendig; sonst werden beim Wenden Schwingungen "eingeschleppt", die oberhalb des ersten nichtüberlappten oberen Seitenbandes liegen.

Die Tiefpässe TP3 bis TP6 der Entstöreinrichtungen E1 bis E4 sind fest eingestellte Tiefpässe. Sie werden bei der Fertigung einmalig eingestellt oder sind für ihren Festwert dimensioniert, nämlich:
bei einem Kanalraster 9 kHz: auf 36 kHz, 27 kHz, 18 kHz, 9 kHz
bei einem Kanalraster 5 kHz: auf 20 kHz, 15 kHz, 10 kHz, 5 kHz.

Ihr Abgleich bei der Fertigung ist unkritisch. Näheres s. in der Erfindungsbe­ schreibung des Europäischen Patentes Nr. 0 559 716 und der korrespondieren­ den PCT-Anmeldung WO 92/10039.

Die Entstöreinrichtung E4 ist voll identisch mit derjenigen für eine Störbefreiung von nur einem Störer, also voll identisch mit einer der Varianten B1 oder B2 oder B2a (Fig. 11 oder 13 oder 14).

Die übrigen Entstöreinrichtungen unterscheiden sich von der Entstöreinrichtung E4 nur dadurch, daß statt mit der Trägerschwingung TD mit der Trägerschwingung TE oder TF oder TG (und ihren Folgeprodukten) gearbeitet wird. Zu diesen Unterschieden gehören z. B. die unterschiedlichen Grenz­ frequenzen der Tiefpässe TP3 bis TP6. Bei der Variante B1 existiert baugleich zu dem Tiefpaß im Ausgang der Entstöreinrichtung (in deren Innern) ein Tiefpaß TP* (s. Fig. 11; dort ist es TP3*). Dieser ändert sich dann natürlich auch. Das Arbeitsprinzip der aufeinander folgenden Entstöreinrichtungen, wie wir anhand der Fig. 15 gesehen haben, ist immer dasselbe; es sei jedoch auf folgendes hingewiesen: Die Entstöreinrichtungen E1 bis E4 müssen nicht der gleichen Variante (B1, B2, B2a) angehören; die Varianten dürfen auch gemischt werden. Noch ein anderer Gedanke:

Wenn nicht alle 4 Frequenznachbarn des Wunschsenders überlappende Störer im beschriebenen Sinne sind, macht der entsprechend eingestellte Tiefpaß die entsprechenden Entstöreinrichtungen funktionslos. Man könnte die Frage stellen, ob man die auf diese Weise funktionslos gewordenen Entstörein­ richtungen dann nicht überbrücken sollte. Dies ist nicht erforderlich; sie bleiben vielmehr in der Schaltung, da in der Reihenfolge der Tiefpässe TP3, TP4, TP5, TP6 der Tiefpaß der jeweils vorangegangenen Entstöreinrichtung eine um einen Kanalabstand (9 kHz oder 5 kHz) höhere Grenzfrequenz hat und infolgedessen in diesen Entstöreinrichtungen praktisch keine Dämpfung oder Phasendrehung stattfindet.

Die gesamte Entstör-Kompensation wird also vom Empfänger sozusagen automatisch geleistet. Der Benutzer braucht bloß die nach Gehör beste Grenz­ frequenz am Tiefpaß TP2 einzustellen, die - und das ist neu - nicht bandbe­ schneidend ist für das Basisband des empfangenen Wunschsenders, für das zu Gehör kommende Niederfrequenzband. Daneben hat der Benutzer zu ent­ scheiden, ob er bei jeweils optimaler TP2-Einstellung den Empfang des oberen oder aber des unteren Seitenbandes des Wunschsenders für besser findet und hat den Umschalter für die Wahl des Seitenbandes entsprechend zu betätigen.

Claims (8)

1. Verfahren zum Entstören des Einseitenbandempfanges zweiseitenband­ amplitudenmodulierter Sendersignale, deren am Empfangsort ein­ treffende, auszuwertende Zweiseitenbandschwingung sowohl in ihrem oberen als auch unteren Seitenband gestört ist durch eine unerwünschte, teilweise oder ganze Überlappung jeweils seitens des ganzen oder teilweisen Seitenbandes der Zweiseitenbandschwingungen der Nachbar­ kanäle

• 1. - wobei die oberhalb und unterhalb der Frequenz des Wunsch­ senders liegenden störenden Zweiseitenbandschwingungen ihrerseits durch je eine Zweiseitenbandschwingung des jeweils folgenden unmittelbaren Nachbarkanals der gleichen Frequenzseite gleicherweise gestört sein können, und
• 2. - die letztgenannten Störer oder einer von beiden wiederum ihrerseits gleicherweise durch eine Zweiseitenbandschwingung des übernächsten Kanals ihrer Frequenzseite gestört sein können,
• 3. - und so fort bis zu einer Zweiseitenbandschwingung auf jeder Frequenzseite, deren äußerstes Seitenband ungestört ist,
• 4. wobei nach erfolgter Wahl der gewünschten Frequenzseite des Einseitenbandempfangs zunächst das Schwingungsgemisch in dem zu entstörenden Frequenzband auf den Bereich vom auszu­ wertenden Einseitenband bis zur voll zu erfassenden Zweiseiten­ bandschwingung, deren äußerstes Seitenband ungestört ist, eingegrenzt wird,
• 5. - wonach dann bei dem eigentlichen Entstörverfahren - je nachdem, welche Seite beim Einseitenbandempfang gewählt wird -
  entweder das untere Seitenband einer jeden Zweiseitenband­ schwingung des Schwingungsgemischs, deren oberes Seitenband störend das untere Seitenband der jeweils unmittelbar benach­ barten Zweiseitenbandschwingung überlappt,
  oder das obere Seitenband einer jeden Zweiseitenbandschwingung des Schwingungsgemischs, deren unteres Seitenband störend das obere Seitenband der jeweils unmittelbar benachbarten Zweiseiten­ bandschwingung überlappt, durch mindestens einfache Mischung in die Frequenzlage des gestörten Seitenbandes der jeweiligen Zweiseitenbandschwingung umgesetzt und mit gleicher Amplitude, aber entgegengesetztem Vorzeichen zum jeweiligen Schwingungs­ gemisch hinzuaddiert wird, wobei die Additionen entgegen­ gesetzten Vorzeichens der jeweils anderen Seitenbänder bei den Entstör-Kompensationen nacheinander erfolgen und bei derjenigen Zweiseitenbandschwingung, die einen oder mehrere Kanalabstände entfernt sein kann, ihren Anfang nehmen, deren unteres oder oberes Seitenband von keinem unmittelbar benachbarten Zwei­ seitenband störend überlagert ist, und wobei, nachdem dieses äußerste ungestörte Seitenband zur ersten Entstör-Kompensation benutzt worden ist, alle weiteren Entstör-Kompensationen das Ergebnis der jeweils vorausgegangenen Entstör-Kompensation nach entsprechender Frequenzumsetzung benutzen, welches durch die vorausgegangene Entstör-Kompensation stets ein äußerstes störbefreites Seitenband enthält,

dadurch gekennzeichnet,

• a) daß die Entstör-Kompensationen in einem niederfrequenten Bereich vorgenommen werden, der aus dem Hörfrequenzbereich und dem sich daran unmittelbar anschließenden Frequenzbereich besteht,
• b) daß zunächst ein hochfrequentes Frequenzband, das bei der Trägerfrequenz des Wunschsenders beginnt und sich einseitig frequenzaufwärts oder einseitig frequenzabwärts erstreckt und das nach einer Anzahl von Nachbarkanälen enden soll, bei der gemäß allgemeiner Empfangsstatistik immer ein Sender mit ungestörtem äußersten Seitenband zu finden ist, in den mit der Frequenz Null beginnenden niederfrequenten Bereich frequenzumgesetzt wird, wobei die Trägerfrequenz des Wunschsenders auf die Frequenz Null abgebildet wird,
• c) daß durch Umschalten gewählt werden kann, ob das Frequenz­ band bezogen auf die Trägerfrequenz des Wunschsenders frequenzaufwärts oder frequenzabwärts in den niederfrequenten Bereich umgesetzt wird,
• d) daß bei Verwendung der Superhet-Empfängertechnik das Um­ schalten auf das andere Frequenzband durch Umschalten der Oszillatorfrequenz vorgenommen wird,
• e) daß die Trennschärfe, mit der das gewählte obere oder untere Fre­ quenzband vor der Frequenzumsetzung in den niederfrequenten Bereich bei der Trägerfrequenz des Wunschsenders abgeschnitten wird, der üblichen Trennschärfe entspricht, wie sie zur Abtrennung eines Seitenbands beim Einseitenbandempfang einer Zweiseiten­ bandschwingung unter Außerachtlassung irgendwelcher Frequenz­ nachbarn erforderlich wäre,
• f) daß dann das in den niederfrequenten Bereich umgesetzte Frequenzband mittels eines Tiefpasses einstellbarer Grenzfrequenz jeweils genau oberhalb des oberen Seitenbandes derjenigen Zweiseitenbandschwingung abgeschnitten wird, deren oberes Seitenband störungsfrei ist,
• g) daß die Verfahrensschritte a) bis f) zu dem Ergebnis führen, daß das in den niederfrequenten Bereich umgesetzte Schwingungs­ gemisch, in dem das zu entstörende Basisband (W) des Wunsch­ senders enthalten ist, im günstigsten Falle die Zweiseitenband­ schwingung (D), die dem gewünschten Basisband (W) frequenz­ aufwärts folgt und dieses durch Überlappung stört, bereits ein oberes ungestörtes Seitenband aufweist, aber im ungünstigen Fall ihrerseits durch Überlappung von einer frequenzaufwärts benach­ barten Zweiseitenbandschwingung (E) gestört sein kann, die ihrer­ seits durch Überlappung von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung (F) gestört sein kann, die ihrerseits durch Überlappung von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung (G), gestört sein kann, die wiederum durch Überlappung vom untersten Seitenband einer weiteren Folge frequenzbenachbarter Zweiseitenbandschwingungen gestört sein kann, die sich nach dem gleichen aufgezählten Schema gegenseitig durch Überlappung stören könnten,
  bis zu einer beliebigen Zweiseitenbandschwingung (N), wobei mindestens eine der aufgezählten Zweiseitenbandschwingungen (E, F, G) oder auch eine der bis zur beliebigen Zweiseiten­ bandschwingung (N) folgenden ein oberes Seitenband aufweist, das ungestört ist,
  wobei frequenzaufwärts die erste bezüglich ihres oberen Seitenbandes ungestörte Zweiseitenbandschwingung den äußersten Störer des Schwingungsgemisches darstellt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

• a) daß das Schwingungsgemisch in einer Weise frequenzumgesetzt wird, daß die Trägerfrequenz des äußersten Störers auf die Frequenz Null abgebildet wird,
• b) daß das obere störfreie oder störbefreite Seitenband des äußersten Störers von Null an frequenzaufwärts abgebildet wird,
• c) daß das untere Seitenband des äußersten Störers ebenfalls von Null an frequenzaufwärts abgebildet wird, jedoch mit entgegen­ gesetztem Vorzeichen, mit der Folge, daß sich die beiden Seitenbänder des äußersten Störers gegenseitig auslöschen;
• d) daß sodann das restliche Schwingungsgemisch dieser Frequenz­ umsetzung nach Passieren eines Tiefpasses, der es von frequenz­ oberen Mischprodukten befreit, mit der gleichen Mischfrequenz, mit der es abwärts gemischt worden war, wieder aufwärts gemischt wird, so daß nach Passieren eines Tiefpasses das ursprüngliche Schwingungsgemisch wieder erscheint, jedoch befreit vom äußersten Störer,
• e) daß, wenn das ungestörte äußerste Seitenband zu einer Zweiseitenbandschwingung (N) des n-ten Nachbarkanals gehört, die Verfahrensschritte a) bis d) n - 1 mal wiederholt werden.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

• a) daß das Schwingungsgemisch in einem Mischer mit einer einen Gleichanteil enthaltenden Schwingung
  a cos 2π2f_TAt + a/2
  multipliziert wird,
  wobei f_TA die Trägerfrequenz des äußersten Störers (A) ist und 2f_TA die doppelte Trägerfrequenz des äußersten Störers (A),
  wobei a cos 2π2f_TAt eine Schwingung darstellt, die gegenüber der als Sinusschwingung aufgefaßten Trägerschwingung des äußersten Störers (A) eine Cosinusschwingung mit einer Frequenz ist, die doppelt so hoch ist wie die Trägerfrequenz f_TA des äußersten Störers (A),
  wobei der Gleichanteil, der die Schwingung a cos 2π2f_TAt begleitet, von der Größe a/2 ist,
• b) daß nach dem Mischen die frequenzoberen Mischprodukte durch einen Tiefpaß ausgesperrt werden, so daß nach dem Passieren dieses Tiefpasses das ursprüngliche Schwingungsgemisch wiedererscheint, jedoch befreit vom äußersten Störer (A),
• c) daß, wenn das ungestörte äußerste Seitenband zu einer Zweiseitenbandschwingung (N) des n-ten Nachbarkanals gehört, die Verfahrensschritte a) und b) n - 1 mal wiederholt werden.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

• a) daß das Schwingungsgemisch in einem Mischer mit einer Schwingung
  b cos²2πf_TAt - b/3 sin²2πf_TAt
  multipliziert wird,
  wobei f_TA die Trägerfrequenz des äußersten Störers (A) ist und b sin 2πf_TAt die Trägerschwingung des äußersten Störers (A) ist, wobei b cos 2πf_TAt eine Schwingung darstellt, die gegenüber der als Sinusschwingung aufgefaßten Trägerschwingung des äußersten Störers (A) eine Cosinusschwingung gleicher Frequenz ist,
• b) daß nach dem Mischen die frequenzoberen Mischprodukte durch einen Tiefpaß ausgesperrt werden, so daß nach Passieren dieses Tiefpasses das ursprüngliche Schwingungsgemisch wiedererscheint, jedoch befreit vom äußersten Störer (A),
• c) daß, wenn das ungestörte äußerste Seitenband zu einer Zweiseitenbandschwingung (N) des n-ten Nachbarkanals gehört, die Verfahrensschritte a) und b) n - 1mal wiederholt werden.

5. Funkempfänger zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 2, mit einer Schaltungsanordnung, die dadurch gekennzeichnet ist,

• a) daß als Entstöreinrichtung in einer ersten Variante ein Aufbau vorgesehen ist, der die zum Abwärts- und Aufwärtsmischen benutzte Schwingung einem ersten Mischer (Mi4) und einem zweiten Mischer (Mi5) zuführt wird, wobei diese Schwingung der Trägerschwingung des äußersten Störers frequenzgleich, gegenüber der Trägerschwingung jedoch um 90° phasenver­ schoben ist und mittels einer Phasenregelschleife (PLLF2) und eines nachgeschalteten 90°-Phasenschiebers (P2) gewonnen wird,
• b) daß den Mischern (Mi4) und (Mi5) baugleiche Tiefpässe (TP3* und TP3) nachgeschaltet sind, die die frequenzoberen Mischprodukte aussperren,
  was zur Folge hat, daß diese Schaltungsanordnung nicht nur geeignet ist,
  W + D von D zu befreien, wenn D äußerster Störer ist, sondern auch
  W + D + E von E, wenn E äußerster Störer ist,
  W + D + E + F von F, wenn F äußerster Störer ist,
  W + D + E + F + G von G, wenn G äußerster Störer ist, und gegebenenfalls so fort. (Fig. 11)

6. Funkempfänger zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 3, mit einer Schaltungsanordnung, die dadurch gekennzeichnet ist,
daß als Entstöreinrichtung in einer zweiten Variante ein Aufbau vorgesehen ist, der die Funktion a cos 2πf_TAt + a/2 durch eine Reihenschaltung folgender Bausteine erzeugt:
einer Phasenregeischleife (PLLF2), die die Trägerschwingung des äußersten Störers (A) frequenz- und phasengenau gewinnt, einem 90°- Phasenschieber (P2), einem Quadrierer (Q), einem Vierpol (A₌), der bei der Frequenz Null die doppelte Durchlaßdämpfung hat als bei der Frequenz 2f_TA und der bei der Frequenz 2f_TA die Phasendrehung Null aufweist,
was zur Folge hat, daß diese Schaltungsanordnung nicht nur geeignet ist, W + D von D zu befreien, wenn D äußerster Störer ist, sondern auch
W + D + E von E, wenn E äußerster Störer ist,
W + D + E + F von F, wenn F äußerster Störer ist,
W + D + E + F + G, wenn G äußerster Störer ist, und gegebenenfalls so fort. (Fig. 13)

7. Funkempfänger zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 3, mit einer Schaltungsanordnung, die dadurch gekennzeichnet ist,

• a) daß als Entstöreinrichtung in einer dritten Variante ein Aufbau vorgesehen ist, der die Funktion b cos²2πf_TDt - b/3 sin²2πf_TDt erzeugt, indem die durch eine Phasenregelschleife (PLLF2) frequenz- und phasengenau gewonnene Trägerschwingung des äußersten Störers (A) in einem ersten Pfad verarbeitet wird durch einen 90°-Phasenschieber (P2) gefolgt von einem Quadrierer (Q1), parallel dazu in einem zweiten Pfad verarbeitet wird durch einen Quadrierer (Q2) gefolgt von einem Abschwächer (A_1/3) mit dem Abschwächungsfaktor 1/3,
• b) und daß anschließend die Ergebnisse beider Pfade in einem Summationspunkt (S) voneinander subtrahiert werden,
  was zur Folge hat, daß diese Schaltungsanordnung nicht nur ge­ eignet ist,
  W + D von D zu befreien, wenn D äußerster Störer ist, sondern auch
  W + D + E von E, wenn E äußerster Störer ist,
  W + D + E + F von F, wenn F äußerster Störer ist,
  W + D + E + F + G von G, wenn G äußerster Störer ist, und gegebenenfalls so fort. (Fig. 14) Fig. 15 nach Anspruch 5, 6 oder 7,

8. Funkempfänger nach Anspruch 5, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet,

• a) daß ein Empfänger (Em) ohne Entstöreinrichtung ein hochfre­ quentes Frequenzband, welches bei der Trägerfrequenz des Wunschsenders beginnt und sich einseitig frequenzaufwärts oder einseitig frequenzabwärts erstreckt, zunächst in den nieder­ frequenten Bereich umsetzt;
• b) daß sodann ein Tiefpaß (TP2), dessen Grenzfrequenz von Hand einstellbar ist, dieses Frequenzband oberhalb des oberen Seiten­ bands des äußersten Störers abschneidet, wobei in bekannter Weise das Frequenzband aus dem Basisband (W) des Wunsch­ senders und den sich anschließenden Zweiseitenbandschwin­ gungen (D, E, F, G) und gegebenenfalls bis (N) besteht, wobei (N) - wenn (G) noch kein ungestörtes äußerstes Seitenband hatte - diejenige in den niederfrequenten Bereich umgesetzte Zweisei­ tenbandschwingung darstellt, die ein ungestörtes äußerstes Seitenband besitzt,
• c) daß die Entstöreinrichtungen (E1 bis E4) der Reihe nach dem Empfänger ohne Entstöreinrichtung (Ein) nachgeschaltet sind,
• d) daß die Entstöreinrichtungen gemäß der ersten Variante nach Anspruch 5 oder gemäß der zweiten Variante nach Anspruch 6 oder gemäß der dritten Variante nach Anspruch 7 aufgebaut sind, wobei die Varianten auch gemischt werden dürfen,
• e) daß der Einsteller des Tiefpasses (TP2) als Bedienungselement für die manuelle Bedienung so gestaltet ist, wie übliche Bandbreiten­ einsteller (Fig. 15).