DE2627620A1

DE2627620A1 - Steuerschaltungsanordnung zum erzeugen eines steuersignals fuer einen spannungswandler

Info

Publication number: DE2627620A1
Application number: DE19762627620
Authority: DE
Inventors: Dirk Johan Adriaan Teuling
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1975-06-23
Filing date: 1976-06-19
Publication date: 1976-12-30
Also published as: CA1063171A; ATA450776A; ZA763528B; AT350671B; BR7603999A; GB1535100A; NZ181218A; ES449060A1; DE2627620C2; AU498821B2; AU1504376A; JPS5746569B2; FR2315720B1; BE843211A; FR2315720A1; JPS5217651A; NL7507437A; US4079294A; IT1062343B

Description

PHN 8058

WALTHER ' wiJN/FK/MiNC

"Steuerschaltungsanordnung zum Erzeugen eines Steuersignals für einen Spannungswandler"

Die Erfindung bezieht sich auf eine Steuerschaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen impulsförmigen Steuersignals zum Steuern eines Schalters in einem Wandler zur Umwandlung einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung, die von Aenderungen der Eingangsspannung nahezu unabhängig ist, welche Steuerschaltungsanordnung eine Stromquelle und einen steuerbaren Schalter enthält zum Erzeugen einer sägezahnförmigen Spannung an einem Kondensator sowie einen Schwellenpegeldetektor zur Umwand—

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lung der sägezahnförmigen Spannung in das impulsförmige Steuersignal, wobei die Impulsdauer unter dem Einfluss einer Einstellspannung steuerbar ist.

In einer derartigen Schaltungsanordnung ist die Anwendung einer Gegenkopplung ziemlich, allgemein. Dies bedeutet, dass eine von der Ausgangsspannung abgeleitete Spannung mit einer Bezugsspannung verglichen wird und dass abhängig von dem auf diese Weise entstandenen Fehlersignal die Impulsdauer des Steuersignals geändert wird. Dadurch wird die Ausgangsspannung von Aenderungen der Eingangsspannung unabhängig gemacht, welche Aenderungen durch Schwankungen der Spannung des elektrischen Versorgungsnetzes, von welcher Spannung die Eingangsspannung mittels einer Gleichrichtung abgeleitet ist, verursacht sein können.

Bei einem ausreichend hohen Verstärkungsfaktor der Gegenkoppelschleife kann auf diese Weise der Einfluss langsamer Aenderungen der Eingangsspannung auf die Ausgangsspannung nahezu aufgehoben werden. Der Einfluss schneller Aenderungen lässt sich jedoch schwieriger aufheben. Nicht nur wird ja die Ausgangsspannung an einem Glättungskondensator erzeugt, sondern die Schleife sfe&bst verursacht eine Verzögerung, da zu einem bestimmten Stabilisierungsfaktor eine bestimmte Bandbreite gehört. Eine derartige schnelle Aenderung der

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Eingangsspannung wird durch die ihr überlagerte Welligkeit verursacht, die nach Gleichrichtung und Glättung noch übrig bleibt. Das Regelsystem ist meistens nicht imstande, eine ansteigende Flanke der Welligkeitsspannung wegzuregeln. Bei Fernsehempfängern beispielsweise gilt als Anforderung, dass die Ablenkspannung innerhalb 0,1$ konstant bleiben soll, damit keine störenden Aenderungen der Bildbreite verursacht werden. Beträgt die Welligkeitsspannung 10$ der Eingangsspannung, so ist ein Stabilisierungsfaktor entsprechend 100 notwendig, was einer zu grossen Trägheit entspricht.

Es dürfte einleuchten, dass durch eine bessere Glättung der Welligkeitsspannung, d.h., mit Hilfe von Elektrolytkondensatoren grösserer Kapazität, von Drosselspulen und dergleichen eine Lösung geliefert werden kann. Dies führt zu teureren und viel Raum beanspruchenden S_chaltungsanordnungen. Nach wie vor gibt es dennoch einen Nachteil und zwar die Tatsache, dass die Schleifenverstärkung bei einem höheren Wert der Eingangsspannung grosser ist: zur Vermeidung einer Unstabilität muss die Verstärkung kleiner gemacht werden mit der Folge, dass sie für den Nennwert der Eingangsspannung nicht optimal sein kann.

Aus der französischen Patentanmeldung 2.225«879 ist eine Steuerschaltungsanordnung für einen Wandler

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bekannt, in der die Gegenkopplung mit einer Vorwärtsregelung kombiniert ist. Die Steuerschaltungsanordnung bekommt folglich auch eine Information in bezug auf die Aenderungen der Eingangsspannung zugeführt, durch welche Information die Leitungszeit des Schalters des Wandlers mit beeinflusst wird. Durch die Wahl dieser Information kann in manchen, in der genannten Patentanmeldung erwähnten Fällen ein völliger Ausgleich erhalten werden, in manchen anderen Fällen ist der Ausgleich nur teilweise . -

Die Erfindung bezweckt nun, eine universale Steuerschaltungsanordnung zu schaffen, mit der der Einfluss aller Aenderungen der Eingangsspannung genau und träghextslos nahezu völlig aufgehoben wird, wobei auch die Welligkeitsspannung nahezu keinen Einfluss hat, ohne dass eine wirksamere Glättung stattfindet und die bei Wandlern jeder Art verwendet werden kann. Dazu wird die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung gekennzeichnet durch einen ersten Kreis mit einer ersten und einer zweiten Eingangsklemme zum Einstellen der Grosse des von der Stromquelle erzeugten Stromes als lineare Funktion der Eingangsgleichspannung sowie der Einstellspannung und durch einen zweiten Kreis mit ebenfalls einer ersten und einer zweiten Eingangsklemme zum Einstellen der Aenderung der sägezahnförmigen Spannung während des

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Auftretens des Steuersignals als lineare Funktion 4er i=''n^an^sgleichspannung sowie der Einsteilspannung, wobei die beiden ersten Eingangsklemmen an die Eingangsgleichßpannung und die beiden zweiten Eingangsklemmen an die Einstellspannung anschließbar sind.

Durch die erfindungsgemäf3e Maßnahme ist die Ausgangsspannung nur von der Einstellspannung abhängig und daher kann beliebig und mit der gewünschten Genauigkeit eingestellt werden. Die Einstellspannung wirkt als Vergleichsspannung in dem Regelsystem; sie bleibt vorzugsweise konstant und kann z.B. durch eine von einem Vorstrom durchfiossene Zenerdiode realisiert werden. Beim bekannten Schalt-Netzteil können die Schaltimpulse dadurch erzeugt werden, daß einem Kondensator ein von der Kondensatorspannung unabhängiger Strom von der Speisequelle her zugeleitet wird; der Kondensator wird periodisch entladen, so daß eine ansteigende Sägezahnspannung entsteht. Diese wird in einer Schwellwerteinrichtung mit einer Referenzspannung verglichen, wobei dann, wenn die Kondensatorspannung von oben oder von unten den Referenzwert erreicht, die ansteigende bzw. abfallende Flanke eines Schaltimpulses ausgelöst wird. Bei der Erfindung ist bzw. sind demgegenüber die Rückstellspannung am Ende der schnellen Umladung des Kondensators und/oder der Umladestrom des Kondensators eine wenigstens annähernd lineare B'unktion sowohl der Speisespannung wie auch der Einstellspannung (Vergleichsspannung). Dadurch wird erreicht, daß über einen sehr viel breiteren Bereich von Änderungen, insbesondere der Speisespannung, eine schnelle und genaue Regelung möglich ist. Die Vergleichsspannung kann ihrerseits für die Regelung mit herangezogen werden dadurch, daß sie von der

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Ausgangsspannung gegenüber einem Sollwert abhängig gemacht wird derart, daß auch andere, z.B. belastungsabhängige, Änderungen der Ausgangsspannung wenigstens in einem gewissen Maße ausgeglichen werden.

Die Schaltungsanordnung nach der.Erfindung kann auch gekennzeichnet sein durch eine Rückkopplungsschaltung zum Erzeugen der Einsteilspannung, welche Rückkopplungsschaltung eine Vergleichsstufe zum Vergleichen der Ausgangsspannung mit einer Bezugsspannung enthält. Dadurch wird eine Schaltungsanordnung erhalten, die die Vorteile einer Vorwärtsregelung, die obenstehend erwähnt wurden, sowie die bekannten Vorteile einer Rückwärtsregelung aufweist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein erstes Schaltbild der erfindungsgemäßen Steuerschal tungsanordnung ,

Fig. 2 eine Wellenform, die darin auftritt,

Fig. 3 eine Wellenforia, die gegenüber der aus Fig. 2 geändert worden ist,

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Flg. h eine Ausführungsform der erfindungsgemässen Steuerschaltungsanordnung, in der die Wellenform aus Fig. 3 auftritt,

Fig. 5 einen Teil einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 6 ein zweites Schaltbild der Steuerschaltungsanordnung nach der Erfindung, Fig. 7 eine Wellenform, die darin auftritt,

Fig. 8 ein drittes Schaltbild der erfindungsgemässen Steuerschaltungsanordnung,

Fig. 9 einen Teil des Schaltplans eines Fernsehempfängers mit einer Ausführungsform einer erfindungsgemässen Steuerschaltungsanordnung,

Fig. 10 einen sogenannten "up converter", für den s'ich die erfindungsgemässe Steuerschaltungsanordnung eignet.

Fig. 1 zeigt eine geschaltete Speisespannungsschaltung vom Reihentyp· Die zwischen zwei Eingangsklemmen 1 und 2 vorhandene Netzwechselspannung wird von einem Gleichrichter 3 gleichgerichtet, und die erhaltene Gleichespannung wird mit Hilfe eines Kondensators h geglättet. Am Kondensator h ist eine Gleichspannung V_n verfügbar, deren Aenderungen denen der Netzspannung folgen und die eine Welligkeitsspannung mit der Netzfrequenz oder dem doppelten Wert derselben,

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wenn der Gleichrichter 3 vom Graetz-Type (Brückengleichrichter) ist, überlagert ist. Das nicht mit dem Gleichrichter 3 verbundene Ende des Kondensators 4 liegt an Masse. Der Wandler enthält weiter einen npn-Schalttransistor Tr, eine Induktivität L mit einem Abgriff, an den die Kathode einer Diode'. D angeschlossen ist, sowie einen Glättungskondensator 5· Der Kollektor des Transistors Tr ist mit dem Verbindungspunkt der Elemente 3 und h (Kondensatorgleichspannung) und der Emitter ist mit einem Ende der Induktivität L verbunden. Die Anode der Diode D und das freie Ende des Kondensators 5 liegen an Masse. Das andere Ende der Induktivität L bildet eine Ausgangsklemme 6, an der eine Gleichspannung V (Spannung am. Kondensator 5) vorhanden ist. Zwischen der Klemme 6 und Masse liegt eine Belastung 7·

Der Transistor Tr bekommt an seiner Basis periodische Steuerimpulse zugeführt, wodurch er Weichselweise leitend und gesperrt ist. Wenn qT derjenige Teil der Periode T ist, in dem der Transistor Tr durchlässig ist und Strom von der Quelle V_n zur Induktivität L

Ij

leitet, und wenn 1 : η das Verhältnis der ganzen Anzahl Windungen der Induktivität L zu der Anzahl Windungen derselben zwischen dem mit der Diode D verbundenen Abgriff und der Klemme 6 ist, kann die folgende prinzipielle Beziehung zwischen den Spannungen V und V abgeleitet werden:

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Diese Beziehung bedeutet, dass die Induktivität L am Ende der Sperrzeit des Transistors Tr nijcht völlig entladen (stromlos) ist.

In bekannten SchaltungsanOrdnungen wird mittels einer von der Gleichspannung V abgenommenen Gegenkopplung und einer Impulsdauermodulation das Verhältnis O derart geändert, dass die Ausgangsspannung V von Aenderungen der Eingangs spannung V₁₃ unabhängig ist. In einem Sonderfall kann die Spannung V konstant gehalten werden. Dazu muss die Spannung V mit einer Bezugsspannung verglichen werden. Ein solcher Gegenkopplungskreis, der Zeitkonstantenglieder enthält, ist hier nicht notwendig.

In Fig. 1 enthält die Steuerschaltungsanordnung des Transistors Tr einen Oszillator 8, der mit einer Frequenz von beispielsweise 10 bis 20 kHz Impulse erzeugt. Diese Impulse werden einem steuerbaren Schalter.·. S zugeführt, der mit einer Spannungsquelle V₁ in Reihe liegt. Parallel zu dieser Reihenschaltung liegen ein Kondensator C und eine Stromquelle I, wobei die freien Anschlüsse der Elemente 8, V₁, C und I an Masse liegen. Der Kondensator C ist an eine erste Eingangsklemme (-) eines Schwellenpegeldetektors Dr angeschlossen, wobei an eine zweite Eingangsklemme (+) desselben eine Spannungsquelle V„ angeschlossen ist, wobei die Span-

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HungVV niedriger ist als die Spannung V₁. Die Ausgangsklemme des Pegeldetektors Dr staiert, ggf. über eine Treiberstufe, die Basis des Transistors Tr.

Fig. 2 zeigt den Verlauf der Spannung V am Kondensator C als Funktion der Zeit. Durch kurzes Leiten des Schalters S nimmt die Spannung V den Vert V an, wodurch der Pegeldetektor Dr ein den Transistor Tr sperrendes Signal abgibt. Der Schalter S wird danach wieder gesperrt (undurchlässig), und der Kondensator C wird vom Strom I etwa zeitproportional entladen. Die Spannung V nimmt daher linear ab, wobei die Neigung der erhaltenen Sägezahnform durch den Strom I bestimmt wird. Nach einem Teilintervall (1 - 0 )T, zu dem Zeitpunkt, an dem die Spannung V , die am ersten Eingang des P_egeldetektors Dr liegt, den Wert V_? unterschreitet, erhält der Transistor Tr. ein Oeffnungssignal. Er leitet, bis der Schalter S nach einem Zeitintervall OT (am Ende des Intervalles T) wieder geschlossen wird, was den Anfang einer neuen Periode einleitet.

Nach der Erfindung werden wenigstens annähernd folgende Werte gßwählt:

V₁ = kV_B ■ ■ (2)

V₂ = nV_r · . (3)

~" T 1 r 2.'

= § Jj₁ + (i - η) λ 609853/0815

AA

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wobei k eine zu wählende Zahl ist, während V eine noch frei zu wählende Einste11spannung ist, durch die die Ausgangsspannung V bestimmt ist. Der Strom I verursacht eine Verringerung der Spannung V am Kondensator ent— sprechend

V_c = V₁ - § . t (5)

= V₁ - I (V₁ + v_r - V₂)? (6)

innerhalb einer Periode T - zwischen den Zeitpunkten t=0 und t=T - erhält man als Gesamtamplitude von V :

^ = V₁ + (i-n)V_r = k V_B - (1-n) V^ (7)

Die Spannung V erreicht den Wert V₀ nach einer Zeit (1 - 6) T, die, wie aus Fig. 2 hervorgeht, die nachfolgende Beziehung erfüllt:

- . (1- S)T _ T

V₁-V₂ - V₁ + (1-n) V_r *

Werden darin die obenstehend nach der Erfindung gewählten Werte eingesetzt, so lässt sich die nachfolgende Gleichung ableiten:

V_r = ^kgVB (9)

die angibt, wie in der Schaltung nach der Erfindung bei einem bestimmten Wert von V das Intervall O in Ab-

hängigkeit von V₁₃ geändert wird.

Mit der Schaltungsanordnung nach der Erfindung wird also der erforderliche Zusammenhang zwischen pund V₁, hergestellt, und man erhält für die gewünschte Aus-

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gangsspannung V

V = 2v . (10)

ο k r ^v '

Mit anderen Worten: Die Ausgangsspannung V wird durch die Einste11spannung V bestimmt, da sie dieser proportional und von den Aenderungen der Eingangs spannung YL, unabhängig ist, ohne dass Gegenkopplung angewandt wird. Die Einstellspannung V (bzw. V ) ist weitgehend unbelastet und lässt sich genau einstellen, wodurch die Ausgangsspannung V mit derselben Genauigkeit festliegt, aber wesentlich mehr Leistung liefern kann.

In einer praktischen Schaltungsanordnung für einen Fernsehempfänger, wobei für den Oszillator 8 auf bekannte Weise der Zeilenoszillator des Empfängers gewählt wird, gilt: T = 64/US.

,ist

Wenn η = 0,8/ und wenn für k ein Wert von

0,01 gewählt wird, ist für einen konstanten Wert

V-

— ~ 300 V der Wert von V gleich 3V. Für C wird ein Kondensator von k,J nF gewählt. Der Strom I ist (nach Formel 4) die Summe von zwei Strömen und zwar -—=; V und — (1 - n) V . Wenn der erste Strom über einen Widerstand R-, der Spannung V entnommen wird, gilt et-Va

SL (11)

Auf ahnliche Weise kann der zweite Strom über einen Widerstand R der Spannung V entnommen werden,

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so dass gilt

während die Spannungen V₁ und V₀ mit Hilfe eines ohm¹-schen Spannungsteilers von der Spannung V bzw. V abgeleitet werden können.

Gemäss Fig. 2, die die Kondensatorspannung im Verlauf der Zeit t zeigt, wird der Kondensator C völlig entladen, so dass die Spannung V vor dem Ende der Pe-

riode Null wird. Dies ist selbstverständlich nicht notwendig. In der Figur ist der Verlauf der Spannung V in dem Falle, dass diese Spannung während der ganzen Periode linear abnimmt, gestrichelt dargestellt. Dabei lässt sich bemerken, dass der Pegel V₀, für den der Transistor Tr in den leitenden Zustand gebracht wird, höher ist als der auf diese ¥eise erhaltene minimale Wert der Spannung V mit einem Betrag entsprechend V₀ vermehrt um den über den Kondensator C von dem obengenannten zweiten Strom verursachten Spannungsabfall, d.h. V_p + (1 - n) V = V , d.h. die Einsteilspannung,

während die Aenderung der Spannung V während der Sperrte

zeit (1 - O )Τ des Transistors Tr dem nachfolgenden Wert entspricht:

AV = V₁ -V= kV_B - nV_r· (13)

Daraus geht hervor, dass I sowie /^V/lineare Funktionen von V und V sind. Im Spezialfall, wo η = 1 ist, wo-

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bei die Diode D niclit mit einem Abgriff der Induktivität L sondern mit dem Verbindungspunkt derselben mit dem Emitter des Transistors Tr verbunden ist, ist der Strom I niclit von V abhängig. Aendert sich die Aenderung AV, beispielsweise weil die Spannung V sich ändert, so ändert sich in Fig. 2 der Wert der Spannung V am Ende der Periode T nicht. Dieser Endwerf hängt

ja nur von den Spannungen V und V ab. Es ändern sich jedoch der Anfangswert V und der Entladestrom I.

Obenstehend wurde vorausgesetzt, dass die Lei- ■ tungszeit des Schalters S unendlich kurz ist und mildem Zeitpunkt zusammenfällt, zu dem die Periode beendet ist. In der Praxis hat jedoch der Transistor Tr eine endliche Ausschaltzeit in der Grössenordnung von 7 t>is 10 us, so dass der Schalter S mindestens während dieser Zeit t leitend sein muss. Es ist auch möglich, den Schalter noch länger leitend zu halten. In Fig. 3 ist der Verlauf der erhaltenen Spannung V angegeben, wobei der Schalter S um eine Zeit t us vor dem Ende

S /

der Periode in den leitenden Zustand gebracht wird und zu einem Zeitpunkt um eine Zeit ßT us vor dem Ende der nachfolgenden Periode wieder gesperrt wird. Aus Fig. 3 geht hervor, dass die Gesamtamplitude kV_R+(i—n)V der sägezahnförmigen Spannung mit dem Faktor ß> multipliziert werden muss und dass die Sägezahnform (oben) abgestumpft wird.

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Obenstehendes führt zu der in Fig. k dargestellten Ausbildung der erfindungsgemässen Steuerschaltungsanordnung. Der Zeilenoszillator 8 gibt sperrende Impulse mit einer Dauer t + (l- ß)T an der Basis eines Transistors 9 äib, desseq^ollektor die Basis des als Emitterfolgertransistor ausgebildeten Schalters S steuert, der während des Auftritts der Impulse des Oszillators 8 leitend ist. Mit Hilfe eines zwischen die Basis des Transistors S und eine Klemme K aufgenommenen Wider-Standes 10, eines zwischen dieselbe Basis und eine Klemme K aufgenommenen Widerstandes 11 und der Reihenschaltung aus einem Widerstand 12 und einer Diode 13
zwischen der Basis des Transistors S und Masse, wobei die Klemme K mit der die Spannung V führenden Leitung verbunden ist, während die Klemme K mit der die Spannung V führenden Leitung verbunden ist, wird dafür gesorgt, dass der Emitter des Transistors S während dessen Leitungszeit die Spannung P>rk.V +(1-n)V J hat. Mit beispielsweise k = 0,01, ß= 0,75 und η = 0,5
lässt sich ableiten, dass die Werte der Widerstände 10, 11 und 12 etwa 390 k-A., 7,8 k SL bzw. k,7' k-0. sein
können. Der Spannungsabfall an der Diode 13 gleicht den Spannungsunterschied zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors S aus.

Der Kondensator C liegt zwischen dem Emitter

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des Transistors S und der Basis eines Transistors 14, mit welcher Basis der Widerstand R und die Reihenschaltung aus einem festen Widerstand R_R1 und einem einstellbaren Widerstand R₁₃₀ verbunden sind. Der Widerstand R bzw. B. ist andererseits mit einer Klemme K ' bzw. K' verbunden, wobei die Klemme K¹ mit der die Spannung V führenden Leitung und die Klemme K ' mit der die Spannung V führenden Leitung verbunden sind. Der Widerstand R„„ wird derart eingestellt, dass die Summe der Werte "von R_x,.. und R_D„ dem obenstehend

rs 1 J3<c

gefundenen Wert des Widerstands R„ entspricht. Der Emitter des Transistors 14 liegt an Masse, während der des Transistors S und der Kollektor des Transistors über eiren Widerstand 15 von beispielsweise 1,5 k SL miteinander verbunden sind. Beim Aufladen des Kondensators C beschränkt der Widerstand 15 den Kollektorstrom des Transistors 14.

Während des Zeitintervalls ßT ist der Transistor 9 leitend, wodurch der Transistor S gesperrt ist. Der Kondensator C entlädt sich über den Widerstand 15f wobei der Entladestrom I zugleich der Kollektorstrom des Transistors 14 ist und ist daher viel grosser als der Basisstrom, der den Transistor im leitenden Zustand hält. Die Elemente S, Ik, 15 und C bilden einen Miller-Oszillator, so dass die am Emitter dea Transistors S

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vorhandene Spannung V_c eine gute Linearität hat. Weil der Kondensator C in die Basisleitung eines Transistors und zwar des Transistors 14 aufgenommen ist, können tatsächlich die Widerstände R und R_ß1 + R_R? als Stromquellen betrachtet v/erden. Der Schwellenpegeldetektor Dr besteht aus einem pnp-Transistor, dessen Emitter an der Spannung V liegt und dessen Basis mit der Spannung V~ verbunden ist. Die Spannung V wird mittels einer Zenerdiode 18, ggf. in Reihe mit einer in Vorwärtsrichtung eingeschalteten normalen Diode, durch · einen über einen Vorwiderstand 18a zufließenden Strom erhalten. Der Transistor Dr ist während des Intervalles 6T leitend, in welchem Intervall ein positiv gerichteter Impuls an seinem Kollektor entsteht. Dieser Impuls wird von einem Transistor 16 umgekehrt, wodurch ein npn-Treibertransistor gesperrt wird. Der Transistor Tr wird über einen Transformator 17a gesteuert und in dem Intervall 6T, in dem der Transistor 17 gesperrt ist, in den leitenden Zustand gebracht.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. h enthält also einen ersten Kreis mit den Klemmen K^ und K und einen zweiten Kreis mit den Klemmen K' und K¹ . Wenn

B r

die erstgenannten Klemmen an die Spannung V bzw. V angeschlossen sind und füjr die Widerstände W, 11 und 13 wie oben die richtigen Werte gewählt worden sind, nimmt die Amplitude der Spannung V den gewünschten Wert cm. Wenn die Klommen K' und IC an die Spannung V bzw. V angeschlossen sind und für die Widerstände

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R + R^₂ und R die richtigen Werte .gewählt worden sind, nimmt der Strom I die gewünschte Grosse an. Dabei sind die genannte Amplitude sowie der Strom lineare Funktionen der Spannungen V und V . Für den bereits genannten Fall, wo η = 1 ist, werden die Klemmen K und K¹ nicht angeschlossen.

Die bisher beschriebene Schaltung arbeitet als Vorwärtsregelung, wobei also die Schaltungsanordnung keine Information in bezug auf die Ausgangsspannung V erhält» Es kann jedoch erwünscht sein, auch eine Rückwärtsregelung anzuwenden. Dazu kann die Einstellspannung V durch Gegenkopplung von V herbestimmt werden: sie wird also nicht fest eingestellt. Diese Massnahme bietet den Vorteil, dass auch der Einfluss von Toleranzen und der Temperatur weggeregelt werden kann. Dies gilt auch, für den Einfluss etwaiger Aenderungen der Belastung (über den Innenwiderstand) auf die Spannung V , wodurch diese sich dennoch ändern könnte. Veil der Wert der Spannung V dem der Spannung V proportional ist, ist die Verstärkung der Gegenkopplungsschleife konstant und frequenzunabhängig. Diese Schleife kann daher optimal entworfen werden, ohne dass eine Gefahr vor !Instabilität bei höheren Eingangsspannungen entsteht.

In Fig. 5 ist angegeben, wie dann die Spannung V erhalten werden kann. Eine mit Hilfe eines re-

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sistiven Spannungsteilers 19» 20 von der Spannung V abgeleitete Spannung wird einer Eingangskiemrae eines Differenzverstärkers 21 zugeführt, während die an einer Zener-Diode 22 Vorhandene Bezugsspannung der anderen Eingangsklemme des Verstärkers 21 zugeführt wird. Die Differenz zwischen den beiden Eingangsspannungen dös Verstärkers wird bis zum gewünschten Wert der Einstellspannung V verstärkt, welche Spannung an der Ausgangsklemme des Verstärkers verfügbar ist. Die Zener-Diode 22 wird von einem Strom durchflossen, der von einer Spannungsquelle von beispielsweise 12 Volt herrührt. Diese Quelle, die auch den Kollektorstrom des Transistors S in Fig. h liefern kann, kann von der Spannung.

V-, sowie von der Spannung V abgeleitet werden. Die υ ο .

Schaltungsanordnung nach Fig. 5 kann also die Zener-Diode 18 aus Fig. k ersetzen.

Es sei bemerkt, dass in den bekannten Schaltungsanordnungen, bei denen nur eine Gegenkopplung angewandt wird, das Verhältnis 0 in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung V geregelt wird. Mit der obenstehend beschriebenen Massnahme ändert sich O in Abhängigkeit von der Eingangsspannung V und wird unter

Jd

dem Einfluss von Aenderungen der Spannung V nachgeregelt.

Eine Anforderung einer geschalteten Speisespan-

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nungsschaltung ist, dass die Ausgangsspannung derselben nach dem Einschalten langsam aufkommen muss. Sonst könnte der Spitzenstrom durch den Transistor Tr zu gross werden, da der Kondensator 5 noch nicht geladen ist. Dies kann dadurch erreicht werden, dass dafür gesorgt wird, dass die Spannung V_n langsam aufkommt.

JJ

Es dürfte jedoch einleuchten, dass es praktischer ist, das Verhältnis O von Null an langsam anwachsen zu lassen. Die Folge davon ist jedoch, dass die Welligkeitsspannung am Eingang zum Ausgang übertragen wird, was wieder einen zu grossen Spitzenstrom durch den Transistor verursachen kann. Dadurch kann eine Sicherungsschaltung ansprechen, so dass die Speiseschaltung nicht in Gang kommen kann. Eine Lösung dafür ist, auch die Einsteilspannung V während des Anlaufens langsam anwachsen zu lassen.

Eine Ausführungsform dieses Gedankens ist auch in Big. 5 ersichtlich. Ein Kondensator 23 wird von einem von der Quelle V_n herrührenden Strom aufgeladen, der durch einen Widerstand 24 fliesst, wobei die Zeitkonstante gross ist. Der Verbindungspunkt der Elemente 23 und Zh ist über zwei Dioden 25 und 26 mit der Ausgangsklemme des Differenzverstärkers 21 verbunden, wobei die genannten Dioden eine derartige Leitungsrichtung haben, dass sie von der Spannung an der Ausgangsklemme des

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Differenzverstärkers 21 und von der am Kondensator 23 die niedrigere durchlassen. Nach dem Einschalten steigt die letztgenannte Spannung langsam an. Das Verhältnis O und daher die Spannung V nehmen auch langsam zu. Durch die Wirkung des Verstärkers 21 hat die Spannung

V einen hohen Wert. Die Folge davon ist, dass die Diode 25 leitend ist. Der Knotenpunkt der Dioden 25 und 26 ist mit dem Punkt A in Fig. h verbunden, wobei die Zener-Diode 18 fortgefallen ist, so dass die als Einstellspannung wirksame Spannung am Punkt A tatsächlich langsam anläuft. Zu dem Augenblick, wo die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 19 und 20 den Wert der Bezugsspannung an der Zener-Diode 22 erreicht, nimmt die Spannung V ab. Zu einem bestimmten Zeitpunkt fängt daher die Diode 26 zu leiten an, während die Diode 25 gesperrt wird. Im Endezustand sind die Spannungen

V und V einander proportional.

Im obenstehenden war von Schaltungsanordnungen die Rede, bei.denen der Transistor Tr am Ende der Periode in Fig. 2 leitend ist, d.h. im letzten Teil der Entladezeit des Kondensators C. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 und daher auch die davon abgeleiteten Ausführungsformen können jedoch auf eine derartige Weise bemessen werden, dass de^Transistor Tr am Anfang der Entladezeit des Kondensators C leitend ist. In Fig. 2

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müssen dann die Zeitintervalle £τ und (1 - 6 )T und in Fig. 1 müssen die Eingangsklemmen des Schwellendetektors Dr vertauscht werden. ¥ird in diesem Fall für das folgende gewählt:

= n(V_B - V_r) . (14)

und I=-

+ (i-n)V_r] , (15)

wobei Δν die Aenderung der Spannung V ist wahrend der Sperrzeit des Transistors Tr, so ist die Aenderung von

V_ während der Leitungszeit derselben gleich V und gilt O r

was nicht anderes ist als die Formel (i). Auch in diesem Fall sind I sowie AV lineare Funktionen von V

und V , während die Spannungen V und V einander pror ^ ^ö ο r

portional sind.

Xn Fig. 6 wird der Kondensator C vom Strom I nicht entladen, wie dies in Fig. 1 der Fall ist, sondern aufgeladen. Eine Spannungsquelle in Reihe mit dem Schalter S ist daher nicht notwendig. In dieser Figur sind nur die Elemente dargestellt, die nun von Bedeutung sind.

Der Verlauf der Spannung V_, am Kondensator C als Funk-

tion der Zeit ist in Fig. 7 aufgetragen. Dieser Verlauf hat eine ansteigende Sägezahnform, während die Sägezahnform in Fig. 2 abfallend ist. Aendert sich die Aenderung ^V, beispielsweise weil sich die Spannung V₁₃ ändert, so ändert sich in Fig. 7 der Wert der Span-

X)

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nung V am Anfang der Periode T nicht. Ist der T^aasistor Tr im ersten Teil der Periode leitend und werden dieselben Wert gewählt wie im entsprechenden Fall der abfallenden Sägßzahnform, so ist ersichtlich, dass die Formel (i) erfüllt ist. I sowie die Aenderung ^V der sägezahnförmigen Spannung während der Sperrzeit des Transistors Tr sind lineare Funktionen von V und

V . Auf dieselbe Art und Weise wie obenstehend für r

die abfallende Sägezahnform lässt sich darlegen, dass dies auch der Fall ist, wenn der Transistor Tr im zweiten Teil der Periode des ansteigenden Sägezahnes leitend ist.

Die beschriebenen Ausführungsformen beziehen sich alle auf geschaltete Wandler vom Reihentyp (auf englisch als "forward converters" bezeichnet), für die die Formel (i) gilt. Fig. 8 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem Parallelwandler (auf englisch als "flyback converter" (d.h. Rückschlag-Wandler), bezeichnet), d.h. eine Schaltungsanordnung, bei der gegenüber der aus Fig. 1 die Induktivität L und die Diode D ihren Platz gewechselt haben, während die Spannung V negativ sein muss und der Transistor Tr vom pnp-Typ« -ist und auf· dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1 gesteuert wird. Es lässt sich darlegen, dass für Reihen- und Parallelwandler die nachfolgende Beziehung gilt:

_ η
ο ~

^{v s} (ι?)

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Die Formel (i7) geht in die Formel (1) über wenn m = η ist: dies ist der Reihenwandler, während der Parallelwandler die Formel (i7) erfüllt mit m = O. Fegen der Aehnlichkeit der Formel (l?) mit der Formel (1) dürfte es einleuchten, dass die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung tatsächlich zur Steuerung eines Parallelwandlers verwendet werden kann, wobei der Strom I und die Spannungsänderung Δν auf ähnliche Weise wie obenstehend bemessen werden können.

Eine Schaltungsanordnung, die auch der Formel (17) entspricht und für die daher die Schaltungsanordnung nach der Erfindung angewandt werden kann, ist die in der Dt-OS Zh 33 296 beschriebene kombinierte Zeilenablenk- und Speisespannungsschaltung für einen Fernsehempfänger, die in Fig. 9 der vorliegenden Patentanmeldung dargestellt ist. Es dürfte an dieser Stelle ausreichen zu erwähnen, dass Ly die Zeilenablenkspule, C der Hinlauf- und C der Rücklaufkondensator ist, während D die Paralleldiode ist und dass die Induktivität L als Transformator T₁ ausgebildet ist, während die Diode D mit einem Abgriff einer Wicklung 27 eines Transformators T„ verbunden ist. Der Transformator T₁ hat ein Uebersetzungsverhältnis von 1 : n, und das Verhältnis der Gesamtzahl der Windungen der Wicklung 27 zu der Zahl des oben dargestellten Teils der Wicklung 27 entspricht 1 : m, wobei η und m die Parameter

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sind, die in der Formel (17) auftreten. An Sekundärwicklungen des Transformators T_p entstehen Speisegannungen für Teile des Empfängers, und auch die Hochspannung für die Endanode einer (nicht dargestellten) Bildwiedergaberöhre. Auf bekannte Weise können die Transformatoren T und T denselben Kern haben.

Die Spannung an dem mit der Wicklung 27 in Reihe geschalteten Kondensator 5 kann als Ausgangsspannung V wirksam sein. Mittels der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 wird die Einstellspannung V erhalten, wobei der Verstärker 21 mittels eines npn-Transistors ausgebildet ist. Zwischen die Diode 25 und den Verbindungspunkt des Widerstandes Zh und des Kondensators ist ein Widerstand 28 geringen Wertes aufgenommen, und zwischen Masse und dem Verbindungspunkt der Diode 25 und des Widerstandes 28 liegt ein Sicherungsthyristor 29. Der Thyristor 29 wird durch eine Sicherungsschaltung 29' in den leitenden Zustand gebracht, wenn beispielsweise der von der Schaltungsanordnung aufgenommene Strom zu gross ist, wodurch der Kondensator 23 entladen wird. Der Verbindungspunkt der Dioden 25 und 26 ist über einen Emitterfolger mit dem Punkt A verbunden. Als stabilisierte Speisespannung für die Anlaufschaltung, für den Schalter S, sowie für den Oszillator 8 gilt die Spannung an einer in die Emitterleitung des Treibertrajisistors 17 aufgenommenen Zener-Diode 30, welche Spannung unmit-

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telbar nach dem Einschalten vorhanden ist.

In der Praxis sind die folgenden Werte gewählt worden:

η = 0,49

m = 0,29

/S= 0,8

k = 0,01

C = 4,7 nF

¥ert des Widerstandes 10 = 390 kJT-,

während der Oszillator 8 der der integrierten Schaltung Philips-Typ TBA 920 ist. Es hat sich herausgestellt, dass die Spannung V einen nahezu konstanten Wert hat von 140 Volt und nahezu keine Welligkeit mit der Frequenz des Netzes bei einer Aenderung der Spannung V

zwischen 200 und 370 Volt hat, welcher Spannung eine Welligkeitsspannung von etwa 30 Volt Spitze-zu-Spitze überlagert ist. Der Kondensator k darf eine verhältnismässig kleine Kapazität von 100 uF oder sogar niedriger haben.

Fig. 10 zeigt einen geschalteten Wandler, für den die Formel (11) nicht gilt. In dieser Schaltungsanordnung (auf englisch als "up converter" bezeichnet) liegt die Induktivität L zwischen der die Spannung V führenden Leitung und dem Schalter Tr, während die Diode D zwischen einenAbgriff der Induktivität L und eine Ausgangsklemme 6 aufgenommen ist. Wenn 1 : η das Ver-

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hältnls der Anzahl Windungen der Induktivität L zu der Anzahl über dem Abgriff dargestellter Windungen ist, lässt sich die nachfolgende Beziehung ableiten:

V = i-(i-n) € _v /₁₈₎

ο 1- cT ^B ^K

Es lässt sich erkennen, dass die erfindungsge-

mässe Schaltungsanordnung auch in diesem Fall verwandet werden kann, wobei die sägezahnförmige Spannung entweder ansteigend oder abfallend ist. Fig. 10 zeigt davon nur den Detektor Dr. Auch hier sind der Strom I sowie die Sp annungs ände rung &V lineare Fuifcfcionen dea?Eingangsspannung V und einer Einstellspannung V , die zu der gewünschten Ausgangsspannung V proportional ist, in dem Sinne, jedoch, dass £,V die Aenderung der Spannung V„ im Zeitintervall (5"τ ist, in dem der Transistor Tr leitend ist. Im Spezialfall, wo η = 1 ist, wobei die Diode D nicht mit einem Abgriff der Induktivität L sondern mit dem Verbindungspunkt derselben mit dem Kollektor des Transistors Tr verbunden ist, ergibt sich, dass der Strom I nicht von der Spannung V^, abhängig ist, so dass die Klemme K' nicht an die Spannung V angeschlossen zu werden braucht.

Für·die meisten Anwendungen wird die Speisespannungsschaltung zum Erzeugen einer konstanten Ausgangsspannung verwendet werden. Eine Anwendung ist auch die, wobei sich die Spannung V abhängig von Aenderungen

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der Einste11spannung ändert. Ein derartiger Fall tritt in einem Farbfernsehempfänger auf wenn die Einstellspannung V sich, entsprechend einer parabelförmigen Funktion mit der Teilbildfrequenz ändert, während die Spannung V die Speisespannung der Zeilenablenkschaltung ist. Dadurch erfährt der Zexlenablenkstrom die für die sogenannte Ost-West-Korrektur erforderliche teilbildfrequente Modulation.

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Claims

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PATENTANSPRUECHE:

1 .J Steuers chal tungs anordnung zum Erzeugen eines periodischen impulsform!gen Steuersignals zum Steuern eines Schalters in einem Wandler zur Umwandlung einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung, die von Aenderungen der Eingangsspannung nahezu unabhängig ist, welche Steuerschaltungsanordnung eine Stromquelle und einen steuerbaren Schalter enthält zum Erzeugen einer sägezahnförmigen Spannung an einem Kondensator sowie einen Schwellenpegeldetektor zur Umwandlung der sägezahnförmigen Spannung in das impulsförmige Steuersignal, wobei die Impulsdauer unter dem Einfluss einer Einstellspannung steuerbar ist, gekennzeichnet durch einen ersten Kreis mit einer ersten und einer zweiten Eingangsklemme zum Einstellen der Grosse des von der Stromquelle erzeugten Stromes als lineare Funktion der Eingangsgleichspannung sowie der Eins te 11 spannung und durch einen zweiten Kiels mit ebenfalls einer ersten und einer zweiten Eingangsklemme zum Einstellen der Aenderung der sägezahnförmigen Spannung während des Auftretens des Steuersignals als lineare Funktion der Eingangsgleichspannung sowie der Einstellspannung, wobei die beiden ersten Eingangsklemmen an die Eingangsgleichspannung und die beiden zweiten Eingangsklemmen an die Einste11spannung anschliessbar sind.

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2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einstellspannung und die Ausgangsspannung proportional zueinander sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass/der erste und der zweite Kreis je mindestens zwei Widerstände enthalten, die mit den Eingangsklemmen verbunden sein können.

K. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekenn-

zeichnet durch eine Rückkopplungsschaltung zum Erzeugen der Einstellspannung, welche Rückkopplungs— schaltung eine Vergleichsstufe zum Vergleichen der Ausgangsspannung mit einer Bezugsspannung enthält. 5· Schaltungsanordnung nach Anspruch h, gekennzeichnet durch eine Anlaufschaltung zum langsamen Ansteigen der Einstellspannung nach Einschaltung. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Steuern eines "Wandlers, wobei der Schalter und eine Induktivität zwischen eine die Eingangsspannung führende Klemme und eine die Ausgangsspannung führende Klemme aufgenommen sind und wobei eine Diode zwischen dem Schalter und der Induktivität liegt, dadurch gekennzeichnet, dass die Aenderung der sägezahnförmigen Spannung nrährend der Sperrzeit des Schalters von dem ¥ert der Eingangsspannung und von dem Wert der Einstellspannung linear abhängig ist, während die Grosse des von der Stromquelle erzeugten Stromes zum Wert der Eingangsspannung pro-

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portional ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, zum Steuern eines Wandlers, wobei der Schalter und eine Induktivität zwischen eine die Eingangsspannung führende Klemme und eine die Ausgangsspannung führende Klemme aufgenommen sind und wobei eine Diode mit einem Teil der Induktivität gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Aenderung der sägezahnförmigen Spannung während der Sperrzeit des Schalters sowie die Grosse des von der Stromquelle erzeugten Stromes von dem Wert der Eingangsspannung und von dem Wert der Einsteilspannung linear abhängig sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Steuern eines Wandlers, wobei der Schalter und eine Diode zwischen eine die Eingangsspannung führende Klemme und eine die Ausgangsspannung führende Klemme aufgenommen sind und wobei eine Induktivität zwischen dem Schalter und der Diode liegt, dadurch gekennzeichnet, dass die Aenderung der sägezahnförmigen Spannung während der Sperrzeit des Schalters sowie die Grosse des von der Stromquelle erzeugten Stromes von dem Wert der Eingangsspannung und von dem Wert der Einste11spannung linear abhängig sind.

9- Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Steuern eines Wandlers, wobei eine Induktivität und eine Diode

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zwischen eine die Eingangsspannung führende Klemme und eine die Ausgangsspannung führende Klemme aufgenommen sind und wobei der Schalter zwischen der Induktivität und der Diode liegt, dadurch gekennzeichnet, dass die Aenderung der sägezahnförmigen Spannung während der Leitungszeit des Schalters von dem Wert der Eingangsspannung und von dem Vert der Einstellspannung linear abhängig ist, während die Grosse des von der Stromquelle erzeugten Stromes zu dem Wert der Einstellspannung proportional ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 zum Steuern eines Wandlers, wobei ein Teil einer Induktivität und eine Diode zwischen eine die Eingangsspannung führende Klemme und eine die Ausgangsspannung führende Klemme aufgenommen sind und wobei der Schalter mit der Induktivität verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Aenderung der sägezahnförmigen Spannung während der Leitungszeit des Schalters sowie die Grosse des von der Stromquelle erzeugten Stromes von dem Wert der Eingangsspannung und von dem Wert der Ausgangsspannung linear abhängig sind.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Spannungsquelle mit dem steuerbaren Schalter in Reihe liegt, wobei die gebildete Reihenschaltung dem Kondensator parallel liegt und dass

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der von der Stromquelle erzeugte Strom für den Kondensator ein Entladestrom ist, wobei die Spannung
am Kondensator unmittelbar vor dem Laden desselben
einen nahezu konstanten Wert hat.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der gesteuerte Schalter dem
Kondensator parallel liegt und dass der von der Stromquelle erzeugte Strom für den Kondensator ein Ladestrom ist, wobei die Spannung am Kondensator unmittelbar vor dem Entladen desselben einen nahezu konstanten Wert hat.

13· Fernsehempfänger mit einer Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Staiersignal die Zeilenfrequenz hat.

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