DE68906267T2

DE68906267T2 - Synchronisierungsschaltung fuer eine hochspannungsversorgung mit resonanzsperrwandler.

Info

Publication number: DE68906267T2
Application number: DE8989912796T
Authority: DE
Inventors: Charles Hamp; Paul Weindorf
Original assignee: Honeywell Inc
Current assignee: Honeywell Inc
Priority date: 1988-12-09
Filing date: 1989-11-06
Publication date: 1993-09-02
Anticipated expiration: 2009-11-07
Also published as: EP0447410B1; CA2005017A1; WO1990006619A1; US4888821A; EP0447410A1; JPH04502399A; DE68906267D1

Description

Die Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf Hochspannungsversorgungen für elektrische Geräte und insbesondere auf eine Synchronisierschaltung für eine Hochspannungsversorgung mit Resonanzrücklauf zur Erzeugung einer Ausgangshochspannung für die Anode einer Kathodenstrahlröhre.

Hintergrund der Erfindung

Die Entwicklung neuer hochauflösender Kathodenstrahlröhren mit der Fähigkeit der Abgabe von bis zu 36 Watt an der Anode hat den Bedarf für eine Hochspannungserzeugung aufkommen lassen, welche 25 Watt Spitzenleistung und 36 Watt Gleichstromleistung an der Anode mit hohem Wirkungsgrad und unter starker Belastung erzielen kann, um sowohl die elektrische als auch die thermische Beanspruchung der Bauteile zu verringern. Bisherige Hochspannungsversorgungen entwickelten eine geringere Ausgangsleistung und waren deshalb nicht der durch niedrige Wirkungsgrade verursachten thermischen und elektrischen Beanspruchung ausgesetzt. Die Erfindung soll als Teil einer Resonanzrücklauf-Hochspannungsversorgung arbeiten, wie sie von William Santelmann, Jr. in einem Aufsatz "Designing Ultra-Efficient High Voltage Supplies Using a High-Frequency Resonant Flyback Technique", veröffentlicht 1982 in proceedings of Powercon 9, G1-2, Seite 1 beschrieben ist. Ein anderes als Hintergrund der Erfindung anzusehendes Konzept wird von T. K. Phelps in einem Aufsatz "Optimizing the Design of Switch-Mode Power Conditioners Using Capacitive Voltage Multipliers" beschrieben, veröffentlicht 1981 in Proceedings of Powercon 8, I-1, Seiten 1-7.
Eine Art bekannter Stromversorgungen arbeitet bei einer fest vorgegebenen Frequenz. Zur Erfüllung erhöhter Lastanforderungen muß ein Leistungsschalter, üblicherweise ein Feldeffekttransistor FET, bei zunehmenden Senkenspannungen einschalten. Dies bietet mehr Ladezeit für die angekoppelte Induktivität.
Bei einer anderen bekannten, mit einer festen Frequenz arbeitenden Stromversorgung werden erhöhte Leistungsanforderungen durch Erzeugung einer erhöhten Steuerspannung am Leistungsschalter-FET erfüllt. Dies bewirkt mehr Strom in die angekoppelte Induktivität und infolgedessen mehr Energie für die Multipliziererstufe. Die Nachteile solcher bekannten Stromversorgungen rühren aus ihrem Festfrequenzbetrieb her.
Einer dieser Nachteile bekannter Stromversorgungen liegt darin, daß erhöhte Leistungsanforderungen durch Erhöhen der Ladezeit für die angekoppelte Induktivität erfüllt werden, indem man den Leistungs-FET bei höheren Spannungspegeln der Rücklaufkurve einschaltet und damit einen höheren Spannungsabfall am FET erzielt. Die Leistungsabgabe des FET nimmt bei größer werdender Belastung schnell zu und entwickelt sich zum Grenzfaktor des Leistungsfaktors.
Bei einer anderen bekannten Stromversorgung wird die Steuerspannung des FET verändert, um den Drain/Source- Widerstand Rds zu steuern, der seinerseits den Ladestrom der gekoppelten Induktivität beeinflußt. Bei geringen Lasten nähert sich die Steuerspannung dem Schwellwert Vτ (Vth) und treibt damit den Drain/Source-Widerstand Rds nach oben, wodurch im FET unbenötigte Leistung in Wärme umgesetzt wird.
EP-A 0 027 015 beschreibt einen Gleichstrom/Gleichstrom- Umsetzer mit einem Aufwärtstransformator, dessen Primärwicklung gesteuert durch ein Oszillator Stromimpulse erhält. Bei jedem Stromimpuls steigt der Strom stetig an und wird dann plötzlich unterbrochen, um auf diese Weise Hochspannungsimpulse in einer Sekundärwicklung des Transformators zu erzeugen. Die Hochspannungsimpulse durchlaufen einen Spannungsvervielfacher um eine Hochspannungs- Ausgangsgleichspannung zu erzeugen. Jedem Hochspannungsimpuls ist ein Niederspannungsimpuls in der Primärwicklung zugeordnet, der zur Steuerung der Oszillatorfrequenz benutzt wird. Der Oszillator wird außerdem durch einen Transistor in Abhängigkeit vom Spitzenstrom in der Primärwicklung gesteuert, und darüber hinaus wird der Oszillator mittels einer Rückkopplungsschleife zur Begrenzung seiner Maximalfrequenz gesteuert, wenn der Ausgangsstrom einen vorgegebenen Pegel überschreitet.
Die vorliegende Erfindung beruht auf einer Rücklaufhochspannungsversorgung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1, wie sie aus Figur 6 und der zugehörigen Beschreibung des obenerwähnten Aufsatzes von Santelmann bekannt ist. Eine weitere Verbesserung dieser Hochspannungsversorgung wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 erzielt. Zusätzliche Verbesserungen und Einzelheiten der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben. Die Erfindung beseitigt die Nachteile bekannter Hochspannungsversorgungen, indem sie Frequenzänderungen vorsieht, um sich ändernden Anodenbelastungen anzupassen. Durch Verringern der Frequenz bei verringerter Last ermöglicht es die Erfindung der Rücklaufkurvenform, ihren Resonanzzyklus abzuschließen, ehe der Leistungs-FET eingeschaltet wird. Der Leistungs-FET wird eingeschaltet, sobald die Senkenspannung auf 0 Volt abfällt. Damit wird die bei bekannten Anordnungen vorhandene Umsetzung zusätzlicher Leistung in Wärme vermieden. Santelmann erkennt beispielsweise nicht die kritische Zeitvorgabe, welche erforderlich ist, um die Steuerelektrode des Leistungs-FET zu geeigneter Zeit einzuschalten. Santelmann schlägt auf Seite 7 im fünften Absatz vor, daß die Steuerelektrode des Leistungs-FET zu jeder beliebigen Zeit eingeschaltet wird, wenn ihn ein negativer Strom durchfließt (siehe auch Fig. 2 bei Santelmann). Während diese unsynchronisierte Methode bei leichten Belastungen annehmbar sein mag, erkennt die vorliegende Erfindung, daß diese Methode Vollastzustände nicht zu bewerkstelligen vermag, weil die Länge der Totzeit zwischen dem Anfang eines positiven Anstiegs des Senkenstroms und der Entladung der Senkenspannung auf 0 Volt, wie dies in der hiesigen Figur 7b sowie in Figur 8 des Aufsatzes von Santelmann beschrieben ist, extrem kurz ist und in Wirklichkeit der Senkenstrom nie negativ wird. Die Erfindung erkennt zum ersten Mal, daß es wichtig ist, den Leistungs-FET einzuschalten, wenn die Senkenspannung auf ihren Minimalwert abgefallen ist, wie dies durch einen stark reduzierten Wert der Ableitung dv/dt auf dem abfallenden Ast der Senkenspannungskurve bestimmt wird. Dieses Merkmal der Erfindung wird im einzelnen später anhand der Figuren 3 bis 7 beschrieben.
Die Treiberspannung an der Steuerelektrode des Leistungs- FET schaltet bei der Stromversorgung gemäß der Erfindung den Leistungs-FET voll durch und treibt damit den Rds-Parameter des FET auf sein spezifiziertes Minimum. Einige Arten bekannter Stromversorgungen steuern die Steuerelektrode nicht voll durch, so daß Rds nicht auf seinen spezifizierten Minimalwert gebracht wird. Der Leistungsverlust im FET infolge des Ladestroms für die gekoppelte Induktivität durch den Drain/Source-Widerstand Rds nimmt somit zu und begrenzt damit den Wirkungsgrad der Stromversorgung.

Zusammenfassung

Eine Synchronisierschaltung für eine Resonanzrücklauf- Hochspannungsversorgungseinheit zum Erzeugen einer Ausgangshochspannung für eine Kathodenstrahlröhre oder für eine andere Hochspannungsanwendung wird beschrieben. Die Erfindung umfaßt Mittel zur Erzeugung einer Rampenspannung; Mittel zum Vergleich der Rampenspannung mit einer Kompensationsspannung, um die Ladezeit für die gekoppelte Induktivität zu bestimmen; sowie Mittel zur Pulsbreitenmodulation einschließlich Mitteln zum Abschalten des Ausgangs der Pulsbreitenmodulation. Ferner sind Mittel zur Rückkopplungssynchronisation vorgesehen, um den Leistungsschalttransistor in Abhängigkeit von der Ladezeit ein- und abzuschalten.
Die Stromversorgung gemäß der Erfindung verringert ihre Frequenz, um sich erhöhten Belastungen anzupassen. Die Erhöhung der Periode erfolgt in erster Linie in Form der zusätzlichen Ladezeit, welche gebraucht wird, um Ausgangslastanforderungen zu erfüllen.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Stromversorgung für die Versorgung von Kathodenstrahlröhren zu schaffen, welche die Ausgangssignalfrequenz verringert, um eine erhöhte Belastung aufzufangen. Es ist ferner Ziel der Erfindung, eine Synchronisierschaltung zur Verwendung in einer Resonanzrücklauf-Hochversorgungseinrichtung zu schaffen. Ein anderes Ziel der Erfindung besteht in der Schaffung einer Einrichtung zum Verringern des Leistungsverlustes in Leistungs-Feldeffekttransistoren und in der Erhöhung des Wirkungsgrades in einer Resonanzrücklauf-Hochspannungsversorgungseinrichtung. Nach einer weiteren Aufgabe der Erfindung soll eine Schutzschaltung für in Hochspannungsversorgungseinrichtungen eingesetzte Leistungs-FETs geschaffen werden.
Weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden dem Fachmann aus der nachfolgenden Einzelbeschreibung, den Ansprüchen sowie den Zeichnungen ersichtlich, worin gleiche Bezugszeichen gleiche Bauelemente bezeichnen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Figur 1 zeigt das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Hochspannungsversorgung mit einer Synchronisierschaltung für eine Resonanzrücklauf- Hochspannungsversorgungseinrichtung gemäß der Erfindung.
Figur 2 gibt schematisch das Schaltbild für eine Hochspannungsversorgung unter Anwendung der Erfindung wieder.
Figur 3 zeigt graphisch die Steuer- und Senkenspannungen bei fehlender Last für den Leistungs-FET Q6 der Schaltung nach Figur 1.
Figur 4 zeigt die Steuer- und Senkenspannungen bei Vollast für den Leistungs-FET in Figur 1.
Figur 5 zeigt drei am Punkt 1 in Figur 2 gemessene Kurvenformen, das abgeschaltete Signal am U1- Stift 3 sowie die Senkenkurvenform an Q6.
Figur 6 zeigt Kurven gemessen an einem Ausführungsbeispiel der Schaltung gemäß Figur 1.
Figur 7 zeigt drei Kurven des Stroms durch den FET Q6 unter unterschiedlichen Lastzuständen bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung mit der Schaltung gemäß Figur 1.
Die Figuren 7a und 7b zeigen die Senkenspannungen an Q6.

Einzelbeschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Ein schematisch anhand der Figuren 1 und 2 dargestelltes Ausführungsbeispiel wird zur Erläuterung der Lehre gemäß der Erfindung beschrieben. Es ist jedoch zu bemerken, daß die Einrichtung nach den Figuren 1 und 2 nur als Ausführungsbeispiel anzusehen und die Erfindung nicht auf diese wiedergegebenen Ausführungsbeispiele beschränkt ist. Fachleute erkennen, daß zahlreiche alternative Mittel zur Durchführung der Erfindung eingesetzt werden können.
In Figur 1 ist ein Blockschaltbild einer Hochspannungsversorgung mit einer Synchronisierschaltung für eine Resonanzrücklauf- Hochspannungsversorgungseinrichtung gemäß der Erfindung wiedergegeben. Die im dargestellten Ausführungsbeispiel benutzte Spannungsversorgung wurde von Honeywell Inc., Defense Avionics Division in Albuquerque, New Mexico, verwendet, um eine Anodenspannung von 25 kV zu erzeugen und einen Strom bis zu 3 mA zu liefern. Bei der Beschreibung der Erfindung wird zunächst eine anschauliche Erläuterung der Stromversorgung in Verbindung mit Figur 1 gegeben. Hieran schließt sich eine Analyse auf Komponentenebene an, um spezielle Einzelheiten sowohl hinsichtlich der Gesamtanordnung als auch der Synchronisierschaltung selbst darzustellen.
In Figur 1 zeigt das Blockschaltbild des wiedergegebenen Ausführungsbeispiels einer Hochspannungsversorgung gemäß der Erfindung eine Treiberschaltung 10, welche eine gekoppelte Induktivität T1, einen Negativrampendetektor 32, einen Leistungsschalttransistor Q6, ein Steuertreibernetzwerk 34, einen Anodenresonanzrücklaufregler 36, einen Stromdetektor 38, eine Induktivität L2 sowie einen Widerstand R11 umfaßt. Von der Treiberschaltung 10 gespeist werden ein vierstufiger Spannungsvervielfacher 40 sowie eine Teiler- und Filtereinrichtung 50. Der Negativrampendetektor 32 umfaßt die Synchronisierschaltung gemäß der Erfindung, wie sie im einzelnen in Figur 2 wiedergegeben ist. Die Leistung für die Anodenausgangsspannung am Punkt 20 wird aus einer positiven Gleichspannung von 70 Volt am Eingang des Eingangsleistungsfilters 30 abgeleitet. Die Kapazität im Eingangsleistungsfilter liefert einen hohen Wechselstrom aus einer induktivitätsfreien Quelle. Die Induktivität im Eingangsleistungsfilter verringert die hohen Wechselströme im Eingang der Stromversorgung. Wird der Leistungsschalttransistor Q6 durchgeschaltet, fließt Strom durch die gekoppelte Induktivität T1 und bewirkt eine Speicherung von Energie in deren Kern sowie im Luftspalt der Induktivität T1, während zugleich Strom in die vier-stufige Vervielfacherschaltung fließt. Der Schalttransistor Q6 ist vorzugsweise ein Feldeffekttransistor derart, wie er in Hochspannungsversorgungen eingesetzt wird, beispielsweise vom Typ IRF450. Der Fachmann erkennt jedoch, daß andere Transistortypen, wie beispielsweise bipolare Transistoren, als Leistungsschalttransistor Verwendung finden können. Sobald genügend Energie in der gekoppelten Induktivität T1 gespeichert ist, sperrt der Transistor Q6 und läßt in der gekoppelten Induktivtät T1 eine Resonanzrücklaufkurvenform entstehen. Bei einem dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung wurde eine Spitzenspannung von 6250 Vpp an der Sekundärwicklung der gekoppelten Induktivität erzeugt und dem vierstufigen Multiplizierer 40 zugeleitet, der dann eine Anodenspannung von 25 kV entstehen läßt. Der Fachmann erkennt, daß durch Verändern der in Stromversorgungsschaltungen üblicherweise benutzten Parameter die Ausgangsanodenspannung auch auf verschiedene Hochspannungswerte eingestellt werden kann, und zwar je nach Anforderung der zu versorgenden Kathodenstrahlröhre. Eine Rückkopplungsspannung wird von einem Teiler/Filternetzwerk 50 erzeugt, welches der Stabilisierung und Steuerung der Rückkopplungsschleife dient. Die Anodenrückkopplungsspannung des Teiler/Filternetzwerks 50 wird an einen ersten Eingang 52 des Anodenresonanzrücklaufreglers 36 geführt. Die Anodenrückkopplungsspannung wird mit einer Bezugsspannung verglichen, welche dem Regler 36 an einem zweiten Eingang 54 zugeleitet wird. Damit wird die Ladezeit des gekoppelten Induktors bestimmt, welche der zur Erzeugung einer Anodenausgangsspannung von 25 kV erforderlichen Durchschaltzeit des Feldeffekttransistors benötigt wird. Längere Ladezeiten erhöhen die im Kern der gekoppelten Induktivität gespeicherte Energie, so daß während des Rücklaufs mehr Energie übertragen wird. Die Anodenlast bestimmt die für die gekoppelte Induktivität T1 benötigte Ladezeit.
Wie am besten aus den Figuren 3 und 4 ersichtlich wird, ergeben sich mit zunehmender Anodenbelastung längere Perioden. Dies rührt in erster Linie aus der vergrößerten Ladezeit der gekoppelten Induktivität her, welche benötigt wird, um die Lastanforderungen zu erfüllen.
Um Änderungen der Periode zu ermöglichen, muß der Anodenresonanzrücklaufregler 36 während eines Teils jeder Periode abgeschaltet und auf einen vorgegebenen Zustand zurückgeschaltet werden. Die am Eingang 56 bewirkte Abschaltfunktion kommt aus der Synchronisierschaltung für eine Resonanzrücklauf-Hochspannungsversorgung, die sich im Negativrampendetektor 32 befindet. Die Synchronisierschaltung verwendet die Beziehung
i = C(dv/dt), (1)
um den Anodenresonanzrücklaufregler 36 abzuschalten. Das Netzwerk stellt die negative Rampe der Rücklaufkurvenform fest und durch Verwendung des entsprechend der Gleichung (1) erzeugten Stroms schaltet es den Regler 36 solange ab bis der Rücklauf beendet ist. Am Ende des Rücklaufs kann der Regler 36 dann in seiner normalen Betriebsweise arbeiten. Ein RL-Schaltkreis als Stromfühler ist zwischen die Quellenelektrode des Feldeffekttransistors Q6 und Masse eingeschaltet, um Überströme durch den FET Q6 festzustellen. Sobald der Schaltpegel des Stromdetektors 38 erreicht ist, wird das Steuerelektroden- Treibernetzwerk 34 am Schaltungspunkt 37 gesperrt und damit der FET Q6 abgeschaltet.
Mit Bezug auf Figur 2 wird nunmehr eine mehr ins einzelne gehende Beschreibung eines Ausführungsbeispiels einer die Erfindung anwendenden Hochspannungsversorgung gegeben. Die folgende Erläuterung unterteilt die verschiedenen Baugruppen in Figur 2 in zwei Gruppen entsprechend den Blöcken gemäß Figur 1.
Mit Bezug auf die Figuren 1 und 2 umfaßt das Eingangsleistungsfilter 30 ein LC-Netzwerk mit herkömmlichen Elementen um das Hochfrequenzrauschen zu verringern, indem bei 10 kHz ein Doppelpol erzeugt wird. Ein Widerstand R13 liegt parallel zur Induktivität L1 und sorgt für die Dämpfung im LC-Netzwerk. Der Negativrampen- Detektor 32 aus Figur 1 besteht aus den Bauelementen VR1, R1, R2, R3, R6, R7, CR1, CR2, CR3, C1, Q1 und Q2, wie dies aus dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 2 ersichtlich ist. Die Grundfunktion des Negativrampendetektors besteht darin, den Pulsbreitenmodulator U1 während der Abstiegsrampe der Rücklaufkurvenform abzuschalten, indem er die Spannung am Synchronisieranschluß SYNC des Modulators U1 auf einen Hochpegel bringt und den Modulator U1 solange zurücksetzt, bis die Ableitung dv/dt der Negativrampe den Wert Null erreicht. Der Modulator U1 kann ein Standardpulsbreitenmodulator sein, beispielsweise vom Typ SG1524 der Firma Silicon General Company. Die Spannung zu beiden Seiten des Kondensators C1 gleicht annähernd der Rücklauf spannung, wenn sie in diesem Beispiel anzusteigen beginnt von 4,3 V (entsprechend den durch den vorhergehenden Zyklus bestimmten Anfangsbedingungen), weil kein anfänglicher Stromweg vorhanden ist. Sobald der Punkt 1 in Figur 2 einen Wert von 56,7 V angenommen hat, wird die Summenspannung von Vzk(VR1) + Vf(CR1) + 5(+5V Versorgung) am Punkt PT1 auf diesem Wert festgeklemmt, und der Strom fließt über VR1 und CR1 in die +5V- Stromversorgung.
Figur 5 vergleicht die Rücklaufkurvenform mit der begrenzten Kurvenform am Punkt PT1. Während der Zeit, in der die Rücklaufkurvenform über 56,7V ansteigt, bleibt die Spannung an PT1 auf 56,7V begrenzt. Während des Anfangs der sinkenden Rücklaufkurvenform nimmt die Spannung auf beiden Seiten des Kondensators C1 im gleichen Maße ab, weil dem Kondensator über PT1 kein Strom zugeführt werden kann. Dies liegt daran, daß die Diode CR2 in Sperrichtung vorgespannt ist und daß kein Strom von der +5V-Spannungsversorgung über die Diode CR1 fließen kann. Fällt die Spannung an PT1 auf einen Wert entsprechend dem Diodenabfall (CR2) unter die +5V-Spannungsversorgung, so fließt Strom über den Widerstand R1 und die Diode CR2 zum Kondensator C1. Der durch den Widerstand R1 fließende Strom erzeugt an der Emitterbasisstrecke des Transistors Q1 eine Vorwärtsspannung Veb und schaltet den FET Q1 durch. Der Strom aus dem Kollektor des FET Q1 fließt durch die Widerstände R2 und R3 und erzeugt ein 3V-Signal am Eingang SYNC des Pulsbreitenmodulators U1. Dieses Signal am Stift 3 ist in Figur 5 wiedergegeben und ist ein Hochpegel-Eingangssignal. Es veranlaßt, daß die Ausgangstransistoren des Pulsbreitenmodulators U1 abgeschaltet bleiben und setzt den Modulator U1 zurück, wodurch der FET Q6 abgeschaltet bleibt bis die zeitliche Ableitung dv/dt der negativen Rampe der Wert 0 erreicht hat.
Die Bemessung des Kondensators C1 und der zeitlichen Ableitung dv/dt der abfallenden Rampe der Rücklaufkurvenform bestimmt die Werte für die Widerstände R1, R2 und R3. Die Berechnung zur Bestimmung der Spannung am Stift 3 ist wie folgt:
I (CR2,C1) =C1 (Rücklaufspannungsabfall während der Stromleitzeit von CR3 dividiert durch die Stromleitzeit von CR3) (2)
=27pF(110V/1,4us)=2,12mA
I(R1)=0,7V/442=1,58mA (3)
Ib(Q1)=(2, 12-1,58)mA=0,54mA (4)
Nimmt man an, daß Q1 in Sättigung betrieben wird, so folgt:
Vec(Q1) = 0,5V (5)
Vc(Q1) = 5-0,5 = 4,5V (6)
Ic = Vc(Q1)/(R2 + R3) = 4,5V/5,02kOhm = 0,90mA (7)
ß = Ic/Ib = 0,9mA/0,54mA = 1,66 (8)
Gleichung 8 zeigt, daß Q1 in Sättigungszustand arbeitet, so daß:
V(R3) = (5-0,5 Volt)[(4,02k/(4,02k + 1k)] = 3,60 Volt (9)
Die Gleichung 9 läßt erkennen, daß eine ausreichende Spannung an der Anode von CR3 zur Verfügung steht, um den Synchronisiereingang SYNC des Modulators U1 zu schalten. Infolge des Betriebs von Q1 in der Sättigung ergibt sich keine Abhängigkeit von V(Q1) während der Stromleitzeit von CR3.
Die Synchronisierschaltung stellt die negativ gerichtete Rampe der Rücklaufkurvenform fest und hält den FET Q6 gesperrt bis der Rücklauf seinen Resonanzzklus vollendet hat. Sobald die Senkenelektrode von Q6 den Wert von 0 Volt erreicht, wird ein starker Steuerstrom zugeführt, um Q6 voll durchzuschalten und damit den Quellen/Senken- Widerstand Rds des FET Q6 auf seinen Minimalwert zu senken. Da die Senkenelektrode bei eingeschaltetem Q6 auf 0 liegt, ergibt sich eine Verlustleistung in Q6 nur infolge des Produkts Ids x Rds, wobei der Strom derjenige ist, der zur Ladung der gekoppelten Induktivität dient. Bekannte Schaltungen schalteten den FET bei zunehmenden Senkenspannungen ein, um die bei höherer Anodenausgangsbelastung erforderlichen verlängerten Ladezeiten zu erzielen. Eine solche Betriebsweise erhöht den Leistungsverlust im FET, um sowohl den Ladestrom für die gekoppelte Induktivität über Rds als auch den anfänglichen Senkenspannungsabfall an Rds einzuschließen, wenn der FET erstmals durchgeschaltet wird.
Der Anodenresonanzrücklaufregler der gezeigten Ausführungsform der Erfindung besteht aus den Widerständen R4 und R5, den Kondensatoren C2 und C3 sowie dem Pulsbreitenmodulator U1. Das aus R4 und C2 bestehende Netzwerk erzeugt ein Rampensignal, welches mit der Kompensationsspannung am Stift 9 des Modulators U1 verglichen wird, um die Ladezeit für die gekoppelte Induktivität zu bestimmen. Figur 6 zeigt die Spannungsrampe und die Spannung am Stift 9 des Modulators U1. Während die Rampe ansteigt aber noch unterhalb der Kompensationsspannung am Eingang COMP von U1 liegt, wird die gekoppelte Induktivität geladen, d.h. die Steuerelektrode von Q6 ist stromleitend. Sobald das Rampensignal den Spannungspegel am Stift 9 übersteigt, wird die Steuerelektrode gesperrt und löst den Rücklauf aus. Die Kompensationsspannung COMP des Modulators U1 wird durch Vergleich der Rückkopplungsspannung mit einer festen Bezugsspannung erzeugt, die den Stiften 1 bzw. 2 zugeführt werden. Fällt die Rückkopplungsspannung unter die Bezugsspannung, so steigt die Kompensationsspannung COMP des Wandlers U1 an, so daß die Ladezeit für die gekoppelte Induktivität vergrößert wird. Dies erhöht die im Kern der Induktivität T1 gespeicherte Energie und damit auch die Energieübertragung auf die Sekundärwicklung von T1. Gelangt mehr Energie in die Sekundärwicklung von T1, so steigt die Anodenausgangsspannung und auch die Rückkopplungsspannung an und drückt die Kompensationsspannung COMP des Modulators U1 nach unten. Das Reihen-RC-Netzwerk R5, C3 am Anschluß COMP (Stift 9) des Modulators U1 stabilisiert die Kompensationsspannung und damit die gesamte Rückkopplungsschleife.
Wird der Eingang SYNC des Modulators U1 auf hohes Potential gebracht, um den Wandler U1 abzuschalten, so wird der Kondensator C2, wie in Figur 6 wiedergegeben, entladen. Die Neigung der Entladekurve am Stift 7 des Eingangs CT wird durch den Kondensator C2 sowie einen internen Widerstand im Modulator U1 bestimmt. Kehrt der Modulator U1 zum Normalbetrieb zurück, so befindet sich die Rampenspannung auf ihrem niedrigsten Pegel von etwa 0,5V. Da diese Spannung unter der Kompensationsspannung COMP des Wandlers U1 liegt, schaltet der FET durch, sobald das Signal SYNC Modulator U1 gesteuert durch die Synchronisierschaltung auf niedriges Potential umschaltet.
Einige unerwünschte Eigenschaften haben die gekoppelte Induktivität T1 und der Feldeffekttransistor Q6. Diese müssen überprüft werden, um den Grund für die Auswahl einiger Komponenten zu verstehen. Eine gekoppelte Induktivität hat immer eine Streuinduktivität infolge der Magnetfelder, welche nicht die Primärwicklung mit der Sekundärwicklung koppeln. Diese Induktivität erzeugt eine Rücklaufkurvenform bei Resonanzfrequenz entsprechend
Freq = 1/[2π(Lstreu x Cparasitär) ] (10).
Da die Streuinduktivität wesentlich kleiner ist als die Induktivität der Primärwicklung, ist die Rücklauffrequenz auf Grund der Streuinduktivität viel höher als jene, die durch die Primärinduktivität verursacht wird. Beide Rücklaufkurvenformen sind in Figur 3 wiedergegeben. Die Hauptkurve ergibt sich aus der Resonanz von Lprimär und Cparasitär , und die kleine Spitze S am unteren Ende der Anstiegsflanke wird verursacht durch die Resonanz der Streuinduktivität LStreu mit Cparasitär. Da die Synchronisierschaltung negative Ableitungen dv/dt feststellt, muß die abfallende Flanke der Streuspannungsspitze S unterdrückt, dabei aber gleichzeitig auf die Hauptrücklaufkurvenform reagiert werden. Eine Schaltung zur Unterdrückung der Abstiegsflanke der Spitze S ist in den Negativrampendetektor eingebaut und wird später erläutert.
Feldeffekttransistoren haben im durchgeschalteten Zustand einen geringen Widerstand zwischen der Senken- und der Quellenelektrode, der sich erhöht, sobald die Steuerspannung absinkt. Da über diesen Widerstand ein Strom fließt, wird im FET Leistung verbraucht. Ein übermäßiger Leistungsverbrauch verringert den Widerstand und kann im Extremfall den FET zerstören. Während der FET abgeschaltet ist, ist die Senkenspannung diejenige der Rücklaufkurvenform. Nimmt die Steuerspannung zu dieser Zeit einen hohen Pegel an, so entsteht ein großer Spannungsabfall an dem niedrigen Widerstand zwischen Senken- und Quellenelektrode. In dieser Situation entsteht ein hoher Strom und zerstört den FET. Maßnahmen innerhalb der Negativrampendetektionsschaltung gemäß der Erfindung schützen vor einer solchen Situation.
Der Spannungsabfall auf der negativ gerichteten Rampe bis zur Streuinduktivitäts-Spitze S bestimmt die minimale Zenerspannung an der Zenerdiode VR1. Wie aus Figur 2 ersichtlich ist, nimmt die Spannung am Punkt PT1 mit der Rücklaufkurvenform zu bis die Spannung Vzk erreicht ist und wird dann auf diesem Wert festgehalten. Ist die abfallende Flanke der Streuinduktivitätsspitze S größer als Vzk, so wird die Diode CR2 in Vorwärtsrichtung vorgespannt und schaltet den Transistor Q1 durch. Damit wird der Stift 3 am Modulator U1 auf hohes Potential gelegt. Der Kondensator C2 entlädt sich und das Rampensignal wird auf sein niedrigsten Pegel zurückgesetzt. Der FET versucht dann während der Rückflanke durchzuschalten und eine hohe Spannung (d.h. die Rücklaufspannung) fällt am FET ab und zerstört die Einrichtung. Deshalb muß die Spannung Vzk der Diode VR1 größer sein als der Spannungsabfall auf der negativen Seite der Streuinduktivitätsspitze.
Figur 3 zeigt die Streuinduktivitätsspitze S, wie sie an einer gekoppelten Induktivität entsteht, wie sie in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung benutzt wird. Die spezielle, in diesem Experiment benutzte gekoppelte Induktivität hatte eine sehr geringe Streuung, und folglich war die Spitze S sehr klein (10V). Folglich erreichte der Punkt PT1 die Spannung Vzk der Diode VR1 vor dem Auftreten der Streuinduktivitätsspitze nicht. Nimmt die Streuung zu, so wächst auch die Höhe der Spitze, weil die höhere Streuinduktivität mehr Energie speichern kann. Folglich muß Vzk größer als die im schlimmsten Fall in der Senken-Rücklaufkurvenform zu erwartende Streuinduktivitätsspitze S sein.
Der Transistor Q2 und die Widerstände R6 und R7 beenden jegliche Fehleinschaltung des Synchronisiereingangs SYNC des Modulators Q1 bei durchgeschalteter Steuerelektrode. Ein Basistreiberstrom gelangt an Q2, sobald die Steuerelektrode auf hohes Potential geht. Die Durchschaltung des Transistors Q2 zu diesem Zeitpunkt verhindert die Fehlsteuerung der Synchronisierschaltung unter starker Belastung. Dies läßt sich erkennen am Abfall F am Ende der Senkenkurvenform in Figur 4. Zu beachten ist, daß diese Spannung an der Senkenelektrode ansteht, während die Steuerelektrode eingeschaltet wird. Während dieser Zeit könnte der Transistor Q1 fälschlich auf Grund des vom Kondensator C1 gezogenen Stromes durchschalten. Der Kollektorstrom Ic des Transistors Q1 wird jedoch den Synchronisiereingang SYNC des Modulators U1 nicht schalten, weil der Transistor Q2 diesen Strom in seinen Kollektor und damit vom Widerstand R3 wegfließen läßt.
Als nächstes wird das Treibernetzwerk 34 für die Steuerelektrode analysiert. Die Stifte 11 sowie 12, 13 und 14 sind innerhalb des Modulators U1 an nichtdargestellte npn-Transistoren angeschlossen, welche durchschalten, sobald die Rampenspannung am Eingang CT (Stift 7) des Modulators U1 unterhalb der Kompensationsspannung COMP am Stift 9 des Modulators U1 liegt. Sind die Ausgänge der Transistoren eingeschaltet, so beträgt die Spannung an den Stiften 12 und 13 etwa 2,0V. Da dies unterhalb der Spannung Vzk (VR2) liegt, muß der Transistor Q3 gesperrt sein, weil kein Basistreiberstrom zugeführt wird. Dies bedeutet, daß der Transistor Q4 durchschaltet, weil von der Spannungsquelle +15V über den Widerstand R9 Basistrom fließt. Der Transistor Q4 lädt die Steuerelektrode auf und schaltet den Feldeffekttransistor Q6 durch. Ist die Rampenspannung am Stift 7 größer als die Kompensationsspannung am Stift 9, so schalten die Ausgangstransistoren des Modulators U1 ab, und die Stifte 12 und 13 nehmen eine Spannung an, wie sie durch die Versorgungsspannung +15V, die Spannung Vzk an VR2, die Widerstände R8 und R9 und die Spannung Vbe an Q3 bestimmt wird. Der durch die externe Stromversorgung von +15V gelieferte Strom fließt durch R12, VR2 und R8, womit die Spannung Vb an Q3 nach oben getrieben wird. Damit gerät der Transistor Q3 in Sättigung; Vc(Q3)=0,3V. Die Steuerspannung wird dann über Q5 und R10 entladen und auf Null Volt abgesenkt, wodurch der FET sperrt. Der Widerstand R10 ist ein wichtiges Element bei der Begrenzung der Induktivitätsrücklaufspannung, indem er die Abschaltzeit des Feldeffekttransistors Q6 verlangsamt.
Der letzte Block ist der Stromdetektor 38. Diese Baugruppe erzielt eine periodenweise Strombegrenzung zum Schutz gegen übermäßige Strombelastung und Kurzschlüsse in der Primär- und der Sekundärwicklung der gekoppelten Induktivität und im Feldeffekttransistor Q6. Drei verschiedene Quellenstromkurven sind in Figur 7 wiedergegeben, um den Grund für das Serien-RL-Netzwerk erkennbar zu machen. Von oben nach unten sind dies:
(1) Kein Ladestrom (0mA an der Anode), Figur 7A;
(2) Voller Ladestrom (3mA an der Anode, Figur 7B; und
(3) Strom auf Grund einer kurzgeschlossenen Primärwicklung von T1, Figur 7C.
Der Widerstand R11 erzeugt eine dem Stromfluß I(R11) durch den Widerstand direkt proportionale Spannung. Sie führt zu einer angemessenen Begrenzung gegen Überlastung, weil die Ableitung di/dt für Vollast langsam genug ansteigt, um dem Stromdetektor U2 das Feststellen von Überstromzuständen zu ermöglichen und die Steuerelektrodenspannung nach unten zu ziehen, ehe der Quellenstrom den Grenzwert von Ids in Q6 erreicht. Bei Überlastbedingungen schaltet der Strom Ids durch Q6 den Detektor U2 bei 7A und zieht die Steuerelektrodenspannung nach unten, ehe der Strom Ids 8A erreicht hat. Die Induktivität L2 hat keine große Wirkung bei Leerlauf und Vollastzuständen, weil die Stromänderung di/dt ziemlich klein ist. Bei Kurzschlußzuständen ist di/dt sehr schnell. Wird nur der Widerstand R11 benutzt, so schaltet der Strom Ids den Detektor U2 bei 7A, jedoch wird die Steuerelektrode nicht auf niedrigere Spannung gezogen, bevor der Strom Ids 16A erreicht. Der Feldeffekttransistor Q6 wird unter diesen Umständen nicht lange ausharren. Durch Verwendung der Induktivität L2 zum Feststellen einer schnellen Stromänderung di/dt tritt die Umschaltung des Detektors U2 auf, wenn Ids = 2A und schaltet die Steuerelektrode ab, sobald Ids = 4A. Der Feldeffekttransistor Q6 wird eine solche Situation üblicherweise überleben.
Der Detektor U2 ist eine strommessende Verriegelungsschaltung, welche den Strom durch Q6 mißt. Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Detektor U2 ein integrierter Schaltkreis SG1549 der Firma Silicon General Company.
Der Detektor U2 muß in jeder Periode zurückgesetzt werden, um eine periodenweise Strombegrenzung zu erzielen und zu verhindern, daß der Transistor Q6 vor der nächsten Periode einschaltet. Dies wird erreicht, indem man den im Modulator U1 erzeugten Synchronisierimpuls SYNC an den Rücksetzeingang RS des Stromdetektors U2 legt. Der am Stift 3 des Modulators U1 erzeugte Synchronisierimpuls SYNC ist in Figur 5 wiedergegeben.
Fachleute erkennen, daß im bevorzugten Ausführungsbeispiel beide für die Erfindung benutzten Spannungsbausteine U1 und U2 gekapselt werden müssen, um sicherzustellen, daß die Erfindung für den beabsichtigten Zweck ordnungsgemäß arbeitet. Dies erfolgt durch Vergießen der Bausteine mit einem festen Umhüllungsmaterial, beispielsweise dem unter dem Warenzeichen STYCAST 2850 FT bekannten Material oder einem anderen bekannten Vergußmaterial.
Die Erfindung wurde hier mit wesentlichen Einzelheiten beschrieben, um in Erfüllung der Patentvorschriften Fachleute mit der erforderlichen Information zu versorgen, um die neuen Prinzipien anzuwenden und um die benötigten spezialisierten Baugruppen zu konstruieren und zu benutzen. Es ist jedoch zu betonen, daß die Erfindung auch durch speziell unterschiedliche Einrichtungen und Geräte durchgeführt werden kann und daß zahlreiche Änderungen sowohl hinsichtlich der Vorrichtungseinzelheiten als auch der Arbeitsverfahren im Rahmen der beigefügten Ansprüche angewandt werden können.

Claims

1. Synchronisierschaltung für eine Resonanzrücklauf- Hochspannungsversorgungseinrichtung mit a) einem einen ersten und einen zweiten Anschluß sowie einen Steueranschluß aufweisenden Leistungsschalttransistor (Q6), der mit der Primärwicklung einer gekoppelten Induktivität (T1) in Reihe geschaltet ist und wobei die Primärwicklung mit einer ersten Klemme an eine erste Gleichstromversorgungs-Eingangsklemme und mit einer zweiten Klemme an einen ersten Anschluß des Leistungsschalttransistors (Q6) angeschlossen ist;

b) einer an die Sekundärwicklung der gekoppelten Induktivität (T1) angeschlossenen Spannungsvervielfacherschaltung (40), welche die Ausgangshochspannung liefert;

c) einem Pulsbreitenmodulator (U1), der mit einem ersten Eingang mit einer an den Hochspannungsausgang (20) angeschlossenen Spannungsteilerschaltung (50) in Verbindung steht und mit einem Ausgang (12, 13, 37) an einen ersten Eingang (Q3) einer Treiberschaltung (34) für den Leistungsschalttransistor (Q6) angeschlossen ist; gekennzeichnet durch

d) einen Detektor (32) für einen abfallenden Spannungsverlauf, wobei der Detektor mit einem Eingang an einen Verbindungspunkt zwischen der Primärwicklung und dem Leistungsschalttransistor und mit einem Ausgang an einen Synchronisiereingang (SYNC) des Pulsbreitenmodulators (U1) angeschlossen ist;

e) eine mit ihrer Kathode an den Ausgang (12) des Pulsbreitenmodulators (U1) und mit ihrer Anode an den ersten Eingang (Q3) der Treiberschaltung (34) angeschlossene erste Zenerdiode (VR2);

f) eine zweite Induktivität (L2) und einen ersten Widerstand (R11), welche in Reihe zwischen den zweiten Anschluß des Leistungsschalttransistors (Q6) und eine zweite Gleichstromversorgungsklemme (Masse) eingeschaltet sind;

g) eine als Stromfühler arbeitende Verriegelungsschaltung (U2) mit einem über einen zweiten Widerstand (R14) an den zweiten Anschluß des Leistungsschalttransistors (Q6) angeschlossenen Niedrigpegeleingang (3), einem an den Synchronisiereingang (SYNC) des Pulsbreitenmodulators (U1) angeschlossenen Rücksetzeingang (RS) sowie einem an einen zweiten Eingang (Q5) der Treiberschaltung (34) angeschlossenen Ausgang (LOP);

h) eine Einrichtung (50) zum Filtern der geteilten Ausgangshochspannung sowie zum Erzeugen einer Rückkopplungsspannung für einen Rückkopplungseingang (INV) des Pulsbreitenmodulators (U1).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (30) zum Filtern der Eingangsgleichstromleistung mit einem der Reihenschaltung aus Primärwicklung der gekoppelten Induktivität (T1), Leistungsschalttransistor (Q6), zweiter Induktivität (L2) und erstem Widerstand (R11) parallelgeschalteten ersten Kondensator (C4).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberschaltung (34) umfaßt:

a) einen mit seiner Basiselektrode an die Anode der ersten Zenerdiode (VR2) und an einen dritten Widerstand (R8) angeschlossenen ersten Transistor (Q3);

b) einen mit seinem Kollektor über einen vierten Widerstand (R12) an den Ausgang (12) des Pulsbreitenmodulators und mit seiner Basiselektrode an den Kollektor des ersten Transistors (Q3) angeschlossenen zweiten Transistor (Q4);

c) einen mit seiner Basiselektrode an die Basiselektrode des zweiten Transistors (Q4) und einen Anschluß eines fünften Widerstands (R12) angeschlossenen dritten Transistor (Q5), wobei der zweite Anschluß des dritten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q4) in Verbindung steht;

d) einen zwischen die Emitterelektroden des dritten (Q5) und des zweiten (Q4) Transistors eingeschalteten sechsten Widerstand (R10), wobei der Steueranschluß des Leistungsschalttransistors (Q6) mit dem Emitter des zweiten Transistors (Q4) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor (32) für einen abfallenden Spannungsverlauf umfaßt:

a) einen mit der einen Belegung an den Verbindungspunkt zwischen Primärwicklung der gekoppelten Induktivität (T1) und Leistungsschalttransistor (Q6) angeschlossenen zweiten Kondensator (C1);

b) eine zweite Zenerdiode (VR1) und eine erste Diode (CR2), die mit ihren Kathoden an die andere Belegung des zweiten Kondensators (C1) angeschlossen sind;

c) eine zwischen die Anode der zweiten Zenerdiode (VR1) und einen Gleichspannungsversorgungsanschluß (+5V) eingeschaltete zweite Diode (CR1);

d) einen mit seiner Basiselektrode mit der Anode der ersten Diode (CR2), mit seinem Emitter mit dem genannten Gleichspannungsversorgungsanschluß und mit seinem Kollektor mit dem Synchronisiereingang (SYNC) des Pulsbreitenmodulators (U1) verbundenen vierten Transistor (Q1);

e) einen zwischen die Basis und den Kollektor des vierten Transistors (Q1) angeschlossenen siebten Widerstand (R1).

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch

a) einen achten Widerstand (R2) sowie einen neunten Widerstand (R3), welche in Reihe zwischen den Kollektor des vierten Transistors (Q1) und Masse eingeschaltet sind;

b) eine zwischen den Verbindungspunkt von achtem und neuntem Widerstand einerseits und den Synchronisiereingang (SYNC) des Pulsbreitenmodulators (U1) andererseits eingeschaltete dritte Diode (CR3);

c) einen mit seinem Kollektor mit dem genannten Verbindungspunkt, mit seinem Emitter mit Masse und mit seiner Basiselektrode mit dem Ausgang (LOP) der als Stromfühler arbeitenden Verriegelungsschaltung (U2) in Verbindung stehenden fünften Transistor (Q2).

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsschalttransistor (Q6) ein Feldeffekttransistor ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß alle Bauelemente in Vergußmaterial eingebettet sind.