DE3413207C2

DE3413207C2 -

Info

Publication number: DE3413207C2
Application number: DE3413207A
Authority: DE
Inventors: Fransiscus Martien Johannes Nooijen; Christianus Henricus Jozef Eindhoven Nl Bergmans
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1983-04-11
Filing date: 1984-04-07
Publication date: 1990-05-10
Also published as: AU566927B2; IT8420439A1; FR2544139B1; FR2544139A1; BR8401645A; ES531408A0; US4593346A; GB2138224A; JPS59198871A; ES8501939A1; IT8420439A0; NL8301263A; GB8408858D0; DE3413207A1; KR840008561A; GB2138224B; IT1175982B; DD217955A5; HK24887A; AU2664184A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Speisespannungsschaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Aus der DE-OS 30 30 143, insbesondere den Ansprüchen und den Fig. 1 und 2 mit zugehöriger Beschreibung, ist eine derartige Schaltungsanordung bekannt, die einen über einen Netzgleichrichter aus einem Wechselstromnetz aufgeladenen Filterkondensator umfaßt. Parellel zu diesem ist eine Reihenschaltung einer Primärwicklung eines Trafos und eines Primärschalters angeordnet. Der Trafo umfaßt ferner als Sekundärwicklungen die Speisewicklung eines Bildanzeigeteils sowie eine Sekundärwicklung, von der mit einer Diode eine Betriebsspannung für eine Tonendstufe in einem Kondensator gleichgerichtet wird. Dazu ist die Reihenschaltung der Diode und des Kondensators an die Anschlüsse der Sekundärwicklung geschaltet. Parallel zum Kondensator ist die Reihenschaltung einer Filterdrossel und eines Filterkondensators angeschlossen. Die Tonlast liegt parallel zum Filterkondensator.

Wenn in dieser Anordnung der Primärschalter leitet, liegt an den Polen der Primärwicklung des Trafos die vom Netzgleichrichter aus dem Netz gleichgerichtete Gleichspannung. Dabei liegt an den Polen der Sekundärwicklung eine dem Umspannverhältnis zur Primärwicklung entsprechende Spannung der Gestalt, daß an der Anode der Diode für die Betriebsspannung der Tonendstufe eine positive Spannung herrscht. Ist die Sekundärspannung des Trafos größer als die Spannung am Kondensator, beginnt die Diode zu leiten. Dabei schaltet sich der Kondensator über die Sekundärwicklung als Last an die Primärwicklung. Da zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung stets ein gewisser Kopplungsfaktor kleiner als 1 besteht, erscheint die Primärwicklung mit der Reihenschaltung der vom Kopplungsfaktor gebildeten Streuinduktanz und der im Umspannverhältnis reduzierten Kapazitanz des Kondensators als Last. Hierbei wird also in die reihengeschaltete Kette aus Induktivität und Kapazität Stufenspannung gespeist, so daß in dieser Kette ein Sinusstrom in der Sekundärwicklung unter Tonlast durch Resonanz entsteht. Da die Schaltung über die Diode erfolgt, vermag der Kreis nur eine Halbperiode zu schwingen, d. h. es erfolgt Energieübergang von der Primärwicklung auf den Kondensator.

Durch eine passende Bemessung des Kondensators, d. h. in dem mit Hilfe der Sekundärwicklung und des Kondensators ein abgestimmter Sekundärkreis in der Form gebildet wird, wird erreicht, daß der Strom der Sekundärwicklung zu dem Zeitpunkt, in dem der Primärschalter gesperrt wird, oder früher unterbrochen wird.

Aus der US-PS 40 17 784 ist ein Gleichspannungsumsetzer bekannt, der einen Transformator mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung enthält, wobei eine vorbestimmte Streureaktanz zwischen diesen beiden Wicklungen existiert. Ein Gleichrichterkreis ist mit der Sekundärwicklung verbunden und eine große Filterkapazität ist an den Gleichrichter angeschlossen zum Erzeugen einer Ausgangsspannung über der Filterkapazität, die für die Verbindung mit einer Last vorgesehen ist. Ein Paar elektronischer Schalter überbrückt den Eingang und ist in Serie mit der Primärwicklung geschaltet. Weiterhin ist ein Kondensator in Reihe mit der Primärwicklung geschaltet und Spannungsbegrenzungsdioden sind mit dem Kondensator verbunden zur Unterdrückung von Spannungsspitzen. Eine Impulserzeugungsanordnung, die mit der Last verbunden ist, überwacht den Spannungspegel an der Last und liefert passende Impulse wahlweise zu den elektronischen Schaltern derart, daß diese abwechselnd Strom durch den Kondensator und durch die Primärwicklung leiten. Der Kapazitätswert des Kondensators ist zur Streureaktanz der Sekundärwicklung des Transformators in ein bestimmtes Verhältnis gesetzt, um einen sinushalbwellenförmigen Strom durch die Primärwicklung während der leitenden Phase jedes Schalters zu erzeugen. Die Periode der Impulse, die den Schaltern von der Impulserzeugungseinrichtung zugeleitet werden, wird als Funktion der Spannung über der Last erhöht oder erniedrigt.

Aus der "Funkschau" 1970, Heft 20, 42. Jahrgang, Seite 693 bis 695, insb. Bilder 5 und 7 mit zugehöriger Beschreibung, ist schließlich ein Hochspannungsgenerator nach dem Zeilenrückschlagverfahren zum Erzeugen hoher Versorgungsspannungen für eine Oszillografenröhre und ihre Ablenk-Endstufen aus einer Gleichspannungsquelle bekannt. Auch dieser Generator weist eine Reihenschaltung aus einer Induktivität und einem Transistor auf, die an die Gleichspannung angeschlossen ist. Der Transistor wird wechselweise in den leitenden und in den nicht leitenden Zustand geschaltet. Die Schaltfrequenz dafür liefert ein Oszillator. Sie liegt bei etwa 16 kHz, entspricht also fast der Zeilenfrequenz eines Fernsehempfängers. Ein Regelkreis stabilisiert die Ausgangsspannung. Zur Erzeugung der ersten Ausgangsspannung ist ein Gleichrichter vorgesehen, nicht abgestimmte Gleichrichter finden sich für weitere zu erzeugende Spannungen. Insbesondere bilden dabei zwei Dioden zur Erzeugung von Anodenspannungen von 2 kV einen Spannungsverdoppler.

Aus der DE-OS 21 55 076 ist ein selbstschwingender Gleichspannungswandler bekannt, bei dem sekundärseitig eine Villardschaltung angeordnet ist.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Speisespannungsschaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der Schwankungen der zweiten Belastung die geregelte Versorgung der ersten Belastung bei gleichzeitig verbesserter Energieübertragung möglichst wenig beeinflussen.

Die Aufgabe wird bei der Speisespannungsschaltungsanordnung der eingangs genannten Art durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Durch die erfindungsgemäße Maßnahme wird erhalten, daß durch den Gleichrichter beim Auftreten der Flanken der blockförmigen Spannung kein Strom mehr fließt, so daß diese Flanken in Abhängigkeit von dem Strom durch den Gleichrichter nahezu nicht verschoben wird.

In der einfachsten Form des Reihenresonanznetzwerkes weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, daß das Reihenresonanznetzwerk einen Kondensator in Reihe mit einer Induktivität enthält. Dabei werden die Kapazität des Kondensators und der Wert der Induktivität derart gewählt, daß der sinusförmige Strom beim Auftreten der Flanken der blockförmigen Spannung nicht mehr fließt. Die genannte Kapazität muß also einen bestimmten endlichen Wert haben, während die Kapazität des Glättungskondensators sehr groß sein muß.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen erläutert.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Prinzip-Schaltbild einer Speisespannungsschaltung,

Fig. 2 das Schaltbild einer ersten Ausführungsform einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 3 Wellenformen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 auftreten,

Fig. 4 das Schaltbild einer zweiten Ausführungsform einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 5 das Schaltbild einer dritten Ausführungsform einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 6 Wellenformen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 auftreten,

Fig. 7 das Schaltbild einer vierten Ausführungsform einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach der Erfindung.

In dem Schaltbild nach Fig. 1 ist E ein Generator, der eine blockförmige Spannung erzeugt. An den Generator E ist ein Reihenresonanznetzwerk angeschlossen, das in der einfachsten Form aus einer Induktivität L und einem Kondensator C besteht. Dabei wird die innere Impedanz des Generators E vernachlässigt. Andererseits ist das Netzwerk L, C mit der Anode einer Diode D₁ und mit der Kathode einer Diode D₂ verbunden. Die Kathode der Diode D₁ ist mit einem Glättungskondensator C₁ verbunden, der andererseits mit der Anode der Diode D₂ und mit der nicht mit dem Netzwerk L, C verbundenen Klemme des Generators E verbunden ist. Parallel zu dem Kondensator C₁ liegt eine Belastung, die als Widerstand R₁ dargestellt werden kann.

Tritt in der von dem Generator E erzeugten Spannung eine ansteigende Flanke auf, so steigt auch die Spannung an dem Verbindungspunkt der Dioden D₁ und D₂ mit dem Netzwerk L, C, wodurch die Diode D₁ leitend wird. Durch die Elemente L, C und D₁ fließt ein Strom, der wegen der Reihenresonanz einen sinusförmigen Verlauf hat. Dieser Strom fließt zu dem Kondensator C₁ zum Nachladen desselben. Nachdem ein Maximum erreicht ist, nimmt der Strom wieder ab und zu einem bestimmten Zeitpunkt wird er Null. Zu diesem Zeitpunkt enthält die Induktivität L keine Energie mehr, so daß durch das Netzwerk L, C kein Strom mehr fließt, während die Diode D₁ gesperrt wird. Die Resonanzfrequenz ist derart gewählt worden, daß dieser Zeitpunkt vor dem Zeitpunkt liegt, an dem die folgende abfallende Flanke der blockförmigen Spannung des Generators E auftritt. Dies bedeutet, daß die halbe Periode des sinusförmigen Stromes kürzer ist als das Zeitintervall zwischen den zwei betrachteten Flanken. Durch die getroffene Wahl wird gewährleistet, daß durch den Generator E kein von der Belastung R₁ abhängiger Strom fließt zu dem Zeitpunkt, an dem die abfallende Flanke auftritt. Die Amplitude des sinusförmigen Stromes hängt ja von dem Wert der Belastung R₁ ab.

Während der Zeit, in der der sinusförmige Strom fließt, schwankt die Spannung an dem Verbindungspunkt der Induktivität L und dem Kondensator C entsprechend einer kosinusförmigen Funktion, wonach diese Spannung der Spannung des Kondensators C₁, die während einer kurzen Zeit als konstant vorausgesetzt werden kann, entspricht. Es ist ersichtlich, daß der Wert dieser Spannung bei einem nicht zu niedrigen Wert des Widerstandes R₁ dem Wert der von dem Generator E gelieferten Spannung entspricht. Tritt nun in dieser Spannung die abfallende Flanke auf, so sinkt auch die Spannung an dem Verbindungspunkt der Dioden D₁ und D₂ mit dem Netzwerk L, C, wodurch die Diode D₂ leitend wird. Durch die Elemente L, C und D₂ fließt ein Strom und zwar gegenüber dem vorhergehenden Strom in der entgegengesetzten Richtung. Dieser Strom ist sinusförmig, und weil die Kapazität des Kondensators C₁ in den meisten Fällen um viele Male größer ist als die des Kondensators C, ist die Frequenz dieses Stromes nahezu dieselbe wie die des vorhergehenden sinusförmigen Stromes. Die Dauer und die Amplitude desselben sind also auch nahezu dieselben. Zwischen zwei ansteigenden Flanken der blockförmigen Spannung des Generators E ist der mittlere Wert des durch das Netzwerk L,C fließenden Stromes ja Null. Der Strom durch die Diode D₂ hört zu fließen auf, bevor die nachfolgende ansteigende Flanke der blockförmigen Spannung auftritt. Während der Zeit, in der dieser Strom fließt, schwankt die Spannung an dem Verbindungspunkt der Induktivität L und dem Kondensator C entsprechend einer kosinusförmigen Funktion, wonach diese Spannung Null wird.

Aus dem Obenstehenden geht hervor, daß die Spannung an dem Kondensator C₁ bei einem nicht zu niedrigen Wert des Widerstandes R₁ der Amplitude der blockförmigen Spannung des Generators E nahezu entspricht, was folgt aus der Tatsache, daß die Dioden D₁ und D₂ einen Spitze-Spitze-Gleichrichter bilden. Die dem Widerstand R₁ angebotene Spannung ist konstant, wenn die genannte Amplitude konstant ist. Es stellt sich auch heraus, daß die Belastung auf den Generator E keinen Einfluß hat. Ohne Reihenresonanz, d. h. bei einem großen Wert der Kapazität des Kondensators C, beispielsweise in derselben Größenanordnung wie die Kapazität des Kondensators C₁, der ja ein Glättungskondensator ist und bei einem Spitzengleichrichter statt eines Spitze-Spitze-Gleichrichters, würde in Fig. 1 durch den Generator E beim Auftreten der Flanken des Signals des Generators Strom fließen.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 enthält eine geschaltete Speisespannungsschaltung vom Reihen-(Vorwärts-) Typ. Der Kollektor eines npn-Schalttransistors Tr ist mit der positiven Klemme einer Eingangsgleichspannungsquelle verbunden, deren Spannung V _B mittels eines Kondensators C₀ geglättet ist und die beispielsweise durch Gleichrichtung von dem elektrischen Versorgungsnetz abgeleitet ist. Der Emitter des Transistors Tr ist mit der Kathode eines Gleichrichters D₃ verbunden und mit einem Ende der Primärwicklung L₁ eines Transformators T, dessen anderes Ende mit einem Glättungskondensators C₂ verbunden ist. Die Anode des Gleichrichters D₃ und der andere Anschluß des Kondensators C₂ sowie die negative Klemme der Eingangsspannungsquelle liegen an Masse. Parallel zu dem Kondensator C₂ liegt eine Belastung, die als Widerstand R₂ dargestellt werden kann. Durch eine Steuerstufe Dr werden der Basis des Transistors Tr Schaltimpulse zugeführt, die den Transistor wechselweise in den leitenden und in den gesperrten Zustand bringen.

Fig. 3a zeigt den Verlauf der Spannung, die an der Wicklung L₁ vorhanden ist, als Funktion der Zeit, während Fig. 3b den Verlauf des Emitterstromes des Transistors Tr und Fig. 3c den des Stromes des Gleichrichters D₃ zeigen. Während der Leitungszeit des Transistors Tr nimmt dessen Emitterstrom auf nahezu lineare Weise über die Wicklung L₁ zu und fließt zu dem Kondensator C₂ und der Belastung R₂, während der Gleichrichter D₃ gesperrt ist. Während der Sperrzeit des Transistors fließt durch die Wicklung L₁ und auch durch den Gleichrichter D₃ Strom und nimmt auf nahezu lineare Weise ab. An der Wicklung ist eine blockförmige Spannung vorhanden, die während der Leitungszeit des Transistors Tr den Wert V _B-V₀ und während der Sperrzeit des Transistors den Wert -V₀ hat. Dabei ist V₀ der Wert der Ausgangsspannung am Kondensator C₂. Diese Spannung wird zu der Stufe Dr zur Regelung der Dauer der von dieser Stufe gelieferten Schaltimpulse zurückgekoppelt, wodurch die Spannung V₀ nahezu konstant gehalten wird.

Obenstehendes ist dem Fachmann durchaus bekannt. Auf dem Kern des Transformators T sind Sekundärwicklungen angebracht. Auf bekannte Weise kann von einer dieser Wicklungen, L₃, eine Speisespannung abgeleitet werden für eine nicht dargestellte Belastung. An eine andere Sekundärwicklung, L₂, ist das durch die Elemente C, D₁, D₂, C₁ und R₁ gebildete Netzwerk angeschlossen. Die Kapazität des Kondensators C wird derart gewählt, daß der Kondensator und die Streuinduktivität des Transformators T ein Reihenresonanznetzwerk bilden. Dabei ist die Kopplung zwischen den Wicklungen L₁ und L₂ kleiner als 1. An der Wicklung L₂ ist im Betrieb eine blockförmige Spannung vorhanden, so daß der Teil aus Fig. 2 mit der Wicklung L₂ und links von derselben wie der Generator E aus Fig. 1 wirksam ist, während die genannte Streuinduktivität wie die Induktivität L in Fig. 1 wirksam ist. Auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1 fließt durch den Kondensator C ein sinusförmiger Strom, der auch durch die Diode D₁ fließt. Dies erfolgt während der Leitungszeit des Transistors Tr, in welcher Zeit dem Kondensator C₁ Speiseenergie geliefert wird. Die Resonanzfrequenz ist derart gewählt worden, daß der Strom zu fließen aufhört vor dem Zeitpunkt, an dem der Transistor Tr gesperrt wird. Während der Leitungszeit des Gleichrichters D₃ fließt durch die Diode D₂ und den Kondensator C ein sinusförmiger Strom und dieser Strom hört zu fließen auf bevor der Transistor Tr abermals in den leitenden Zustand gebracht wird. Fig. 3d zeigt die beiden halben Perioden des sinusförmigen Stromes durch den Kondensator C.

Dadurch, daß durch die Sekundärwicklung des Transformators T ein sinusförmiger Strom fließt, hat der Strom durch die Primärwicklung einen sinusförmigen Anteil. Dieser Anteil, der in Fig. 3b und 3c gestrichelt dargestellt ist, fließt gleichzeitig mit dem Strom durch die Wicklung L₂. Im Transistor Tr wird der sinusförmige Anteil zu dem Emitterstrom addiert, während der sinusförmige Anteil durch den Gleichrichter D₃ in der entgegengesetzten Richtung fließt und folglich von dem linearen Strom subtrahiert wird. Bei Änderungen der Spannung V _B und/oder der Belastung R₂ und/oder der Belastung des an die Wicklung L₃ angeschlossenen Speisenetzwerkes, schwankt die Dauer der Leitungszeit des Transistors Tr.

Der Teil der Schaltungsanordnung mit der Belastung R₁ wird auf die Wirkung des restlichen Teils der Schaltungsanordnung keinen Einfluß haben, wenn die Zeit, in der der sinusförmige Stromanteil durch den Transistor Tr fließt, nicht länger ist als die kürzeste zu erwartende Leitungsdauer des Transistors und wenn die Zeit, in der der sinusförmige Stromanteil durch den Gleichrichter D₁ fließt, nicht länger ist als die kürzeste zu erwartende Leitungsdauer des Gleichrichters, d. h. die Sperrzeit des Transistors. Eine andere Bedingung ist, daß der sinusförmige Anteil durch den Gleichrichter nicht eine derart große Amplitude hat, daß der Gleichrichter gesperrt wird. Es dürfte dem Fachmann einleuchten, daß sich eine Schaltungsanordnung entwerfen läßt, die diesen Bedingungen entspricht. Dabei ist die Abstimmfrequenz des Reihenresonanznetzwerkes und daher die Kapazität des Kondensators C ein zu wählender Parameter. Nötigenfalls kann eine Induktivität in Reihe mit dem Kondensator C und mit der Streuinduktivität des Transformators T vorgesehen werden. In einem Grenzfall ist die Abstimmfrequenz so niedrig, daß die Zeit, in der durch das Resonanznetzwerk Strom fließt, dieselbe Dauer hat wie die kürzeste Zeit, in der der Transistor Tr leitend ist. In diesem Fall ist das Intervall in Fig. 3d zwischen dem positiven und dem negativen Teil auf Null reduziert. Auf ähnliche Weise hat in einem Grenzfall die Zeit, in der durch das Reihenresonanznetzwerk Strom fließt, dieselbe Dauer wie die kürzeste Zeit, in der der Transistor Tr gesperrt ist, wodurch das Intervall in Fig. 3d zwischen dem negativen und dem positiven Teil auf Null reduziert ist. Der maximale Wert der Periode des sinusförmigen Stromes muß also kürzer sein als die Zeit, die die kürzere der beiden folgenden Zeiten ist: entweder der minimalen Leitungszeit oder der minimalen Sperrzeit des Transistors. Dadurch wird der niedrigst mögliche Wert der Abstimmfrequenz bestimmt. In Richtung der hohen Frequenzen ist der Grenzfall derjenige Fall, in dem die Abstimmfrequenz so hoch ist, daß der Maximalwert des sinusförmigen Stromanteils den Wert erreicht, für den der Gleichrichter gesperrt wird oder den Wert erreicht, der für den Transistor noch zulässig ist. Zu einer kürzeren Impulsdauer für den sinusförmigen Strom gehört ja eine größere Amplitude.

Dadurch, daß die durch den sinusförmigen Anteil verursachte Änderung des Stromes durch den Transistor vor oder an dem Ende der Leitungszeit des Transistors beendet ist, tritt in dem Sättigungszustand des Transistors gerade vor dem Abschalten desselben keine Änderung auf, so daß die Abschaltzeit nahezu nicht beeinflußt wird. Eine Verschiebung des Abschaltzeitpunktes als Funktion der Belastung R₁ tritt also nicht auf, was wohl der Fall wäre bei einer großen Kapazität des Kondensators C, d. h. bei einer sehr niedrigen Resonanzfrequenz und beim Verwenden eines Spitzengleichrichters statt des Spitze-Spitze-Gleichrichters D₁, D₂, in welchem Fall sich der Gesamtstrom zu dem Kondensator C₂ ändern würde, was das Nachregeln des Transistors Tr notwendig machen würde. Es ist ersichtlich, daß die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nicht geändert wird, wenn das Reihenresonanznetzwerk des Kondensators C mit einer Induktivität nicht transformatorisch, sondern unmittelbar mit der Wicklung L₁ verbunden ist oder wenn es mit der Kathode des Gleichrichters D₃ verbunden ist. An dieser Kathode ist ja eine blockförmige Spannung vorhanden, deren Flanken mit denen aus Fig. 3a zusammenfallen, welche Flanken ebenso wenig wie die aus Fig. 3a durch die Belastung R₁ beeinflußt werden. Es ist auch ersichtlich, daß die Spannung am Kondensator C₁ bei einer nahezu konstant gehaltenen Spannung V₀ nicht konstant ist, sondern sich einigermaßen ändert bei Schwankungen der Spannung V _B. Für die Belastung R₁ wird man also eine Belastung wählen, die eine derartige Schwankung ertragen kann.

Die geschaltete Speisespannungsschaltung nach Fig. 4 ist von dem Parallel-(Rücklauf-)Typ. Auch hier ist das Reihennetzwerk aus dem Transistor Tr und der Wicklung L₁ an die Quelle V _B angeschlossen, aber der Gleichrichter D₃ ist nun mit einer Sekundärwicklung L₃ des Transformators T verbunden. Der Kondensator C₂ ist einerseits mit der anderen Elektrode des Gleichrichters D₃ und andererseits mit dem anderen Ende der Wicklung L₃ verbunden. Der Wickelsinn der Wicklungen L₁ und L₃ und die Leitungsrichtung des Gleichrichters D₃ sind derart gewählt worden, daß durch den Gleichrichter Strom fließt, wenn der Transistor Tr gesperrt ist und daß der Gleichrichter gesperrt ist, wenn der Transistor leitend ist. Die Spannung V₀ an dem Kondensator C₂, die der Belastung R₂ angeboten wird, wird durch die Regelung der Leitungszeit des Transistors Tr nahezu konstant gehalten. An den Wicklungen L₁ und L₃ und an dem Gleichrichter D₃ sind blockförmige Spannungen vorhanden, deren Flanken gleichzeitig auftreten. Das Reihenresonanznetzwerk und der Spitze-Spitze- Gleichrichter nach der Erfindung können also an eine dieser Spannungen angeschlossen werden. In Fig. 4 werden sie an eine Sekundärwicklung L₂ des Transformators T angeschlossen, wobei die Reiheninduktivität durch die Streuinduktivität gebildet wird. Es ist ersichtlich, daß auf den restlichen Teil der Schaltungsanordnungen unter denselben Bedingungen wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kein Einfluß ausgeübt wird.

Die Erfindung läßt sich anwenden bei anderen bekannten Speisespannungsschaltungen. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 enthält das Reihennetzwerk aus zwei Dioden D₄ und D₅. Die Kathode der Diode D₄ ist mit einem Abgriff einer Induktivität L₀ verbunden, von der ein Ende mit der positiven Klemme der Quelle V _B verbunden ist. Die Anode der Diode D₄ und die Kathode der Diode D₅ sind mit der Anode einer weiteren Diode D₆ und mit einem Kondensator C₃ verbunden. Der Kondensator C₃ ist andererseits mit dem anderen Ende der Induktivität L₀ und mit der Wicklung L₁ verbunden. Die Kathode der Diode D₆ ist mit dem anderen Ende der Wicklung L₁ und mit dem Kollektor des Transistors Tr verbunden. Ein Abstimmkondensator C₄ liegt parallel zu der Wicklung L₁ und der Emitter des Transistors Tr sowie die Anode der Diode D₅ liegen an Masse. Das Netzwerk mit den Elementen L₃, D₃, C₂ und R₂ ist ausgebildet, wie in Fig. 4 der Fall ist, und ist an der Sekundärseite des Transformators T angebracht.

Die Schaltungsanordung nach Fig. 5 läßt sich verwenden zum Liefern von Speiseenergie zu den jeweiligen Teilen einer Bildwiedergabeanordnung, beispielsweise eines Fernsehempfängers. Der Transistor Tr bekommt horizontalfrequente Schaltimpulse zugeführt und die Leitungsdauer des Transistors wird abhängig von der Spannung V₀ an dem Kondensator C₂ geregelt, wodurch diese Spannung und daher auch die Spannung an dem Kondensator C₃ nahezu konstant gehalten werden. Während des größten Teils der Horizontalperiode, der sogenannten Hinlaufzeit, ist entweder die Diode D₆ oder der Transistor Tr und die Diode D₅ leitend; so daß die Spannung an der Wicklung L₁ nahezu konstant ist. In dem restlichen Teil der Horizontal-Periode, der sogenannten Rücklaufzeit, sind der Transistor Tr sowie die Dioden D₅ und D₆ gesperrt. An dem durch die Wicklung L und den Kondensator C₄ gebildeten Resonanzkreis ist eine Schwingung vorhanden. Die ähnliche Schwingung, die an der Wicklung L₃ vorhanden ist, wird durch den Gleichrichter D₃ zum Erzeugen der Spannung V₀ gleichgerichtet. Eine Sekundärwicklung L₄ des Transformators T ist mit der Basis eines Transistors Tr₁ verbunden, der als horizontal-frequenter Schalter in einer weiterhin nicht dargestellten Horizontal-Ablenkschaltung wirksam ist. Der Transistor Tr₁ kann auch Steuersignale von der Stufe Dr zugeführt bekommen.

Fig. 6a zeigt den Verlauf der Spannung an dem Kollektor des Transistors Tr als Funktion der Zeit und Fig. 6b zeigt den Verlauf an dem Verbindungspunkt A der Dioden D₄, D₅ und D₆. In Fig. 6c ist die Schwankung des Kollektorstromes des Transistors Tr aufgetragen, während in Fig. 6d die Schwankung des Stromes durch die Diode D₅, in Fig. 6e die des Stromes durch die Diode D₄ und in Fig. 6f die des Stromes durch die Diode D₆ aufgetragen ist. Zu einem Zeitpunkt t₁ wird der Transistor Tr in den leitenden Zustand gebracht, wodurch die Diode D₆ auch leitend ist. Nachdem der Strom, der durch die Wicklung L₁ fließt und der während der Hinlaufzeit einen nahezu linearen Verlauf hat, seine Richtung umgekehrt hat, wird die Diode D₆ zu einem Zeitpunkt t₂ gesperrt, wonach die Diode D₅ Strom führt. Der Strom durch die Diode D₅ fließt auch durch den Kondensator C₃, die Wicklung L₁ und den Transistor Tr. Zu dem Zeitpunkt t₃ an dem Ende der Hinlaufzeit wird der Transistor Tr, gesperrt, wodurch auch die Diode D₅ stromlos wird, während die Diode D₄ leitend wird. Zwischen den Zeitpunkten t₁ und t₃ wird der Punkt A nach Masse geklemmt. Zu dem Endzeitpunkt t₄ der Rücklaufzeit wird die Diode D₆ leitend. Bis zu dem Zeitpunkt t₁′, an dem der Transistor Tr wieder in den leitenden Zustand gebracht wird, bleibt die Spannung an dem Kollektor auf nahezu demselben Pegel wie der Abgriff der Induktivität L₀.

Mit dem Punkt A wird ein Trennkondensator C₅ verbunden, der andererseits mit der Primärwicklung L₅ eines Transformators T₁ verbunden ist. Die Wicklung L₂ ist als Sekundärwicklung dieses Transformators ausgebildet und die Elemente C, D₁, D₂, C₁ und R sind auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1, 2 und 4 angeschlossen. Durch die Wicklung L₂ fließt ein Strom mit demselben Verlauf wie in Fig. 3d, wodurch in manchen Elementen der Schaltungsanordnung ein sinusförmiger Stromanteil fließt, der in Fig. 6 gestrichelt dargestellt ist. Nach dem Zeitpunkt t₁ fließt durch die Wicklung L₅, den Kondensator C₅, die Diode D₆ und den Transistor Tr ein sinusförmiger Anteil. Dadurch wird die Diode D₆ zu einem Zeitpunkt, der etwas später liegt als der Zeitpunkt t₂, stromlos. Zu demselben Zeitpunkt wird die Diode D₅ leitend. Der sinusförmige Anteil fließt durch die Diode D₅ von der Kathode zu der Anode, wobei die Diode durch den größeren Strom zu dem Kondensator C₃, der Wicklung L₁ und dem Transistor Tr in dem leitenden Zustand gehalten wird. Der genannte Anteil hört zu fließen auf vor dem Zeitpunkt t₅. Nach dem Zeitpunkt t₃ fließt durch die Wicklung L₅ und den Kondensator C₅ ein sinusförmiger Stromanteil in der entgegengesetzten Richtung. Der Anteil fließt durch die Diode D₄, die durch den größeren Ladestrom des Kondensators C₃ in dem leitenden Zustand gehalten wird, von der Kathode zu der Anode und hört zu fließen auf vor dem Zeitpunkt t₁′, an dem der Transistor Tr, um eine Periode später als der Zeitpunkt t₁, in den leitenden Zustand gebracht wird.

Aus Fig. 6 geht hervor, daß die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung durch Hinzufügung des Teils mit der Belastung R₁ nicht beeinflußt wird, wenn dieselben Bedingungen wie obenstehend erfüllt werden, d. h. wenn als Funktion von R₁ die jeweiligen Flanken nicht verschoben werden und kein Schaltelement frühzeitig gesperrt wird. Dabei wird die Abstimmfrequenz des Reihenresonanznetzwerkes durch die beiden Kondensatoren C und C₅ bestimmt. Es dürfte einleuchten, das das Reihennetzwerk aus den Elementen C₅ und L₅ auch zwischen dem Punkt A und einem Punkt der Induktivität L₀, beispielsweise dem Abgriff, mit dem die Diode D₄ verbunden ist, oder dem mit dem Kondensator C₀ verbundenen Ende vorgesehen werden kann. Zwischen den genannten Punkten ist ja eine blockförmige Spannung vorhanden, deren Flanken ebenfalls zu den Zeitpunkten t₁ und t₃ auftreten.

Eine ähnliche Spannung ist auch an der Induktivität L₀, die als Ladespule wirksam ist, vorhanden. Zwischen den Zeitpunkten t₁ und t₃ ist die Diode D₄ nicht leitend, während der Punkt A an Masse liegt, so daß die Spannung an der Induktivität L₀ gleich V _B-V _C ist, wobei V _C die Spannung des Kondensators C₃ ist. Zwischen den Zeitpunkten t₃ und t₁′ ist die Diode D₄ leitend und ist die Spannung an der Induktivität L₀ gleich , wobei n das Verhältnis zwischen der Anzahl Windungen der Induktivität L₀ links von dem Abgriff in Fig. 5 und der Gesamtanzahl Windungen der Induktivität ist. In Fig. 7 ist die Induktivität L₀ die Primärwicklung eines Transformators T₂, dessen Wicklung L₂ eine Sekundärwicklung ist, mit der die Elemente C, D₁, D₂, C₁ und R₁ auf dieselbe Art und Weise verbunden sind wie in Fig. 2, 4 und 5. Für den restlichen Teil ist die Schaltungsanordnung nach Fig. 7 dieselbe wie die der Fig. 5, wobei der Kondensator C₅ und der Transformator T₁ fortfallen können, und die Wirkungsweise dieselbe ist.

Weil die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 sowie die nach Fig. 7 die Horizontal-Ablenkschaltung steuert, ist bei einer Horizontal-Periode von etwa 64 µs (europäische und U.S.-Fernsehnorm) die maximale Dauer der Leitungszeit des Transistors Tr etwa 52 µs, d. h. die Dauer der Hinlaufzeit. Die minimale Dauer der Sperrzeit ist also etwa 12 µs. Der Transistor Tr muß in der Mitte der Hinlaufzeit bestimmt leitend sein, so daß die minimale Dauer der Leitungszeit etwa 26 µs ist. Daraus geht hervor, daß die minimale Dauer der halben Periode des sinusförmigen Anteils etwa 12 µs ist, was einer maximalen Resonanzfrequenz von etwa 41,7 kHz entspricht. In der Praxis ist die maximale Leitungszeit des Transistors Tr etwa 44 µs, so daß die minimale Dauer der Sperrzeit etwa 20 µs ist, was einer Reihenresonanz von etwa 25 kHz entspricht. In einer praktischen Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach Fig. 7 ist eine derartige Resonanz verwendet worden, wobei die Kapazität des Kondensators C, abhängig von der Streuinduktivität des Transformators T₂ niedriger war als etwa 5 µF und wobei die Spannung des Kondensators C₃ auf etwa 100 V nahezu konstant gehalten wurde bei Schwankungen der Netzspannung zwischen 160 und 260 V bei einem Nennwert von 220 V. Der Kondensator C₁ hatte eine Kapazität von etwa 2000 µF und die Belastung R₁ bestand aus der Speisung eines Klasse-B- Tonteils mit einer Nennleistung von 2 × 15 W, d. h. einem Teil, für das die Speisespannung nicht konstant zu sein braucht, während der restliche Teil des Empfängers mit Hilfe des Transformators T Energie bekam.

Es dürfte einleuchten, daß die Erfindung auch auf Abwandlungen der beschriebenen Ausführungsformen des Generators E angewandt werden kann. Dabei ist die Art der jeweiligen Schalter nicht von Bedeutung. So können die Transistoren durch torgesteuerte (gate turn off) Schalter ersetzt werden. Auch der Spitze-Spitze- Gleichrichter aus Fig. 1, 2, 4, 5 und 7 kann auf andere, bekannte Art und Weise ausgebildet werden.

Claims

1. Speisespannungsschaltungsanordnung zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung (V _B) in eine erste Ausgangsgleichspannung (V₀), an die eine erste Belastung (R₂) angeschlossen ist, und in eine zweite Ausgangsgleichspannung (an R₁), an die eine zweite Belastung (R₁) angeschlossen ist, mit einem Reihennetzwerk aus einer Induktivität (L₁, L₀) und einem steuerbaren Schalter (T _r), das an eine Klemme für die Eingangsgleichspannung (V _B) angeschlossen ist und in dem sich der Schalter (T _r) im Betrieb wechselweise im leitenden und im nichtleitenden Zustand befindet, wobei
die erste Ausgangsgleichspannung (V₀) aus einer über der Induktivität (L₁, L₀) vorhandenen blockförmigen Spannung (Fig. 3a) abgeleitet ist,
die Leitungszeiten des Schalters (T _r) mittels einer mit einer Steuerelektrode des Schalters verbundenen Regelschaltung (D _r) geregelt werden zum Erhalten eines Wertes für die erste Ausgangsgleichspannung (V₀), der von Änderungen der Eingangsgleichspannung (V _B) und/oder der ersten Belastung (R₂) nahezu unabhängig ist,
die Speisespannungsschaltungsanordnung weiter einen mit der Induktivität (L₁, L₀) gekoppelten mittels Reihenresonanz abgestimmten Gleichrichter (D₁, D₂, C, C₁, L₂) enthält zum Erzeugen der zweiten Ausgangsgleichspannung (an R₁) an einem Glättungskondensator (C₁), und wobei eine halbe Periode eines sinusförmigen Stromes, der durch den Gleichrichter (D₁, D₂, . . .) zu fließen anfängt, wenn der Schalter (T _r) leitend wird, nicht länger ist als die Leitungszeit des Schalters (T _r),
dadurch gekennzeichnet,
daß der abgestimmte Gleichrichter (D₁, D₂, . . .) einen üblicherweise als Villardschaltung bezeichneten Spitze-Spitze-Gleichrichter (D₁, D₂, C) mit nachgeschaltetem Glättungskondensator (C₁) enthält, dessen Eingangskondensator (C) das kapazitive Element eines Reihenresonanznetzwerkes (L₂, C) bildet, wobei eine halbe Periode des durch das Reihenresonanznetzwerk (L₂, C) fließenden sinusförmigen Wechselstromes nicht länger ist als das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Flanken der über der Induktivität (L₁, L₀) vorhandenen blockförmigen Spannung (Fig. 3a).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, mit einem Transformator (T) zum Koppeln eines den Schalter (Tr) umfassenden, die blockförmige Spannung liefernden Generators und des Gleichrichters (D₁, D₂, . . .), dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (L₂) des Reihenresonanznetzwerkes (L₂, C) die Streuinduktivität des Transformators (T) umfaßt.

3. Schaltungsanordung nach Anspruch 1, wobei ein den Schalter (Tr) umfassender Generator zugleich einen weiteren Gleichrichter (D₃) enthält, der in dem leitenden Zustand ist, wenn der Schalter gesperrt ist und der in dem Sperrzustand ist, wenn der Schalter (Tr) leitend ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitze-Spitze- Gleichrichter (D₁, D₂) das Reihenresonanznetzwerk (L₂, C) zum Gleichrichten einer an dem Gleichrichter (D₃) vorhandenen blockförmigen Spannung oder einer phasengleichen blockförmigen Spannung an einem anderen Element, z. B. der Induktivität (L₁), angeschlossen ist, wobei die Leitungszeit des Schalters (Tr) sowie die Leitungszeit des Gleichrichters (D₁, D₂, . . .) nicht kürzer sind als die halbe Periode des durch das Reihenresonanznetzwerk (L₂, C) fließenden sinusförmigen Stromes.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine aus einem Trennkondensator (C₅) und der Primärwicklung (L₅) eines Transformators (T₁) bestehende Reihenschaltung zwischen zwei Punkten (A, Masse) liegt, zwischen denen die blockförmige Spannung (Fig. 3a) vorhanden ist, wobei das Reihenresonanznetzwerk (L₂, C) die Sekundärwicklung (L₂) des Transformators (T₁) umfaßt und wobei die Reihenresonanz auch durch den Trennkondensator (C₅) bestimmt wird.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (L₀) die Primärwicklung eines Transformators (T₂) bildet, wobei das Reihenresonanznetzwerk (L₂, C) an eine Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Belastung (R₁) durch einen Klasse-B-Tonteil gebildet wird.