DE3149200C2 - - Google Patents
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- 230000005855 radiation Effects 0.000 claims description 25
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 17
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 12
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 13
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 101150037531 sinR gene Proteins 0.000 description 3
- 238000005452 bending Methods 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 2
- 239000000463 material Substances 0.000 description 2
- BULVZWIRKLYCBC-UHFFFAOYSA-N phorate Chemical compound CCOP(=S)(OCC)SCSCC BULVZWIRKLYCBC-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 2
- 239000004793 Polystyrene Substances 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000005670 electromagnetic radiation Effects 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 230000035699 permeability Effects 0.000 description 1
- 229920002223 polystyrene Polymers 0.000 description 1
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q21/00—Antenna arrays or systems
- H01Q21/24—Combinations of antenna units polarised in different directions for transmitting or receiving circularly and elliptically polarised waves or waves linearly polarised in any direction
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-
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Mikrostreifenleiter-
Antennenanordnung,
nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs. Eine solche ist durch die EP 72 22 A1 bekannt geworden.
Es ist eine konventionelle kreispolarisierte Mikrostreifenleiterantenne
gemäß Fig. 1 bekannt; dabei handelt es
sich um eine Wanderwellenantenne mit einem dielektrischen
Substrat 1, einer auf dessen Rückfläche gleichmäßig gebildeten,
geendeten Leiterfläche 2 und einem Streifenleiter 3, der durch
periodisches Falten oder Umbiegen gebildet ist und auf
der Substratoberfläche verläuft.
Da jedoch die vorstehend genannte Antenne
eine Wanderwellenantenne ist, die jeweils durch periodisches
Umfalten eines einzigen kontinuierlichen Streifenleiters
gebildet ist, wird bei einer Änderung der Frequenz derart,
daß sie höher oder niedriger als die mittlere
Arbeitsfrequenz, die Hauptbündelrichtung
längs der Längsrichtung der dielektrischen Grundplatte
1 verschwenkt. Bei der Verwendung als Sende- oder Empfangsantenne
in bezug auf eine einzige vorbestimmte Richtung
ergibt sich somit der Nachteil, daß die Frequenzbandbreite
der Antenne wegen der Abhängigkeit der
Strahlrichtung von der Frequenz nicht voll genutzt werden kann.
Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde
eine Mikrostreifenleiter-Antennenanordnung der eingangs genannten
Art so weiterzuentwickeln,
daß diese hinsichtlich Antennengewinn, Frequenzbandbreite
und Achsenverhältnis günstige Werte aufweist.
Gelöst wird diese Aufgabe bei einer Mikrostreifenleiter-Antennenanordnung der eingangs
genannten Art erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des
Patentanspruchs angegebenen Merkmale.
Anhand der Zeichnung wird die Erfindung
näher erläutert. Es zeigt:
Fig.1 eine schematische Perspektivansicht, die
den Aufbau einer bekannten kreispolarisierten
Mikrostreifenleiterantenne
zeigt;
Fig. 2 eine schematische Perspektivansicht einer
kreispolarisierten Mikrostreifenleiter-Antennenanordnung
nach der Erfindung mit ihrem Korrdinatensystem;
Fig. 3 eine Draufsicht, die in größerem Maßstab
den Aufbau eines
nach Fig. 2 verwendeten Streifenleiters
zeigt;
Fig. 4 ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem
Streifenleiter und dem imaginären Streifenleiter
zeigt;
Fig. 5 ein Diagramm, das den Streifenleiter und sein
Koordinatensystem zeigt;
Fig. 6 ein Bezugsdiagramm zum Erhalt der Hauptstrahlrichtung;
Fig. 7 und 8 Diagramme, die Momentanströme auf den Streifenleitern
nach Fig. 2
verdeutlichen, um die Erzeugung von
kreispolarisierten Wellen zu zeigen;
Fig. 9 Diagramme, die den Unterschied zwischen dem
bekannten Antennenaufbau (a) und
Antennen (b) und (c) nach der Erfindung zeigen.
Fig. 2 zeigt eine kreispolarisierte Mikrostreifenleiterantenne,
die im wesentlichen ein Substrat 4 aus einem Dielektrikum
von ebener Plattenform mit geeigneter Dicke, eine Erdplatte
5 über der gesamten Rückseite des Substrats 4 sowie einen
Streifenleiter 6, der aus einem einzigen Leiter gebildet
ist und auf der Oberfläche des Substrats 4 angeordnet ist,
aufweist. Der Streifenleiter 6 ist zickzackförmig und verläuft
dementsprechend und ist derart angeordnet, daß gerade
Abschnitte und U-förmige Abschnitte
mit vorbestimmten Abmessungen abwechselnd aufeinanderfolgend
in einer Mehrzahl Sätzen (deren Anzahl willkürlich
bestimmbar ist) verbunden sind, wobei sämtliche
geraden Abschnitte auf einer Geraden (Z-Richtung) gebildet
sind, während die U-förmigen Abschnitte auf einer Seite
der einen Geraden positioniert sind. Somit umfaßt der
Streifenleiter 6 die Z-Richtungsseiten A₁-A₄ (insgesamt mit
"A") bezeichnet und C₁-C₃ (insgesamt mit "C" bezeichnet)
sowie Y-Richtungsseiten B₁-B₆ (insgesamt mit "B" bezeichnet),
wobei die Längen der jeweiligen Seiten prinzipiell
so gewählt sind, daß sie vorbestimmten Abmessungen entsprechen.
Nach Fig. 2 ist ein Ende F der beiden entgegengesetzten
Enden des Substrats 4 in dessen Längsrichtung als
Speisepunkt ausgebildet, während an das andere Ende G eine
angepaßte Last R zum Ausgleichen einer Leitungsimpedanz
(50 Ω), die ausschließlich durch die Dimensionen des Streifenleiters
6 bestimmt ist, angeschlossen ist.
Die Grundstruktur des periodischen Aufbaus des Streifenleiters
nach Fig. 2 ist in Fig. 3 gezeigt. Diese Grundstruktur
wird im vorliegenden Fall als gekröpfte Grundstruktur
bezeichnet, und ihre kreispolarisierten Strahlungskennlinien
werden nachstehend theoretischen Berechnungen
unterworfen.
Unter der Annahme, daß die Größe gekröpften Grundelements
unendlich fein ist, und unter der weiteren Annahme, daß
von einer Stromquelle ausgehend ein gleichmäßiger Wanderwellen-
Strom durch das Grundelement fließt, so wird ein
Strahlungsfeld an einem unendlichen Punkt erhalten. Nach
Fig. 4 wird zuerst das Koordinatensystem bestimmt, so daß
die geerdete Leiterfläche innerhalb der YZ-Ebene liegt, wobei das
Symbol h die Höhe von der Leiterfläche zum Streifenleiter
bezeichnet, während ein imaginärer Streifenleiter unter der
Annahme, daß die Leiterfläche unendliche Größe hat, bei einer
Höhe -h in Strichlinien gezeigt ist. Im vorliegenden Fall
wird als Medium in der Umgebung beider Streifenleiter Luft
angenommen, und der Beitrag der Dielektrizitätskonstanten
des dielektrischen Substrats wird in die Leiterwellenlänge
λ g eingeschlossen.
Wenn dabei das Fernfeld, zu dem
der Streifenleiter beträgt, mit E₁ und das Fernfeld, zu
dem der imaginäre Streifenleiter beiträgt, mit E₂ bezeichnet
wird, ist das resultierende Feld E beider repräsentiert
durch:
mit k = 2 π/λ₀ und
λ₀ = Wellenlänge im freien Raum.
λ₀ = Wellenlänge im freien Raum.
Daraufhin wird das Fernfeld E₀ für den Fall, in dem das
gekröpfte Grundelement in der YZ-Ebene liegt, erhalten.
Unter der Annahme, daß die sphärischen Koordinaten des
gekröpften Grundelements (r′, α,π /2) sind, wird das Fernfeld
durch den P(r, R,Φ berechnet. Wenn nun die
Stromdichte des gekröpften Grundelements mit bezeichnet
ist, ist das elektrische Vektorpotential in einer unendlichen
Entfernung im allgemeinen gegeben durch
mit µ = Permeabilität.
Als Symbol für das berechnende Fernfeld wird der Strahlungsvektor
wie folgt definiert:
Daher gilt die Beziehung:
Unter der Annahme, daß die Einheitsvektoren in x-, y- und
z-Richtung jeweils mit x bzw. y bzw. z bezeichnet sind,
ist der Einheitsvektor r in Richtung des Beobachtungspunkts
durch die folgende Gleichung gegeben:
r = x sin R cos Φ + y sin R sin Φ + z cos R. (5)
Andererseits ist der Vektor ′ vom Ausgangspunkt O zu dem
Wellenursprung auf dem gekröpften Grundelement gegeben durch
′ = y y′ sin α + z z′ cos α. (6)
Aus den Gleichungen (5) und (6) wird die folgende Beziehung
abgeleitet:
r′ cos ζ = r · ′ = y′ sin R sin Φ sin = α + z′ cos R cos α . (7)
Das elektrische Feld und das Magnetfeld werden wie
folgt durch den Term des elektrichen Vektorpotentials
gezeigt:
mit ω = die Winkelfrequenz und
= ein Nablaoperator, der gegeben ist durch
= ein Nablaoperator, der gegeben ist durch
Dabei sind r , R und Φ Einheitvektoren in r-, R- und Φ-
Richtung.
Wenn in diesem Fall die Beobachtungsstelle in unendlicher
Entfernung liegt, kann · in einfacher Form wie folgt
dargestellt werden:
Daher kann die Gleichung (8a) wie in den nachstehenden Gleichungen
verwandelt werden:
Unter der Annahme ebener Wellen als Wellen des Fernfelds werden
diese erhalten durch
E R = Z₀H Φ (12a)
E Φ = -Z₀H Φ (12b)
E Φ = -Z₀H Φ (12b)
mit Z₀ = der Wellenwiderstand der Luft
(120f).
Aus den Gleichungen (11) und (12) werden somit die folgenden
Beziehungen abgeleitet:
und bei Substitution des Obigen in Gleichung (1) kann das
den imaginären Streifenleiter berücksichtigende Ergebnis
erhalten werden, aber die Bedingungen für die kreispolarisierte
Strahlung können nur unter Nutzung von Gleichung
(13) abgeleitet werden, wobei die Ziffern (13a) und (13b)
als (13) bezeichnet werden, was auch für weitere Ziffern
entsprechend gilt. Somit werden die R- und Φ-Komponenten
der Strahlungsvektoren in Gleichung (13) aus der rechtwinkligen
Koordinatenkomponente durch Anwendung der folgenden
Beziehung erhalten:
N R = N y cos R sin Φ - N z sin R , (14a)
N R = n y cos Φ . (14b).
N R = n y cos Φ . (14b).
Somit können nach der Ableitung der Strahlungsvektoren N z
und N y die Bedingungen für die kreispolarisierte Strahlung
daraus erhalten werden.
Anschließend werden der Strahlungsvektor und infolgedessen
das elektrische Feld des gekröpften Grundelements erhalten.
Es ist jedoch zu beachten, daß nur der Fall Φ = 0, d. h.
nur der Strahlungsvektor in der ZX-Ebene behandelt wird.
Unter der Annahme, daß die Stromdichte gegeben ist durch
J₀ · e-j βζ,
mit β = 2π/λ g, wobei
λ g die Leiterwellenlänge ist, und
ζ = Entfernungsvariable,
sind N z und N y durch die folgenden Gleichungen, basierend auf der Gleichung (3) unter Bezugnahme auf Fig. 5, repräsentiert:
mit β = 2π/λ g, wobei
λ g die Leiterwellenlänge ist, und
ζ = Entfernungsvariable,
sind N z und N y durch die folgenden Gleichungen, basierend auf der Gleichung (3) unter Bezugnahme auf Fig. 5, repräsentiert:
In der Beziehung Φ = 0 kann, wenn die Gleichung (14)
benutzt wird, die Gleichung (15) durch die folgenden Gleichungen
repräsentiert werden:
In den obigen Gleichungen besteht eine Phasendifferenz von
π/2 zwischen N R und N Φ , und daher können die Bedingungen
für die kreispolarisierte Strahlung in Richtung R = R m
erhalten werden durch
|N R | = |N Φ | . (17)
Daher wird aus den Gleichungen (16) und (17) die Strahlung
wie folgt abgeleitet.
Im nächsten Schritt sind die Bedingungen zur Bildung des
Hauptstrahls in Richtung R = R m und Φ = 0 durch die Bildung
einer Antennenanordnung mittels periodischer Verbindungen
der gekröpften Grundelemente, d. h. die Bedingungen, unter
denen die Phasen der vom Ausgangspunkt F₁ und vom Endpunkt
F₂ des gekröpften Grundelements abgestrahlten Wellen in R m -
Richtung phasengleich werden, gegeben durch
k (2a + c) cos R m - β (2a +2b + c) = 2n π (19a)
mit n = ganze Zahl
oder
Bei Substitution der Gleichung (19b) in die Gleichung (18)
gilt die Beziehung
und unter der Annahme, daß
wird die obige
Gleichung wie folgt beschrieben:
Bei Transformation wird die Gleichung (20b) wie folgt
geschrieben:
mit η = k/β = λ g/λ₀ und
n = eine ganze Zahl.
n = eine ganze Zahl.
Aus den Gleichungen (19b) und (21) kann die folgende Gleichung
erhalten werden:
In bezug auf die Gleichungen (21) und (22) kann, wenn b
gegeben ist, a und c für die richtige Kombination vom m
und n erhalten werden. D. h., der Dimensionswert für jede
Seite des gekröpften Grundelements kann erhalten werden.
Es ist zu beachten, daß von den Zeichen ± und ∓ das obere
Zeichen jeweils den Fall der linksdrehend kreispolarisierten
Welle und das untere jeweils den Fall der
rechtsdrehend kreispolarisierten Welle angibt.
In den Gleichungen (21) und (22) ist die Kombination m = 1
und n = -2 am besten geeignet in bezug auf die Konstruktion
des gekröpften Grundelements.
Daher gelten die Beziehungen:
Wenn also in den vorstehenden Gleichungen ein geeigneter
Wert für b gegeben ist, werden Werte für a und c bestimmt,
und damit kann die Konfiguration des gekröpften Grundelements
zum Abstrahlen der kreispolarisierten Wellen im R m-Richtung
bestimmt werden. In diesem Fall ist ersichtlich, daß die
Strahlungsvektoren |N R| und |N Φ| des gekröpften Grundelements
proportional sind zu
aus den Gleichungen
(16) und (19b). Da der Höchstwert von
nun 1 ist,
wird der Wert von b = λ g/2 maximal aus der Beziehung
Infolgedessen kann der Wert b in erwünschter
Weise im Bereich
gewählt werden.
Als spezielles Beispiel wird nachstehend der Fall
R m = π/2 erläutert. Insbesondere im Fall von Querstrahlung
wird die Gleichung (23) einfach wie folgt geschrieben:
wobei das obere Vorzeichen die Bestimmungsgleichung für
die Abstrahlung der linksdrehenden kreispolarisierten Welle
und das untere Vorzeichen die Bestimmungsgleichung für die
Abstrahlung der rechtsdrehenden kreispolarisierten Welle
bezeichnet. Die Erläuterung folgt nachstehend unter Bezugnahme
auf die rechtsdrehende kreispolarisierte Welle. Aus
der Gleichung (24b) wird die Beziehung wie folgt geschrieben:
und wenn in den obigen Gleichungen der Wert von b gegeben
ist, können die Werte für a und c bestimmt werden. Es ist
jedoch zu beachten, daß, obwohl der Zustand physikalisch
innerhalb des Bereichs 3λ g/4<b<0 möglich ist, der Wert
für b bevorzugt mit weniger als g g/2 gewählt werden sollte.
Aus der Gleichung (25) kann die folgende Beziehung erhalten
werden:
2a + 2b + c = 2λ g (26a)
aber die obige Gleichung bedeuten, daß es für die kreispolarisierte
Strahlung in Querrichtung wesentlich ist, die
Leiterlänge ℓ = 2a + 2b + c des gekröpfen Grundelements
mit 2λ g zu wählen und die Länge für 2a - c mit λ g/2 einzustellen.
Nachstehend wird das Funktionsprinzip des erläuterten gekröpften
Grundelements bei der Abstrahlung der kreispolarisierten
Welle unter beispielsweiser Bezugnahme auf den Fall
R m = π/2, Φ = 0 und b = λ g/4 erläutert. Im obigen Fall
werden verschiedene Faktoren wie folgt unter Anwendung der
Gleichung (25) bestimmt.
Die Mikrostreifenleiterantenne der vorstehend erläuterten
Art ist zwar so ausgelegt, daß sie durch periodisches
Falten oder Umbiegen des Streifenleiters als Wanderwellenantenne
arbeitet, wird in der nachfolgenden Beschreibung
der durch den Streifenleiter fließende Strom als äquivalente
Strahlungsquelle angesehen. Beim Einspeisen von HF-Strom
in den Streifenleiter, der aus den geraden und den U-förmigen
Abschnitten entsprechend Fig. 2 gebildet ist, am
Speisepunkt F wird die Richtung des Stromflusses durch
jeden leitenden Abschnitt jeweils bei λ g/2 relativ zu
einem bestimmten Moment, dessen Zustand durch dicke und
dünne Striche in Verbindung mit Pfeilen in Fig. 7(a) bezeichnet
ist, umgekehrt; Fig. 7(b) veranschaulicht nur die
Konfiguration des gekröpften Grundelements. Dieses gekröpfte
Grundelement ist für eine lineare symmetrische Beziehung
entsprechend Fig. 7(c) in zwei Stufen aufgeteilt. Die
Mikrostreifenleiterantenne strahlt elektromagnetische Wellen
ab, die in die gleiche Richtung wie der HF-Strom im Streifenleiter
gerichtet sind und größenmäßig dem HF-Strom proportional
sind. Infolgedessen ist das resultierende Feld
der von entsprechenden Seiten der Leiter der Stufenausbildung
abgestrahlten elektromagnetischen Wellen in die
Richtung gemäß Fig. 7(d) zu einem bestimmten Zeitpunkt
t = 0 bei Beobachtung im unwesentlichen Abstand in Querrichtung
entsprechend R = π/2 und Φ = 0 gerichtet. Dies
kann als Zusammensetzung von zwei linear polarisierten
Wellenkomponenten angesehen werden, die von den zwei
stufenförmigen Strahlerelementen abgestrahlt werden und
sich im rechten Winkel zueinander kreuzen. Der Zustand zu
einem bestimmten Zeitpunkt t = 0 ist auch in Fig. 8(a)
wiedergegeben. Danach ist die Richtung des momentanen
Stroms nach Ablauf der Zeit t um in Fig. 8(b) gezeigt,
wobei f die Frequenz des HF-Stroms bezeichnet.
In diesem Fall dreht sich das resultierende Feld im Gegenuhrzeigersinn
bei Beobachtung unter Zuwendung zur Antenne
(in -X-Richtung) entsprechend der Figur. Die Fig. 8(c)-(i)
zeigen den weiteren Zeitablauf, und schließlich dreht sich
die von dem gekröpften Grundelement abgestrahlte elektromagnetische
Welle bei Zeitablauf im Gegenuhrzeigersinn
bei Beobachtung unter Zuwendung zur Antenne, so daß eine
Drehung innerhalb der Zeit 1/f, d. h. innerhalb einer
Periode, durchgeführt wird. In diesem Fall hat der resultierende
Feldvektor nach Fig. 8 konstante Größe und
dreht sich gleichmäßig in bezug auf die Zeit in die
Richtung R = π/2 und Φ = 0, d. h. in Querrichtung, mit
einer Rotationsgeschwindigkeit von einer Umdrehung je
Zyklus. Fig. 8 zeigt, daß die beiden stufenförmigen Abstrahlelemente
jeweils linear polarisierte Abstrahlelemente
sind, die sich mit Zeitablauf rechtwinklig kreuzen,
wobei zeitlich eine Phasendifferenz von 90° zwischen beiden
vorhanden ist. Wenn die Feldamplituden beider zueinander
gleich sind, bedeutet dies, daß die resultierende Welle
eine kreispolarisierte Welle ist. Infolgedessen ist die
von dem zickzackförmigen Streifenleiter 6 abgestrahlte
elektromagnetische Welle zeitlich eine rechtsdrehende
kreispolarisierte Welle. Da im obigen Fall die Streifenleiterlänge
ℓ des gekröpften Grundelements 2λ g ist, sind
die von den jeweiligen gekröpften Grundelementen abgestrahlten
kreispolarisierten Wellen in Querrichtung gleichphasig
und werden zueinander addiert. Infolgedessen kann
die Antenne 10 von Fig. 2 als Dipolreihe angesehen werden,
wobei die gekröpften Grundelemente einer Reiheneinspeisung
unterliegen. Es ist zu beachten, daß zwar die vorstehenden
Erläuterungen eine Sendeantenne betreffen, daß
die Antenne jedoch ebenso gut als kreispolarisierte
Empfangsantenne arbeiten kann.
Nachstehend wird die Beziehung zwischen der Betriebsfrequenz
f und der Hauptstrahlrichtung R m erläutert, die bereits
durch die Gleichung (19a) angegeben wurde. Wenn die Gleichung
(19a) durch Verwendung von L = 2a + c, ℓ = 2a + 2b + c
und n = -2 repräsentiert wird, ergibt sich die Beziehung
durch die folgenden Gleichungen:
kL cos R m - βℓ = -4π
mit
mit
mit ℓ bzw. L = die Streifenleiterlänge bzw. die periodische
Länge der gekröpften Grundelemente nach
Fig. 2 und
v = Lichtgeschwindigkeit.
v = Lichtgeschwindigkeit.
Die Gleichung (28) bedeutet, daß sich die Hauptstrahlrichtung
mit der Frequenzänderung ändert, und die obige Beziehung
ist nach Umwandlung in die spezifische Abtastempfindlichkeit
durch die folgende Gleichung gegeben:
Die vorstehende Gleichung zeigt an, daß der Absolutwert von Q
klein wird, wenn der Wert der periodischen Länge L des
Streifenleiters groß wird, und bedeutet daher, daß die
Abtastung des Hauptstrahls klein ist in bezug auf die
Frequenzänderung, wenn die periodische Länge L groß wird.
Bei einem Vergleich der konventionellen kreispolarisierten
Mikrostreifenleiterantenne nach Fig. 9(a) mit der Antenne
10 nach den Fig. 9(b) und 9(c) ist ersichtlich, daß in
bezug auf die gleiche Streifenleiterlänge in Abhängigkeit
von der Wahl des Werts für die Länge b des U-förmigen
Abschnitts die periodische Länge L des Streifenleiters
über einen Bereich vom Mindestwert λ g bis zu dem Höchstwert
von weniger als 2λ g betragen kann.
Somit ergibt sich, daß bei der Antenne 10 gemäß einer
bevorzugten Auslegung die spezifische Abtastempfindlichkeit
Q etwa auf das 1fache bis 0,5fache reduziert ist
und daß zum Senden und zum Empfang in eine konstante Richtung
die Frequenzbandbreite etwa auf das 1fache bis 2fache
vergrößert und somit verbessert wird. Wie bereits erwähnt,
ist die Strahlungsintensität von dem gekröpften Grundelement
proportional zu
und wenn der Wert von b
extrem klein ist, ist die Strahlung zu gering, um realistisch
zu sein; somit ergibt sich ein geeigneter Wert für b etwa
durch die Beziehung λ g/2b λ g/ 5, wobei eine Frequenzbandbreite
erhalten wird, die um das ca. 1- bis 1,6fache
breiter ist.
Wie vorher gesagt, ergibt sich der Vorteil, daß die Frequenzbandbreite
um so größer wird, je kleiner der für b
gewählte Wert ist, aber es besteht auch die Möglichkeit,
daß z. B. für L = 2a + c<λ₀ ein Nachteil auftritt.
Wenn nämlich die periodische Länge L des Streifenleiters
größer als die Wellenlänge im freien Raum λ₀ wird, kann
es geschehen, daß ein Nebenzipfel sich ausbildet, wodurch
die Antennen-Charakteristiken verschlechtert werden.
Wenn z. B. ein Mikrostreifenleiter mit der effektiven
Wellenlängenverkürzungsrate η = λ g/λ₀ = 0,68 im Fall
von b = λ g/ 4 verwendet wird, ergibt sich die Beziehung
wie folgt:
L = 1,5 λ g = 1,5 · 0,68λ₀ = 1,02 λ₀<λ₀ (30)
und der Nebenzipfel erscheint nahe der Längsrichtung des
dielektrischen Substrats 4.
Mit einem Versuch unter Verwendung einer Mikrostreifenleiterantenne,
die wie erläutert aufgebaut ist und derjenigen
von Fig. 2 entspricht, wird das folgende Resultat
erhalten. Unter Bezugnahme auf Fig. 3 sind die Dimensionen
einer beispielsweisen Antenne wie folgt:
Sämtliche Längen für die Seiten sind durch Längen längs der Mittenlinie repräsentiert.
Sämtliche Längen für die Seiten sind durch Längen längs der Mittenlinie repräsentiert.
- a) Substratwerkstoff: Material: vernetztes Polystyrol;
relative Dielektrizitätskonstante:
ε r = 2,53;
Verlustziffer: tan δ = 6,6 · 10-4, - b) Substratdicke: 0,79 mm,
- c) Substratdicke: 30 cm,
- d) Breite W des Streifenleiters 6: 2 mm,
- e) Länge a der Z-Richtungsseite A: 10 mm,
- f) Länge b der Y-Richtungsseite B: 7 mm,
- g) Länge c der Z-Richtungsseite C: 12 mm,
- a) Frequenz: f = 9,3 GHz,
- b) Wellenlänge in freien Raum: λ₀ = 32,25 mm,
- c) Leiterwellenlänge: g g = 21,93 mm,
- d) Verstärkung: G = 8,5 dBi
(i bedeutet, daß das Verhältnis sich auf eine isotrope Antenne bezieht), - e) Produkt aus Verstärkung und Bündelbreite: 4200,
- f) Stehwellenverhältnis: σ = 1,22,
- g) Verlustleistung in der Last: -5,0 dB (31,6%),
- h) angepaßte Last: R = 50 Ω.
Wenn "b" in der Gleichung (25) durch λ g/2 bzw. 3g g/8
bzw. λ g/4 ersetzt wird, wird aus den experimentellen
Ergebnissen die folgende Beziehung erhalten:
Verstärkung: G₁ G₂<G₃,
Frequenzbandbreite: WD₃<WD₂<WD₁,
Achsenverhältnis: AR₂<AR₁ AR₃,
mit
G₁, G₂ und G₃ = die Verstärkung, die sich aus dem Austauch von b durch λ g/2 bzw. 3λ g/8 bzw. g g/4 ergibt,
WD₁, WD₂, WD₃ = Die Frequenzbandbreite, wenn b durch λ g/2 bzw. 3λ g/8 bzw. λ g/4 ersetzt wird, und
AR₁, AR₂, AR₃ = das Achsenverhältnis, wenn b durch λ g/2 bzw. 3λ g/8 bzw. λ g/4 ersetzt wird.
Verstärkung: G₁ G₂<G₃,
Frequenzbandbreite: WD₃<WD₂<WD₁,
Achsenverhältnis: AR₂<AR₁ AR₃,
mit
G₁, G₂ und G₃ = die Verstärkung, die sich aus dem Austauch von b durch λ g/2 bzw. 3λ g/8 bzw. g g/4 ergibt,
WD₁, WD₂, WD₃ = Die Frequenzbandbreite, wenn b durch λ g/2 bzw. 3λ g/8 bzw. λ g/4 ersetzt wird, und
AR₁, AR₂, AR₃ = das Achsenverhältnis, wenn b durch λ g/2 bzw. 3λ g/8 bzw. λ g/4 ersetzt wird.
Unter Berücksichtigung aller Umstände und Faktoren ist
es somit am besten, wenn b mit 3g g/8 gewählt wird.
Claims (1)
1. Kreispolarisierte Mikrostreifenleiter-Antennenanordnung mit
wenigstens einem mit dem Wellenwiderstand abgeschlossenen
Mikrostreifenleiter-Strahlungselement (6), das auf der Oberfläche
eines dielektrischen Substrats (1) angeordnet ist, dessen
Rückseite mit einer geerdeten Leiterfläche (2) versehen ist
und wobei das Strahlungselement (6) aus Mikrostreifenleitern
gebildet ist, die in gleichmäßigen Abständen rechteckförmige
Ausbuchtungen von einer Länge c und einer Tiefe b aufweisen
und durch gerade Leitungsteile mit einer Länge 2 a verbunden sind,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Tiefe b der der rechteckförmigen Ausbuchtungen
des Strahlungselements (6) der Formel
b = ⅜ λ g entspricht wobei λ g die Mikrostreifenleiter-
Wellenlänge ist, und
daß die Größen von a und c bestimmt sind durch die Gleichungen:2a = {(-n-m∓T) λ g -b} / (1-η cos R m )mit m und n als ganze Zahlen und
T = 1/π arctan {sin R m / (1-η cos R m )
η = λ g /λ₀, wobei
R m = Winkel der Hauptstrahlrichtung gegenüber der Ebene der Mikrostreifenleiter und
λ₀ = Wellenlänge im freien Raum, und
c = {(m±T) λ g - b} / (1-η cos R m )
T = 1/π arctan {sin R m / (1-η cos R m )
η = λ g /λ₀, wobei
R m = Winkel der Hauptstrahlrichtung gegenüber der Ebene der Mikrostreifenleiter und
λ₀ = Wellenlänge im freien Raum, und
c = {(m±T) λ g - b} / (1-η cos R m )
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP55176443A JPS5799803A (en) | 1980-12-12 | 1980-12-12 | Microstrip line antenna for circular polarized wave |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3149200A1 DE3149200A1 (de) | 1982-07-01 |
DE3149200C2 true DE3149200C2 (de) | 1989-03-30 |
Family
ID=16013787
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19813149200 Granted DE3149200A1 (de) | 1980-12-12 | 1981-12-11 | Kreispolarisierte mikrostreifenleiterantenne |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4475107A (de) |
JP (1) | JPS5799803A (de) |
DE (1) | DE3149200A1 (de) |
Families Citing this family (58)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1980
- 1980-12-12 JP JP55176443A patent/JPS5799803A/ja active Granted
-
1981
- 1981-12-07 US US06/328,441 patent/US4475107A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-12-11 DE DE19813149200 patent/DE3149200A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6145401B2 (de) | 1986-10-08 |
DE3149200A1 (de) | 1982-07-01 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: KANSAI ELECTRONIC INDUSTRY DEVELOPMENT CENTER, OSA |
|
8181 | Inventor (new situation) |
Free format text: MAKIMOTO, TOSHIO, TOYONAKA, OSAKA, JP NISHIMURA, SADAHIKO, OSAKA, JP |
|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |