-
Technisches Gebiet der Erfindung
-
Die
Erfindung betrifft eine Hybridkoppler umfassende Verstärkerschaltung
und eine tragbare Funkkommunikationsvorrichtung, die eine solche Verstärkerschaltung
umfasst. Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zum Verstärken von
Funkfrequenzsignalen.
-
Beschreibung des Standes der
Technik
-
Funksender,
wie sie beispielsweise in tragbaren Funkkommunikationsvorrichtungen
verwendet werden, haben häufig
einen Leistungsverstärker
(PA) getrennt vom Rest der Funk- bzw. Hochfrequenzschaltung, und
der Leistungsverstärker
ist häufig
mit einer Antenne über
einen Isolator verbunden, der vorgesehen ist zum Kompensieren von
Impedanzfehlanpassung durch die Ausgangslast (das heißt, die
Antenne), die dem Ausgang des Leistungsverstärkers präsentiert wird. Ohne den Isolator
würde die
Fehlanpassung zu einem nicht zufrieden stellenden Wert des VSWR
(Voltage Standing Vave Ratio bzw. Spannungsstehwellenverhältnis) führen.
-
Speziell
bei tragbaren Vorrichtungen gibt es einen Bedarf nach einer Miniaturisierung
der Schaltungen und eine Art, dies zu Erreichen würde die Leistungsverstärker in
denselben Chip integrieren wie den Rest der Hochfrequenzschaltung
und/oder den Isolator vermeiden.
-
Jedoch
würde das
Integrieren des Leistungsverstärkers
gemeinsam mit den empfindlicheren Teilen der Hochfrequenzschaltung
typischerweise zur Zunahme der Verzerrung führen, weil der Leistungsverstärker Welligkeit
auf der Versorgungsspannung zu den empfindlicheren Schaltungen verursacht.
Zudem nimmt dieses Problem wegen der Tendenz zur Verwendung von
immer niedriger werdenden Versorgungsspannungen in solchen Schaltungen
zu. Eine unveränderte
Ausgangsleistung von einer niedrigen Spannung bedeutet einen höheren Strom
und demnach eine höhere
Welligkeit auf der Versorgungsspannung.
-
Die
Welligkeit kann reduziert werden durch Kombinieren mehrerer Transistoren
oder anderer Arten von Verstärkern
in dem Leistungsverstärker,
vorausgesetzt, die Transistoren/Verstärker leiten nicht in der selben
Phase. Eine Lösung
des Standes der Technik ist es, einen Differenzverstärker zu
verwenden. In dieser Lösung
ist der Strom durch Transistoren von der Versorgungsspannung zur
Masse nahezu konstant, solange der Verstärker in seinem linearen Bereich
betrieben wird. Jedoch werden solche Leistungsverstärker allgemein
so stark betrieben, dass eine Überlast
auftritt, d. h. sie werden in ihrem Nicht-linearen Bereich betrieben,
in welchem noch Welligkeit (Impulse) auf der Versorgungsspannung erzeugt
wird. Der Vorteil des Differenzverstärkers verglichen mit einem
Ein-Transistor-Verstärker ist, dass
die Amplitude der Welligkeit halbiert ist und ihre Frequenz verdoppelt,
aber das Ergebnis ist noch nicht akzeptabel.
-
Bezüglich des
Entfernens des Isolators kann der Arbeitspunkt des Leistungsverstärkers neu
abgestimmt werden, um ihn in, selbst mit einer Lastfehlanpassung,
seinem linearen Bereich zu betreiben, aber dies verhindert, dass
die Verstärker
ausreichend stark angetrieben werden und es erfordert auch einen
relativ komplizierten Regelschaltkreis.
-
Eine
andere Lösung,
die die Kombination von mehreren Transistoren verwendet, ist es,
die Verstärkungsschaltungen
mit Hybridkopplern zu verwenden. Solche Verstärker sind als weniger empfindlich
in Bezug auf eine Ausgangslastfehlanpassung bekannt oder zumindest
können
sie modifiziert werden um sich entsprechend zu verhalten. Ein Beispiel hiervon
ist in
US 4 656 434 offenbart.
Demnach kann der Isolator vermieden werden. In diesem Typ wird eine
90°- Phasenverschiebung
zwischen den leitenden Perioden der zwei Transistoren vorgesehen. Ähnlich dem
Differenzverstärker
wird die Amplitude der Welligkeit auf der Versorgungsspannung im
Wesentlichen halbiert. Es wird typischerweise Frequenzkomponenten
der Betriebsfrequenz und der doppelten Betriebsfrequenz geben. Noch
einmal ist dies eine Verbesserung verglichen mit dem Ein-Transistor-Verstärker, aber
ist noch nicht ausreichend.
-
Ein
anderer Verstärker
unter Verwendung von Mikrostrip-Leitungskopplern
ist in Takagi T, Seino K, Ikeda Y, Ishihara O, Takeda F: "A 1.5 Watt 28 GHz-BAND-FET-Amplifier" bzw. "Ein 1,5 Watt 28 Gigahertz
Band Feldeffekttransistorverstärker", IEEE MITT-S, International
Microwave Symposium Digest, Expanding Microwave Horizons, 1. Juni
1984, auf Seiten 227–228,
New York, NY, USA, offenbart. In jedem der vier Verstärkermodule
sind die Ausgangsgrößen der
beiden Leistungsstufen-FETs durch Mikrostrip-Leitungskoppler kombiniert.
-
Ishida
O et al: "An Asymmetrical
Suspended Stripline Directional Coupler" bzw. "Ein asymmetrisch eingestellter Streifenleiterrichtkoppler", Transactions of
the Institute of Electronics and Communication Engineers of Japan,
Section E., Bd. E69, Nr. 4, April 1986, Seiten 333–334, Tokyo,
Japan, zeigt einen abgestimmten Streifenleiterrichtkoppler mit leitenden Streifen
auf beiden Seiten eines dielektrischen Substrats. Die beiden Übertragungsleitungen
des Kopplers sind symmetrisch abgestimmte Streifenleiter mit einem
weiteren leitenden Streifen sowohl auf der oberen, als auch auf
der unteren Seite des dielektrischen Substrats, welcher den Koppelwert
des Kopplers erhöht.
-
Daher
ist es ein Ziel der Erfindung, einen Hybridkoppler bereitzustellen,
der ermöglicht,
dass eine Verstärkerschaltung
erzeugt wird, die eine ausreichend niedrige Welligkeit auf der Versorgungsspannung
hat, die gemeinsam mit empfindlicheren Hochfrequenzschaltungen zu integrieren
ist, und welcher auch unempfindlich ist in Bezug auf Lastfehlanpassung
derart, dass ein Isolator vermieden werden kann.
-
Resümee
-
Gemäß der Erfindung
wird das Ziel erreicht durch eine Verstärkungschaltung für Funkfrequenzsignale
mit einer bestimmten Frequenz und demnach einer bestimmten Wellenlänge. Diese
Schaltung umfasst mindestens einen ersten Hybridkoppler mit einem
Eingangsport, an den Funkfrequenzsignale angelegt werden können, einem
isolierten Port, einem ersten Ausgangsport und einem zweiten Ausgangsport,
und ist eingerichtet, um ein an den Eingangsport angelegtes Signal
in eine ersten Signalkomponente zu dem ersten Ausgangsport und eine
zweite Signalkomponente zu dem zweiten Ausgangsport aufzuteilen;
einen ersten Verstärker
mit einem Eingangsport und einem Ausgangsport, wobei der Eingangsport mit
dem ersten Ausgangsport des ersten Hybridkopplers verbunden ist;
einen zweiten Verstärker
mit einem Eingangsport und einem Ausgangsport, wobei der Eingangsport
mit dem zweiten Ausgangsport des ersten Hybridkopplers verbunden
ist; und einen zweiten Hybridkoppler mit einem ersten Eingangsport, der
mit dem Ausgangsport des ersten Verstärkers verbunden ist, einem
zweiten Eingangsport, der mit dem Ausgangsport des zweiten Verstärkers verbunden
ist, einem isolierten Port und einem Ausgangsport, der an eine Ausgangslastimpedanz
anschließbar
ist, und ist eingerichtet zum Kombinieren von an den ersten Eingangsport
und den zweiten Eingangsport angelegten Signalen zu dem Ausgangsport,
wobei die ersten und zweiten Hybridkoppler und die ersten und zweiten
Verstärker
einen ersten und zweiten Pfad für
Funkfrequenzsignale von dem Eingangsport des ersten Hybridkopplers
zu dem Ausgangsport des zweiten Hybridkopplers bereitstellen, wobei
der erste Pfad den ersten Verstärker
umfasst und der zweite Pfad den zweiten Verstärker umfasst; und wobei die gesamten
elektrischen Längen
der beiden Pfade im Wesentlichen identisch sind, und die elektrische
Länge von
dem Eingangsport des ersten Hybridkopplers zu jedem der Eingangsports
der ersten und zweiten Verstärker
sich um ein Viertel einer Wellenlänge für die Funkfrequenzsignale unterscheidet.
-
Wenn
die Hybridkoppler als differentielle Koppler implementiert sind,
die zum Koppeln von differentiellen Hochfrequenzsignalen eingerichtet
sind, und die Verstärker
Differenzverstärker
sind, wird eine Verstärkerschaltung
vorgesehen, die ausreichend niedrige Welligkeit auf der gemeinsam
mit empfindlicheren Hochfrequenzschaltungen zu integrierenden Versorgungsspannung
hat, und welche auch unempfindlich ist in Bezug auf Lastfehlanpassung
derart, dass ein Isolator vermieden werden kann.
-
Ein
Differentieller Hybridkoppler ermöglicht, dass der Ausgangsstrom
zwischen vier Transistoren oder Verstärkern geteilt wird, hierdurch
die Amplitude der Welligkeit auf einen viel niedrigeren Pegel reduzierend
als im Falle des Ein-Transistorverstärkers. Ferner sind die leitenden
Perioden der vier Transistoren gleich beabstandet um 90° phasenverschoben dazwischen
und demnach ist die Frequenz der Welligkeit viermal die Betriebsfrequenz
der Schaltung, was es viel leichter macht, die Welligkeit in anderen Teilen
der Schaltung auszufiltern.
-
In
einer Ausführungsform
der Erfindung sind die ersten und zweiten Hybridkoppler in einer
Streifenleitertechnologie implementiert und in einer anderen Ausführungsform
sind sie in einer Mikrostrip-Technologie implementiert. Demnach
können
die Hybride und die Verstärkerschaltung
leicht gemeinsam mit anderen Schaltungen in einer jener Technologien
integriert werden.
-
In
einer zweckdienlichen Ausführungsform sind
die ersten und zweiten Hybridkoppler 3dB-Koppler. Auf diese Weise
wird sichergestellt, dass der Ausgangsstrom in gleicher Weise zwischen
den vier Transistoren oder Verstärkern
derart geteilt wird, dass die Amplitude der Welligkeit reduziert
wird auf ein Viertel von der des Ein-Transistorverstärkers.
-
Die
ersten und zweiten Hybridkoppler können In-Phase-Koppler sein
derart, dass die ersten und zweiten Signalkomponenten an den Ausgangsports
der ersten und zweiten Koppler in Phase zueinander sind und zueinander
in Phase befindliche Signale, die an die beiden Eingangsports der
beiden Hybridkoppler angelegt werden, zu einem Signal an ihrem Ausgangsport
kombiniert werden. Dies ermöglicht
dass eine einfache Art von Hybrid verwendet wird, aber die elektrischen
Längen
der Verbindungen zwischen den Ausgängen des Hybrids auf der Eingangsseite
der Verstärkerschaltung
und den beiden Verstärkern,
und jene zwischen den beiden Verstärkern und den Eingängen des
Hybrids auf der Ausgangsseite der Verstärkerschaltung müssen sich
um ein Viertel einer Wellenlänge
für die
Signale der Betriebsfrequenz unterscheiden, um sicherzustellen, dass
die beiden Verstärker
noch mit einer Phasenverschiebung von 90° dazwischen leiten.
-
Alternativ
können
die ersten und zweiten Hybridkoppler Quadraturkoppler sein derart,
dass die ersten und zweiten Signalkomponenten an den Ausgangsports
des ersten Hybridkopplers in Quadratur zueinander sind (um 90° phasenverschoben)
und Signale in Quadratur zueinander, die an die beiden Eingangsports
der zweite Hybridkoppler angelegt werden, zu einem Signal an ihrem
Ausgangsport kombiniert werden.
-
Dies
ermöglicht,
dass Verbindungen mit gleichen elektrischen Längen von den Ausgängen des Hybrids
auf der Eingangsseite der Verstärkerschaltung
zu den Verstärkern
und von der Verstärkern
zu den Eingängen
des Hybrids auf der Ausgangsseite der Verstärkerschaltung verwendet werden,
weil die Ausgangssignale bereits eine 90°-Phasendifferenz haben. In einer
zweckdienlichen Ausführungsform sind
die ersten und zweiten Hybridkoppler leitungsgekoppelte Hybride.
-
Wie
erwähnt,
betrifft die Erfindung ferner eine tragbare Funkkommunikationsvorrichtung,
die eine wie oben beschriebene Verstärkerschaltung umfasst. Bedingt
durch die oben erwähnten
Vorteile kann eine solche Vorrichtung ferner miniaturisiert werden,
weil der Leistungsverstärker
gemeinsam mit anderen Teilen der Hochfrequenzschaltung integriert werden
kann und der Isolator vermieden werden kann. In einer zweckdienlichen
Ausführungsform
ist die Vorrichtung ein Mobiltelefon.
-
Wie
erwähnt,
betrifft die Erfindung ferner ein Verfahren des Verstärkens von
Funkfrequenzsignalen mit einer bestimmten Frequenz und demnach einer
bestimmten Wellenlänge.
Das Verfahren umfasst die Schritte des Anlegens von Funkfrequenzsignalen an
einen Eingangsport eines ersten Hybridkopplers; das Teilen der an
den Eingangsport angelegten Signale in eine erste Signalkomponente
zu einem ersten Ausgangsport des ersten Hybridkopplers und eine zweite
Signalkomponente zu einem zweiten Ausgangsport des ersten Hybridkopplers;
das Verstärken der
ersten Signalkomponente in einem ersten Verstärker mit einem Eingangsport
und einem Ausgangsport, wobei der Eingangsport mit dem ersten Ausgangsport
des ersten Hybridkopplers verbunden ist; das Verstärken der
zweiten Signalkomponente in einem zweiten Verstärker mit einem Eingangsport und
einem Ausgangsport, wobei der Eingangsport mit dem zweiten Ausgangsport
des ersten Hybridkopplers verbunden ist; das Koppeln der verstärkten ersten
Signalkomponente von dem Ausgangsport des ersten Verstärkers zum
dem ersten Eingangsport eines zweiten Hybridkopplers und der verstärkten zweiten
Signalkomponente von dem Ausgangsport des zweiten Verstärkers zu
einem ersten Eingangsport des zweiten Hybridkopplers; in dem zweiten
Hybridkoppler das Kombinieren der an seine Eingangsports angelegten
Signale zu einem Ausgangssignal an dem Ausgangsport des zweiten
Hybridkopplers; und das Koppeln des Ausgangssignals zu einer Ausgangslastimpedanz;
wobei die gesamten elektrischen Längen der Pfade der beiden Signalkomponenten
von dem Eingangsport des ersten Hybridkopplers zu dem Ausgangsport
des zweiten Hybridkopplers im Wesentlichen identisch sind und die
elektrische Länge
von dem Eingangsport des ersten Hybridkopplers zu jedem der Eingangsport
der ersten und zweiten Verstärker
sich um ein Viertel einer Wellenlänge für die Funkfrequenzsignale unterscheidet.
-
Wenn
die Funkfrequenzsignale als differentielle Signale an den Eingangsport
des ersten Hybridkopplers angelegt werden, gekoppelt werden und
zu dem Ausgangsport des zweiten Hybridkopplers verstärkt werden,
wird ein Verstärkungsverfahren
bereitgestellt, welches ausreichend niedrige Welligkeit auf der
Versorgungsspannung hat, um eine entsprechende Schaltung zu ermöglichen,
die gemeinsam mit empfindlicheren Funkschaltkreisen integriert wird,
und welche auch derart unempfindlich ist in Bezug auf Lastfehlanpassung,
dass ein Isolator vermieden werden kann.
-
Die
differentielle Verstärkung
ermöglicht
es, dass der Ausgangsstrom zwischen vier Transistoren oder Verstärkern zu
teilen ist, hierdurch die Amplitude der Welligkeit auf einen viel
geringeren Pegel reduzierend als dem eines Ein-Transistorverstärkers. Ferner sind die Leitungsperioden
der vier Transistoren gleich beabstandet um eine 90° Phasenverschiebung
zwischen ihnen und demnach ist die Frequenz der Welligkeit viermal
die Betriebsfrequenz der Schaltung, was es viel leichter macht,
die Welligkeit in anderen Teilen der Schaltung herauszufiltern.
-
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
-
Die
Erfindung wird nun vollständiger
unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, in denen zeigt:
-
1 einen
bekannten Ein-Transistor-Leistungsverstärker:
-
2 ein
Beispiel von Welligkeit auf der Versorgungsspannung des Verstärkers der 1;
-
3 einen
bekannten differentiellen Leistungsverstärker;
-
4 ein
Beispiel von Welligkeit auf der Versorgungsspannung des Verstärkers der 3;
-
5 einen
bekannten Leistungsverstärker mit
Quadratur-Hybridkopplern;
-
6 den
Aufbau eines konventionellen direkt gekoppelten Leitungskopplers;
-
7 konventionell
eine Implementierung eines direkt gekoppelten Leitungskopplers in
Mikrostrip-Technologie;
-
8 den
Aufbau eines konventionellen leitungsgekoppelten Hybrids;
-
9 ein
Beispiel von Welligkeit auf der Versorgungsspannung eines konventionellen
Leistungsverstärkers
mit Hybridkopplern;
-
10 den
Aufbau eines Wilkinson-Hybrid;
-
11 den
Aufbau eines konventionellen zirkularen Hybrids;
-
12 einen
bekannten Leistungsverstärker mit
In-Phase-Hybridkopplern;
-
13 den
Aufbau eines differentiellen leitungsgekoppelten Hybrids in Übereinstimmung
mit der Erfindung;
-
14 eine
Implementierung eines differentiellen leitungsgekoppelten Hybrids
in einer Mikrostrip-Technologie;
-
15 eine
Implementierung eines differentiellen leitungsgekoppelten Hybrids
in einer Streifenleitungstechnologie;
-
16 eine
erste Ausführungsform
eines Leistungsverstärkers
mit differentiellem Hybridkoppler in Übereinstimmung mit der Erfindung;
-
17 eine
zweite Ausführungsform
eines Leistungsverstärkers
mit differentiellem Hybridkoppler gemäß der Erfindung; und
-
18 ein
Beispiel von Welligkeit auf der Versorgungsspannung eines Leistungsverstärkers gemäß der Erfindung.
-
Detaillierte Beschreibung
von Ausführungsformen
-
Zuerst
werden einige Schaltungen des Standes der Technik zum Vergleich
mit Schaltungen gemäß der Erfindung
beschrieben. Demnach zeigt 1 einen
Verstärker 1 nach
dem Stand der Technik vom Ein-Transistorverstärkertyp zur Verwendung in einer
tragbaren Funkkommunikationsvorrichtung. Obwohl der Verstärker in
einer praktischen Schaltung typischerweise einige zusätzliche
Komponenten umfassen wird, ist er hier als einen Transistor 2 und
eine Impedanz 3 umfassend gezeigt. Die Impedanz 3 kann
irgendeine Art von Impedanz sein, z. B. ein Stromgenerator mit einer
sehr hohen Impedanz bei Funkfrequenzen. Die Eingangsgröße zu dem
Leistungsverstärker 1 kommt
von einer Funkschaltung bzw. Hochfrequenzschaltung 4 und
die verstärkte Ausgangsgröße wird
an den Ausgangsanschluss geliefert. Die Ausgangsleistung von dem
Verstärker
ist an einer Antenne 5 angeschlossen aber weil die Antenne 5 normalerweise
eine Impedanzfehlanpassung an den Ausgang des Leistungsverstärkers 1 liefern würde, wird
normalerweise ein Isolator 6 zwischen den Ausgang des Leistungsverstärkers 1 und
die Antenne 5 eingefügt,
um das VSWR (Voltage Standing Wave Ratio bzw. Spannungsstehwellenverhältnis) der
Schaltung zu verbessern.
-
In
einer tragbaren Funkkommunikationsvorrichtung wie z. B. einem Mobiltelefon
wird der Leistungsverstärker
allgemein so stark angetrieben, dass eine Überbelastung auftritt. Diese
bedeutet, dass der Transistor in seinem nicht-linearen Bereich angetrieben
wird und die Welligkeit in Form von Impulsen in dem von der Versorgungsspannung
(Vcc) zu dem Verstärker
gezogenen Strom und demnach auf der Versorgungsspannung selbst erzeugt
wird. Dies wird in 2 erläutert, die zeigt, dass ein
Impuls für
jede Periode in dem durch den Leistungsverstärker verstärkten Funkfrequenzsignal erzeugt
wird. Beispielsweise könnte
für ein
GSM-Mobiltelefon die Frequenz typischerweise 900 MHz oder 1800 MHz
sein. Die Form des gezeigten Impulses ist lediglich erläuternd und
in ähnlicher
Weise wird die Amplitude zu erläuternden
Zwecken übertrieben
dargestellt.
-
Das
Vorhandensein dieser Welligkeit auf der Versorgungsspannung zu dem
Leistungsverstärker verhindert,
dass der Leistungsverstärker
auf demselben Chip integriert werden kann wie der Rest der Hochfrequenzschaltung 4,
weil diese Schaltung einige sehr empfindliche Komponenten enthält und eine Verzerrung
für das
Ergebnis unakzeptierbar wäre.
-
Die
Welligkeit kann durch das Kombinieren von mehreren Transistoren
derart, dass der von der Versorgungsspannung gezogene Strom zwischen den
mehreren Transistoren aufgeteilt wird, reduziert werden unter der
Voraussetzung, dass die Transistoren nicht gleichzeitig leiten.
Eine Art ist es, differentielle Verstärker 11 zu verwenden,
wie in 3 gezeigt. Die Hochfrequenzschaltung 14 liefert
nur das zu verstärkende
Signal an den Leistungsverstärker 11 als
ein differentielles Signal, welches durch die zwei Transistoren 12 und 13 verstärkt wird.
Solange ein Verstärker
in seinem linearen Bereich angetrieben wird, ist der Strom durch
die Transistoren nahezu konstant (2 × I), aber wie oben erwähnt, ist
dies nicht der Fall. Die beiden Transistoren leiten nun in Gegenphase
und demnach sind die Impulse des von der Versorgungsspannung gezogenen
Stroms und daher die Versorgungsspannung selbst um 180° zueinander
phasenverschoben. Gleichzeitig wird die Amplitude jedes Impulses
halbiert, weil der Gesamtstrom zwischen den beiden Transistoren
aufgeteilt wird.
-
Dies
ist in 4 erläutert.
Das obere Diagramm zeigt die Welligkeit, die durch den Transistor 12 verursacht
wird während
das nächste
Diagramm in ähnlicher
Weise die Welligkeit zeigt, die durch den Transistor 13 verursacht
wird. Schließlich
zeigt das untere Diagramm die kombinierte Welligkeit. Es wird gesehen
werden, dass die Frequenz der Welligkeit verdoppelt ist und die
Amplitude halbiert ist, aber die Welligkeit immer noch signifikant
ist und verhindert, dass der Leistungsverstärker gemeinsam mit dem Rest
der Funkschaltung integriert wird.
-
Die
Kombination der mehreren Transistoren kann auch in einem Leistungsverstärker implementiert
werden, in dem die Transistoren gemeinsam mit Hilfe einer Anordnung
von Hybridkopplern untereinander verbunden sind, wie bei dem Leistungsverstärker 21 der 5 dargestellt.
Die beiden Transistoren 22 und 23 sind an die
beiden Hybridkoppler 24 und 25 angeschlossen.
Zum besseren Verständnis
dieser Schaltung wird die Funktion eines Hybridkopplers kurz nachstehend
beschrieben.
-
Wenn
die Schaltungen beispielsweise in Mikrostrip- oder Streifenleitertechnologien
implementiert sind, erstreckt sich ein elektrisches Leckfeld einen
kurzen Abstand außerhalb
des leitenden Musters. Dies führt
zu einer kapazitiven Kopplung zwischen zwei benachbarten Leitern.
Die Kopplung nimmt mit zunehmender Trennung der Leiter zu und die
stärkste
Kopplung wird erreicht, wenn die beiden Leiter bei einer Distanz
eines Viertels einer Wellenlänge
der Betriebsfrequenz liegt. Zudem wird ein starker Richteffekt erzielt.
-
Als
ein Beispiel wird ein direkt gekoppelter Leitungskoppler in 6 gezeigt.
Wenn der Anordnung Leistung über
Port 1 zugeführt
wird, wird ein Abschnitt der Leistung zu dem anderen Leiter übermittelt.
In dem Fall der idealen Anpassung aller Ports wird die gesamte zu
dem anderen Leiter übermittelte Leistung
aus dem Port 3 herausgespeist. Keine Leistung wird zum Port 4 übermittelt
und daher wird der Koppler Richtkoppler genannt. Durch Anpassung
der Distanz zwischen den Leitern kann das Verhältnis der zu Port 3 übermittelten
Leistung variiert werden. Wenn die Verluste in dem Leitungsaufbau
vernachlässigt
werden, wird die gesamte Eingangsleistung durch den Port 2 fließen. In
diesem Fall ist der sogenannte 3-dB-Koppler, in welchem die Leistung
zu gleichen Teilen zwischen Ports 2 und 3 aufgeteilt wird, der interessanteste,
aber andere Variationen sind auch möglich. Eine wichtige Eigenschaft
des gezeigten Hybridkopplers ist der relative Abstand zwischen den
Phasen der Signale an den Ports 1, 2 und 3. Insbesondere wird darauf
hingewiesen, dass für diesen
Koppler die Phasendifferenz zwischen den beiden Ausgangsports, d.
h. den Ports 2 und 3, 90° ist.
Daher wird der Koppler Quadraturhybid genannt.
-
7 zeigt
wie dieser Koppler in einer Mikrostrip-Technologie implementiert werden kann.
Die Leiter 31 und 32 werden auf einer Seite eines
Substrats 31 angeordnet während eine Masseebene 34 auf der
gegenüberliegenden
Seite des Substrats 33 angeordnet wird. In einer Streifenleitertechnologie
würden
die Leiter des Kopplers in der Mitte eines Substrats mit zwei Masseebenen
auf beiden Seiten angeordnet. In einer praktischen Lösung kann
es schwierig sein, die beiden Leiter nahe genug beieinander anzuordnen,
um die ausreichende Kopplung zu erreichen. Daher wird eine praktische
Lösung
häufig
beispielsweise als ein Lange-Koppler implementiert, welcher wohlbekannt
ist und demnach nicht detaillierter beschrieben wird. Es kann bemerkt
werden, dass der Koppler symmetrisch ist derart, dass wenn ein Signal
beispielsweise in Port 2 statt Port 1 eingegeben wird, Port 3 der
isolierte Port sein wird, die Eingangsleistung zu gleichen Teilen
zwischen Port 1 und 4 aufgeteilt wird mit denselben relativen Phasenpositionen.
-
Die
Kopplung zwischen zwei Leitungen kann auch durch das Verbinden von
Leitungen bewirkt werden. Eine einfache Version eines Leitungsgekoppelten
Hybrids ist in 8 gezeigt. Die besten Eigenschaften
werden erhalten wenn der Abstand zwischen den koppelnden Leitungen
sowie die Länge der
Leitungen einem Viertel einer Wellenlänge der Betriebsfrequenz entsprechen.
Mit 50 Ω-Koppelleitungen
und 35 Ω-Eigenimpedanz
für die
Zwischenleitungsabschnitte werden sowohl 3 dB-Kopplung als auch
50 Ω-Impedanz
der Ports erreicht. Die Eigenschaften dieses Hybridtyps sind in
der Figur gezeigt. Wenn ein Signal an Port 1 angelegt wird, wird
die Leistung zwischen Ports 2 und 3 mit der Differenz von 90° zueinander
aufgeteilt. Dieses Hybrid ist demnach ebenfalls vom Quadratur-Typ.
-
Hybride
des Quadratur-Typs, wie sie oben beschrieben worden sind, können in
der Schaltung der 5 verwendet werden. Wenn das
Signal von der Hochfrequenzschaltung 4 zu dem Eingangsport des
Hybrids 24 gekoppelt wird, wird es eine 90°-Phasendifferenz zwischen
den Ausgangsports geben, welche einer λ/4 Differenz im Ausbreitungspfad
entspricht. Unter der Voraussetzung, dass die Verbindungsleitungen
von den Ausgangsports des Hybrids 24 zu dem Eingang der
Transistoren 22 und 23 gleiche elektrische Längen haben
werden die Eingänge der
beiden Transistoren ebenfalls eine 90° Phasendifferenz haben und demnach
werden die Transistoren um 90° phasenverschoben
zueinander leiten. Die Ausgangsgrößen der Transistoren 22 und 23 werden an
einen Hybrid 25 gekoppelt, welcher vom selben Typ ist wie
der Hybrid 24. Noch einmal unter der Voraussetzung, dass
die Verbindungsleitungen von den Transistoren zu dem Hybrid 25 von
gleichen elektrischen Längen
sind, werden die beiden Eingangssignale des Hybrids 25 auch
eine 90° Phasendifferenz haben.
Das Hybrid ist symmetrisch und demnach wird es nun mit zwei Eingangsports,
an die zwei Eingangssignale mit einer 90° Phasendifferenz verbunden werden,
funktionieren und diese Signale werden zu einem Signal an dem einzelnen
Ausgangsport kombiniert während
der vierte Port noch isoliert ist. Die gesamte elektrische Länge der
beiden Pfade durch die Transistoren sollte dieselbe sein von dem Eingang
des Eingangshybrid zu dem Ausgang des Ausgangshybrids. Auf diese
Weise werden die zwei Schwingungen optimal in Phase in dem Ausgangshybrid
addiert.
-
Um
die Wirkung der Fehlanpassung in den Transistoreingängen zu
minimieren, sollten sich die elektrischen Längen des Eingangs des Eingangshybrids
zu dem Eingang der zwei Transistoren um λ/4 unterscheiden, weil sich
dann von den Transistoren reflektierte Wellen gegenseitig in dem
Eingangshybrid auslöschen.
Diese Differenz wird in dem Quadraturhybrid erhalten. Wie oben erwähnt, bedeutet
dies, dass die Transistoren mit einer 90° Phasendifferenz zwischen einander
leiten. Daher werden die Impulse in dem von der Versorgungsspannung
gezogenen Strom und demnach die Versorgungsspannung selbst ebenfalls
um 90° phasenverschoben
zueinander sein. In ähnlicher
Weise zu der Schaltung der 3 wird die
Amplitude jedes Impulses halbiert verglichen zu der Ein-Transistorlösung, weil
der gesamte Strom in beiden Transistoren aufgeteilt wird.
-
Dies
ist in 9 dargestellt. Das obere Diagramm zeigt die durch
den Transistor 22 verursachte Welligkeit während das
nächste
Diagramm in ähnlicher
Weise die Welligkeit, die durch den Transistor 23 verursacht
wird, zeigt. Schließlich
zeigt das untere Diagramm die kombinierte Welligkeit. Es wird erkannt werden,
dass in diesem Fall die Frequenz der Welligkeit noch eine Komponente
der Betriebsfrequenz haben und es auch eine Komponente von zweimal
der Betriebsfrequenz geben wird. Wieder ist die Amplitude halbiert,
aber noch ist die Welligkeit signifikant und verhindert, dass der
Leistungsverstärker
gemeinsam mit dem Rest der Funkschaltung integriert wird.
-
Die
oben beschriebenen Hybride sind vom Quadraturtyp. In einigen Anwendungen
werden jedoch andere Typen bevorzugt und demnach werden die Betriebsprinzipien
der beiden anderen Hybridtypen, in denen die beiden Ausgangssignale
in Phase sein werden, beschrieben. 10 zeigt
einen Wilkinson-Hybrid,
der im Grunde aus einer gegabelten Leitung besteht. Um eine Koppelimpedanz
von 50 Ω in Port
1 zu erreichen, werden die 50 Ω Leitungen
in Port 2 und 3 zu 100 Ω bei
der Gabel mit Hilfe eines Viertelwellen-70 Ω-Impedanzwandlers gewandelt. Bei
Anpassung der beiden Ports 2 und 3 werden identische Spannungen
an beiden Seiten des 100 Ω Widerstandes
erhalten. Demnach wird in dem Widerstand keine Leistung verloren,
der als intern isolierter Port betrachtet werden kann.
-
Ein
anderer Hybrid, der Ausgangssignale in Phase erzeugen kann, ist
der in 11 gezeigte Zirkular-Hybrid.
Wenn ein Signal an Port 1 angelegt wird, ergeben sich zwei Wellen,
die sich in entgegengesetzten Richtungen um die Ringleitung ausbreiten. Der
Umfang (3/2 λ)
der Ringleitung und die relativen Positionen der Ports sind derart
ausgewählt
worden, dass die beiden Wellen in Punkten, an denen die Ports verbunden
sind, in Phase oder in Gegenphase (mit entgegen gesetzter Phase)
addiert werden. Wenn die Signale in Gegenphase addiert werden, wird
kein Ausgangssignal resultieren. Dies entspricht dem isolierten
Port.
-
Diese
Hybridkoppler können
in einer Verstärkerschaltung
verwendet werden ähnlich
der der 5 und eine modifizierte Version
der Schaltung ist in 12 gezeigt. Der Verstärker 41 unterscheidet sich
von dem Verstärker 21 in 5 dahingehend, dass
Hybride 44 und 45 mit In-Phase-Ports statt der Quadraturhybride 24 und 25 verwendet
werden. Diese Hybride haben dieselbe elektrische Länge von dem
Eingangsport zu den zwei Ausgangsports, oder, in entgegen gesetzter
Richtung, von zwei Eingangsports zu einem gemeinsamen Ausgangsport.
Um eine 90° Phasendifferenz
zwischen den Transistoren aufrecht zu erhalten, sind die Verbindungsleitungen von
den Ausgangsports des Hybrids 44 zu den Eingängen der
Transistoren 22 und 23 eingerichtet, um λ/4 Differenz
zu haben in ihren elektrischen Längen. In ähnlicher
Weise sind die Verbindungsleitungen von den Transistorausgängen zu
den Eingangsports des Ausgangshybrids 45 mit einer λ/4 Differenz
in der elektrischen Länge
versehen, um sicherzustellen, dass die Eingänge zu dem Hybrid 45 in
Phase sind. Demnach ist wieder die gesamte elektrische Länge der
zwei Pfade durch die Transistoren dieselbe vom Eingang des Eingangshybrids
zum Ausgang des Ausgangshybrids und die zwei Wellen werden optimal
in Phase im Ausgangshybrid addiert. Die Welligkeit dieser Lösung ist
dieselbe wie die der in 9 gezeigten und daher ist der
Verstärker
nicht geeignet, um gemeinsam mit dem Rest der Funkschaltung integriert
zu werden.
-
Dieses
Problem wird durch die Erfindung gelöst. Die Idee ist, einen Hybridkoppler
als Differentialhybrid zu implementieren wie beschrieben wird. 13 zeigt
ein Beispiel eines Differentialhybridkopplers des leitungsgekoppelten
Typs. Die Struktur ist ähnlich
der der 8, aber statt der Verwendung der
Masseebene als Referenzebene werden zwei identische Strukturen 51 und 52,
die beide ähnlich der
aus 8 bekannten sind, übereinander in getrennten Schichten
implementiert. Jede der differentiellen Leitungen in der Struktur
hat dieselbe Impedanz und dieselbe Länge wie das Hybrid mit einem
Ende der 8. Ein differentielles Signal,
das an die beiden Ports, die mit "1" gekennzeichnet
sind, angelegt wird, wird aufgeteilt zwischen den differentiellen Ports
2 und 3 mit der Phasendifferenz von 90° zueinander. Demnach ist dieser
Hybrid ein differentieller Quadraturhybrid. An dem differentiellen
Port 4 wird kein Signal präsentiert
und demnach ist dieser Port wiederum ein isolierter Port. Der isolierte
Port kann mit einem Widerstand abgeschlossen werden, um die Impedanzanpassung
sicherzustellen, aber, wie erwähnt,
wird kein Signal über
einen solchen Widerstand präsentiert
werden.
-
14 zeigt
wie dieser differentielle leitungsgekoppelte Hybrid in einer Mikrostrip-Technologie
implementiert werden kann. Zwei Substratschichten 53 und 54 werden
verwendet. Das Leitungsmuster 51 ist auf der Oberseite
der Substratschicht 53 angeordnet während das Muster 52 zwischen
den beiden Substratschichten ausgerichtet mit dem Muster 51 angeordnet
ist. Wie zuvor befindet sich eine Masseebene 55 an der
gegenüberliegenden
Seite des Substrats 54. Die Figur zeigt nicht die Verbindungen zu
der Struktur aber diese werden leicht implementiert, wie in der
Mikrostrip-Technologie wohlbekannt.
-
In
alternativer Weise kann die Struktur auch in einer Streifenleitungstechnologie
implementiert werden, wie in 15 gezeigt.
Die Struktur ist sehr ähnlich
zu der Mikrostrip-Struktur,
aber eine weitere Substratschicht 56 ist oberhalb der Schicht 53 derart angeordnet,
dass auch das leitende Muster 51 sich zwischen zwei Substratschichten
befindet. Eine zweite Masseebene 57 befindet sich oberhalb
der Schicht 56, so dass die leitenden Muster zwischen zwei
Masseebenen angeordnet sind, wie in der Streifenleitertechnologie
wohlbekannt ist.
-
Oben
ist ein differentieller Hybrid vom leitungsgekoppelten Typ beschrieben
worden, aber es sollte bemerkt werden, dass irgendein anderer Hybridtyp,
wie er beispielsweise in 6, 10 und 11 dargestellt
ist, ebenfalls leicht als differentieller Hybrid implementiert werden
kann. Dies ist auch der Fall für
andere Hybridtypen, die in diesem Dokument nicht speziell beschrieben
werden.
-
Eine
die differentiellen Hybridkoppler verwendende Verstärkerschaltung
ist in 16 gezeigt. Wenn das differentielle
Signal von der Funkschaltung 14 zu dem differentiellen
Eingangsport des Hybrids 66 gekoppelt wird, wird eine 90° Phasendifferenz
zwischen den Ausgangsports vorliegen, welche zu λ/4-Differenz in dem Ausbreitungspfad entspricht.
Einer der differentiellen Ausgangsports ist mit den beiden Transistoren 62 und 63 verbunden,
die wegen des differentiellen Signals unter der Voraussetzung, dass
die Verbindungsleitungen gleiche elektrische Längen haben, in Gegen-Phase
leiten. Der andere differentielle Ausgangsport, der eine 90° Phasendifferenz
von dem ersten hat, ist mit den Transistoren 64 und 65 verbunden.
Diese Transistoren leiten auch in Gegen-Phase. Da jedes Transistorpaar
in Gegen-Phase leitet und es eine 90° Phasendifferenz zwischen den
beiden Paaren gibt, werden die Leitend-Perioden für die vier
Transistoren nun in gleicher Weise mit einer 90° Phasendifferenz zwischen jeder
Periode verteilt.
-
Die
Ausgänge
der Transistoren 62 und 63 sind mit einem differentiellen
Eingangsport des differentiellen Hybrids 67 verbunden,
welcher vom selben Typ ist wie der Hybrid 66. In ähnlicher
Weise sind die Transistoren 64 und 65 an den anderen
differentiellen Eingangsport des differentiellen Hybrids 67 angeschlossen.
Wieder vorausgeschickt, dass die Verbindungsleitungen von den Transistoren
zu dem Hybrid 67 von gleichen elektrischen Längen sind,
werden zwei differentielle Eingangssignale zu dem Hybrid 67 ebenfalls
eine 90° Phasendifferenz
haben. Auch ist der differentielle Hybrid symmetrisch und demnach wird
er nun mit zwei differentiellen Eingangsports funktionieren, zu
denen die beiden differentiellen Eingangssignale mit einer 90° Phasendifferenz
verbunden werden und jene Signale werden zu einem differentiellen
Signal bei dem differentiellen Ausgangsport kombiniert während der
vierte Port noch isoliert ist. Noch einmal sollte die gesamte elektrische
Länge der Pfade
durch die Transistoren dieselbe sein vom Eingang des Einganghybrids
zum Ausgang des Ausgangshybrids. Auf diese Weise werden die Wellen optimal
in Phase im Ausgangshybrid addiert. Die isolierten Ports der beiden
Hybride werden mit den Widerständen 68 und 69 abgeschlossen.
-
Die
Schaltung der 16 verwendet differentielle
Quadraturhybride aber noch einmal können auch In-Phase- Hybride verwendet
werden, wie in der Schaltung 71 in 17 gezeigt.
Die einzigen Unterschiede von der 16 sind,
dass In-Phase-Hybride 72 und 73 statt der Quadraturhybride
verwendet werden und dass die elektrischen Längen der Verbindungen zwischen
Transistoren und den Hybriden in dem oberen Teil der Schaltung sich
um λ/4 von
den Verbindungen in dem unteren Teil der Schaltung unterscheiden,
um sicherzustellen, dass die Transistoren 62 und 63 noch
eine 90° Phasendifferenz
von den Transistoren 64 und 65 haben.
-
Wie
oben erwähnt,
werden die vier Transistoren in 16 oder 17 mit
90° Phasendifferenz zwischen
einander leiten. Daher werden die Impulse in dem von der Versorgungsspannung
gezogenen Strom und demnach die Versorgungsspannung selbst auch
um 90° voneinander
abweichen. Die Amplitude jedes Impulses ist nun reduziert auf ein
Viertel verglichen mit der Ein-Transistor-Lösung, weil der Gesamtstrom
zwischen den vier Transistoren aufgeteilt wird.
-
Dies
ist in 18 gezeigt. Das obere Diagramm
zeigt die Welligkeit, die durch den Transistor 62 verursacht
wird, während
das nächste
Diagramm in ähnlicher
Weise die Welligkeit zeigt, die durch die Transistoren 65, 63 und 64 verursacht
wird. Schließlich
zeigt das untere Diagramm die kombinierte Welligkeit. Es wird gesehen,
dass die Welligkeit nun eine Frequenz hat, die dem Vierfachen der
Betriebsfrequenz entspricht und dass die Amplitude nun stark reduziert
ist. Wie zuvor erwähnt,
ist die gezeigte Form der Welligkeit nur zur Erläuterung gedacht, aber selbst
bei anderen Formen wird die Welligkeit mindestens auf ein Viertel
der Welligkeit der Ein-Transistor-Lösung reduziert. Ferner ist
das Vierfache der Betriebsfrequenz in anderen Blöcken viel leichter herauszufiltern.
Diese bedeutet, dass es mit dieser Lösung möglich ist, den Leistungsverstärker mit
den Transistoren und den Hybriden gemeinsam mit empfindlicheren
Funktionen der Hochfrequenzschaltung auf einem Chip sehr nahe beieinander
im selben Gehäuse
zu integrieren.
-
Wie
für den
Einzelende-Hybridverstärker
erwähnt,
wird der Ausgangshybrid die Last der Kollektoren der Transistoren
unempfindlich machen in Bezug auf Lastfehlanpassung am Ausgang oder
zumindest kann dies in der Schaltung durch eine Kopplung kompensiert
werden. Dies ist auch gültig
für den
differentiellen Hybridverstärker,
obwohl die Last sicherlich differentiell ist. Daher ermöglicht diese
Lösung auch,
dass der Ausgang direkt mit der Antenne verbunden werden kann ohne
den Bedarf nach einem Isolator zwischen dem Verstärker und
der Antenne.
-
Die
Lösung
ermöglicht
auch einen Betrieb bei niedriger Spannung. Dies gilt aufgrund der
Tatsache, dass der Spitzenstrom nun zwischen vier Transistoren aufgeteilt
wird. Ferner, weil die Transistorstufen differentiell sind, können sie
in der Praxis mit zweimal der tatsächlichen Versorgungsspannung
arbeiten selbst ohne induktive Spannungserhöher an den Versorgungsleitungen.
Wenn Spannungserhöher
verwendet werden, könnten
sie bis zum Vierfachen der tatsächlichen
Versorgungsspannung sein. Demnach ist es möglicht, den Leistungsverstärker mit
sehr niedrigen Versorgungsspannungen zu betreiben, die häufig beispielsweise
in Mobiltelefonen ein Bedürfnis
darstellen.