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Die Erfindung betrifft einen Durchflußwandler für
Schaltnetzteile.
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Der Durchflußwandler ist grundsätzlich ein Spannungsregler
mit einer Transformatortrennung zwischen dem
Leistungsschalter und der Ausgangsfilterspule. Ist der
Leistungsschalter leitend, dann fließt ein Strom durch einen
Leistungstransformator, eine Gleichrichterdiode und durch die
Ausgangsfilterspule in die Last. Solange der
Leistungsschalter nicht leitet, ist die Gleichrichterdiode in
Sperrichtung vorgespannt; dennoch fließt ein Laststrom
aufgrund einer in der Filterspule gespeicherten Energie durch
eine Rückflußdiode. Da der Strom nur in einer Richtung
fließt, baut sich ein magnetischer Fluß in der Primärwicklung
auch nur in einer Richtung auf; deshalb muß der Kern
zurückgestellt (entmagnetisiert) werden, indem der
magnetische Fluß nach jedem Zyklus in den Anfangszustand
zurückkehren kann.
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Herkömmliche Methoden zum Entmagnetisieren des
Transformatorkerns stellen einen Entladeweg für den
Entmagnetisierungsstrom bereit, wenn der Leistungsschalter
nicht-leitend ist. Ein bekanntes Ausführungsbeispiel
verwendet eine Entmagnetisierungswicklung, die eng mit der
Primärwicklung gekoppelt ist, um den Entmagnetisierungsstrom
zurück zur Spannungsquelle zu leiten. Andere verwandte
Techniken verwenden eine verlustbehaftete Klemmung, die die
im Transformatorkern gespeicherte Energie in jedem Zyklus
aufbraucht und einen sehr hohen mittleren Leistungspegel
verarbeiten muß. All diese Techniken erfordern entweder eine
präzise Transformstorwicklung oder reduzieren merklich den
Gesamtwirkungsgrad des Wandlers. Weitere Einzelheiten über
diese bekannten Methoden finden sich in " A Design For
Optimizing the Power Device Utilization In Feed-Forward
Converters " von S. Hayes in Proceedings of Power Con 8,1981,
Seiten F-3;1-10.
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Eine neuere Technik über das Rückstellen des Transformators
eines Durchflußwandlers ist in der US-PS 4441146 offenbart.
Diese Druckschrift beschreibt eine Rückstellschaltung, in der
ein Kondensator und ein Hilfstransistorschalter in Reihe
geschaltet sind. Die Reihenschaltung ist dann parallel mit
der Sekundärwicklung des Leistungstransformators verbunden.
Eine Regelschaltung betreibt den Hilfsschalter in einer
inversen, synchronen Beziehung mit dem
Leistungstransistorschalter, so daß der eine leitend ist
während der andere nicht-leitend ist. Der Kondensator ist so
bemessen, daß seine Spannung während der Rückstellperiode im
wesentlichen konstant ist. Während der Rückstellung des
Kerns, wenn also der Hilfstransistorschalter leitend ist,
werden die Magnetisierungsströme anfänglich zum Laden des
Kondensators benutzt. Anschließend entlädt sich der
Kondensator in die Transformatorwicklung, um den
Transformator für den nächsten Zyklus rückzustellen.
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Allen oben genannten Anordnungen ist der gleiche Nachteil
gemeinsam, daß sie mehrere Komponenten einschließlich einer
Rückstellschaltung benötigen, was aber einem einfachen
Schaltungsaufbau zuwiderläuft.
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Die JP-A-5-641-769 offenbart einen Durchflußwandler, in dem
ein Resonanz-Stromweg für das Rückstellen des Transformators
über einen Kondensator führt, der parallel zu der
Gleichrichterdiode der Ausgangsschaltung geschaltet ist. Der
Kondensator ist in Resonanz mit der magnetischen Induktivität
des Transformators, so daß das Ausschalten des
Leistungsschalter einen Resonanzstrom erzeugt, der den
Transformator rückstellt.
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Erfindungsgemäß wird ein Durchflußwandler geschaffen, wie er
sich aus Anspruch 1 ergibt.
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In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein
Durchflußwandler dargestellt, der zusätzlich zur
Wandlerschaltung nur einen Resonanz-Kondensator benötigt und
den Transformatorkern periodisch rückstellt, um eine
Sättigung zu vermeiden sowie die magnetische Energie zur
Energiequelle zurück zu führen. Der Transformator wird
rückgestellt und die Energie zur Energiequelle mittels einer
Resonanz-Kommutierung des magnetisierenden Stroms zwischen
der magnetischen Induktivität und dem Resonanz-Kondensator
zurückgegeben. Ein Resonanzstromweg wird während eines nicht
leitenden Intervalls eines Leistungstransistorschalters durch
den Resonanz-Kondensator, der parallel zur Ausgangs-
Gleichrichterdiode mit der Sekundärwicklung des
Transformators verbunden ist, und einer Rückflußdiode
geschlossen, um eine Übertragung der magnetischen Energie des
Transformators zur Eingangs-Energiequelle zu ermöglichen. Die
vom Kern über den Kondensator zur Eingangs-Energiequelle
übertragene magnetische Energie weist einen
resonanten,quasisinusförmigen Kurvenverlauf auf und benutzt die
Resonanzeigenschaften des Netzwerkes, um den Rückfluß in die
Eingangs-Spannungsquelle zu ermöglichen.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand eines
Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen
näher erläutert.
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Es zeigen:
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Fig.1 eine schematische Darstellung eines Durchflußwandlers
nach der Erfindung,
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Fig.2 Strom - und Spannungsverläufe zum besseren Verständnis
der Wandlerfunktion nach Fig.1, und
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Fig.3 einen schematischen Strompfad zum besseren Verständnis
der Wandlerfunktion nach Fig.1.
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In Fig.1 ist eine Gleichspannung an die Eingangsanschlüsse
101 und 102 angeschlossen, die periodisch durch den
Leistungstransistorschalter 105 mit der Primärwicklung 109
des Leistungstransformators 110 verbunden wird. Die
periodische Leitfähigkeit des Leistungtransistorschalters 105
wird durch eine Pulsdauermodulations-Steuerung 140 erreicht,
die das Tastverhältnis des Leistungsschalters 105 steuert, um
eine geregelte Ausgangsspannung über den Ausgangsanschlüssen
121 und 122 und über der damit verbundenden Last 125 aufrecht
zu erhalten. Die Pulsdauermodulations-Steuerung 140 wird in
Abhängigkeit von einem durch einen Fehlerverstärker 130
erzeugtes Fehlersignal tätig. Der Verstärker 130 vergleicht
die Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung, um ein
Fehlersignal zu erzeugen, das über eine Trennungsschaltung
135, die eine optische oder magnetische Trennung sein kann,
an die Pulsdauermodulations-Steuerung 140 angelegt wird.
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Der Ausgang der Sekundärwicklung 111 ist über eine
Gleichrichterdiode 114 und eine Filterspule 117 mit den
Ausgangsanschlüssen 121 und 122 verbunden.Die entsprechende
Wicklungsorientierung der Sekundärwicklung 111 bezüglich der
Primärwicklung 109 und die Polung der Gleichrichterdiode 114
ist so gewählt, daß ein Ausgangsstrom durch eine in
Durchlaßrichtung vorgespannte Gleichrichterdiode 114 während
der leitenden Intervalle des Leistungstransistorschalters 105
fließt. Eine Rücklaufdiode 115 ist so verbunden, daß sie
einen Stromkreis für den Strom in der Spule 117 während der
nicht leitenden Intervalle des Leistungstransistorschalters
105 bereitstellt. Der Kondensator 119 ist in dem
Ausgangsschaltkreis enthalten, um die Ausgangsspannung zu
filtern und zu stabilisieren. Ein Resonanz-Kondensator 113
ist parallel zur Gleichrichterdiode 114 geschaltet, um ein
Rückstellen des Trasnformaterkerns, wie oben bereits
beschrieben, zu erleichtern.
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Das Rückstellen des Transformatorkerns 110 wird während jedes
Betriebszyklus durch eine nicht dissipative Rückgewinnung der
in der magnetischen Spule des Transformators 110
gespeicherten Energie erreicht; zudem wird ein hoher
Wirkungsgrad der Wandlerschaltung durch das Rückleiten der
Energie zur Eingangsspannungsquelle aufrechterhalten. Der
Mechanismus der Energierückgewinnung beruht auf der
Resonanzaktivität zwischen der magnetisierenden Induktivität
des Transformators 110 und dem parallel zur
Gleichrichterdiode 114 angeschlossenen Kondensator 113.
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Wie oben bereits angedeutet, wird die Primärwicklung 109 des
Transformators 110 aufgrund der unipolaren Natur der
speisenden Spannungsimpulse nur in einer Richtung gespeist
und ohne Vorkehrungen, den Kern in jedem Arbeitszyklus
zurückzustellen, würde sich die Flußerzeugung aufgrund des
magnetisierenden Stroms solange in einer Richtung aufbauen,
bis der Kern in die Sättigung gefahren ist.
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Ein Resonanzs-Stromkreis wird bereitgestellt, so daß ein
durch den magnetisierenden Strom hervorgerufener
Resonanzstrom periodisch erzeugt wird, um den Kern
rückzustellen.
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Die durch diesen Strom erzeugte Energie wird zur
Eingangsspannungsquelle zurückgeleitet während der
Leistungstransistor mit vernachlässigbarem Energieverbrauch
leitet. Dieses Rückstellen des Transformatorkerns sorgt
dafür, daß der Fluß in jedem Arbeitszyklus in beide
Richtungen stattfindet.
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Die Erfindung soll zum leichteren Verständnis jetzt anhand
der Schaltungsfunktion des Wandlers nach Fig.1 unter
Bezugnahme auf die Kurvenformen nach Fig.2 beschrieben
werden. Die Ampliduden der dargestellten Kurvenform
unterstellen ein Übersetzungsverhältnis von 1 zwischen der
Primärwicklung und Sekundärwicklung des Transformators 110.
Dieses Verhältnis wurde nur beispielhaft ausgewählt und ist
nicht darauf beschränkt. Der durch den Leistungstransistor
105 geleitete periodische Strom, eingespeist in die
Primärwicklung 109, ist in Fig.2, Teil A durch die
Stromimpulskurvenformen 201 gezeigt. Diese Kurvenformen haben
einen trapezartigen Verlauf mit einer ansteigenden Rampe in
Folge der Aufladung der Ausgangsfilterspule 117 und der
magnetisierenden Induktivität, die aufgeladen wird. Die
flache Rampe 202 ( gestrichelte Linie ) ist abhängig von der
Aufladung der Filterspule 117, wohingegen die steilere Rampe
203 ( durchgezogene Linie ) die Rampe 202 und eine
magnetisierende Stromkomponente enthält. Die durchgezogene
Linie 205 stellt den Ausgangsgleichstrompegel des Wandlers
dar, der den Mittelwert der Stromimpulse darstellt. Die den
Mittelwert bildende Funktion übernehmen die Spule 117 und der
Kondensator 119.
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Der zur Beschreibung des Rückstellens des Kerns dienende
Arbeitszyklus beginnt bei der Zeit t&sub1;, der mit der hinteren
Kante des ersten der zwei trapezförmigen Stromimpulse
zusammenfällt. Zu diesem Zeitpunkt t&sub1; ist der Strom durch den
Leistungstransitor 105 auf den Wert 0 gesunken. Die Spannung,
die nach dem Zeitpunkt t&sub1; über der Sekundärwicklung 111
erscheint, ist in Fig.2,Teil B anhand der negativen, quasi
sinusförmigen Kurvenform 302 des Spannungsverlaufs 301
gezeigt. Der Spannungsverlauf 301 weist einen konstanten Wert
303 auf, der mit dem Eingangsspannungspegel während des
leitenden Intervalls des Leistungstransistorschalters 105
vor dem Zeitpunkt t&sub1; übereinstimmt. Er nimmt während des
nachfolgenden nicht leitenden Intervalls des
Leistungstransistorschalters 105 eine negative, sinusförmige
Kurvenform 302 in dem Zeitintervall t&sub1; bis t&sub3; an.
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Während des leitenden Intervalls des
Leistungstransistorschalters 105 fließt ein Strom durch die
Gleichrichterdiode 114. Seine Kurvenform, wie in Fig.2, Teil
D durch die Kurvenform 501 gezeigt, ist trapezförmig und hat
eine mit der Flanke 202 nach Fig.2 identische Rampe 503. Der
Unterschied in der Steilheit der Rampen 503 und 303 liegt in
dem magnetisierenden Stromanteil der Rampe 203. Dieser
gleichgerichtete Strom sinkt zum Zeitpunkt t&sub1; sofort auf 0,
wenn der Leistungstransistorschalter 105 nicht leitend wird.
In diesem Moment, zur Zeit t&sub1;, beginnt ein Strom durch die
Rücklaufdiode 115 zu fließen, um einen kontinuierlichen Strom
in der Filterspule 117 aufrechtzuerhalten. Der Spulenstrom
ist durch die Kurvenform 701 in Fig.1, Teil F und der
Rücklaufdiodenstrom durch die Kurvenform 601 in Fig.2, Teil
E gezeigt. Zum Zeitpunkt t&sub1; ist die Spannung am Knoten 116,
wie in der Schaltung nach Fig.1 gezeigt, gerade um eine
Diodenspannung unter Massepotential gefallen; deshalb kann
der Knoten 116 als negative Spannungsquelle betrachtet
werden, deren Wert näherungsweise dem Spannungsabfall einer
Diodenspannung entspricht. Der aktive Signalweg des Wandlers
zum Zeitpunkt t&sub1; ist schematisch in Fig.3 dargestellt, wobei
die Diode 115 durch eine Batterie 915 symbolisch erstzt
worden ist, die den Knoten 116 in Fig.3 bezüglich Masse auf
ein negatives Potential legt. Zu diesem Zeitpunkt zirkuliert
der magnetisierende Strom, der zuvor in der Hauptschaltung
floß, s.Fig.1, nunmehr durch die Sekundärwicklung 111, die
Rücklaufdiode (symbolisch durch die Batterie 915 gezeigt) und
den Kondensator 113, da die Gleichrichterdiode 114 rückläufig
vorgespannt ist, s. Fig.3. Der Stromkreis für diesen
magnetisierenden Strom wird in der Zeit t&sub1; bis t&sub3; von einem
LC-Resonanzschwingkreis gebildet, wobei L oder Lm die
magnetisierende Induktivität des Transformators und C die
Kapazität des Kondensators 113 ist, der parallel zur
Gleichrichterdiode geschaltet ist. Der magnetisierende Strom
im ist definiert durch:
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im = Im cos (ωoT)
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wobei Im der Spitzenwert des magnetisierenden Stroms bei t&sub1;
ist und
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ωo
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definiert ist durch:
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Die Spannung Vc an dem Resonanzkondensator 113 ist :
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Vc = Vm sin ωo t
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wobei Vm gegeben ist durch:
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Zum Zeitpunkt t&sub1; ist die magnetische Energie Em in dem Kern
des Transformators 110 gespeichert und definiert durch:
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Em = Im² Lm/2
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Bis zum Zeitpunkt t&sub2; ist diese Energie in elektrische Energie
umgewandelt worden, die dann im Kondensator mit der Kapazität
C gespeichert ist.Sie ist gegeben durch:
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Ec = V²m C/2
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Der in der schematischen Symbolschaltung nach Fig.3 durch den
Kondensator 113 fließende magnetisierende Strom ist durch die
Kurvenform 401 in Fig.2,Teil C gezeigt und fließt, wie
dargestellt, anfänglich in eine Richtung mit der Amplitude Im
zum Zeitpunkt t&sub1;. Zum Zeitpunkt t&sub2; sinkt er auf 0 ab und
fließt zum Zeitpunkt t&sub3; mit der Amplitude Im in
entgegengesetzter Richtung.
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Die Spannung an der Sekundärwicklung nähert sich einem
negativen Halbzyklus einer Sinuswelle, die ihren negativen
Spitzenwert zum Zeitpunkt t&sub2; erreicht und zu den Zeitpunkten
t&sub1; und t&sub3; 0 wird.
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Nach der Zeit t&sub3; wird die Gleichrichterdiode 114 in
Durchlaufrichtung vorgespannt und der magnetisierende Strom
fließt nun in entgegengesetzter Richtung zu dem in Fig.3
gezeigten Pfeil in einem Stromkreis, der durch die
Gleichrichterdiode 114 und die durch das Batteriesymbol 915
gezeigte Rückflußdiode 115 festgelegt und durch den
Stromverlauf 502, gezeigt in Fig.3,Teil D, dargestellt ist.
Dieser Strom setzt sich als konstante Amplitudenkurvenform
502 fort, bis der Leistungstransistorschalter 105 zum
Zeitpunkt t&sub4; wieder leitend vorgespannt ist. Während der Zeit
von t&sub3; bis t&sub4; fällt in dem Stromkreis nur eine Spannung an
der Gleichrichterdiode 114 ab; deshalb wird die von dem
magnetisierenden Strom herrührende Energie gespeichert, ohne
daß eine Spannung an der Sekundärwicklung 111 abfällt. Der
Strom in der Rückflußdiode 115 ist während dieses
Zeitintervalls gleich dem Spulenstrom IL vermindert um den
Betrag des magnetisierenden Stroms Im, wie durch die
Kurvenform 601 in Fig.2,Teil E gezeigt wird.
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Zum Zeitpunkt t&sub4; wird der Leistungstransistorschalter 105
wieder in den leitenden Zustand vorgespannt und der
Rückflußstrom durch die Rückflußdiode 115 sinkt zu diesem
Zeitpunkt auf 0, wie dies durch die Kurvenform 601 in
Fig.2,Teil E gezeigt ist. Die an der Sekundärwicklung
erscheinende Spannung bleibt bis zur Zeit t&sub6; konstant, wie
dies durch die Kurvenform 301 in Fig.2, Teil B gezeigt ist.
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Der magnetisierende Gesamtstrom, dargestellt durch
verschiedene, segmentierte Komponentenwerte in Fig.2,Teile
C,D und E, ist in Fig.2,Teil G als zusammengesetzter
Summenstrom durch die Kurvenform 801 dargestellt. Allerdings
fließt dieser zusammengesetzte magnetisierende Strom während
seiner Zyklen durch verschiedene Stromwege, wie dies bereits
oben diskutiert und durch die verschiedenen Kurvenformen in
Fig.2 gezeigt worden ist. Zum Zeitpunkt t&sub1; hat der
magnetisierende Strom einen maximalen Wert und fließt in die
gleiche Richtung wie der Laststrom, wie durch die
Kurvenformen 701 und 801 in Fig.2, Teile F und G gezeigt ist.
Der magnetisierende Strom sinkt auf null, ändert zum
Zeitpunkt t&sub2; seine Richtung und erreicht bei t&sub3; einen
konstanten Wert, den er bis zum Zeitpunkt t&sub4; aufrechterhält.
Bis zum Zeitpunkt t&sub5; sinkt der magnetisierende Strom auf null
ab, wechselt wieder seine Richtung und erreicht bis zum
Zeitpunkt t&sub6; ein Maximum, das mit dem zuvor zum Zeitpunkt t&sub1;
erreichten Maximium übereinstimmt. Der negative, in dem
Zeitintervall zwischen t&sub2; und t&sub5; fließende magnetisierende
Strom reduziert den Wert des geschalteten Stroms, der, wie in
Fig.2,Teil A gezeigt, durch den Schalter fließt, worin die
gestrichelte Linie 202 den Strom durch die Spule 117
darstellt. Der aktuelle Schaltstrom ist vom Beginn bis zur
Mitte des Impulses um den Betrag von -Im kleiner. Das
Absinken des Schaltstroms um den Betrag des magnetisierenden
Stroms auf den Kurvenformpegel 203 geschieht in Folge der
Übertragung der magnetischen Energie zurück in die
Eingangsquelle; bis zum Zeitpunkt t&sub5; wurde der
Transformatorkern dann vollständig rückgestellt.
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Der Rückstellprozess wird, wie oben bereits beschrieben,
dadurch bewirkt,daß der magnetisierende Strom während des
Zeitintervalls t&sub1; bis t&sub2; als gespeicherte Ladung in den
Kondensator 113 übertragen wird. Diese Übertragung wird im
nachfolgenden Zeitintervall t&sub2; bis t&sub3; zurückgeführt, indem
die im Kondensator 113 gespeicherte elektrische Energie in
magnetische Energie in dem Transformatorkern 110
zurückgewandelt wird. Dieses Verfahren wird angezeigt durch
die Richtungsumkehr der Kurvenform 401 des magnetisierenden
Stroms, s.Fig.2,Teil C. Diese Energie ist in dem
Transformatorkern 110 nicht dissipativ gespeichert und
verbleibt dort für das Zeitintervall von t&sub2; bis t&sub4;. Diese
Energie wird zur Eingangsquelle während des Zeitintervalls
von t&sub4; bis t&sub5; zurückgeführt, wie dies durch den Stromverlauf
801 in Fig.2,Teil G gezeigt ist.
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Eine praktische Ausführung der Anordnung verlangt, daß die
Spannung über dem Leistungstransistorschalter 105 unter
einem bestimmten Schwellenwert Vsw gehalten wird, der einen
sicheren Spitzenspannungsbereich darstellt, und daß die Dauer
des Zeitintervalls t&sub1; bis t&sub3; kleiner oder gleich der
erlaubten kleinsten Ausschaltzeit des
Leistungstransistorschalters 105 ist, wenn der
magnetisierende Resonanzstrom erzeugt wird.
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Diese Bedingungen können durch folgende Relationen
ausgedrückt werden:
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Ein + Vcmax ≥ Vsw
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Vcmax ≥ Vsw - Ein
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wobei Vcmax die maximale Spannung über der Resonanzkapazität
C ist.
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Die im Kondensator 113 gespeicherte Energie ist im
wesentlichen gleich der im Transformatorkern 110
gespeicherten und läßt sich bestimmen durch:
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wobei Im gegeben ist durch:
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Im = Ein Ton/ 2 Lm
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Wobei Ein * Ton das konstante Spannungs-Zeitprodukt des
Pulsdauermodulierenden Wandlers ist und T&sub0; die Dauer des
leitenden Zustandes des Transistors 105 ist und ferner gilt:
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Ton * Ein = V&sub0; n/fc
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Dieses Volt-Sekunde-Produkt ist während eines stabilen
Betriebszustandes konsatant.
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Das Erfordernis, die Schaltspannung am
Leistungstransistorschalter 105 zu begrenzen, kann durch
folgenden Ausdruck angegeben werden:
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wobei gilt:
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fc ist die Betriebsfrequenz des Wandlers,
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n ist das Rückstellverhältnis des
Transformators,
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Ton ist die leitende Dauer des
Leistungstransistorschalters 105
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Ein ist die Eingangsspannung, und
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V&sub0; ist die Ausgangsspannung des Wandlers.
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Die Begrenzungen des Zeitintervalls für die Rückübertragung
der Energie können wie folgt ausgedrückt werden:
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(t&sub3; -t&sub1;) ≤ 1/fc (1-Dmax)
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wobei Dmax die maximale Tastfreguenz ist und lautet:
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Dmax = V&sub0; n/Einmin
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Da die intervallzeit t&sub1; bis t&sub3; eine halbe Schwingungsperiode
zwischen Lm und C gegeben ist durch
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(t&sub3; -t&sub1;) = π [Lm C]
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kann die zweite Forderung, das Zeitintervall der
Rückübertragung der Energie zu begrenzen, wie folgt
ausgedrückt werden:
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(Emin - V&sub0; n)\fc Einmin - π [Lm C > 0]
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Ein Wandler muß Parameterwerte in Übereinstimmung mit den
oben angegebenen und geforderten Gleichungen annehmen, um
wirksam die Resonanztechnik des Rückstellens des
Transformatorkerns benützen zu können. Praktisch bedeutet
das, das die Spannung an der Primärwicklung während der
nichtleitenden Zeit des Leistungstransistorschalters
begrenzt sein muß und die Ausschaltzeit muß gleich oder
größer sein als die Resonanzstromdauer des magnetisierenden
Stroms
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Das Volt-Sekunde-Produkt der Transformatorwicklungen ist
während eines stabilen Betriebszustandes konstant. Der
Produktwert ändert sich während den Übergangsphasen des
Wandlers so, daß Lastschwankungen und ein neuer stabiler
Zustandswert erreicht werden. Deshalb ist ein
Übergangsklemmelement 107 vorgesehen, die den
Leistungstransistorschalter 105 vor Überspannungen während
dieser Übergänge schützt. Da diese Übergänge nur von kurzer
Dauer sind,benötigt die Übergangsklemmelement nur eine sehr
kleine Leistungskapazität; denn die mittlere Leistung, der
sie ausgesetzt ist, ist extrem gering.