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Die Erfindung betrifft einen selbstschwingenden Wechsel-
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richter mit Rückkopplungstransformator zum Betrieb einer Last mit
einer periodischen Spannung aus einer Gleichstromquelle.
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Wechselrichter in Halbbrückenschaltung werden hauptsächlich zur Versorgung
von überwiegend induktiven oder ohm'schen Lasten mit induktivem Anteil eingesetzt;
durch den induktiven Anteil der Lastcharakteristik nämlich wird der Umschaltvorgang
der Stromkommutierung von einem Schalterelement der Halbbrücke zum jeweils anderen
verlustarm gestaltet. Soll eine rein ohm'sche Last oder eine mit kapazitivem Anteil
betrieben werden, so wird durch Einfügen einer Anpassungsschaltung zwischen dem
Ausgang des Wechselrichters und der Last eine induktive Lastcharakteristik erreicht.
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Soll die Ausgangsleistung eines derartigen Wechselrichters verändert
werden, so gibt es im wesentlichen vier Möglichkeiten: Änderung der Versorgungsspannung,
Änderung einer eventuell vorhandenen Anpassungsschaltung, Einführung eines lückenden
Betriebes der Schalterelemente oder eine Änderung der Betriebsfrequenz.
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Eine Änderung der Versorgungsspannung des Wechselrichtes zum Zwecke
der Leistungsregelung bedingt wegen des festen
Zusammenhanges der
Ausgangs spannung mit der Versorgungsspannung (die Ausgangsspannung ist i. a. ein
Rechtecksignal, bzw. bei Vorhandensein bestimmter Entlastungsnetzwerke ein Rechtecksignal
mit abgeschrägten Flanken, dessen Amplitude gleich der Versorgungsspannung ist)
eine proportionale Änderung der Ausgangsspannung; sie ist jedoch mit großem konstruktivem
Aufwand verbunden, da i. a. dazu dem Wechselrichter ein weiterer Umformer eingangsseitig
in Serie geschaltet werden muß, um die erforderliche Spannunstransformation zu ermöglichen.
Dadurch wird der Hauptvorteil der selbstschwingenden Wechselrichterschaltung, seine
einfache schaltungstechnische Realisierung, aufgehoben.
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Die Änderung einer eventuell vorhandenen Anpassungsschaltung zur Veränderung
der an die Last abzugebenden Leistung kommt einer Umkonstruktion des Wechselrichters
gleich und braucht daher nicht weiter erläutert zu werden.
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Die Veränderung der Wechselrichtercharakteristik durch lückenden Betrieb
der beiden Schalterelemente wird üblicherweise in jedem Halbbrückenwechselrichter
vorgesehen, da sonst die Möglichkeit besteht, daß die beiden Schalterelemente, deren
Serienschaltung an der Versorgungsspannung liegt, gleichzeitig leitend werden und
dadurch die Versorgungsspannung kurzschließen: durch die dann fließenden
Querströme
( Kurzschluß ströme) werden die Schalterelemente in der Regel zerstört werden (die
konstruktive Abhilfe besteht im Einfügen einer sogenannten Sättigungsdrossel in
Serie zu den Schaltern, an der während eines kurzzeitig auftretenden Kurzschlusses
die Versorgungsspannung abfallen kann, ohne daß es zur Ausbildung eines Querstromes
kommt).
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Wegen des i. a. induktiven Charakters der Last bleibt die Brückenspannung
trotz des lückenden Betriebes der Schalter rechteckförmig und die an die Last abgegebene
Leistung wird nicht verändert; erst wenn die Tastlücken so weit vergrößert werden,
daß der induktive Charakter der Last den Strom in den Tastlücken nicht weiter aufrecht
zu halten vermag, wird die Ausgangsspannung von der Rechteckform abweichen, stromlose
Pausen zwischen den einzelnen Schaltimpulsen werden auftreten und dadurch wird die
an die Last abgegebene Leistung verringert. Derartige lange Tastlücken, die zur
Leistungsstellung geeignet sind, können jedoch bei einem selbstschwingenden Wechselrichter
kaum realisiert werden.
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Die Änderung der an die Last abgegebenen Leistung durch Variation
der Frequenz läßt sich insbesondere durchführen, wenn die Last induktiven, oder
ohm'schen Charakter mit induktivem Anteil zeigt, oder wenn diese Charakteristik
durch einen Ankoppelkreis erreicht wird; dann ist der von der Last aufgenommene
Strom bei konstanter Ausgangsspannung des Wandlers abhängig von der Frequenz.
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Die Schwingfrequenz des selbstschwingenden Wechselrichters wird wesentlich
durch den Rückkoppelkreises bestimmt und die Veränderung der Frequenz wird durch
Veränderung der Bauteilwerte des Rückkoppelkreises erreicht. Daraus ergibt sich
unmittelbar eine weitere Problematik des selbstschwingenden Wechselrichters: Toleranzen
der im Rückkopplungskreis verwendeten Bauteile beeinflussen die Schwingfrequenz
und damit die vom Wechselrichter an die Last abgegebene Leistung. Dies ist besonders
störend bei der Serienfertigung einer derartigen Schaltung, wo man auf Grund dieser
Abhängigkeit ohne Abgleich von Bauelementen im Rückkoppelkreis bzw. in den Ansteuerkreisen
der beiden Schalterelemente nicht auskommen kann. Dies steht im krassen Gegensatz
zur konstruktiven Einfachheit des selbstschwingenden Wechselrichters.
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Aufgabe der Erfindung ist es, vorstehende Probleme der Leistungsregelung
bei selbstschwingenden Wechselrichtern der eingangs genannten Art zu lösen. Erfindungsgemäß
wird dies dadurch erreicht, daß für die Steuerung bzw. Regelung der in der Last
umgesetzten Leistung der Rückkoppelungstransformator eine zusätzliche Steuerwcklung
aufweist, an die eine Stell- bzw. Regelschaltung für die Veränderung des Magnetflusses
im Rückkopplungstransformator angeschlossen ist.
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Hiedurch läßt sich insbesondere der Vorteil erreichen, daß durch geeignete
Beeinflussung des in der potential freien Wicklung fließenden Stromes die Ansteuersignale
für beide Schalterelemente gemeinsam beeinflußt werden und damit die Schwingfrequenz
gesteuert werden kann.
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Nachstehend ist die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen
beispielsweise beschrieben. Es zeigt: Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines bekannten
Wechselrichters von dem die Erfindung ausgeht, Fig. 2 das Detailschaltbild des Wechselrichters
gemäß Fig. 1, Fig. 3a bis 3h Strom- und Spannungsverläufe an Punkten der Schaltung
gemäß Fig. 2, Fig. 4 den in erfindungsgemäßer Weise weitergebildeten Wechselrichter
der Fig. 1 bzw. 2, Fig. 5a bis 5c mögliche Ausführungsformen der Stell- bzw. Regelschaltung
gemäß Fig. 4, Fig. 6 den in erfindungsgemäßer Weise ausgestalteten Wechselrichter
gemäß Fig. 1 bzw. 2 mit einer weiteren Ausführungsform der Stell- bzw. Regelschaltung
und Fig. 7 wieder eine andere Ausführungsform der Stell-bzw. Regelschaltung.
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Der in Fig. 1 gezeigte Wechselrichter 1 nach dem Stand der Technik
wird an den Klemmen AB mit Gleichspannung versorgt und liefert an seinen Ausgangsklemmen
CD eine Wechselspannung für die an diese Klemmen CD angeschlossene Last 2.
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Bevorzugt handelt es sich bei dieser Last 2 um eine
ohmisch-induktive
Last. Der Wechselrichter 1 besteht aus zwei Schalterstufen 3 und 4, welche über
jeweils einen Ansteuerkreis 5 bzw. 6 mit den Sekundärwicklungen w2 eines Rückkopplungstransformators
7 verbunden sind. Die Primärwicklung w1 des Rückkopplungstransformators wird vom
Laststrom IL durchflossen. Ein "Lastkreis" 8 stellt den für das verlustarme Schalten
vorteilhaften induktiven Charakter der Last sicher bzw. formt als Tiefpaßfilter
die von den Schalterstufen 3 und 4 erzeugte Rechteckspannung in eine annähernd sinusförmige
Spannung um und gestattet weiters die Anpassung der Last 2 an die Versorgungsspannung
des Wandlers, und zwar ist je nach Bemessung des Lastkreises 8 eine Spannungserhöhung
oder Spannungsverminderung (Impedanztransformation) möglich. Ein Startkreis 9 erzeugt
die für das Anschwingen der Schaltung notwendigen Signale.
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Fig. 2 zeigt eirehinsichtlich der Schalterstufen und der Ansteuerkreise
detaillierte Schaltung. Jede Schalterstufe ist im wesentlichen durch einen Bipolartransistor
10 bzw.
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11 realisiert. Die Basis-Ermitterstrecke jeweils eines Transistors
ist über einen als Ansteuerkreis dienenden Widerstand 12, 13 einer Sekundärwicklung
w2 des Rückkopplungstransformators 7 parallel geschaltet. Jede Emitter-Kollektorstrecke
der Transistoren 10, 11 ist mit einer jeweils im selben Sinn gepolten Diode 14,
15 überbrückt.
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Nachstehend ist die Funktionsweise der Schaltung gem. Fig. 2 an Hand
der Strom- und Spannungsverläufe gemäß Fig. 3 näher erläutert, wobei Fig. 3a die
Kollektorspannung UC10 des Transistors 10, Fig. 3 den Kollektorstrom Ici0 des Transistors
10, Fig. 3c den Kollektorstrom 1c1 1 des Transistors 11, Fig. 3d den durch die Last
2 fließenden Laststrom IL, Fig. 3e den durch die Diode 14 fließenden Diodenstrom
ID14' Fig. 3g Die Spannung UStw2 an der dem Transistor 10 zugeordneten Sekundärwicklung
des Rückkopplungstransformators 7 und Fig. 3h den Basisstrom 1B1 0 des Transistors
10 zeigt.
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Zunächst sei angenommen, daß der Transistor 10 zum Zeitpunkt T1 leitend
sei, sein Kollektorstrom 1c10 wird entsprechend dem annähernd sinusförmigen Laststrom
IL ansteigen. Der Laststrom IL fließt durch die Primärwicklung W1 des Rückkopplungstransformators
7 und ruft dort eine Änderung des magnetischen Flusses hervor. Dadurch wird in der
Primärwicklung w1 eine Spannung induziert (proportional zu UStw2)7 welche transformiert
mit dem Ubersetzungsverhältnis des Rückkopplungstransformators auch an der Sekundärwicklung
w2 des Rückkopplungstransformators auftritt (Ustw2), der dadurch fließende Basisstrom
(IB10) hält den Transistor 10 weiter durchgesteuert (positiver Anteil von IB1o).
Sobald der Kollektorstrom 1c1 0 seinen Maximalwert überschritten hat, fällt die
in der Sekundärwicklung
w2 induzierte Spannung auf Null und kehrt
schließlich ihr Vorzeichen um, es fließt daher im Basiskreis ein negativer Basisstrom
und der Transistor 10 wird ausgeschaltet (negativer Anteil von IB10)' Daraufhin
wird der Transistor 11 durch die in der ihm zugeordneten Wicklung mit umgekehrter
Polarität induzierten Spannung durchgeschaltet, sein Kollektorstrom 1c1 1 steigt
und zwar so lange, bis er durch die Wirkung der anderen Sekundärwicklung w2 in gleicher
Weise wie der Transistor 10 abgeschaltet wird.
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Unter der Voraussetzung, daß der Rückkopplungstransformator 7 im linearen
Betrieb arbeitet, wird die Schaltung annähernd auf der Grundfrequenz des Ausgangskreises
schwingen.
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Um Querströme durch die beiden Brückentransistoren 10, 11 zu vermeiden,
wird eine "lückende" Ansteuerspannung benötigt, d. h., daß während einer bestimmten
Zeitdauer keiner der beiden Schalttransistoren 10, 11 durchgesteuert wird.
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Dies wird gemäß dem Stand der Technik erreicht, indem der Rückkopplungstransformator
so dimensioniert wird, daß der Magnetkern nur während eines kleinen Zeitraumes während
der Schaltungsperiode nicht gesättigt ist. Dies führt zu Stuerspannungsformen, wie
sie in Fig. 3g gezeigt sind.
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Hiedurch ist die Schwingfrequenz des Wandlers nicht mehr ausschließlich
durch den Ausgangskreis bestimmt, sondern auch von den Sättigungseigenschaften des
Rückkopplungstransformators. Wenn dieser Rückkopplungstransformator
schon
relativ früh im Verlauf der Schaltperiode gesättigt ist, wird der jeweils durchgeschaltete
Transistor schon früh gesperrt und damit die Schwingfrequenz des Wechselrichters
erhöht. Die Freuquenz des Ausgangsstromes liegt daher über der Resonanzfrequenz
des Ausgangskreises. Der Ausgangskreis zeigt daher induktives Verhalten, sein Scheinwiderstand
wird mit steigender Frequenz größer und der Ausgangsstrom sinkt mit steigender Frequenz
bei sonst gleichbleibenden Verhältnissen. Diese Abhängigkeit des Ausgangsstromes
und damit der Ausgangsleistung des Wechselrichters wird in erfindungsgemäßer Weise
dazu genützt, die an einen Wechselstromverbraucher abzugebende Leistung zu beeinflussen.
Hiezu wird gemäß Fig. 4 bei einer Schaltung gemäß Fig. 1 bzw. Fig. 2 der Rückkopplungstransformator
7 mit einer zusätzlichen Steuerwicklung w3 ausgebildet, an die eine Stell- bzw.
Regelschaltung 16 für die Veränderung des Magnetflusses im Rückkopplungstransformator
7 angeschlossen ist. Durch den zusätzlich über diese Steuerwicklung entnommenen
Strom IR wird der gesandte Magnetfluß im Kern des Rückkopplungstransformators beeinflußt
und damit festgelegt, bei welcher Größe des Ausgangsstromes IL der Kern magnetisch
gesättigt wird; hiedurch ist auch der Umschaltzeitpunkt der Brückenspannung (UC10)
festgelegt.
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Sobald die Induktion im Kern in die Nähe der Sättigungsinduktion kommt,
wird durch die rasch geringer werdende
Neigung der Magnetisierungslinie
B (H) des Kernmaterials auch die induzierte Spannung rasch geringer werden. Damit
fällt die Steuerspannung für den jeweils leitenden Transistor auf Null und der Transistor
wird gesperrt.
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Fig. 5 zeigt mögliche Ausführungsformen der an die zusätzliche Steuerwicklung
w3 des Rückkopplungstransformators 7 angeschlossemn Schaltung, nämlich verschiedene
Stellschaltungen. Im einfachsten Fall besteht gemäß Fig. 5a die Stellschaltung aus
einem linearen oder nicht linearen Widerstand mit ohm'schem bzw. überwiegend ohm'schem
Charakter, z.B. aus einem NTC-Widerstand. Durch die Verwendung eines solchen Widerstandes
wird eine kontinuierliche Bedämpfung des Magnetkreises in Abhängigkeit von der in
der zusätzlichen Steuerwicklung w3 des Rückkopplungstransformators induzierten Spannung
erreicht.
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Alternativ kann zur Erzielung einer Schwellwertcharakteristik ein
Netzwerk bestehend gemäß Fig. 5b aus einem Widerstand 20 der obigen Art und einer
Spannungsquelle 21 oder ein Netzwerk gleichfalls aus einem solchen Widerstand 20
und einem Schwellwertschalterelement, z.B. in Form zweier antiparallel geschalteter
Dioden 22, 23 vorgesehen werden, wie dies Fig. 5c zeigt.
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Eine weitere mögliche Ausführungsform einer Stell stufe zeigt Fig.
5d, gemäß welcher ein Feldeffekttransistor 24 Verwendung findet, der mit seinen
Drain- und Sourceanschlüssen an die zusätzliche Steuerwicklung w3 angeschlossen
ist. Der Feldeffekttransistor kann entweder als bloßer Dämpfungswiderstand im Sinne
der Fig. 5a arbeiten, indem an seine Gateelektrode eine feste Vorspannung gelegt
ist, oder als Stellschaltung mit Schwellwertcharakteristik arbeiten, indem an seine
Gateelektrode z.B. eine Zehnerdiodenschaltung angeschlossen ist. Die Beschaltung
der Gateelektrode des Feldeffekttransistors 24 ist in Fig. 5d schematisch durch
den Block 25 angedeutet. Als besondere Form der Beschaltung der GateSektrode is
FET ist ein Impulsbreitenmodulator anzusehen, der durch sein Tastverhältnis verschiedene
wirksame Kanalwiderstände realisiert bzw. bei dauerndem Durchschalten auch die Abschaltung
includiert.
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Gemäß Fig. 6 ist die an die zusätzliche Steuerwicklung W3 des Rückkopplungstransformators
angeschlossene Schaltung als Regelschaltung ausgebildet. Diese Ausführungsform wird
bevorzugt dann angewende-t werden, wenn die Konstanthaltung der Ausgangsspannung
unabhängig von Schwankungen der Versorgungsspannung bzw. Änderungen der Lastcharakteristik
erfolgen soll.
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In Übereinstimmung mit Fig. 5d sind an die zusätzliche Steuerwicklung
die Drain- und Sourceelektroden eines Feldeffekttransistors 24 angeschlossen. An
die Gateelektrode des Feldeffekttransistors 24 ist ein Regelverstärker 26 angeschlossen,
welcher die Differenz aus der an seinem einen Eingang anliegenden Spannung, die
dem Sollwert der Lastspannung proportional ist, und einer von einem Mittelwertbildner
28 erzeugten Spannung, die dem Istwert der Lastspannung proportional ist, bildet.
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Der Eingang des Mittelwertbildners 28 ist direkt an die Last 2 angeschlossen.
Mit einer ähnlichen Schaltungsanordnung kann auch die Konstanthaltung einer anderen
Lastgröße, wie z.B. des Laststromes oder ds an die Last abgegebenen Leistung, erreicht
werden. Im übrigen entspricht die Schaltung gemäß Fig. 6 jener der Fig. 4.
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Bei den vorstehenden Ausführungsformen der Stell- bzw. Regelschaltung
mit Schwellwertcharakteristik kann die Charakteristik der Stell- bzw. Regelschaltung
so gewählt werden, daß der Wechselrichter weiter arbeitet, jedoch mit herabgesetzter
Leistung, oder daß der Wechselrichter überhaupt abschaltet, z.B. dann, wenn entnommene
Leistung bzw.
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Strom einen vorgegebenen Grenzwert überschreitet.
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Eine beispielsweise Ausführungsform der Stell- bzw. Regelschaltung
für den letzteren Betriebsfall zeigt Fig. 7.
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An die Klemme EF der zusätzlichen Steuerwicklung w3 ist eine steuerbarer
Schalter 31 und an dessen Steuereingang ein Komparator 32 angeschlossen. An einem
Eingang des Komparators 32 liegt eine Sollspannungsquelle 33, am anderen Eingang
des Komparators 32 der Ausgang eines Abtasthaltekreises, welcher die Funktion eines
Spitzenwertdetektors mit Haltecharakteristik hat, dessen Eingang an die Klemme E
geführt ist. Im einfachsten Fall kann der Abtasthaltekreis z.B. aus einer Diode
mit einem großen Speicherkondensator bestehen.
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Da die Amplitude der in der zusbtzlichen Steuerwicklung induzierten
Spannung dern Laststrom proportional ist, tt t dies auch für die am Ausgang des
Abtasthaltekreises 34 auStretendu? Spannung zu. Durch Wahl der Spannung dor Sollspannungsquelle
33 kann somit jener maximale Laststrom voreingestellt werden, bei welchem der Wechselrichter
abgeschaltet wird. Bei gleich großen Komparatoreingangsspannungen schließt das dann
am Komparatorausgang auftretende Signal den steuerbaren Schalter, wodurch der Magnetkreis
des Rückkopplungstransformators sehr stark bedämpft und hiedurch abgeschaltet wird.
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Gleichermaßen liegt im Rahmen vorliegender Erfindung eine Ausführungsform
einer Stell- bzw. Regelschaltung, bei welcher zwei Schwellwerte einstellbar sind,
nämlich ein unterer Schwellwert, ab welchem die abgegebene Leistung
Des
Sollwertreglers herabgesetzt wird und ein zweiter Schwellwert, bei welchem der Sollwertregler
überhaupt abgeschaltet wird.