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Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein ein
System oder Gerät für eine magnetische
Aufzeichnung/Wiedergabe und insbesondere ein Gerät zum Aufzeichnen und
Wiedergeben eines Videosignals und eines digitalen Audiosignals
auf bzw. von einem Magnetband.
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Es gibt brauchbare Systeme zum Aufzeichnen und
Wiedergeben eines frequenzmodulierten (FM) Audiosignals auf
einem Teil in einer tiefgelegenen Schicht einer
Magnetschicht auf einem Magnetband unter Verwendung von
rotierenden Audioköpfen sowie der Wiedergabe von diesem tiefen
Schichtbereich und zur Aufzeichnung und Wiedergabe eines
Videosignals auf bzw. von einem Oberflächenschichtbereich
der Magnetschicht auf dem Magnetband unter Verwendung von
rotierenden Videoköpfen. Bei derartigen Systemen wird, da
das FM-Audiosignal ein analoges Signal ist, die Qualität des
Audiosignals jedesmal verschlechtert, wenn eine Vertonungs-,
Nachsynchronisations- oder Kopieraufzeichnung bezüglich des
FM-Audiosignals durchgeführt wird.
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Aus diesen Gründen wird in sogenannten
8-mm-Videobandrecordern oder -kameras ein digitales Audiosignal in einem
Teil einer Spur aufgezeichnet, die durch rotierende
Videoköpfe aufgezeichnet wird. Die Verschlechterung in der
Qualität des Audiosignals, die durch diese Synchronisations- oder
Kopieraufzeichnungen (dubbing) eingebracht wird, ist
außerordentlich gering, da das Audiosignal in Form eines digitalen
Signals aufgezeichnet und wiedergegeben wird.
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Im 8-mm-Videobandrecorder wird das analoge
Audiosignal für jedes Teilbild des Videosignals digitalisiert. Je
doch hängt die Teilbildfrequenz vom Fernsehsystem ab. Mit
anderen Worten beträgt die Teilbildfrequenz 60 Hz für ein
monochromes Videosignal des M-Systems, die Teilbildfrequenz
beträgt 59,94 Hz für ein NTSC-System-Farbvideosignal, und
die Teilbildfrequenz beträgt 50 Hz bei einem
PAL-System-Farbvideosignal oder dergleichen.
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Ein Artikel mit dem Titel "Editing Digital Audio
Signals in a Digital Audio/Video System", 8102 Society of
Motion Picture and Television Engineers Journal, Band 91
(1982), Dezember, Nr. 12, Seiten 1158-1160, offenbart ein
System, in dem eine 50-kHz-Abtastrate angewandt wird, um
Audiosignale für ein NTSC-Fernsehsystem zu digitalisieren.
Es tritt eine Wiederholrate oder Frequenz mit drei
Bildrahmen auf, zweier Bilder oder Rahmen mit 1668 Wörtern und
einem Rahmen oder Bild mit 1669 Wörtern. Für eine 48-kHz-
Abtastrate ergibt sich eine Wiederholrate von fünf
Bildrahmen, d. h. drei Bildrahmen von 1602 Wörtern und zwei
Bildrahmen von 1601 Wörtern.
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Es besteht dahingehend ein Problem, daß ein
Synchronismus des Videosignals und des digitalen Audiosignals
zwischem einem ersten Gerät zum Aufzeichnen und Wiedergeben
des Videosignals, dessen Teilbildfrequenz 50 Hz beträgt, und
einem zweiten Gerät zum Aufzeichnen und Wiedergeben des
Videosignals, dessen Teilbildfrequenz 59,94 Hz oder 60 Hz
beträgt, nicht erzielbar ist. Um den Synchronismus des
Videosignals und des digitalen Audiosignals zu erzielen, muß die
Abtastfrequenz des analogen Audiosignals vom ersten zum
zweiten Gerät gewechselt werden, oder es muß der
Codieralgorithmus zwischen dem ersten und zweiten Gerät stark
modifiziert werden.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein magnetisches
Aufzeichnungsgerät angegeben, das aufweist: eine
Videosignalverarbeitungsvorrichtung, die ein Videoeingangssignal in
Übereinstimmung mit einem Standardfernsehsystem einer
vorbestimmten Signalverarbeitung unterzieht und ein
Videoinformationssignal erzeugt, das ein vorbestimmtes, für eine
Magnetbandaufzeichnung geeignetes Signalformat aufweist; eine
erste Aufzeichnungseinrichtung zur Aufzeichnung des
Videoinformationssignals auf Spuren, die bezüglich einer
Längsrichtung eines Magnetbandes schräg auszubilden sind; eine Analog/
Digital-Wandlervorrichtung, die ein analoges
Audioeingangssignal mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz abtastet und ein
digitalisiertes Audiosignal erzeugt; eine Codiervorrichtung,
die das digitalisierte Audiosignal von der Analog/Digital-
Wandlervorrichtung in ein codiertes digitales Audiosignal
umsetzt, und eine zweite Aufzeichnungsvorrichtung, die das
codierte digitale Audiosignal auf den Spuren des Magnetbandes
aufzeichnet, wobei auf jeder der Spuren das
Videoinformationssignal und das codierte Audiosignal sich jeweils belaufend
auf ein Teilbild des Videoeingangssignals aufgezeichnet
werden, dadurch gekennzeichnet, daß das codierte digitale
Audiosignal, das von der Codiervorrichtung geliefert wird, erste
und zweite Blöcke umfaßt, die abhängig von einer
Teilbildfrequenz des Videoeingangssignals und einem Identifikationssignal
zur Identifizierung der ersten und zweiten Blöcke in einer
vorbestimmten Folge auftreten, wobei der erste Block aus
einer ersten Anzahl von Abtastwerten aufgebaut wird, die das
digitalisierte Audiosignal von der
Analog/Digital-Wandlervorrichtung darstellen und Paritätsdaten umfassen, wobei der
zweite Block aus einer zweiten Anzahl von Abtastwerten
aufgebaut ist, die das digitalisierte Audiosignal von der
Analog/Digital-Wandlervorrichtung darstellen und
Paritätsdaten aufweisen, wobei die erste Anzahl von Abtastwerten
größer als eine Anzahl von Abtastwerten in einem 1/N Vollbild
oder Teilbild des Videoeingangssignals ist und die zweite
Anzahl von Abtastwerten geringer als diese Anzahl von
Abtastwerten in einem 1/N Vollbild oder Teilbild des
Videoeingangssignals ist, wobei N ein ganzzahliges Vielfaches von fünf
ist, wenn die Teilbildfrequenz des Videoeingangssignals
angenähert 60 Hz beträgt, und ein ganzzahliges Vielfaches von
sechs ist, wenn die Teilbildfrequenz des Videoeingangssignals
50 Hz beträgt, daß die Codiervorrichtung aufeinanderfolgend
sämtliche der Abtastwerte, die das digitalisierte Audiosignal
von der Analog/Digital-Wandlervorrichtung darstellen, in
jedem Vollbild oder Teilbild codiert, so daß Codes in jedem
der ersten und zweiten Blöcke vervollständigt sind.
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Es ist so möglich, ein magnetisches Aufzeichnungs/
Wiedergabesystem anzugeben, das ein digitalisiertes
Audiosignal in erste und zweite Blöcke codiert, die durch
Abtastwerte des Audiosignals innerhalb eines Teilbildes oder
eines Vollbildes eines Videosignals in einer Folge abhängig
von einer Teilbildfrequenz des Videosignals gebildet sind,
so daß die Codierung in jedem Block abgeschlossen und
vervollständigt ist und sämtliche Abtastwerte des Audiosignals
innerhalb eines Teilbildes oder eines Vollbildes des
Videosignals in einer vorbestimmten Anzahl der ersten und zweiten
Blöcke zur Ausbildung eines digitalen Audiosignals codiert
werden, indem ein Identifikationssignal zur Identifikation
der ersten und zweiten Blöcke hinzugefügt wird, wobei der
erste Block aus einer Anzahl von Abtastwerten gebildet wird,
die größer als eine Anzahl von Abtastwerten ist, die den
zweiten Block bilden. Das digitale Audiosignal wird auf einem
Magnetband zusammen mit dem Videosignal aufgezeichnet und
von diesem wiedergegeben. Bei der Wiedergabe werden
sämtliche Abtastwerte des Audiosignals innerhalb eines Teilbildes
oder eines Vollbildes des Videosignals gewonnen, um das
ursprüngliche analoge Audiosignal durch Decodieren jedes Blocks
unter Bezug auf das Identifikationssignal wiederzugeben. Die
Folge der ersten und zweiten Blöcke wird durch die Teil- oder
Halbbildfrequenz des Videosignals bestimmt, und aus diesem
Grund besteht weder die Notwendigkeit, die Abtastfrequenz
zu ändern, noch die Notwendigkeit, den Codieralgorithmus
abhängig von der Teilbildfrequenz des Videosignals stark zu
modifizieren.
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Die vorliegende Erfindung wird unter Bezugnahme auf
die beiliegenden Zeichnungen beispielhalber näher erläutert,
in denen:
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Fig. 1 ein systematisches Blockschaltbild ist, das
ein Ausführungsbeispiel des magnetischen Aufzeichnungs- und
Wiedergabesystems gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
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Fig. 2(A) und 2(B) Jeweils Frequenzspektren von
Ausführungsbeispielen von Signalen zeigen, die auf einem
Magnetband aufgezeichnet und von diesem wiedergegeben werden;
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Fig. 3 ein systematisches Blockschaltbild ist, das
ein Ausführungsbeispiel eines Taktgenerators innerhalb des
Blocksystems zeigt, das in Fig. 1 dargestellt ist;
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Fig. 4 ein Diagramm zur Erklärung der Erzeugung von
Codes ist;
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Fig. 5A bis 5C jeweils Diagramme zur Erklärung der
Blockerzeugungssequenz sind; und
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Fig. 6A bis 6C jeweils Diagramme zur Erklärung
eines Signalformats eines Ausführungsbeispiels eines
digitalen Audiosignals sind, das im magnetischen
Aufzeichnungs- und Wiedergabesystem gemäß der vorliegenden Erfindung
aufzuzeichnen und wiederzugeben ist;
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Fig. 7 ein Blockschaltbild ist, das ein
Ausführungsbeispiel eines Adressengenerators und einer
Abtastzahldiskriminatorschaltung innerhalb des Blocksystems, das in Fig. 1
dargestellt ist, zusammen mit einem Pufferspeicher und
einem Codierer zeigt;
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Fig. 8(A) bis 8(D) Zeittafeln sind, die zur
Erklärung der Funktionsweise der in Fig. 7 gezeigten Schaltungen
dienen;
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Fig. 9 ein systematisches Blockschaltbild ist, das
ein Ausführungsbeispiel des Codierers im in Fig. 1 gezeigten
Blockschaltbild zeigt;
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Fig. 10 ein systematisches Schaltungsdiagramm ist,
das ein Ausführungsbeispiel einer
Blocksequenzsteuerschaltung innerhalb des in Fig. 9 gezeigten Blockschaltbildes
zeigt; und
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Fig. 11(A) bis 11(F), Fig. 12(A) bis 12(F) und
Fig. 13(A) bis 13(C) Zeittafeln zur Erklärung der
Funktionsweise des in Fig. 10 gezeigten Schaltungssystems sind.
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Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel des magnetischen
Aufzeichnungs- und Wiedergabesystems gemäß der vorliegenden
Erfindung. In Fig. 1 wird ein monochromes Videosignal, das
eine Teilbildfrequenz von 60 Hz aufweist, ein
NTSC-Systemfarbvideosignal, das eine Teilbildfrequenz von 59,94 Hz
aufweist, oder ein PAL-Systemfarbvideosignal oder dergleichen,
das eine Teilbildfrequenz von 50 Hz aufweist, einem
Eingangsanschluß 11 als Videoeingangssignal zugeführt. Das
Videoeingangssignal wird einer Videosignalverarbeitungsschaltung 12
zugeführt, die bekannt ist. Durch bekannte Mittel trennt die
Videosignalverarbeitungsschaltung 12 das Eingangssignal in
ein Leuchtdichtesignal und ein Chrominanzträgersignal,
frequenzmoduliert das Leuchtdichtesignal, setzt das
Chrominanzträgersignal in der Frequenz in ein tieferes Frequenzband
als ein Frequenzband des frequenzmodulierten (FM)
Leuchtdichtesignals
um und erzeugt ein Frequenzmultiplexsignal,
das ein Frequenzspektrum aufweist, welches in Fig. 2(A)
gezeigt ist, durch Frequenzmultiplexierung des
FM-Leuchtdichtesignals und des in der Frequenz umgesetzten
Chrominanzträgersignals. In Fig. 2(A) weist das FM-Leuchtdichtesignal ein
Frequenzspektrum I auf, in dem das Trägerfrequenzband
3,4 MHz bis 4,4 MHz beträgt, und das in der Frequenz
umgesetzte Chrominanzträgersignal weist ein Frequenzspektrum II
auf, in dem die Mittenfrequenz angenähert 629 kHz beträgt.
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Das aufzuzeichnende Videosignal, d. h. das
Frequenzmultiplexsignal, wird durch einen Aufzeichnungsverstärker
13 geführt und rotierenden Videoköpfen 15a und 15b zugeführt.
Ferner wird das Frequenzmultiplexsignal von der
Videosignalverarbeitungsschaltung 12 auch einer
Synchronisiersignalabtrennschaltung 14 und einer Farbburstdetektorschaltung 16
zugeführt. Die Synchronisiersignalabtrennschaltung 14 trennt
Horizontal- und Vertikalsynchronisiersignale vom
Frequenzmultiplexsignal ab, führt das Horizontalsynchronisiersignal
der Farbburstdetektorschaltung 16 zu und führt das
Vertikalsynchronisiersignal einer Servoschaltung 27 zu, die weiter
unten erläutert wird. Die Farbburstdetektorschaltung 16
detektiert ein Farbburstsignal aus dem
Frequenzmultiplexsignal mit einer vom Horizontalsynchronisiersignal
abhängigen Zeitsteuerung und erzeugt ein Detektorsignal, das einen
Pegel aufweist, der vom Vorhandensein des Farbburstsignals
abhängt. Das Detektorsignal von der
Farbburstdetektorschaltung 16 wird einem Codierer 26 zugeführt, der weiter unten
erläutert wird.
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Analoge Audiosignale des rechten und linken Kanals
werden Eingangsanschlüssen 20a bzw. 20b zugeführt. Das
analoge Audiosignal des rechten Kanals wird durch ein
Tiefpaßfilter 21a geführt, um eine unerwünschte
Hochfrequenzkomponente zu beseitigen, die ein Audiofrequenzband übersteigt.
Ein Ausgangsaudiosignal vom Tiefpaßfilter 21b wird einer
Abtast- und Halteschaltung 22a zugeführt, die eine Abtast-
und Haltefunktion bei einer Abtastfrequenz fs von 48 kHz
beispielsweise abhängig von einem Taktsignal fs von
einem Taktgenerator 55 ausführt. Ein Ausgangssignal der
Abtast- und Halteschaltung 22a wird in einem Analog/Digital-
(A/D) Wandler 23a ansprechend auf den Taktimpuls fs vom
Taktgenerator 55 in ein digitalisiertes Audiosignal so
umgesetzt, daß ein Abtastwert durch 16 Bits beschrieben wird.
Das Audiosignal des linken Kanals wird einer ähnlichen
Verarbeitung unterzogen, indem es durch ein Tiefpaßfilter 21b
geführt wird, eine Abtast- und Halteschaltung 22b und einen
A/D-Wandler 23b.
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Die Audiosignale des linken und rechten Kanals von
den A/D-Wandlern 23a und 23b werden durch Jeweilige Schalter
SW1 und SW2 geführt und einem Pufferspeicher 24 zugeführt
und darin gespeichert. Ist eine digitale Dubbing-Aufzeichnung
auszuführen, werden die Audiosignale des linken und rechten
Kanals, die durch eine derartige digitale
Dubbing-Aufzeichnung aufzuzeichnen sind, jeweiligen Eingangsanschlüssen 34a
und 34b zugeführt, und diese Signale werden dem
Pufferspeicher 24 über die Schalter SW1 bzw. SW2 zugeführt und in
diesem gespeichert. Mit anderen Worten werden die Schalter
SW1 und SW2 in einem digitalen Dubbing-Aufzeichnungsmodus
mit Kontakten a verbunden und werden in einem normalen
Aufzeichnungsmodus mit Kontakten b verbunden.
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Einschreib- und Ausleseadressen, die von einem
Adressengenerator 51 erzeugt werden, werden dem Pufferspeicher 24
zugeführt, und die Abtastwerte der Audiosignale des linken
und rechten Kanals werden in den Pufferspeicher 24 gemäß der
Einschreibeadresse eingeschrieben. In ähnlicher Weise werden
die Abtastwerte der Audiosignale des rechten und linken
Kanals aus dem Pufferspeicher 24 gemäß den Ausleseadressen
ausgelesen und dem Codierer 26 zugeführt. Dem
Adressengenerator 51 werden vom Taktgenerator 55 die Taktimpulse fs und
4fs/3 zugeführt, ein externer Datentakt von einem Anschluß
56, ein Zeitsteuersignal (oder Enable-Signal) vom Codierer
26 und das Vertikalsynchronisiersignal von der
Synchronisiersignalabtrennschaltung 14 über die Servoschaltung 27.
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Die Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel des
Taktgenerators 55. Der Taktgenerator 55 umfaßt einen Oszillator 58
zum Erzeugen eines Signals mit einer Frequenz 4fs, einen 1/4
Frequenzteiler 59 zur Frequenzteilung des Ausgangssignals vom
Oszillator 58 um 1/4 und einen 1/3 Frequenzteiler 60 zur
Frequenzteilung des Ausgangssignals vom Oszillator 58 um 1/3. Der
Taktimpuls fs wird über einen Anschluß 61 ausgegeben, und der
Taktimpuls 4fs/3 wird über einen Anschluß 62 ausgegeben.
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Dem Codierer 26 werden das Vertikalsynchronisiersignal
von der Synchronisiersignalabtrennschaltung 14 über die
Servoschaltung 27 und das Detektorsignal von der
Farbburstdetektorschaltung 16 zugeführt. Folglich ist es im Codierer
26 möglich, an Hand des Vertikalsynchronisiersignals und des
Pegels vom Detektorsignal zu unterscheiden, ob das
Videoeingangssignal das monochrome Videosignal mit der
Teilbildfrequenz 60 Hz oder das NTSC-Systemfarbvideosignal mit der
Teilbildfrequenz 59,94 Hz ist. Mit anderen Worten ist es,
wenn die Frequenz des Vertikalsynchronisiersignals angenähert
60 Hz beträgt, möglich, an Hand des Pegels des Detektorsignals
zu unterscheiden, ob das Videoeingangssignal das monochrome
Videosignal mit der Teilbildfrequenz 60 Hz ist oder das NTSC-
Farbvideosignal mit der Teilbildfrequenz 59,94 Hz. Der
Codierer 26 erzeugt das Zeitsteuersignal aus dem
Vertikalsynchronisiersignal und steuert den Auslesetakt des
Adressengenerators 51, indem er dieses Zeitsteuersignal dem
Adressengenerator 51 zuführt.
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Für den Fall, daß das Audiosignal, welches das
monochrome Videosignal begleitet, daß die Taktfrequenz 60 Hz
aufweist, mit der Abtastfrequenz 48 kHz abgetastet wird, so
daß ein Abtastwert durch 16 Bits beschrieben wird, liegen
1600 (= 48000/30) Abtastwerte vom Audiosignal des rechten
(oder linken) Kanals in einem Vollbild oder Bildrahmen des
Videosignals vor. Wenn diese 1600 Abtastwerte in fünf gleiche
Abtastwertgruppen unterteilt werden, wird jede
Abtastwertgruppe aus 320 Abtastwerten gebildet. Bezüglich dieser 320
Abtastwerte sieht das System der vorliegenden Erfindung
einen ersten Block A vor, der einen Code in 322 Abtastwerten
bildet, und einen zweiten Block B, der einen Code in 318
Abtastwerten bildet, und sämtliche der Abtastwerte werden in
einer Kombination dieser ersten und zweiten Blöcke A und 3
übertragen.
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Es folgt nun unter Bezugnahme auf Fig. 4 die
Beschreibung bezüglich der Bildung der Codes. In Fig. 4 sind die
Abtastwerte des Audiosignals vom rechten Kanal durch R
gekennzeichnet, und die Abtastwerte des Audiosignals vom
linken Kanal sind durch L gekennzeichnet. Die Abtastzahl
oder -nummer ist als 0, 1, . . . , 321 angedeutet. Von den 16
einen Abtastwert darstellenden Bits sind die oberen acht
Bits mit u und die unteren acht Bits mit bezeichnet.
Ein Symbol wird durch acht Bits (u oder ) gebildet. Die
oberen acht Bits L0u . . . , L45u der Abtastnummern 0, . . . , 45
des linken Kanals sind in der Zeile oder Reihe mit der
Nummer 0 angeordnet. Die unteren acht Bits L0 , . . . , L45
der Abtastnummern 0, . . . , 45 des linken Kanals sind in der
Zeile Nr. 1 angeordnet. Die oberen acht Bits R0u, . . . , R45u
der Abtastnummern 0, . . . , 45 des rechten Kanals sind in
der Zeile Nr. 2 angeordnet. Die unteren acht Bits R0 , . . . ,
R45 der Abtastnummern 0, . . . , 45 des rechten Kanals sind
in der Zeile Nr. 3 angeordnet.
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Beim Block A sind insgesamt 644 Abtastwerte (= 1288
Symbole), die durch 322 Abtastwerte des rechten Kanals
und 322 Abtastwerte des linken Kanals gebildet werden, in
den Spalten der Nummern 0 bis 22 und 29 bis 31 der Reihen
Nr. 0 bis 27 angeordnet. Auf der anderen Seite sind beim
Block B insgesamt 636 Abtastwerte (= 1272 Symbole), die
durch 318 Abtastwerte des rechten Kanals und 318 Abtastwerte
des linken Kanals gebildet sind, in den Spalten der Nummern
0 bis 22 und 29 bis 51 der Reihen Nr. 0 bis 23 angeordnet
und in den Spalten von Nummern 0 bis 22 und 29 bis 47 der
Zeilen oder Reihen mit Nr. 24 bis 27. Im Block B sind alle
diese Bits "1" an Positionen, bei denen die Abtastwerte
L318u bis R321 in den Spalten der Nummern 48 bis 51 der
Zeilen Nr. 24 bis 27 anzuordnen sind. Die Abtastwerte in
den Spalten der Nummern 0 bis 22 werden durch DATAf
bezeichnet, und die Abtastwerte in den Spalten der Nummern
29 bis 51 werden mit DATAb bezeichnet. Bezüglich der oben
beschriebenen Abtastwerte werden gemäß dem Reed Solomon
Code-Schema Paritäten erzeugt und den Abtastwerten
hinzugefügt.
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Paritäten Qf in den Spalten mit den Nummern 23 bis
28 und Paritäten Qb in den Spalten mit den Nummern 52 bis
57 werden jeweils bezüglich der 23 Symbole in den Spalten
mit den Nummern 0 bis 22 und der 23 Symbolen in den Spalten
mit den Nummern 29 bis 51 durch bekannte Mittel unter
Verwendung des folgenden Polynoms Gq(x) in Gleichung (1) erzeugt.
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GQ(x) = (x + α&sup0;)·(x +α)·(x + α²)·(x + α³)·(x + α&sup4;)·(x + α&sup5;) (1)
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Eine Parität P wird bezüglich der 28 Symbole in jeder der
Spalten der Zeilen Nr. 0 bis 27 unter Verwendung des
folgenden Erzeugungspolynoms Gp(x) der Gleichung (2) erzeugt
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Gq(x) = (x + α&sup0;)·(x + α)·(x + α²)·(x + α³) (2)
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Weist das Videosignal die Teilbildfrequenz 60 Hz auf,
so codiert der Codierer 26 die Abtastwerte des Audiosignals
innerhalb eines Vollbildes oder Bildrahmens des Videosignals
in fünf Blöcken, wie in Fig. 5A gezeigt ist. In zwei
aufeinanderfolgenden Vollbildern wird das erste Vollbild in
Blöcken A, B, A, B und A in dieser Folge codiert, und das
zweite Vollbild wird in Blöcken B, A, B, A und B in dieser
Folge codiert. Im ersten Vollbild liegen 1602 Abtastwerte
pro Kanal (rechtem oder linken Kanal) vor, und die Folge
der Blöcke A, B, A, B und A wird im folgenden als E
(Überschuß)-Blockbild bezeichnet. Im zweiten Bild liegen 1598
Abtastwerte pro Kanal vor, und die Folge der Blöcke B, A,
B, A und B wird im folgenden als D
(Verringerungs)-Blockbild bezeichnet. So wird folglich beim Videosignal mit der
Teilbildfrequenz 60 Hz das Audiosignal durch eine
alternierende Wiederholung des E-Blockbildes und des D-Blockbildes
oder -rahmens übertragen. Infolgedessen werden 48000
(= (1602+1298)·15) Abtastwerte pro Kanal in einer Sekunde
codiert.
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Weist das Videosignal die Teilbildfrequenz 59,94 Hz
auf, so codiert der Codierer 26 auch die Abtastwerte des
Audiosignals innerhalb eines Vollbildes des Videosignals in
fünf Blöcken. In zehn aufeinanderfolgenden Vollbildern wird
das erste Vollbild als das D-Blockbild codiert, und die
verbleibenden zweiten bis zehnten Vollbilder werden als
das E-Blockbild codiert, wie in Fig. 5B gezeigt ist. So
werden 48000 (= (1598+1602·9)·3/1,001) Abtastwerte pro
Kanal in einer Sekunde codiert.
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Weist das Videosignal demgegenüber die
Teilbildfrequenz 50 Hz auf, so codiert der Codierer 26 die
Abtastwerte des Audiosignals innerhalb eines Vollbilds des
Videosignals in sechs Blöcken, wie in Fig. 5C gezeigt ist. In
Jedem Vollbild wird das Vollbild bzw. der Bildrahmen in
Blöcken A, B, A, B, A und 3 in dieser Folge codiert. So
werden 48000 (= (322+318)·3·25) Abtastwerte pro Kanal in
einer Sekunde codiert.
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Wie oben beschrieben, wird jedes Vollbild des
Videosignals in fünf Blöcken codiert, wenn die Teilbildfrequenz
60 Hz oder 59,94 Hz beträgt. In jedem Block sind die Daten
DATAf durch DATA mit einem ungeradzahligen Zusatz
bezeichnet, und die Daten DATAb sind durch DATA mit einem
geradzahligen Zusatz bezeichnet, die Parität Qf ist durch Q mit
einem ungeradzahligen Zusatz bezeichnet, und die Parität Qb
ist durch Q mit einem geradzahligen Zusatz bezeichnet. So
umfaßt jeder Block die Daten DATA1 bis DATA10 und die
Paritäten Q1 bis Q10.
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Für den ersten in Fig. 4 gezeigten Block liefert der
Codierer 26 sequentiell aus einem Abtastabschnitt die
Abtastwerte in den geradzahlig bezifferten Spalten 0, 2,
22 und 30, 32, . . . , 50, liefert dann sequentiell aus einem
Paritätsabschnitt die Abtastwerte in den geradzahlig
bezifferten Spalten 24, 26, 28, 52 und 56, anschließend
liefert er sequentiell aus einem Datenabschnitt der
Abtastwerte in den ungerade bezifferten Spalten 1, 3, . . . , 21
und 29, 31, . . . , 51 und liefert schließlich aus einem
Paritätsabschnitt die Abtastwerte in den ungerade bezifferten
Spalten 23, 25, 27, 53, 55 und 57. In ähnlicher Weise
liefert der Codierer 26 die Abtastwerte für jeden des zweiten
bis fünften Blocks sequentiell. So werden, wie in Fig. 6A
gezeigt ist, die Abtastwerte der Daten DATA1e, DATA2e,
DATA1o, . . . , DATA10e, DATA9o und DATA10o und die Paritäten
Q1e, Q2e, Q1o, . . . , Q10e, Q9o und Q10o, die sich auf ein
Vollbild des Videosignals belaufen, sequentiell für jede
Spalte, die in Fig. 4 gezeigt ist, von der links
gelegensten Spalte bis zur rechts gelegensten Spalte gewonnen.
Die Daten DATAie und DATA(i+1)e repräsentieren die Daten,
die durch die Abtastwerte gebildet werden, die aus den
gerade bezifferten Spalten gewonnen werden, und die
Paritäten Qie und Q(i+1)e repräsentieren die Paritäten, die
durch die Abtastwerte dargestellt werden, die aus den
gerade bezifferten Spalten gewonnen werden, wo i = 1, 3,
5, . . . , 9. In gleicher Weise repräsentieren die Daten
DATAio und DATA(i+1)o die Daten, die von den Abtastwerten
gebildet werden, die aus den ungerade bezifferten Spalten
gewonnen werden, und die Paritäten Qio und Q(i+1)o die
Paritäten, die durch die Abtastwerte gebildet werden,
welche aus den ungerade bezifferten Spalten gewonnen
werden.
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Jede Spalte umfaßt 28 Symbole der Daten und Parität Q
und vier Symbole der Parität P, d. h. insgesamt 32 Symbole
oder 256 Bits. Ein Datenblock wird gebildet, indem ein
8-Bit-Synchronisiersignal SYNC, ein 8-Bit-Adressensignal
ADDR, ein 8-Bit-Identifikationssignal ID und ein 8-Bit-
Blockparitätssignal PARITY vor jeder Spalte hinzugefügt
werden, wie in Fig. 63 gezeigt ist. Das Synchronisiersignal
SYNC zeigt den Beginn jedes Datenblocks an. Da sich auf
angenähert ein Teilbild belaufende Daten in einer Spur
aufgezeichnet werden, zeigt das Adressensignal ADDR die
Folge jedes Datenblocks innerhalb des digitalen Audiosignals
(d. h. 145 Datenblöcken) an, das sich auf eine Spur beläuft.
Beispielsweise ist das niedrigstwertige Bit (LSB) des
Identifikationssignals ID "0" im Fall der Codierung des
Blocks A und ist "1" im Fall der Codierung des Blocks B.
Das Blockparitätssignal PARITY ist ein
Fehlerdetektionssignal, das durch PARITY = ID ADDR gewonnen wird, wobei
" " eine Modulo-2-Addition bezeichnet. Die sich auf ein
Teilbild des Videosignals belaufenden Daten, d. h. die Daten
DATA1e, DATA2e, DATA1o, . . . , DATA4o, DATA5e und DATA6e,
die Paritäten Q1e, Q2e, Q1o, . . . , Q4o, Q5e und Q6e und die
entsprechenden Paritäten P werden in 145 Datenblöcken
übertragen, wie in Fig. 6C gezeigt ist. Wie in Fig. 6C
gezeigt ist, werden jedoch ein Präambelsignal zum Erzeugen
des Taktsignals, das sich auf drei Datenblöcke beläuft,
und ein Postambelsignal, das sich auf zwei Datenblöcke
beläuft, jeweils vor bzw. nach den 145 Datenblöcken angefügt.
So ist, wenn die Teilbildfrequenz des Videosignals 60 Hz
oder 59,94 Hz beträgt, folglich die Übertragungsrate des
digitalen Audiosignals, das vom Codierer 26 ausgegeben
wird, angenähert 2,6 Mbits/s.
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Wenn die Teilbildfrequenz des Videosignals 50 Hz
beträgt, werden ein Präambelsignal, das sich auf drei
Datenblöcke beläuft, und ein Postambelsignal, das sich auf zwei
Datenblöcke beläuft, vor bzw. nach 174 Datenblöcken
angefügt. In diesem Fall beträgt die Übertragungsrate des
digitalen Audiosignals, das vom Codierer 26 ausgegeben
wird, angenähert 2,6 Mbits/s.
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Das digitale Audiosignal vom Codierer 26 wird einem
4-Phasen-Phasendifferenzmodulator (DPSK) Modulator 28
zugeführt. Der 4-Phasen DPSK Modulator 28 umfaßt eine
Codeumsetzungsschaltung, die die digitalen Eingangsdaten einer
Serien-Parallel-Umsetzung unterzieht und dann die
parallelen Daten einer vorbestimmten differentiellen Umsetzung
unterzieht, ferner zwei Gegentaktmodulatorschaltungen,
denen die beiden parallelen Ausgangssignale der
Codeumsetzungsschaltung über ein Tiefpaßfilter zugeführt
werden, um die beiden Träger, die zueinander einen
Phasenunterschied von 90º aufweisen, unabhängig durch die
beiden parallelen Ausgangssignale einer
Gegentaktmodulation zu unterziehen, und eine Schaltung, die
Ausgangssignale der beiden Gegentaktmodulatorschaltungen addiert,
um so ein digitales Audiosignal zu gewinnen, das einer
4-Phasen-DPSK unterzogen worden ist. Beispielsweise wird
die Trägerfrequenz auf das 127fache der
Horizontalabtastfrequenz fH gesetzt, und in diesem Fall beträgt die
Trägerfrequenz
im Fall des NTSC-Systems angenähert 2,00 MHz.
Ferner wird die Übertragungsrate des digitalen Audiosignals
auf angenähert 2,6 Mbits/s angesetzt. Aus diesem Grunde
weist das digitale Audioausgangssignal vom 4-Phasen-DPSK-
Modulator 28 ein solches Frequenzspektrum auf, daß ein
maximaler Pegel bei der Trägerfrequenz von 2,0 MHz
auftritt, ein Nullpegel bei Frequenzen auftritt, die durch
± 1,3 MHz (= 2,6 MHz/2) von der Trägerfrequenz von 2,0 MHz
beabstandet sind, und ein Nullpegel in ähnlicher Weise
auch bei Frequenzen 2,0 MHz ± n · 1,3 MHz auftritt, wobei
n eine natürliche Zahl ist. Mit anderen Worten weist das
digitale Ausgangsaudiosignal des
4-Phasen-DPSK-Modulators 28 das bekannte Frequenzspektrum auf, das wie die
Zähne eines Kamms geformt ist.
-
Das digitale Audioausgangssignal des 4-Phasen-DPSK-
Modulators 28 wird durch ein Bandpaßfilter 29 geführt, um
eine unerwünschte Frequenzkomponente zu beseitigen. Das
Durchlaßband des Bandpaßfilters 29 weist eine Mittenfrequenz
von 2,0 MHz auf und eine Breite, die in der Größenordnung
des 0,7fachen der zuvor beschriebenen Übertragungsbitrate
liegt, um so keine Intersymbolstörungen zu erzeugen.
Folglich ist das digitale Audiosignal durch das Bandpaßfilter 29
zu einem digitalen Audiosignal bandmäßig begrenzt, das ein
Frequenzspektrum aufweist, welches in Fig. 2(B) gezeigt ist.
Das digitale Audioausgangssignal des Bandpaßfilters 29 wird
durch einen Aufzeichnungsverstärker 30 geführt und
rotierenden Audiosignalen 31a und 31b zugeführt.
-
Gemäß der 4-Phasen-DPSK wird in einer von vier Phasen
eine von vier Arten von Information übertragen. Folglich
muß die Phasenmodulation nur einmal in zwei Bits
stattfinden und die Geschwindigkeit, mit der die Phase des Trägers
geschaltet wird (Symbolrate) kann auf die Hälfte der
Übertragungsrate reduziert werden. Zusätzlich ist es möglich,
die Übertragung in einem Frequenzband auszuführen, das sich
auf die Übertragungsrate beläuft, d. h. in ausreichender
Weise in einem schmalen Frequenzband in der Größenordnung
von 1,7 MHz, da ein Rand bzw. Störabstand oder Spielraum
genommen wird.
-
Die rotierenden Videoköpfe 15a und 15b sind auf einer
(nicht dargestellten) rotierenden Trommel an Stellen
angebracht, die auf einer Rotationsebene der rotierenden
Trommel einen Winkelabstand von 1800 aufweisen. In
vergleichbarer Weise sind die rotierenden Audioköpfe 31a und 31b auf
der rotierenden Trommel an Stellen angebracht, die auf der
Rotationsebene der rotierenden Trommel einen Winkelabstand
von 180º aufweisen, jedoch eilen die rotierenden
Audioköpfe 31a und 31b den rotierenden Videoköpfen 15a bzw. 15b
entlang einer Drehrichtung der rotierenden Trommel um 120º
voraus.
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Die Servoschaltung 27 führt das
Vertikalsynchronisiersignal von der Synchronisiersignalabtrennschaltung 14 dem
Codierer 26 zu, um so eine Teilbildsynchronisation zu
erzielen, und führt das Vertikalsynchronisiersignal auch einer
Antriebs- oder Steuerschaltung (nicht dargestellt) zu, die
für einen (nicht dargestellten) Trommelmotor zum Drehen der
rotierenden Trommel vorgesehen ist. So wird die rotierende
Trommel so gesteuert, daß sie sich synchron mit dem
Vertikalsynchronisiersignal dreht. Beträgt die Teilbildfrequenz
angenähert 60 Hz, so zeichnen die rotierenden Audioköpfe
31a und 31b demgemäß das digitale Audiosignal mit den Codes,
die in jedem Spurpaar abgeschlossen sind, alternierend durch
eine Sättigungsaufzeichnung in einem tiefgelegenen
Schichtbereich einer Magnetschicht eines Magnetbandes 33 auf.
Bei 50 Hz-Teilbildfrequenz hingegen erfolgt diese
Tiefschichtsättigungsaufzeichnung durch die Köpfe 31a, 31b des Audiosignals
mit Codes, die in jeder Spur abgeschlossen sind. Anschließend
zeichnen die Köpfe 15a, 15b das Frequenzmultiplexsignal
(Videosignal) alternierend in einem Oberflächenschichtbereich der
Magnetschicht des Bandes 33 auf. Die Köpfe 15a, 15b haben
selbstverständlich Spalte mit anderen Azimuthwinkeln als die Köpfe 31a,
31b. Die Servoschaltung 27 erzeugt auch ein Steuersignal aus dem
Vertikalsynchronisiersignal und führt dieses einem stationären
Kopf 32 zu, der es auf einer Steuerspur des Magnetbandes 33
aufzeichnet bzw. von dieser wiedergibt.
-
Einer Abtastnummer- oder
Abtastzahldiskriminatorschaltung 25 werden die Einschreibe- und Ausleseadressen und ein
Signal vom Adressengenerator 51 und der Taktimpuls fs
zugeführt. Die Abtastnummerdiskriminatorschaltung 25 erzeugt
Signale d1 und d2, die dem Codierer 26 zugeführt werden.
Die Signale d1 und d2 legen fest, ob die Codes im Block A
zu erzeugen sind oder die Codes im Block 3 zu erzeugen
sind.
-
Die Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel des
Adressengenerators 51 und der Abtastnummerdiskriminatorschaltung 25
zusammen mit dem Pufferspeicher 24 und dem Codierer 26. Es
wird vorausgesetzt, daß der Pufferspeicher 24 eine
Speicherkapazität von 2k · 8 Bits aufweist.
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In Fig. 7 umfaßt der Adressengenerator 51 einen
Schalter SW3, einen Einschreibadressenzähler 64, einen
Ausleseadressenzähler 65, eine Flipflopschaltung 66 und
Verzögerungsschaltungen 67 und 68. Der externe Datentakt vom
Anschluß 56 wird einem Kontakt a des Schalters SW3 zugeführt,
und der Taktimpuls fs vom Taktgenerator 55 wird einem
Kontakt b des Schalters SW3 über einen Anschluß 69 zugeführt.
Der Schalter SW3 ist mit den Schaltern SW1 und SW2
verbunden und wird mit den Schaltern SW1 und SW2
zusammengeschaltet. Ein Ausgangssignal des Schalters SW3 wird einem
Taktanschluß des Einschreibadressenzählers 64 zugeführt. Das
Vertikalsynchronisiersignal von der Servoschaltung 27 wird
einem Anschluß 70 zugeführt und wird einem Resetanschluß R
des Einschreibadressenzählers 64 über die Flipflopschaltung
66 und die Verzögerungsschaltung 67 zugeführt. Wie zuvor
beschrieben, eilen die rotierenden Audioköpfe 31a und 31b
Jeweils den rotierenden Videoköpfen 15a und 15b längs der
Rotationsrichtung der rotierenden Trommel um 120º voraus,
und die Zeitsteuerung, mit der die Aufzeichnung jeder
digitalen Audiosignalspur begonnen wird, fällt nicht mit der
Zeitsteuerung des Vertikalsynchronisiersignals zusammen.
Aus diesem Grunde ist die Verzögerungsschaltung 27 zum
Zwecke der Anpassung der beiden Zeitsteuerungen vorgesehen.
Das Zeitsteuersignal (Enablesignal) vom Codierer 26 wird
einem Enableanschluß EN des Ausleseadressenzählers 65
zugeführt. Der Taktimpuls 4fs/3 vom Taktgenerator 55 wird einem
Taktanschluß des Ausleseadressenzählers 65 über einen
Anschluß 71 zugeführt. Das Ausgangssignal der
Verzögerungsschaltung 67 wird einem Resetanschluß R des
Ausleseadressenzählers 65 über die Verzögerungsschaltung 68 zugeführt. Die
Einleseadresse vom Einleseadressenzähler 64 und die
Ausleseadresse vom Ausleseadressenzähler 65 werden dem
Pufferspeicher 24 und der Abtastnummerdiskriminatorschaltung 25 zu
geführt.
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Die Abtastnummerdiskriminatorschaltung 25 umfaßt eine
Modulo-2k-Subtraktionsschaltung 73, eine Latchschaltung 74,
Komparatoren 75 und 76 und einen 320-Zähler 77. Der Modulo-
2k-Subtraktionsschaltung 73 werden die Einschreib- und
Ausleseadressen vom Adressengenerator 51 zugeführt. Der
Taktimpuls fs vom Anschluß 69 wird einem Taktanschluß des 320-
Zählers 77 zugeführt, und dieser 320-Zähler 77 wird
ansprechend auf das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 67
innerhalb des Adressengenerators 51 zurückgesetzt. Ein
Ausgangssignal der Modulo-2k-Subtraktionsschaltung 73 wird
durch die Latchschaltung 74 ansprechend auf ein
Ausgangslatchsignal vom 320-Zähler 67 gespeichert und wird den
Komparatoren 75 und 76 zugeführt. Die Ausgangssignale d1 und
d2 der Komparatoren 75 und 76 werden dem Codierer 26
zugeführt.
-
Die Fig. 8(A) zeigt ein Bild oder Vollbild des
Videoeingangssignals, das in fünf gleiche Einschreibintervalle
W.INT. aufgeteilt ist. Da im Ausführungsbeispiel
vorausgesetzt ist, daß die Abtastfrequenz fs des analogen
Audiosignals 48 kHz beträgt und das Videoeingangssignal die
Teilbildfrequenz 60 Hz aufweist, werden Eingangsdaten, die
sich auf 320 Abtastwerte pro Kanal belaufen, in jeder
Einschreibintervall W.INT gewonnen. Mit anderen Worten
beträgt die Anzahl von Einschreibdaten 320 pro Kanal in jeder
EinschreibintervallW.INT. Fig. 8(B) zeigt Ausleseintervalle
R.INT. Das Auslesen wird 1/10 Vollbild nach dem Beginn des
Einlesens begonnen und sich auf angenähert 1/5 Vollbild
belaufende Daten werden in angenähert einem 3/20 Vollbild
aus gelesen. Folglich sind sich auf 400 Abtastwerte
belaufende Daten zu dem Zeitpunkt, wenn das erste
Einschreibintervall W.INT endet, in den Pufferspeicher 24
eingeschrieben. Folglich beträgt die Adressendifferenz zwischen
der Ausleseadresse und der Einschreibadresse im Fall des
Blocks A angenähert 78 (= 400-322) Abtastwerte und
beträgt angenähert 82 (= 400-318) Abtastwerte im Fall des
Blocks B.
-
Liegt die Abtastfrequenz fs oder die externe
Datentaktfrequenz über 48 kHz, so wird folglich die
Adressendifferenz größer als 82 Abtastwerte für die normale
Blocksequenz A, B, A, B, . . . , und in diesem Fall werden die im
Block A zu erzeugenden Codes so wie sie sind als der Block
A codiert, jedoch werden die Codes, die im Block B zu
erzeugen sind, wie der Block A codiert. Liegen
andererseits die Abtastfrequenz fs oder die externe
Datentaktfrequenz unter 48 kHz, so kann die Adressendifferenz
geringer als 78 Abtastwerte werden, und in diesem Fall werden
die im Block B zu erzeugenden Codes so wie sie sind als
der Block B codiert, jedoch werden die Codes, die im Block
A zu erzeugen sind, wie der Block B codiert.
-
Nun wird wieder zurückgekehrt auf die Beschreibung
der Fig. 7, wobei der Pufferspeicher 24 Adressen "O" bis
"2047" aufweist, (d. h. 0 bis 2k). Die
Modulo-2k-Subtraktionsschaltung 73 führt eine Modulo-2k-Subtraktion zwischen der
Einschreibadresse und der Ausleseadresse aus, und das
Ausgangssignal (die Adressendifferenz) der
Modulo-2k-Subtraktionsschaltung 73 wird von der Latchschaltung 74
ansprechend auf das Ausgangslatchsignal des 320-Zählers 77
gespeichert, welches in Fig. 8(C) gezeigt ist. Die Modulo-2k-
Subtraktion bezieht sich auf eine Subtraktion, wie die
unten gezeigte.
-
0-2047 + (0 + 2048)-2047 = 1
-
100-1500+ (100 + 2048)-1500 = 648
-
Der Komparator 75 erzeugt das Signal d1, das nur dann
einen hohen Pegel aufweist, wenn die gespeicherte
Adressendifferenz größer als 328 ist. Andererseits erzeugt der
Komparator 76 das Signal d2, das einen hohen Pegel nur dann
aufweist, wenn die gespeicherte Adressendifferenz geringer
als 312 ist. Der Codierer 26 kann so aus den Signalen d1 und
d2 ermitteln, ob der nächste Block als der Block A oder der
Block B zu codieren ist. Für den Fall, daß beide Signale d1
und d2 einen niedrigen Pegel aufweisen, werden die Codes,
die im Block A zu erzeugen sind, so wie sie sind als der
Block A erzeugt und werden die Codes, die im Block B zu
erzeugen sind, so wie sie sind als der Block B codiert. Die
folgende Tabelle 1 zeigt die Beziehungen der Signale d1 und
d2 und der Codierung an.
Tabelle 1
Signal Blockcodierung Niedrig Hoch
-
Fig. 8(D) zeigt die Intervalle an, in denen die Blöcke
A und B auf dem Magnetband 33 aufgezeichnet werden.
-
Fig. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Codierers 26.
Der Codierer 26 umfaßt einen Schalter SW4, einen
Codierbereich 78 und eine Blocksequenzsteuerschaltung 79. Dem
Schalter SW4 wird das Ausgangsdatum des Pufferspeichers 21
an einem Schalterkontakt b zugeführt und ein Dummy- oder
Blinddatum "111 . . . 1" an einem Schalterkontakt a. Ein
Ausgangsdatum des Schalters SW4 wird einem Hauptspeicher 80
zugeführt sowie einem Paritäts-Q-Generator 81 des
Codierbereichs 78. Die Einfügung des Blinddatums ist im R-DAT-
System und dergleichen bekannt. Der Codierbereich 78 umfaßt
den Hauptspeicher 80, den Paritäts-Q-Generator 81, einen
Parallel/Serien-Umsetzer 82, einen Paritäts-P-Generator 83,
einen Synchronisiersignal-SYNC-Generator 85, einen
Adressensignal-ADDR-Generator 86, einen
Identifikationssignal-ID-Generator
87, einen Paritäts-PARITY-Generator 88 und Addierer
84, 89, 90 und 91. Der Aufbau und die Funktionsweise des
Codierbereichs 78 entsprechen im Grunde denen eines bekannten
R-DAT-Systems, und es wird auf eine detaillierte Beschreibung
hiervon verzichtet. Die dem 4-Phasen-DPSK-Modulator 28 aus
Fig. 1 zuzuführenden codierten Daten werden über einen
Anschluß 92 gewonnen.
-
Die Taktimpulse fs und 4fs/3 vom Taktgenerator 55
werden der Blocksequenzsteuerschaltung 79 über Jeweilige
Anschlüsse 93 und 94 zugeführt. Der
Blocksequenzsteuerschaltung 79 wird auch das Ausgangs-Vertikalsynchronisiersignal
der Servoschaltung 27 Über einen Anschluß 95 zugeführt,
ferner das Ausgangsdetektorsignal der
Farbburstdetektorschaltung 16 über einen Anschluß 96 und die Ausgangssignale d1
und d2 der Abtastnummerdiskriminatorschaltung 25 über
Anschlüsse 97 und 98. Das Ausgangszeitsteuersignal der
Blocksequenzsteuerschaltung 79 wird dem Schalter SW4 zugeführt,
um dessen Verbindung zu steuern, und wird auch dem Enable-
Anschluß EN des Ausleseadressenzählers 65 innerhalb des
Adressengenerators 51 über einen Anschluß 99 zugeführt.
-
Die Fig. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel der
Blocksequenzsteuerschaltung 79 für den Fall, daß die
Teilbildfrequenz angenähert 60 Hz beträgt. Der Taktimpuls fs vom
Anschluß 93 wird einem Taktanschluß eines 320-Zählers 100
zugeführt, und ein Ausgangssignal des 320-Zählers 100 wird
einem AND-Glied 101 zugeführt, das jedesmal dann einen
Impuls erzeugt, wenn der Zählwert im 320-Zähler 100 "80"
erreicht. Der 320-Zähler 100 wird ansprechend auf ein
Ausgangssignal eines Flipflop 102 zurückgesetzt, dem das
Ausgangs-Vertikalsynchronisiersignal der Servoschaltung 27
über den Anschluß 95 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des
Flipflop 102 weist die Bild- oder Rahmenfrequenz fFR des
Videoeingangssignals auf. Der Ausgangsimpuls des AND-Gliedes
101 wird einem Setzanschluß S eines Flipflop 103 und einem
Resetanschluß R eines Zählers 104 zugeführt. Der Taktimpuls
4fs/3 vom Anschluß 94 wird einem Taktanschluß des Zählers
104 zugeführt.
-
Ein Ausgangssignal des Zählers 104 wird Komparatoren
105 und 106 zugeführt. Der Komparator 106 erzeugt einen
Impuls, wenn ein gezählter Wert im Zähler 104 gleich "318"
wird, und der Komparator 105 erzeugt einen Impuls, wenn der
gezählte Wert im Zähler 104 gleich "322" wird. Die
Ausgangsimpulse der Komparatoren 105 und 106 werden Kontakten a bzw.
b eines Schalters SW5 zugeführt. Der Schalter SW5 ist
während einer Niedrigpegelperiode eines Signals Y, das weiter
unten erläutert wird, mit dem Kontakt a verbunden und ist
während einer Hochpegelperiode des Signals Y mit dem
Kontakt b verbunden. Ein Ausgangssignal des Schalters SW5 wird
einem OR-Glied 107 zugeführt, dem auch das Ausgangssignal
des Flipflop 102 zugeführt wird, und ein Ausgangssignal des
OR-Gliedes 107 wird einem Resetanschluß R des Flipflop 103
zugeführt.
-
Das Ausgangssignal des Flipflop 102 wird durch einen
Phasenkomparator 108 geführt, ein Tiefpaßfilter 109 und
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 110. Ein
Ausgangssignal des VCO 110 mit einer Frequenz von 5fFR wird
in einem Frequenzteiler 111 durch 1/5 frequenzgeteilt, und
ein Ausgangssignal des Frequenzteilers 111 wird auf den
Phasenkomparator 108 zurückgekoppelt.
-
Das Ausgangssignal des VCO 110, das in Fig. 11(A)
gezeigt ist, wird auch einem Taktanschluß eines 5-Zählers 112
zugeführt. Ein Ausgangssignal Q1 der ersten Stufe des 5-
Zählers 112 wird einem Exklusiv-OR-Glied 113 zugeführt. Ein
Ausgangssignal Q3 der dritten Stufe des 5-Zählers 112 wird
einem Taktanschluß eines 10-Zählers 114 zugeführt.
Ausgangssignale Q4 bis Q7 der ersten bis vierten Stufe des
10-Zählers 114 werden einem Exklusiv-OR-Glied 116 über ein
OR-Glied 115 zugeführt. Dem Exklusiv-OR-Glied 116 wird auch
das Ausgangsdetektorsignal der Farbburstdetektorschaltung 16
zugeführt, das über den Anschluß 96 gewonnen wird. Das
Ausgangsdetektorsignal wird auch einem Resetanschluß R des
10-Zänlers 114 zugeführt und setzt die zweite bis vierte
Stufe des 10-Zählers 114 außer der ersten Stufe desselben
zurück, wenn das Ausgangsdetektorsignal auf dem niedrigen
Pegel liegt.
-
Das Ausgangssignal des Exklusiv-OR-Gliedes 116 wird
dem Exklusiv-OR-Glied 113 zugeführt, das sein
Ausgangssignal X einem Dateneingangsanschluß eines Datenselektors
117 zuführt. Zwei weitere Dateneingangsanschlüsse 118 und
119 des Datenselektors 117 sind auf einem hohen Pegel bzw.
niedrigen Pegel fixiert. Dem Datenselektor 117 werden auch
die Signale d1 und d2 vom jeweiligen Anschluß 97 bzw. 98
als Steuereingangssignale zugeführt, und er erzeugt das
zuvor erwähnte Ausgangssignal Y gemäß der im folgenden
gezeigten Funktionstabelle 2.
Tabelle 2
Signale Ausgangssignal Y Niedrig Signal X Hoch Auf niedrig fixiert Auf hoch fixiert
-
Die Fig. 11(B) bis 11(E) zeigen die Ausgangssignale
Q1 bis Q3 des 5-Zählers 112 und das Ausgangssignal Q4 des
10-Zählers 113. Weist das Ausgangsdetektorsignal der
Farbburstdetektorschaltung 16 einen niedrigen Pegel auf, d. h.,
wenn das Videoeingangssignal ein monochromes Videosignal
mit einer Teilbildfrequenz von 60 Hz ist, werden die zweite
bis vierte Stufe des 10-Zählers 114 zurückgesetzt, und die
Ausgangssignale Q5 bis Q7 nehmen einen niedrigen Pegel an.
Folglich stimmen die Ausgangssignale des OR-Gliedes 115 und
des Exklusiv-OR-Gliedes 116 mit dem Ausgangssignal Q4 des
10-Zählers 114 überein, das in Fig. 11(E) gezeigt ist. In
diesem Fall wird das Ausgangssignal X des
Exklusiv-OR-Gliedes 113, gezeigt in Fig. 11(F) gewonnen und wird dem
Schalter SW5 über den Datenselektor 117 zugeführt, um den
Schalter SW5 dazu zu veranlassen, ein Reset-Signal für das
Flipflop 103 hindurchzulassen, wenn der gezählte Wert des
Zählers 104 "322" oder "318" erreicht, abhängig davon, ob der
Pegel des Ausgangssignals Y des Datenselektors 117 (welches
identisch zum Ausgangssignal X des Exklusiv-OR-Gliedes 113
ist, sofern die Abtastfrequenz fs oder die externe
Datentaktfrequenz und die Teilbildfrequenz des
Videoeingangssignals exakt auf ihren nominellen Frequenzen gehalten werden)
niedrig oder hoch ist.
-
Folglich liest abhängig davon, ob der Pegel des
Ausgangsignals X des Exklusiv-OR-Gliedes 103 niedrig oder hoch
ist, der Ausleseadressenzähler 65 gesteuert durch das
Q-Ausgangssignal des Flipflop 103, 322 Abtastwerte oder 318
Abtastwerte während jedes Ausleseintervalls R.INT aus und
erstellt den Abtastwertblock A oder B. Die Folge der Blöcke
A und B, die in Fig. 11(F) abhängig vom Pegel des Signals X
eingeschrieben werden, zeigt die Blöcke A, B, A, B und A
(d. h. das E-Blockbild) im ersten Videovollbildintervall
und die Blöcke B, A, B, A und B (d. h. das D-Blockbild) im
zweiten Videovollbildintervall, und diese Folge ist
identisch zur vorbestimmten Sequenz, die in Fig. 5A gezeigt
ist.
-
Ist das Videoeingangssignal ein
NTSC-Systemfarbvideosignal, so nimmt das Ausgangsdetektorsignal der
Farbburstdetektorschaltung 16 einen hohen Pegel an, und die
Ausgangssignale Q4 bis Q7 des 10-Zählers 114, die in den Fig. 12(A)
bis 12(D) gezeigt sind, werden gewonnen. Die Fig. 12(E) und
12(F) zeigen das Ausgangssignal des OR-Gliedes 115 bzw. des
Exklusiv-OR-Gliedes 116, wobei die Fig. 12(A) bis 12(F)
gegen eine Zeitbasis aufgetragen sind, die sich von der der
Fig. 11(A) bis 11(F) unterscheidet. Die Fig. 13(A) bis 13(C)
sind gegen eine Zeitbasis aufgetragen, die identisch zu der
der Fig. 11(A) bis 11(F) ist, und zeigen das Ausgangssignal
Q1 des 5-Zählers 112 bzw. die Ausgangssignale der Exklusiv-
OR-Glieder 116 und 113. Das Ausgangssignal X des Exklusiv-
OR-Gliedes 113 wird dem Schalter SW5 über den Datenselektor
117 zugeführt, um den Schalter SW5 und das Flipflop 103 dazu
zu veranlassen, ein Blocksequenzsteuersignal zu erzeugen.
-
Die in Fig. 13(C) eingeschriebene Sequenz zeigt die
Blöcke B, A, B, A und B im ersten Vollbild (d. h. das
D-Blockbild) im ersten Videovollbildintervall und die Blöcke A, B,
A, B und A (d. h. die E-Blockbilder) im zweiten bis zehnten
Videovollbildintervall, und diese Sequenz ist identisch zur
vorbestimmten Sequenz, die in Fig. 5(c) gezeigt ist.
-
Das Q-Ausgangssignal des Flipflop 103 wird vom Anschluß
99 als das Zeitsteuersignal (oder das Enable-Signal)
geliefert und dem Schalter SW4, der in Fig. 9 gezeigt ist, und
dem Enable-Anschluß EN des Ausleseadressenzählers 65, der
in Fig. 7 gezeigt ist, zugeführt. Das Ausgangssignal Y des
Datenselektors 117 entspricht dem LSB des
Identifikationssignals ID.
-
Die Blocksequenzsteuerschaltung 79, die in Fig. 10
gezeigt ist, kann für den ?all eingesetzt werden, bei dem die
Teilbildfrequenz 50 Hz beträgt. In diesem Fall wird das
Teilerverhältnis des Frequenzteilers 111 auf 1/6 gesetzt,
und der Anschluß 96 für das Farbburstdetektorsignal wird
auf einen niedrigen Pegel fixiert. Alternativ können bei
Modifizieren der Blocksequenzsteuerschaltung 79 zur
exklusiven Verwendung bei einer Teilbildfrequenz von 50 Hz die
Zähler 112 und 114 und die OR-Glieder 113, 115 und 116
weggelassen werden und durch ein Flipflop ersetzt werden,
und zwar zusätzlich zur Maßnahme des Festlegens des
Teilerverhältnisses des Frequenzteilers 111 auf 1/6.
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Im Wiedergabemodus werden die digitalen Audiosignale
alternierend durch die rotierenden Audioköpfe 31a und 31b
aus dem tiefer gelegenen Schichtbereich der Magnetschicht
des Magnetbandes 33 wiedergegeben und einem Vorverstärker 40
zugeführt. Das Frequenzmultiplexsignal (Videosignal) wird
alternierend durch die rotierenden Videoköpfe 15a und 15b
aus dem Oberflächenschichtbereich der magnetischen Schicht
des Magnetbandes 33 wiedergegeben und einem Schaltverstärker
35 zugeführt. Ferner wird das vom stationären Kopf 32 aus
der Steuerspur des Magnetbandes 33 wiedergegebene
Steuersignal der Servoschaltung 27 zugeführt. Die Servoschaltung
27 steuert die Drehung der Rotationstrommel über die
Steuerschaltung oder Antriebsschaltung und den Steuermotor so,
daß das wiedergegebene Steuersignal zu einem
Bezugsfrequenzsignal synchronisiert wird.
-
Der Schaltverstärker 35 verstärkt die wiedergegebenen
Frequenzmultiplexsignale von den rotierenden Videoköpfen
15a und 15b und führt auch einen Schaltvorgang aus, um ein
kontinuierliches wiedergegebenes Frequenzmultiplexsignal
zu liefern. Das kontinuierliche wiedergegebene
Frequenzmultiplexsignal vom Schaltverstärker 35 wird einer
Videosignalverarbeitungsschaltung 37 über einen Vorverstärker 36
zugeführt. Die Videosignalverarbeitungsschaltung 37 trennt
das wiedergegebene kontinuierliche Frequenzmultiplexsignal
in das FM-Leuchtdichtesignal und das in der Frequenz
umgesetzte Chrominanzträgersignal, frequenzdemoduliert das
FM-Leuchtdichtesignal, setzt die Frequenz des in der
Frequenz umgesetzten Chrominanzträgersignals zurück in das
ursprüngliche Frequenzband und erzeugt ein wiedergegebenes
Farbvideosignal, das konform mit dem Standardfarbsystem ist
und ein Leuchtdichtesignal und das Farbträgersignal umfaßt.
Die Videosignalverarbeitungsschaltung 37 selbst ist bekannt,
und das wiedergegebene Farbvideosignal von der
Videosignalverarbeitungsschaltung 37 wird über einen Ausgangsanschluß
38 geliefert.
-
Der Vorverstärker 40 verstärkt die wiedergegebenen
digitalen Audiosignale von den rotierenden Audioköpfen 31a und
31b und führt auch einen Schaltvorgang aus, um so ein
kontinuierliches wiedergegebenes digitales Audiosignal zu
gewinnen. Dieses kontinuierliche wiedergegebene digitale
Audiosignal wird einem Bandpaßfilter 41 zugeführt, in dem
ein wiedergegebenes digitales Audiosignal mit dem
Frequenzspektrum, das in Fig. 2(B) gezeigt ist, abgetrennt wird,
und dieses abgetrennte wiedergegebene digitale Audiosignal
wird einen 4-Phasen-DPSK-Demodulator 42 zugeführt. Der
4-Phasen-DPSK-Demodulator 42 führt eine
4-Phasen-DPSK-Demodulation des wiedergegebenen digitalen Audiosignals vom
Bandpaßfilter 41 aus und führt ein demoduliertes digitales
Audiosignal einem Decodierer 43 zu.
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Dem Decodierer 43 wird auch ein
Vertikalsynchronisiersignal von der Servoschaltung 27 zugeführt, die dieses
Vertikalsynchronisiersignal synchron mit dem wiedergegebenen
Steuersignal erzeugt. Der Decodierer 43 führt
Verarbeitungsvorgänge wie ein De-Interleaving, eine Fehlerkorrektur,
Jitterkompensation und eine Zeitbasisexpansion durch.
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Der Decodierer 43 detektiert den Wert des LSB vom
Identifikationssignal ID und betrachtet jedes Symboldatum,
das in den Spaltennummern 48 bis 51 der Zeilennummern 24 bis
27, die in Fig. 3 gezeigt sind, nur dann als Abtastwert,
wenn der Wert des LSB "0" ist. Der Decodierer 43 gibt
unabhängig die Abtastwerte des rechten Kanals und die
Abtastwerte des linken Kanals aus. Die Abtastwerte des rechten
Kanals und des linken Kanals, d. h. das digitalisierte
Audiosignal des rechten Kanals und das digitalisierte Audiosignal
des linken Kanals, werden jeweils
Digital/Analog(D/A)-Wandlern 47a bzw. 47b zugeführt und in analoge Audiosignale des
rechten bzw. linken Kanals umgesetzt. Die analogen
Audiosignale des rechten und linken Kanals von den D/A-Wandlern
47a und 47b werden jeweils durch Deglitscher-Schaltungen
(Spannungsspitzenunterdrücker) 48a und 48b geführt, um
eine Rauschkomponente zu eliminieren, die während der
Digital/Analog- Umwandlung auftritt. Ausgangssignale der
Deglitscher-Schaltungen 48a und 48b werden jeweils durch
Tiefpaßfilter 49a bzw. 49b geführt, um eine unerwünschte
Hochfrequenzkomponente, die das Audiofrequenzband übersteigt,
zu eliminieren, und es werden wiedergegebene analoge
Audiosignale für den rechten und linken Kanal über
Ausgangsanschlüsse 50a bzw. 50b ausgegeben.
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So wird folglich die Folge, mit der die Blöcke A und B
erzeugt werden, durch die Teilbildfrequenz des Videosignals
bestimmt, und es ist aus diesem Grund möglich, einen
Synchronismus zwischen dem Videosignal und dem digitalen Audiosignal
ungeachtet davon zu erzielen, ob die Teilbildfrequenz 50 Hz,
59,94 Hz oder 60 Hz beträgt. Es ist nicht erforderlich, die
Abtastfrequenz des analogen Audiosignals zu verändern, noch
ist es erforderlich, den Codieralgorithmus stark zu
modifizieren.
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Der Aufbau und die Funktionsweise des Decodierers 43
werden von den Fachleuten auf dem hier vorliegenden Gebiet
aus der zuvor erfolgten Beschreibung des Codierers 26
leicht verstanden, und es wird daher auf eine detaillierte
Beschreibung hiervon verzichtet. Im Wiedergabemodus wird
die Digital/Analog-Umsetzung in den D/A-Wandlern 47a und
47b abhängig vom Taktimpuls fs ausgeführt. Liegt jedoch
die Abtastfrequenz der aufgezeichneten Audioinformation
über 48 kHz, so nehmen die Daten in einem Hauptspeicher
des Decodierers 43 sukzessive zu. Wenn die Daten im
Hauptspeicher des Decodierers 43 eine bestimmte Menge
übersteigen, so wird ein Signal, das eine Differenz zwischen der
Einschreibeadresse und der Ausleseadresse anzeigt, wie im
Fall der Modulo-2k-Subtraktion gewonnen, die im
Adressengenerator 51, der in Fig. 7 gezeigt ist, ausgeführt wird,
und dieses Signal wird einer Capstanservoschaltung (nicht
dargestellt) in der 3ervoschaltung 27 zugeführt, so daß
die Rotationsgeschwindigkeit eines Capstan (nicht
dargestellt) zum Transport des Magnetbandes 33 um einen Betrag
verlangsamt wird, der von diesem Signal abhängt, wodurch
die Bandtransportgeschwindigkeit verlangsamt wird. Ein
komplementärer Vorgang wird ausgeführt, wenn die
Abtastfrequenz der aufgezeichneten Audioinformation unter 48 kHz
liegt. Mit anderen Worten wird die
Bandtransportgeschwindigkeit abhängig von der Adressendifferenz des
Hauptspeichers innerhalb des Decodierers 43 leicht variiert.
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Da das Audiosignal innerhalb eines Rahmens oder Bildes
des Videosignals in fünf oder sechs Blöcke aufgeteilt ist
und die Codes innerhalb jedes Blocks vervollständigt sind,
ist darüber hinaus die Verzögerungszeit des digitalen
Audiosignals, die bezüglich des Videosignals während des
Decodierens eingeführt wird, klein, und die Zeitablauffolgen
der wiedergegebenen Video- und Audioinformation fallen im
wesentlichen zusammen. Folglich ist die vorliegende
Erfindung insbesondere dann wirksam, wenn eine digitale
Dubbing-Aufzeichnung ausgeführt wird, die ein Decodieren
und Codieren beinhaltet. Da darüber hinaus der
Abtastwertabschnitt und der Paritätsabschnitt des Blocks, der in
Fig. 3 gezeigt ist, unabhängig in gerade numerierten
Spalten und ungerade numerierten Spalten geliefert werden und
auf dem Magnetband 33 aufgezeichnet werden, werden die
Abtastwerte in gerade numerierten Spalten und die
Abtastwerte in ungerade numerierten Spalten an voneinander
beabstandeten oder getrennten Position des Magnetbandes 33
aufgezeichnet, wodurch das Interpolationsvermögen
verbessert wird, wenn ein Burstfehler auftritt.
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Im digitalen Dubbing-Aufzeichnungsmodus werden der
Block A und der Block B in Abhängigkeit vom
Unterscheidungssignal von der Abtastnummerdiskriminatorschaltung 25
erzeugt. So kann auch dann, wenn die Abtastfrequenz der
den Eingangsanschlüssen 34a und 34b zugeführten analogen
Audiosignale geringfügig von 48 kHz abweicht, diese
Abweichung durch die Blöcke A und B absorbiert werden, so
daß die digitale Dubbing-Aufzeichnung ermöglicht wird. In
diesem Fall kann die Abweichung der Abtastfrequenz für
beide Fälle absorbiert werden, sowohl für den Fall, daß
die Abtastfrequenz ansteigt als auch für den Fall, daß
sie abfällt, weil der Block A 322 Abtastwerte pro Kanal
aufweist, der Block B 318 Abtastwerte pro Kanal
aufweist, die Anzahl von Abtastwerten im Block A größer als
320 Abtastwerte innerhalb eines 1/5 des Vollbildes des
Videosignals mit der Teilbildfrequenz 60 Hz ist und die
Anzahl von Abtastwerten im Block B geringer als die
320 Abtastwerte innerhalb eines 1/5 des Vollbildes oder
Rahmens des Videosignals mit der Teilbildfrequenz 60 Hz
ist. Es besteht auch ein Vorteil darin, daß die Blöcke A
und B identifiziert werden können und voneinander unter
Verwendung eines Bit unterschieden werden können.
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Auf eine detaillierte Beschreibung für den Fall, bei
dem die Teilbildfrequenz 50 Hz beträgt, kann ohne weiteres
verzichtet werden, da dieser Fall für den Fachmann
offensichtlich ist.
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Wie zuvor durch den vorliegenden Anmelder in einer
europäischen Patentanmeldung Nr. 87 301 593.7,
eingereicht am 24. Februar 1987, mit dem Titel "Magnetic
Recording and Reproducing System" vorgeschlagen wurde, ist
es möglich, eine Ungerade/Gerade-Abtastwertabtrennschaltung
und eine Verzögerungsschaltung zwischen dem
Pufferspeicher
24 und den A/D-Wandlern 23a und 23b vorzusehen. In
diesem Fall trennt, wenn den Abtastwerten, die die
digitalen Signale des rechten und linken Kanals darstellen,
aufeinanderfolgende Nummern oder Zahlen in der abgetasteten
Folge innerhalb eines Vollbildes des Videosignals
zugewiesen werden, eine
Ungerade/Gerade-Abtastwerttrennschaltung die Abtastwerte in ungerade numerierte oder
bezifferte Abtastwerte OS und gerade numerierte oder bezifferte
Abtastwerte ES. Es werden entweder die ungerade
numerierten Abtastwerte OS oder die gerade numerierten
Abtastwerte ES um eine vorbestimmte Zeit (beispielsweise 1/5
der Zeitperiode eines Vollbildes) in der
Verzögerungsschaltung verzögert. Das Codieren gemäß der vorliegenden
Erfindung kann ausgeführt werden, indem dann zum
Identifikationssignal ID ein Fading-Steuersignal hinzugefügt wird.
In diesem Fall sind eine Crossfade-Steuerschaltung, eine
Verzögerungsschaltung und ein Crossfader zwischen dem
Decodierer 43 und den D/A-Wandlern 47a und 47b vorgesehen,
um so die Zeitsteuerungen bzw. Zeitabläufe der ungerade
numerierten Abtastwerte OS und der gerade numerierten
Abtastwerte ES abzustimmen und das Crossfading bzw.
Überblenden abhängig vom Fadingsteuersignal
durchzuführen. Durch Durchführen einer derartigen Modifikation
wird es möglich, das Audiosignal an einer Anfügungsstelle
einer zuvor erfolgten Aufzeichnung an eine neue
Aufzeichnung angenähert kontinuierlich zu gestalten, wenn ein
Schneidvorgang mit einer Anfügungsaufzeichnung oder eine
Einfügungsaufzeichnung vorgenommen werden, um so das am
Anfügungspunkt erzeugte Knackrauschen zu minimieren.
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Statt das digitale Audiosignal in einem tiefgelegenen
Schichtbereich des Magnetbandes 33 mittels der rotierenden
Audioköpfe 31a und 31b aufzuzeichnen, ist es möglich, den
Winkelbereich, über den das Magnetband 33 schräg um die
Umfangsfläche der rotierenden Trommel herumgewunden ist,
zu erhöhen, und das digitale Audiosignal und das
Frequenzmultiplexsignal (Videosignal) durch die rotierenden
Videoköpfe 15a und 15b in zeitlicher Aufteilung aufzuzeichnen.
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Ferner können das digitale Audiosignal und das
Frequenzmultiplexsignal (Videosignal) auf unterschiedlichen Spuren
des Magnetbandes 33 aufgezeichnet werden. In diesen Fällen,
bei denen das digitale Audiosignal und das
Frequenzmultiplexsignal (Videosignal) mit Zeitaufteilung aufgezeichnet
werden, wird keine Steuerspur auf dem Magnetband 33
ausgebildet, und es wird beispielsweise eine Spursteuerung
unter Verwendung von vier Arten von Pilotsignalen
ausgeführt, die unterschiedliche Frequenzen aufweisen und
sukzessive auf den Schrägspuren des Magnetbandes 33
aufgezeichnet werden.
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Im zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel verwendet
das System die 4-Phasen-DPSK, jedoch kann das System andere
Modulationssysteme als die 4-Phasen-Modulation (PSK = Phase
Shift Keying) und das Offset 4-Phasen-DPSK verwenden. Es
ist möglich, die Information in einem schmaleren
Frequenzband als im Fall der 4-Phasen-DPSK zu übertragen, wenn die
4-Phasen-PSK oder die Offset-4-Phasen-DPSK angewandt
werden. Die 4-Phasen-PSK und die Offset 4-Phasen-DPSK
übertragen beide die Information in vier Phasen wie im Fall
der 4-Phasen-DPSK. Gemäß der 4-Phasen-DPSK existiert keine
feste Referenzphase zum Bestimmen der Übereinstimmung der
Trägerphase und der Codes, und die Übereinstimmung der
Trägerphase und der Codes wird durch den Wechsel in der
Phase mit Bezug auf die unmittelbar vorhergehende
Trägerphase bestimmt. Andererseits wird gemäß der 4-Phasen-PSK
die Übereinstimmung der Trägerphase und der Codes durch
eine feste Referenzphase bestimmt. Gemäß der Offset-DPSK
werden die beiden modulierten Signale, die durch die
4-Phasen-DPSK gewonnen werden, um 1/2 des Zeitschlitzes
verschoben, so daß kein Phasensprung von 180º auftritt,
und es wird die Stabilität der konstanten Amplitude
verbessert.