DE3222994C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Schwingkreiswech­ selrichter in Halbbrückenschaltung mit einem Rückkopplungs­ transformator zum Betrieb einer Last mit einer periodischen Spannung aus einer Gleichstromquelle.

Ein solcher Wechselrichter wurde durch die AT-PS 2 17 572 be­ kannt.

Solche Wechselrichter in Halbbrückenschaltung werden haupt­ sächlich zur Versorgung von überwiegend induktiven oder ohm'schen Lasten mit induktivem Anteil eingesetzt; durch den induktiven Anteil der Lastcharakteristik nämlich wird der Um­ schaltvorgang der Stromkommutierung von einem Schalterelement der Halbbrücke zum jeweils anderen verlustarm gestaltet. Soll eine rein ohm'sche Last oder eine mit kapazitivem Anteil be­ trieben werden, so wird durch Einfügen einer Anpassungsschal­ tung zwischen dem Ausgang des Wechselrichters und der Last eine induktive Lastcharakteristik erreicht.

Soll die Ausgangsleistung eines derartigen Wechselrichters verändert werden, so gibt es im wesentlichen vier Möglich­ keiten: Änderung der Versorgungsspannung, Änderung einer even­ tuell vorhandenen Anpassungsschaltung, Einführung eines lücken­ den Betriebes der Schalterelemente oder eine Änderung der Betriebsfrequenz.

Eine Änderung der Versorgungsspannung des Wechselrichters zum Zwecke der Leistungsregelung bedingt wegen des festen Zusammenhangs der Ausgangsspannung mit der Versorgungs­ spannung (die Ausgangsspannung ist i. a. ein Rechteck­ signal, bzw. bei Vorhandensein bestimmter Entlastungs­ netzwerke ein Rechtecksignal mit abgeschrägten Flanken, dessen Amplitude gleich der Versorgungsspannung ist) eine proportionale Änderung der Ausgangsspannung; sie ist jedoch mit großem konstruktivem Aufwand verbunden, da i. a. dazu dem Wechselrichter ein weiterer Umformer eingangsseitig in Serie geschaltet werden muß, um die erforderliche Span­ nungstransformation zu ermöglichen. Dadurch wird der Haupt­ vorteil des Schwingkreiswechselrichters, seine einfache schaltungstechnische Realisierung, aufgehoben.

Die Änderung einer eventuell vorhandenen Anpassungsschaltung zur Veränderung der an die Last abzugebenden Leistung kommt einer Umkonstruktion des Wechselrichters gleich und braucht daher nicht weiter erläutert zu werden.

Die Veränderung der Wechselrichtercharakteristik durch lückenden Betrieb der beiden Schalterelemente wird üblicher­ weise in jedem Halbbrückenwechselrichter vorgesehen, da sonst die Möglichkeit besteht, daß die beiden Schalter­ elemente, deren Serienschaltung an der Versorgungsspannung liegt, gleichzeitig leitend werden und dadurch die Ver­ sorgungsspannung kurzschließen: durch die dann fließenden Querströme (Kurzschlußströme) werden die Schalterelemente in der Regel zerstört werden (die konstruktive Abhilfe be­ steht im Einfügen einer sogenannten Sättigungsdrossel in Serie zu den Schaltern, an der während eines kurzzeitig auftretenden Kurzschlusses die Versorgungsspannung abfallen kann, ohne daß es zur Ausbildung eines Querstromes kommt). Wegen des i. a. induktiven Charakters der Last bleibt die Brückenspannung trotz des lückenden Betriebes der Schalter rechteckförmig und die an die Last abgegebene Leistung wird nicht verändert; erst wenn die Tastlücken so weit ver­ größert werden, daß der induktive Charakter der Last den Strom in den Tastlücken nicht weiter aufrecht zu halten vermag, wird die Ausgangsspannung von der Rechteckform abweichen, stromlose Pausen zwischen den einzelnen Schalt­ impulsen werden auftreten und dadurch wird die an die Last abgegebene Leistung verringert. Derartige lange Tastlücken, die zur Leistungsstellung geeignet sind, können jedoch bei einem Schwingkreiswechselrichter kaum realisiert werden.

Die Änderung der an die Last abgegebenen Leistung durch Variation der Frequenz läßt sich insbesondere durchführen, wenn die Last induktiven oder ohm'schen Charakter mit induktivem Anteil zeigt, oder wenn diese Charakteristik durch einen Ankoppelkreis erreicht wird; dann ist der von der Last aufgenommene Strom bei konstanter Ausgangsspannung des Wechselrichters abhängig von der Frequenz.

Die Schwingfrequenz des Wechselrichters wird wesentlich durch den Rückkoppelkreis bestimmt und die Veränderung der Frequenz wird durch Veränderung der Bauteil­ werte des Rückkoppelkreises erreicht. Daraus ergibt sich un­ mittelbar eine weitere Problematik dieses Wechselrichters: Toleranzen der im Rückkopplungskreis verwen­ deten Bauteile beeinflussen die Schwingfrequenz und damit die vom Wechselrichter an die Last abgegebene Leistung. Dies ist besonders störend bei der Serienfertigung einer derartigen Schaltung, wo man aufgrund dieser Abhängigkeit ohne Abgleich von Bauelementen im Rückkoppelkreis bzw. in den Ansteuer­ kreisen der beiden Schalterelemente nicht auskommen kann. Dies steht im krassen Gegensatz zur konstruktiven Einfachheit des selbstschwingenden Wechselrichters.

Aufgabe der Erfindung ist es, vorstehende Probleme der Lei­ stungsregelung bei Schwingkreiswechselrichtern der ein­ gangs genannten Art zu lösen.

Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß für die Steue­ rung bzw. Regelung der in der Last umgesetzten Leistung bzw. für dessen Abschaltung der Rückkopplungstransformator eine zu­ sätzliche Steuerwicklung aufweist, an die eine Stell- bzw. Re­ gelschaltung für die Veränderung des Magnetflusses im Rück­ kopplungstransformator angeschlossen ist.

Hierdurch läßt sich insbesondere der Vorteil erreichen, daß durch geeignete Beeinflussung des in der potentialfreien Wicklung fließenden Stromes die Ansteuersignale für beide Schalterelemente gemeinsam beeinflußt werden und damit die Schwingfrequenz gesteuert werden kann.

Nachstehend ist die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beispielsweise beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 das Prinzipschaltbild des bekannten Wechselrichters von dem die Erfindung ausgeht,

Fig. 2 das Detailschaltbild des Wechselrichters gemäß Fig. 1,

Fig. 3a bis 3h Strom- und Spannungsverläufe an Punkten der Schaltung gemäß Fig. 2,

Fig. 4 den in erfindungsgemäßer Weise weitergebildeten Wechselrichter der Fig. 1 bzw. Fig. 2,

Fig. 5a bis 5c mögliche Ausführungsformen der Stell- bzw. Regelschaltung gemäß Fig. 4,

Fig. 6 den in erfindungsgemäßer Weise ausge­ stalteten Wechselrichter gemäß Fig. 1 bzw. 2 mit einer weiteren Ausführungsform der Stell- bzw. Regelschaltung und

Fig. 7 wieder eine andere Ausführungsform der Stell- bzw. Regelschaltung.

Der in Fig. 1 gezeigte Wechselrichter 1 nach dem Stand der Technik wird an den Klemmen AB mit Gleichspannung versorgt und liefert an seinen Ausgangsklemmen CD eine Wechsel­ spannung für die an diese Klemme CD angeschlossene Last 2. Bevorzugt handelt es sich bei dieser Last 2 um eine ohmisch-induktive Last. Der Wechselrichter 1 besteht aus zwei Schalterstufen 3 und 4, welche über jeweils einen An­ steuerkreis 5 bzw. 6 mit den Sekundärwicklungen w₂ eines Rückkopplungstransformators 7 verbunden sind. Die Primär­ wicklung w₁ des Rückkopplungstransformators wird vom Last­ strom I_L durchflossen. Ein "Lastkreis" 8 stellt den für das verlustarme Schalten vorteilhaften induktiven Charakter der Last sicher bzw. formt als Tiefpaßfilter die von den Schalterstufen 3 und 4 erzeugte Rechteckspannung in eine annähernd sinusförmige Spannung um und gestattet weiters die Anpassung der Last 2 an die Versorgungsspannung des Wechselrichters, und zwar ist je nach Bemessung des Lastkreises 8 eine Spannungserhöhung oder Spannungsverminderung (Im­ pedanztransformation) möglich. Ein Startkreis 9 erzeugt die für das Anschwingen der Schaltung notwendigen Signale.

Fig. 2 zeigt eine hinsichtlich der Schalterstufen und der Ansteuerkreise detaillierte Schaltung. Jede Schalterstufe ist im wesentlichen durch einen Bipolartransistor 10 bzw. 11 realisiert. Die Basis-Ermitterstrecke jeweils eines Transistors ist über einen als Ansteuerkreis dienenden Widerstand 12, 13 einer Sekundärwicklung w₂ des Rück­ kopplungstransformators 7 parallel geschaltet. Jede Emitter-Kollektorstrecke der Transistoren 10, 11 ist mit einer jeweils im selben Sinn gepolten Diode 14, 15 überbrückt.

Nachstehend ist die Funktionsweise der Schaltung gemäß Fig. 2 an Hand der Strom- und Spannungsverläufe gemäß Fig. 3 näher erläutert, wobei Fig. 3a die Kollektorspannung U_c₁₀ des Transistors 10, Fig. 3 den Kollektorstrom I_c₁₀ des Transistors 10, Fig. 3c den Kollektorstrom I_c₁₁ des Transistors 11, Fig. 3d den durch die Last 2 fließenden Laststrom I_L, Fig. 3e den durch die Diode 14 fließenden Diodenstrom I_D₁₄, Fig. 3g die Spannung U_Stw₂ an der dem Transistor 10 zugeordneten Sekundärwicklung des Rück­ kopplungstransformators 7 und Fig. 3h den Basisstrom I_B₁₀ des Transistors 10 zeigt.

Zunächst sei angenommen, daß der Transistor 10 zum Zeit­ punkt T₁ leitend sei, sein Kollektorstrom I_c₁₀ wird ent­ sprechend dem annähernd sinusförmigen Laststrom I_L an­ steigen. Der Laststrom I_L fließt durch die Primärwicklung w₁ des Rückkopplungstransformators 7 und ruft dort eine Änderung des magnetischen Flusses hervor. Dadurch wird in der Primärwicklung w₁ eine Spannung induziert (proportional zu U_Stw₂), welche transformiert mit dem Übersetzungsver­ hältnis des Rückkopplungstransformators auch an der Sekundärwicklung w₂ des Rückkopplungstransformators auf­ tritt (U_Stw₂); der dadurch fließende Basisstrom (I_B₁₀) hält den Transistor 10 weiter durchgesteuert (positiver Anteil von I_B₁₀). Sobald der Kollektorstrom I_c₁₀ seinen Maximalwert überschritten hat, fällt die in der Sekundär­ wicklung w₂ induzierte Spannung auf Null und kehrt schließlich ihr Vorzeichen um, es fließt daher im Basiskreis ein negativer Basisstrom und der Transistor 10 wird ausge­ schaltet (negativer Anteil von I_B₁₀). Daraufhin wird der Transistor 11 durch die in der ihm zugeordneten Wicklung mit umgekehrter Polarität induzierten Spannung durchge­ schaltet, sein Kollektorstrom I_c₁₁ steigt und zwar so lange, bis er durch die Wirkung der anderen Sekundär­ wicklung w₂ in gleicher Weise wie der Transistor 10 abgeschaltet wird.

Unter der Voraussetzung, daß der Rückkopplungstrans­ formator 7 im linearen Betrieb arbeitet, wird die Schaltung annähernd auf der Grundfrequenz des Ausgangskreises schwingen. Um Querströme durch die beiden Brückentransistoren 10, 11 zu vermeiden, wird eine "lückende" Ansteuerspannung be­ nötigt, d. h., während einer bestimmten Zeitdauer keiner der beiden Schalttransistoren 10, 11 durchgesteuert wird. Dies wird gemäß dem Stand der Technik erreicht, indem der Rückkopplungstransformator so dimensioniert wird, daß der Magnetkern nur während eines kleinen Zeitraumes während der Schaltungsperiode nicht gesättigt ist. Dies führt zu Steuerspannungsformen, wie sie in Fig. 3g gezeigt sind. Hierdurch ist die Schwingfrequenz des Wechselrichters nicht mehr ausschließlich durch den Ausgangskreis bestimmt, sondern auch von den Sättigungseigenschaften des Rückkopplungs­ transformators. Wenn dieser Rückkopplungstransformator schon relativ früh im Verlauf der Schaltperiode gesättigt ist, wird der jeweils durchgeschaltete Transistor schon früh gesperrt und damit die Schwingfrequenz des Wechsel­ richters erhöht. Die Frequenz des Ausgangsstromes liegt daher über der Resonanzfrequenz des Ausgangskreises. Der Ausgangskreis zeigt daher induktives Verhalten, sein Scheinwiderstand wird mit steigender Frequenz größer und der Ausgangsstrom sinkt mit steigender Frequenz bei sonst gleichbleibenden Verhältnissen. Diese Abhängigkeit des Ausgangsstromes und damit der Ausgangsleistung des Wechsel­ richters wird in erfindungsgemäßer Weise dazu genützt, die an einen Wechselstromverbraucher abzugebende Leistung zu beeinflussen. Hierzu wird gemäß Fig. 4 bei einer Schaltung gemäß Fig. 1 bzw. Fig. 2 der Rückkopplungstransformator 7 mit einer zusätzlichen Steuerwicklung w₃ ausgebildet, an die eine Stell- bzw. Regelschaltung 16 für die Veränderung des Magnetflusses im Rückkopplungstransformator 7 ange­ schlossen ist. Durch den zusätzlich über diese Steuer­ wicklung entnommenen Strom I_R wird der gesamte Magnetfluß im Kern des Rückkopplungstransformators beeinflußt und damit festgelegt, bei welcher Größe des Ausgangsstromes I_L der Kern magnetisch gesättigt wird; hierdurch ist auch der Umschaltzeitpunkt der Brückenspannung (U_c₁₀) festgelegt.

Sobald die Induktion im Kern in die Nähe der Sättigungs­ induktion kommt, wird durch die rasch geringer werdende Neigung der Magnetisierungslinie B (H) des Kernmaterials auch die induzierte Spannung rasch geringer werden. Damit fällt die Steuerspannung für den jeweils leitenden Transistor auf Null und der Transistor wird gesperrt.

Fig. 5 zeigt mögliche Ausführungsformen der an die zu­ sätzliche Steuerwicklung w₃ des Rückkopplungstransformators 7 angeschlossenen Schaltung, nämlich verschiedene Stell­ schaltungen. Im einfachsten Fall besteht gemäß Fig. 5a die Stellschaltung aus einem linearen oder nicht linearen Widerstand mit ohm'schem bzw. überwiegend ohm'schem Charakter, z. B. aus einem NTC-Widerstand. Durch die Verwendung eines solchen Widerstandes wird eine kontinuierliche Bedämpfung des Magnetkreises in Abhängigkeit von der in der zusätz­ lichen Steuerwicklung w₃ des Rückkopplungstransformators induzierten Spannung erreicht.

Alternativ kann zur Erzielung einer Schwellwertcharakteristik ein Netzwerk bestehend gemäß Fig. 5b aus einem Widerstand 20 der obigen Art und einer Spannungsquelle 21 oder ein Netz­ werk gleichfalls aus einem solchen Widerstand 20 und einem Schwellwertschalterelement, z. B. in Form zweier antiparallel geschalteter Dioden 22, 23 vorgesehen werden, wie dies Fig. 5c zeigt.

Eine weitere mögliche Ausführungsform einer Stellstufe zeigt Fig. 5d, gemäß welcher ein Feldeffekttransistor 24 Verwendung findet, der mit seinen Drain- und Sourcean­ schlüssen an die zusätzliche Steuerwicklung w₃ ange­ schlossen ist. Der Feldeffekttransistor kann entweder als bloßer Dämpfungswiderstand im Sinne der Fig. 5a arbeiten, indem an seine Gateelektrode eine feste Vorspannung gelegt ist, oder als Stellschaltung mit Schwellwertcharakteristik arbeiten, indem an seine Gateelektrode, z. B. eine Zener­ diodenschaltung angeschlossen ist. Die Beschaltung der Gateelektrode des Feldeffekttransistors 24 ist in Fig. 5d schematisch durch den Block 25 angedeutet. Als besondere Form der Beschaltung der Gateelektrode des FET ist ein Impulsbreitenmodulator anzusehen, der durch sein Tastver­ hältnis verschiedene wirksame Kanalwiderstände realisiert bzw. bei dauerndem Durchschalten auch die Abschaltung includiert.

Gemäß Fig. 6 ist die an die zusätzliche Steuerwicklung w₃ des Rückkopplungstransformators angeschlossene Schaltung als Regelschaltung ausgebildet. Diese Ausführungsform wird bevorzugt dann angewendet werden, wenn die Konstanthaltung der Ausgangsspannung unabhängig von Schwankungen der Ver­ sorgungsspannung bzw. Änderungen der Lastcharakteristik erfolgen soll.

In Übereinstimmung mit Fig. 5d sind an die zusätzliche Steuerwicklung die Drain- und Sourceelektroden eines Feldeffekttransistors 24 angeschlossen. An den Gate­ elektrode des Feldeffekttransistors 24 ist ein Regel­ verstärker 26 angeschlossen, welcher die Differenz aus der an seinem einen Eingang anliegenden Spannung, die dem Sollwert der Lastspannung proportional ist, und einer von einem Mittelwertbildner 28 erzeugten Spannung, die dem Istwert der Lastspannung proportional ist, bildet. Der Eingang des Mittelwertbildners 28 ist direkt an die Last 2 angeschlossen. Mit einer ähnlichen Schaltungsan­ ordnung kann auch die Konstanthaltung einer anderen Last­ größe, wie z. B. des Laststromes oder der an die Last ab­ gegebenen Leistung, erreicht werden. Im übrigen entspricht die Schaltung gemäß Fig. 6 jener der Fig. 4.

Bei den vorstehenden Ausführungsformen der Stell- bzw. Regel­ schaltung mit Schwellwertcharakteristik kann die Charakte­ ristik der Stell- bzw. Regelschaltung so gewählt werden, daß der Wechselrichter weiter arbeitet, jedoch mit herab­ gesetzter Leistung, oder daß der Wechselrichter überhaupt abschaltet, z. B. dann, wenn entnommene Leistung bzw. Strom einen vorgegebenen Grenzwert überschreitet.

Eine beispielsweise Ausführungsform der Stell- bzw. Regel­ schaltung für den letzteren Betriebsfall zeigt Fig. 7.

An die Klemme EF der zusätzlichen Steuerwicklung w₃ ist ein steuerbarer Schalter 31 und an dessen Steuereingang ein Komparator 32 angeschlossen. An einem Eingang des Komparators 32 liegt eine Sollspannungsquelle 33, am anderen Eingang des Komparators 32 der Ausgang eines Abtasthaltekreises, welcher die Funktion eines Spitzen­ wertdetektors mit Haltecharakteristik hat, dessen Eingang an die Klemme E geführt. Im einfachsten Fall kann der Abtasthaltekreis, z. B. aus einer Diode mit einem großen Speicherkondensator bestehen.

Da die Amplitude der in der zusätzlichen Steuerwicklung induzierten Spannung dem Laststrom proportional ist, trifft dies auch für die am Ausgang des Abtasthaltekreises 34 auftretende Spannung zu. Durch Wahl der Spannung der Soll­ spannungsquelle 33 kann somit jener maximale Laststrom voreingestellt werden, bei welchem der Wechselrichter ab­ geschaltet wird. Bei gleich großen Komparatoreingangs­ spannungen schließt das dann am Komparatorausgang auf­ tretende Signal den steuerbaren Schalter, wodurch der Magnetkreis des Rückkopplungstransformators sehr stark bedämpft und hierdurch abgeschaltet wird.

Gleichermaßen liegt im Rahmen vorliegender Erfindung eine Ausführungsform einer Stell- bzw. Regelschaltung, bei welcher zwei Schwellwerte einstellbar sind, nämlich ein unterer Schwellwert, ab welchem die abgegebene Leistung des Sollwertreglers herabgesetzt wird und ein zweiter Schwellwert, bei welchem der Sollwertregler überhaupt abgeschaltet wird.

Claims (11)

1. Schwingkreiswechselrichter in Halbbrücken­ schaltung mit einem Rückkopplungstransformator zum Betrieb einer Last mit einer periodischen Spannung aus einer Gleichstromquelle, dadurch gekennzeichnet, daß für die Steuerung bzw. Regelung der in der Last (2) umgesetzten Leistung bzw. für dessen Abschaltung der Rückkopplungs­ transformator (7) eine zusätzliche Steuerwicklung (w₃) aufweist, an die eine Stell- bzw. Regelschaltung (16) für die Veränderung des Magnetflusses im Rückkopplungstrans­ formator (7) angeschlossen ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stellschaltung (16) wenigstens einen linearen oder nicht linearen Widerstand (20) mit ohm'schem bzw. überwiegend ohm'schem Charakter aufweist (Fig. 5a).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch  2, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (20) durch einen NTC-Widerstand gebildet ist.

4 Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (20) durch einen VDR-Widerstand gebildet ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stellschaltung (16) einen linearen oder nicht linearen Widerstand (20) mit ohm'schem bzw. überwiegend ohm'schem Charakter und eine Spannungsquelle (21) aufweist (Fig. 5b).

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stellschaltung (16) einen linearen oder nicht linearen Widerstand (20) mit ohm'schem bzw. überwiegend ohm'schem Charakter und ein Schwellwertschaltelement (22, 23) aufweist (Fig. 5c).

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Schwellwertschaltelement aus zwei antiparal­ lel geschalteten Dioden (22, 23) gebildet ist (Fig. 5c).

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Stellschaltung (16) durch den Kanalwi­ derstand eines Feldeffekttransistors (24) gebildet ist, welcher mit seinen Drain- und Sourceanschlüssen an die zu­ sätzliche Steuerwicklung (w₃) des Rückkopplungstransforma­ tors (7) angeschlossen (E, F) ist und an dessen Gateelek­ trode eine Steuerstufe (25) anliegt, zufolge welcher der Feldeffekttransistor entweder als Widerstand und/oder als Schwellwertschaltelement arbeitet (Fig. 5d).

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das für die Konstanthaltung einer Lastgröße, wie Laststrom, Lastspannung oder umgesetzte Leistung, der zu­ sätzlichen Steuerwicklung (w₃) des Rückkopplungstransfor­ mators (7) eine Regelstrecke (Source-Drainstrecke von 24) parallel geschaltet ist, an deren Regeleingang ein Regel­ verstärker (26) angeschlossen ist, an dessen einem Eingang ein Sollwertgeber (27) und an dessen anderem Eingang ein Istwertgeber (28) anliegt (Fig. 6).

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zusätzlichen Steuerwicklung (w₃) des Rück­ kopplungstransformators (7) ein steuerbarer Schalter (31) parallel geschaltet (E, F) ist, dessen Steuereingang mit dem Ausgang eines Komparators (32) verbunden ist, an des­ sen einem Eingang ein Bezugsgrößengeber (33) und an des­ sen anderem Eingang ein Istwertgeber (34) anliegt, die so ein teilweises oder vollständiges Abschalten des Wechsel­ richters bei Vorliegen bestimmter Betriebsverhältnisse be­ wirken (Fig. 7).

11. Schaltungsanordnung, nach einem der Ansprüche 8 bis 10, da­ durch gekennzeichnet, daß für die Leistungsregelung, -stellung bzw. Abschaltung an die Gateelektrode des Feldef­ fekttransistors (24) ein Pulsbreitenmodulator angekoppelt ist.