DE3120808C2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- DE3120808C2 DE3120808C2 DE3120808A DE3120808A DE3120808C2 DE 3120808 C2 DE3120808 C2 DE 3120808C2 DE 3120808 A DE3120808 A DE 3120808A DE 3120808 A DE3120808 A DE 3120808A DE 3120808 C2 DE3120808 C2 DE 3120808C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- amplifier
- converter
- filter according
- transducer
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/46—Filters
- H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
- H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/46—Filters
- H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
- H03H9/6403—Programmable filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/46—Filters
- H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
- H03H9/6406—Filters characterised by a particular frequency characteristic
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S331/00—Oscillators
- Y10S331/02—Phase locked loop having lock indicating or detecting means
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft ein rekursives Filter für elastische
Oberflächenwellen. Sie ist insbesondere in der Elektronik
anwendbar und vor allem bei der Verwirklichung von Nachrichten
verbindungseinrichtungen, insbesondere für Nach
richtenverbindung mit beweglichen Körpern.
Die Filter für elastische Oberflächenwellen sind in zwei Kategorien
einzuteilen, nämlich
Transversalfilter, die durch einen Wandler mit gegebener Impulsantwort
entsprechend einem Lesewandler gebildet sind, und
Resonanzfilter, die durch Resonatoren für elastische Oberflächenwellen
gebildet sind, die untereinander gekoppelt
sind, wobei die Resonatoren beispielsweise mittels gravierter
Rinnen erhalten sind.
Bezüglich derartiger Vorrichtungen wird insbesondere verwiesen
auf:
H. MATTHEWS (Herausgeber), "Surface Waves", Sammlung "Topics in Applied Physics", Bd. 24, Springer Verlag (1978).
H. MATTHEWS (Herausgeber), "Surface Waves", Sammlung "Topics in Applied Physics", Bd. 24, Springer Verlag (1978).
Die Filter der ersten Kategorie besitzen eine Übertragungsfunktion
der Form P (z), wobei z eine komplexe Variante gemäß
exp(jωT₀) ist, und wobei ω eine Frequenz ist. T₀ ist
die Abtastzeitkonstante in einem digitalen System. Diese Funktion besitzt
keine Pole und die zugeordneten Filter sind nicht rekursiv.
Diejenigen der zweiten Kategorie besitzen eine Übertragungsfunktion
der Form P (z)/Q (z), wobei das Vorliegen des Nenners
Q (z) das Vorliegen von Polen zur Folge hat. Diese Filter
sind rekursiv.
Die folgende Erfindung bezieht sich auf rekursive Filter, d. h.
auf Filter, deren Übertragungsfunktion die Form P (z)/Q (z)
besitzt.
Herkömmliche rekursive Filter besitzen den Nachteil, daß der
Zähler und der Nenner ihrer Übertragungsfunktion miteinander
verbunden sind, was zu Schwierigkeiten führt, wenn eine bestimmte
Antwort synthetisiert werden muß.
Aus der Druckschrift US 38 45 418 ist ein akustischer
Oberflächenwellenfilter bekannt, bei dem zwischen einem
sendenden und einem empfangenden Wandler eine weitere
Elektrode angebracht ist. Auch sie sendet Signale aus, und
zwar derart, daß durch Überlagerung der beiden ausgesandten
Wellen gewisse Signalkomponenten am empfangenden Wandler
ausgelöscht werden.
Aus der Druckschrift US 35 68 102 ist ein akustischer
Oberflächenwellenfilter bekannt. Gemäß einer Ausführungsform
wird aus einer akustischen Oberflächenwelle, die zwischen
einem sendenden und einem empfangenden Wandler läuft, ein Teil
ausgekoppelt, durch einen weiteren Wandler empfangen, das so
entstandene Signal verstärkt, um die Dämpfung längs des Weges
zu kompensieren, und wieder auf den Eingangsanschluß geschaltet.
Aufgrund der Laufzeit des Signals zwischen dem sendenden
Wandler und dem auskoppelnden Wandler wird somit ein kurzzeitiges
Eingangssignal mehrfach wiederholt (Echo).
Aus der Druckschrift DE 24 27 374 A1 ist ein Oszillator bekannt,
bei dem ein Verstärker über eine Kopplungsleitung zu
Schwingungen angeregt wird. Die Rückkopplungsleitung wird
durch ein piezoelektrisches Substrat gebildet, auf dem sich
akustische Oberflächenwellen ausbreiten können. Dementsprechend
sind Verstärkereingang und -ausgang mit akustischen
Wandlern, die auf dem Substrat aufgebracht sind, verbunden.
Der Verstärkerausgang dient als Gesamtausgang der Schaltung.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Filter anzugeben, bei dem
Zähler und Nenner der zugehörigen Übertragungsfunktion unabhängig
voneinander sind, wodurch ein sehr viel größerer Spielraum
bei der Wahl der Komponenten des Filters erreicht wird
und gegebenenfalls eine elektronische Abstimmung möglich ist.
Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten
Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Filters
gemäß der Erfindung mit einem Hilfs-Phasenschieber,
Fig. 2 zwei Beispiele der Frequenzantwort von
das Filter gemäß der Erfindung bildenden
Elementen,
Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel eines
Filters gemäß der Erfindung,
Fig. 4 ein drittes Ausführungsbeispiel eines
Filters gemäß der Erfindung,
Fig. 5 ein viertes Ausführungsbeispiel eines
Filters gemäß der Erfindung,
Fig. 6 ein fünftes Ausführungsbeispiel eines
Filters gemäß der Erfindung,
Fig. 7 schematisch ein Filter, das einem Bezugs
oszillator gemäß einer ersten Ausführungsform
zugeordnet ist,
Fig. 8 schematisch ein Filter, das einem Bezugs
oszillator gemäß einer zweiten Ausführungsform
zugeordnet ist,
Fig. 9 ein Beispiel einer Verriegelungseinrichtung
eines Oszillators von Oberflächenwellen an
numerische Größen, die bestimmte Frequenzen
bestimmen.
Das Filter gemäß Fig. 1 weist auf einem Substrat 10, das zur
Ausbreitung einer elastischen Oberflächenwelle geeignet ist,
beispielsweise ein Substrat aus Lithiumniobat, auf einen
ersten Wandler t₁, der mit einem Signaleingang E verbunden
ist und einen zweiten Wandler t₂, wobei die beiden Wandler
t₁, t₂ untereinander gekoppelt sind und eine Verzögerungsleitung
mit der Übertragungsfunktion T (z) bilden. Die beiden Wandler
t₁, t₂ sind miteinander durch einen Verstärker 12 verbunden.
Das Filter weist weiter einen dritten Wandler t₃ in Form
eines Transversalfilters mit der Übertragungsfunktion P (z)
auf, wobei der letzte Wandler t₃ mit einem Signalausgang
S verbunden ist. Ein einstellbarer bzw. steuerbarer Hilfs-
Phasenschieber 11 ist in den externen Zweig mit komplexem
Verstärkungsfaktor G eingefügt.
Die Arbeitsweise dieser Vorrichtung wird im folgenden
erläutert. Mit dem Eingangssignal x, das dem Wandler t₁ zugeführt
wird, und dem dem Wandler t₂ zugeführtem Signal y ergibt
sich:
y = G [x + T(z)y], (1)
nämlich
das heißt
Der Wandler t₂ gibt eine elastische Oberflächenwelle zu dem
dritten Wandler t₃ ab, wobei diese Welle proportional zu y
ist, nämlich (1/Q (z)) x. Es ergibt sich daher am Ausgang S
ein Signal der Form
Die globale Übertragungsfunktion des Filters zwischen dem
Eingang E und dem Ausgang S hat daher die Form:
wobei der Nenner D(z) nur durch die rückgekoppelte Verzögerungsleitung
definiert ist.
Die Funktion 1/Q(z) ist keinesfalls beliebig, da die Vorrichtung,
die sie bestimmt, eine Verzögerungsleitung ist, deren Funktion
es ist, das Eingangssignal um n Grundperioden zu verzögern.
Es ergibt sich daher:
T(z) = z-n (6)
wobei sich mit G = rn = Rnejn Φ, wobei Φ die durch den Hilfs-
Phasenschieber erreichte Phasenverschiebung ist, wobei r
komplex ist und das Modul R ist, ergibt:
GT(z) = (r/z)n, (7)
woraus folgt
1 - GT (z) = z-n (zn - rn). (8)
Die globale oder Gesamt-Übertragungsfunktion des Filters
hat somit schließlich die Form:
wobei der Nenner festgelegt ist.
Wenn die Hilfs-Phasenverschiebung sich von Null unterscheidet,
ergibt sich der Nenner zu:
Q = zn - rn = (Zn - Rn) ejn Φ, (10)
mit
Z = ze-j Φ = exp jrτ (ω - Φ/τ), (11)
wobei τ einer Elementarverzögerung entspricht.
Wenn der Faktor exp (jnΦ) ohne Einfluß ist, bewirkt die
Phasenverschiebung lediglich eine Frequenzverschiebung um
Φ/τ und damit die Bildung eines Filters, das elektronisch
abstimmbar ist. Wenn Φ = 0 ergibt sich Z = z.
Wenn keine Hilfs-Phasenverschiebung vorliegt, kehrt die
Synthese des Filters nun zur Berechnung eines geeigneten
Zählers zurück oder zur Synthese des Transversalfilters t₃.
Verfahren, um dies zu erreichen, sind an sich bekannt, wobei
beispielsweise verwiesen wird auf:
- M. Feldmann und J. Henaff, in "Design of Saw Filter with minimum Phase Response", IEEE Ultrasonics Symposium, September 25-27, 1978, Cheryl Hill (New Jersey) U.S.A.,
- J. Henaff und M. Feldmann, in "Design and Capabilities of Saw Filters: Synthesis and Technologies", Bericht 1979, IEEE International Symposium on Circuits and Systems, ISCAS 79, Tokyo, Japan 17-19 Juli 1979,
- M. Feldmann, in "Direct Synthesis of Minimum Phase Transversal Filters", im gleichen Bericht.
- M. Feldmann und J. Henaff, in "Design of Saw Filter with minimum Phase Response", IEEE Ultrasonics Symposium, September 25-27, 1978, Cheryl Hill (New Jersey) U.S.A.,
- J. Henaff und M. Feldmann, in "Design and Capabilities of Saw Filters: Synthesis and Technologies", Bericht 1979, IEEE International Symposium on Circuits and Systems, ISCAS 79, Tokyo, Japan 17-19 Juli 1979,
- M. Feldmann, in "Direct Synthesis of Minimum Phase Transversal Filters", im gleichen Bericht.
Fig. 2 gibt zwei Beispiele von Antworten (R) in der Frequenz
(F) wieder, die zum Bilden eines Filters gemäß der Erfindung
erhalten werden können. Die Funktion 1/Q(z) ist in Vollinien
und die Funktion P(z) ist in Strichlinien dargestellt.
In Fig. (a) weist die Funktion 1/Q(z) zwei "Höcker" auf,
während sie in Fig. (b) nur einen einzigen aufweist. Zur
beispielhaften Darstellung kann ein einfaches Beispiel zur
Bestimmung eines Filters gemäß der Erfindung angegeben werden.
Nämlich eines rekursiven Filters, das durch die folgende Funktion
definiert ist:
Diese Funktion entspricht einem elliptischen Filter zweiter
Ordnung.
Die Übertragungsfunktion, die einer Verzögerung der Dauer
τ = 2π/w₀, wobei w₀ die Mittenfrequenz des Systems ist, entspricht,
wird hier mit z-1 bezeichnet.
Es wird nun eine Verzögerungsleitung um 3τ gebildet,
deren Übertragungsfunktion beträgt:
T(z) = z-3, (13)
wodurch sich ergibt:
GT = r³z-3 und (14)
1 - GT = Z-3 (Z³ - r³) = z-3 (z - r) (z² + rz + r²) (15).
Es genügt nun P(z) proportional zu
z-3 (z-r) (z² - 2z cosR + 1), (16)
zu machen, nämlich zu:
P (z) = 1 - z-1 (r + 2 cos R) + z-2 (1 + 2 r cos R) - z-3 (17).
Der Wandler t₃ läßt daher als Koeffizienten zu:
1, (r + 2 cos R), (1 + 2r cos R),r. (18)
Die Ausführungsform gemäß Fig. 1 ist selbstverständlich nur
beispielhaft und andere Ausführungsformen können in gleicher
Weise verwendet werden. Bestimmte davon sind in den Fig. 3 bis 6
dargestellt.
Das Filter gemäß Fig. 3 unterscheidet sich von dem gemäß Fig. 1
durch einen Zusatz-Wandler t₀, der das zu filternde Signal
empfängt und der mit dem Wandler t₁ der Verzögerungsleitung
gekoppelt ist.
Das Filter gemäß Fig. 4 ist analog dem gemäß Fig. 1, wobei
jedoch der Verstärker 12 invertiert ist, sein Ausgang mit t₁
verbunden ist und sein Eingang mit t₂ verbunden ist.
Das Filter gemäß Fig. 5 verwendet Interdigital-Kammwandler.
Schließlich verwendet das Filter gemäß Fig. 6 mehrere Verzögerungsleitungen,
die durch Wandler (t₁, t₂), (t′₁, t′₂),
. . . gebildet sind, sowie einen Ausgangs-Wandler t₃.
Selbstverständlich sind ausgehend von diesen Ausführungsformen
noch andere Ausführungsbeispiele denkbar.
Bei dem bestimmten Ausführungsbeispiel, bei dem dem Verstärker
ein Hilfs-Phasenschieber vorhergeht, wird das Eingangssignal x
in die Schleife eingeführt, die durch die Verzögerungsleitung
(der Dauer T), den Verstärker 12 (mit Verstärkungsfaktor G)
und den Phasenschieber 11 (um einen Winkel Φ) gebildet ist.
Die Steuerung dieses Winkels Φ legt die Betriebs-Mittenfrequenz
ω/2 Π fest, gemäß der Gleichung:
Φ + ωT = 2k Π, (19)
wobei k ganzzahlig ist. Um diese Frequenz ergibt sich die
Überspannung Q gemäß folgender Berechung:
wobei ρ = G/A der Verstärkungsfaktor ist, der einem vollständigen
Umlauf entspricht, wobei A die Dämpfung in der Schleife
ist.
Ein derartiges Filter ist nur stabil und auf die Frequenz
ω/2 Π verriegelt, sofern der Winkel ωT+Φ und der Verstärkungsfaktor
ρ ihrerseits stabil sind. Wenn dagegen ρ den Wert
Eins erreicht oder überschreitet, arbeitet das Filter als
Oszillator mit der Frequenz ω.
Die Erfindung bezweckt auch die Vermeidung dieses Nachteils
durch Ergänzen der Vorrichtung durch eine automatische Steuereinrichtung
des Verstärkungsfaktors (Verstärkungsregler).
In gleicher Weise weicht, wenn die Phase Φ+ωT abweicht bzw.
driftet, die Mittenfrequenz des Filters in der gleichen Weise
ab (sie driftet).
Die Erfindung bezweckt ebenfalls die Vermeidung dieses Nachteils
durch Ergänzen der Vorrichtung durch eine Einrichtung zur
automatischen Steuerung der Phase (Phasenregler).
Gemäß der Erfindung werden diese beiden zusätzlichen Einrichtungen
zum Steuern der Verstärkung bzw. der Phase ausgehend
von einem Oszillator erhalten, der wie das eigentliche
Filter durch eine Verzögerungsleitung für elastische Oberflächenwellen,
die in sich selbst zurückgekoppelt ist und auf dem
gleichen Substrat wie das Filter angeordnet ist, gebildet
ist, derart, daß er den gleichen Temperatur- und Umgebungsbedingungen
wie dieses ausgesetzt ist.
Dieser Oszillator ist einer Regelschleife der Verstärkung auf
einen Wert Eins zugeordnet, und einer Regelschleife der Phase,
die ausgehend von einem Bezugssignal arbeitet. Dieser Oszillator
dient daher als Bezugnahme für das Steuern der Verstärkung und
der Phase des Verstärkers und des Phasenschiebers des Filters.
Bestimmte Ausführungsbeispiele werden mit Bezug auf die Fig. 7
bis 9 näher erläutert.
Die in Fig. 7 dargestellte Vorrichtung weist die bereits in
Fig. 1 dargestellten Elemente auf, nämlich ein Filter, das
durch Wandler t₁, t₂ und t₃, die auf einem Substrat 10 aufgebracht
sind, einen Phasenschieber 11, der eine Phasenverschiebung
Φ einführt, und einen Verstärker 12 mit Verstärkungsfaktor
G gebildet ist.
Gemäß dem erläuterten Ausführungsbeispiel weist die Vorrichtung
eine zweite Verzögerungsleitung auf, die durch zwei Wandler
t₄, t₅ für elastische Oberflächenwellen und einen Wandler t₆
in Form eines Transversalfilters gebildet ist. Diese Wandler
t₄, t₅, t₆ sind auf dem gleichen Substrat 10 wie die Wandler
t₁, t₂, t₃ des eigentlichen Filters angeordnet.
Diese zweite Verzögerungsleitung ist extern über einen Verstärker
20 mit einstellbarem Verstärkungsfaktor und einen
einstellbaren bzw. regelbaren Phasenschieber 22 auf sich selbst
rückgekoppelt. Der Verstärker 20 wird durch eine Schaltung 24
gesteuert, deren einer Eingang mit einem der Wandler t₅ oder
t₆ verbunden ist, wobei der Verstärkungsfaktor des Verstärkers
20 auf einen Wert eingestellt wird, der genau gleich Eins ist.
Der einstellbare Phasenschieber 22 wird durch eine Schaltung
28 gesteuert, deren einer Eingang mit einem Phasenvergleicher
26 mit zwei Eingängen verbunden ist, deren einer mit dem Wandler
t₆ verbunden ist und deren anderer ein Bezugssignal empfängt.
Das Filter weist weiter eine Verstärkungsregelungsschaltung 30
auf, deren einer Eingang mit dem Wandler t₆ verbunden ist und
deren Ausgang mit dem Verstärker 12 verbunden ist, wobei die
Schaltung so gesteuert wird, daß der Verstärkungsfaktor des
Verstärkers 12 kleiner wird als der des Verstärkers 20.
Der Phasenschieber 11 wird im übrigen durch die Phasen-Steuerschaltung
28 gesteuert.
Die Wirkungsweise dieser Vorrichtung wird im folgenden erläutert.
Die Schaltung 24 wird gesteuert, um sicherzustellen,
daß der Verstärker 20 ohne Sättigung Einheitsverstärkung besitzt.
Dazu genügt es beispielsweise, die Harmonische 2. Ordnung
am Ausgang des Verstärkers auf niedrigem Pegel zu halten.
Die Schaltung 30 führt die gleiche Verstärkungsregelung durch,
jedoch um einen konstanten Wert verschoben derart, daß der
Verstärker 12 einen Verstärkungsfaktor besitzt, der konstant ist
und der kleiner als Eins ist und der der erwünschten Überspannung
für das Filter entspricht.
Das vom Wandler t₆ abgeleitete Signal wird bezüglich der Frequenz
in dem Vergleicher 26 mit einem Bezugssignal verglichen, das
beispielsweise von einem Synthetisierer 32 abgeleitet ist,
Die durch den Vergleicher 26, die Schaltung 28 und den Phasenschieber
22 gebildete Schleife ermöglicht es, die Phase des vom Oszillator
abgegebenen Signals auf die des Signals des
Synthetisierers 32 zurückzuführen, was dazu führt, die Frequenz
des ersteren auf die des zweiten zu verriegeln.
Wenn die Schaltung 28 auch den Phasenschieber 11 steuert, wirkt
diese Steuerung auch auf die Mittenfrequenz des Filters ein.
Die Vorrichtung gemäß Fig. 8 unterscheidet sich von der gemäß Fig. 7 dadurch,
daß die Verstärkungs-Steuerschaltung eingangsseitig mit dem
Wandler t₅ verbunden ist und nicht mit dem Wandler t₆, und dadurch,
daß der Verstärkungsregler für den Verstärker 12 durch einen
Verstärkungsregler 30′ gebildet ist, der das von der Schaltung
24 abgegebene Steuersignal nach unten verschiebt.
Wenn das erläuterte Filter an Bord eines Fahrzeuges verwendet
wird, kann der Synthetisierer 32 durch eine stabilisierte Funkwelle
gesteuert werden wie diejenige, die ständig von dem Sender
Allouis abgegeben wird, und die bis auf 10-12 stabil ist.
Diese Welle ermöglicht es, den Ort- bzw. Empfangsoszillator über
eine lange Zeitperiode festzulegen (um den Doppler-Effekt und
Abklingen bzw. Fading bei der Ausbreitung zu unterdrücken).
Die die Regelschleifen für die Verstärkungen und die Phasenverschiebungen
bildenden Glieder können von an sich bekannter Art
sein. Die Steuerung der Phase kann insbesondere mittels digitaler
Einrichtungen erfolgen. In diesem Fall erzeugen der auf
Oberflächenwellen abstimmbarer Oszillator und der feste Empfangsoszillator,
der im Synthetisizer enthalten ist, wobei dieser
im übrigen ebenfalls mit Oberflächenwellen arbeiten kann, durch
Schwebung bzw. Überlagerung eine tiefe Frequenz, deren Wechsel
digital gezählt werden. Die digitale Differenz zwischen dieser
Zählung und dem eingestellten Nenn- bzw. Sollwert wird mittels
eines Digital/Analog-Umsetzers in ein Fehlersignal transformiert,
das zum Phasenschieber 22 zur Steuerung des Oberflächenwellen-
Oszillators rückgeführt wird.
Fig. 9 zeigt ein Beispiel einer Vorrichtung, die die Verriegelung
eines Oberflächenwellen-Oszillators auf digitale
Größen ermöglicht, die bestimmte Frequenzen bestimmen.
Eine derartige Vorrichtung entspricht der Schaltung 32 gemäß
den Fig. 7 und 8.
Die dargestellte Vorrichtung weist einen Oberflächenwellen-
Oszillator 41 auf, der auf 900 bzw. 920 MHz verriegelbar ist,
sowie einen Überlagerungsmodulator mit Filter 42, einen BCD-Zähler
43, einen numerischen oder Digitalspeicher 44, einen
Rechner 45, einen Impulskonzentrator 46, einen Zweitrichtungszähler
47 mit Speicherung, einen Digital/Analog-Umsetzer 48
(D/A), einen Quarzoszillator mit Zeitbasis 49, einen Digitalspeicher
50 und eine Schaltung 51 zur Aufnahme von Größen
bzw. Werten.
Diese Vorrichtung arbeitet wie folgt:
Der Oberflächenwellen-Oszillator 41 ist in Schritten von 20 zu 20 kHz zwiscen 900 und 920 MHz mittels einer Spannung abstimmbar. Der Abstimmbereich weist daher 1000 Kanäle auf. Der Überlagerungsmodulator mit Filter 42 bringt die Frequenz des Bandes 900 MHz auf ein Band zurück, das von 20 bis 40 MHz geht, durch Subtraktion mit dem Signal mit 880 MHz, das durch den Oszillator 49 abgegeben wird, ausgehend von einem Quarzoszillator mit Schwankungen um 10-7 (temperaturkompensierter Quarz). Der gleiche Quarzoszillator steuert Zeitbasisschaltungen zur Steuerung der verschiedenen Funktionen der Vorrichtung (Zähler 43, Speicher 44). Der Zähler 42 empfängt die Frequenz von 20 bis 40 MHz und die Messung in 5 ms. Dieser Meßzeit schließt sich ein Ruheintervall mit 5 ms an.
Der Oberflächenwellen-Oszillator 41 ist in Schritten von 20 zu 20 kHz zwiscen 900 und 920 MHz mittels einer Spannung abstimmbar. Der Abstimmbereich weist daher 1000 Kanäle auf. Der Überlagerungsmodulator mit Filter 42 bringt die Frequenz des Bandes 900 MHz auf ein Band zurück, das von 20 bis 40 MHz geht, durch Subtraktion mit dem Signal mit 880 MHz, das durch den Oszillator 49 abgegeben wird, ausgehend von einem Quarzoszillator mit Schwankungen um 10-7 (temperaturkompensierter Quarz). Der gleiche Quarzoszillator steuert Zeitbasisschaltungen zur Steuerung der verschiedenen Funktionen der Vorrichtung (Zähler 43, Speicher 44). Der Zähler 42 empfängt die Frequenz von 20 bis 40 MHz und die Messung in 5 ms. Dieser Meßzeit schließt sich ein Ruheintervall mit 5 ms an.
Die Zahl, die erhalten wird, setzt sich aus folgenden
Ziffern zusammen:
- - M aufgrund der Messung von 2 bis 4 von Zehnern von MHz; Diese Ziffer ist normalerweise gleich Eins; sie darf nicht unter Null absinken und nicht auf Zwei ansteigen (wobei der äußerste Kanal mit 920 MHz ausgeschlossen bleibt);
- - C, D und U, die den Rang des verwendeten Kanals im gesamten Band bestimmen; diese Zahl liegt daher zwischen 000 und 999 in Schritten von Eins und entspricht Frequenzen des Oszillators 41, die in Schritten von 20 zu 20 kHz getrennt sind unter der Annahme, daß die Synchronisationsschleife geschlossen ist.
Der Speicher 44 empfängt das vom Zähler 43 abgegebene Ergebnis.
Die Schaltung 51 empfängt Größen, die von einem
Sender für das digitale Auswählen eines der Frequenzkanäle
stammen.
Sie codiert diese und speichert sie provisorisch in einen
internen Speicher, der anschließend in den Speicher 50 übertragen
wird. Dieser Speicher 50 enthält ständige Größen außerhalb
der empfangenen Größen mit der Bezeichnung C′D′U′.
Der Rechner 45 bestimmt die Differenz in Größe und Vorzeichen
zwischen den beiden Zahlen, die er von den Speichern
44 und 50 empfängt.
Der Impulskonzentrator 46 bezweckt, dem Zweirichtungszähler
47 die notwendige Anzahl an Impulsen mit dem Vorzeichen
eigens zu diesem Zweck zuzuführen, damit sein Register, wenn
es einmal analog decodiert ist, in der Lage ist, die Frequenz des
Oszillators 41 auf den gewählten Kanal zu synchronisieren.
Es kann sich um eine multiplexe Anordnung handeln, die, durch
progressiv rücklaufende Impulse versorgt (gemäß beispielsweise
dem BCD-Code), die verschiedenen Ziffern der Differenz durchläuft,
die durch den Rechner gegeben sind, und am Ausgang die
Impulsdichte vorgibt, die der Beseitigung des Verriegelungsfehler
entspricht. Für eine Abweichungsziffer ist die Wiederholfrequenz
der Impulse derart, daß ein einziger Impuls den
Multiplex verläßt und zum Zweirichtungszähler 47 führbar ist.
Das Register des Zweirichtungszählers 47 füllt sich oder entleert
sich gemäß dem Vorzeichen der Differenz, die vom Rechner
zugeführt wird. Diese Änderung muß genau der Änderung der
erwünschten Synchronisationsspannung entsprechen. Der Inhalt
des Zählers wird in Echtzeit oder Nutzzeit in einen ständigen Speicher
eingeschrieben, der als Basis der Digital/Analog-Umsetzung
dient.
Der Umsetzer 48 gibt eine Gleichspannung ab, die einstellbar
ist derart, daß sie so genau wie möglich der Steuerspannung
des Oszillators entspricht.
Claims (11)
1. Rekursives Filter für elastische Oberflächenwellen, wobei
die elastischen Oberflächenwellen durch Wandler ausgesandt und
empfangen werden, mit
- - einer Sendeeinrichtung (t₁, t₂, 11, 12), die mit dem Signaleingang (E) verbunden ist, und
- - einer Empfangseinrichtung, die einen Wandler (t₃) aufweist, die von der Sendeeinrichtung (t₁, t₂, 11, 12) in Ausbreitungsrichtung der elastischen Oberflächenwellen beabstandet ist und die mit dem Signalausgang (S) verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Sendeeinrichtung (t₁, t₂, 11, 12) besteht aus:
- - einem mit dem Signaleingang (E) verbundenen Verstärker (11, 12), dessen Verstärker (G) und dessen Phasenverschiebung (ϕ) einstellbar ist,
- - einem mit dem Verstärkerausgang (y) verbundenen Wandler (t₂), der elastische Oberflächenwellen aussendet, und
- - einem empfangenden Wandler (t₁), der vom Wandler (t₂) in Ausbreitungsrichtung der elastischen Oberflächenwellen beabstandet ist und dessen elektrisches Ausgangssignal an den Signaleingang (E) zurückgeführt wird.
2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Phasenverschiebung (ϕ durch einen elektronisch gesteuerten
Hilfs-Phasenschieber (11) durchgeführt wird.
3. Filter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Wandler Interdigital-Kammwandler sind.
4. Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,
daß der Signaleingang (E) durch elektrische Anschlußklemmen
gebildet wird.
5. Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,
daß der Signaleingang (E) durch den empfangenden
Wandler (t₁) gebildet wird, der ein Eingangssignal in Form
einer elastischen Oberflächenwelle empfängt, wobei diese
elastische Oberflächenwelle von einem empfangenden Wandler
(t₁) in Ausbreitungsrichtung der Oberflächenwellen beabstandeten
weiteren Wandler (t₀) ausgesendet wird (Fig. 3)
6. Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, daß
- - auf dem gleichen Substrat (10) eine weitere Anordnung, bestehend aus einer Sendeeinrichtung (t₄, t₅, 20, 22) und einer Empfangseinrichtung (t₆) aufgebaut ist, wobei die Sendeeinrichtung aus zwei Wandlern (t₄, t₅) besteht, sowie aus einem zweiten Verstärker (20, 22), der mit den Wandlern (t₄, t₅) eine Rückkopplung bildet und wobei die Empfangseinrichtung aus einem Wandler (t₆) besteht,
- - die Verstärkung (G′) des zweiten Verstärkers (20, 22) sehr genau dem Wert Eins entspricht und dessen Phasenverschiebung (Φ′) durch eine Schaltung (28) nach Maßgabe der Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal des Wandlers (t₆) und einem Bezugssignal gesteuert wird
- - eine Steuerschaltung (30) vorgesehen ist, die nach Maßgabe des Ausgangssignals des Wandlers (t₆) die Verstärkung (G) des Verstärkers (11, 12) derart steuert, daß sie kleiner ist als die Verstärkung (G′) des zweiten Verstärkers (20, 22), und
- - auch die Phasenverschiebung (ϕ des Verstärkers (11, 12) durch die Schaltung (28) gesteuert wird. (Fig. 7).
7. Filter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das
Bezugssignal von einem Frequenzsynthetisierer (32) abgegeben
ist.
8. Filter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der
Synthetisierer (32) einen Empfänger (51) für über Funk übertragene
Größen aufweist, wobei die Größen zum Auswählen eines
Frequenzkanals unter mehreren im mehrkanaligen Oszillator (41)
dienen, einen Rechner (45), der die Abweichung zwischen der
von dem Oszillator abgegebenen Frequenz und der durch die
empfangenen Größen definierten Frequenz bestimmt, und eine
Regelschleife (56, 57, 58) für die Frequenz des Oszillators,
um diese Abweichung zu Null zu machen.
9. Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet,
daß der sendende Wandler (t₂) der Sendeeinrichtung
zwischen dem empfangenden Wandler (t₁) der Sendeeinrichtung
und dem Wandler (t₃) der Empfangseinrichtung angeordnet ist.
(Fig. 1, 5, 7, 8)
10. Filter nach einem der Ansprüchen 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet,
daß der empfangende Wandler (t₁) der Sendeeinrichtung
zwischen dem sendenden Wandler (t₂) der Sendeeinrichtung
und dem Wandler (t₃) der Empfangseinrichtung angeordnet ist.
(Fig. 3).
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8012867A FR2484153A1 (fr) | 1980-06-10 | 1980-06-10 | Filtre recursif a ondes elastiques de surface utilisant une ligne a retard a bouclage actif |
FR8021827A FR2492193B2 (fr) | 1980-06-10 | 1980-10-13 | Filtre recursif a ondes elastiques de surface utilisant une ligne a retard a bouclage actif |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3120808A1 DE3120808A1 (de) | 1982-04-08 |
DE3120808C2 true DE3120808C2 (de) | 1992-06-25 |
Family
ID=26221834
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19813120808 Granted DE3120808A1 (de) | 1980-06-10 | 1981-05-25 | Rekursives oberflaechenwellen-filter |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4398163A (de) |
JP (1) | JPS5726915A (de) |
CA (1) | CA1178348A (de) |
DE (1) | DE3120808A1 (de) |
FR (1) | FR2492193B2 (de) |
GB (1) | GB2080067B (de) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3570030D1 (de) * | 1984-10-24 | 1989-06-08 | Siemens Ag | Intermediate frequency transversal equalizer |
US4656601A (en) * | 1984-10-29 | 1987-04-07 | United Technologies Corporation | Large bandwidth saw adaptive processor arrangement |
US4661923A (en) * | 1984-10-29 | 1987-04-28 | United Technologies Corporation | Large bandwidth SAW adaptive processor arrangement |
DE3730107A1 (de) * | 1987-09-08 | 1989-03-16 | Siemens Ag | Oszillatorschaltung mit oberflaechenwellenfilter |
FR2637137A1 (fr) * | 1988-09-27 | 1990-03-30 | Thomson Csf | Filtre transversal a ondes de surface |
JP3233021B2 (ja) * | 1996-06-06 | 2001-11-26 | 株式会社村田製作所 | アクティブフィルタ |
JP4546652B2 (ja) * | 2001-02-05 | 2010-09-15 | 正樹 小林 | 弾性表面波フィルタ |
JP2006254114A (ja) * | 2005-03-10 | 2006-09-21 | Soshin Electric Co Ltd | 遅延線 |
JP4714885B2 (ja) * | 2005-03-18 | 2011-06-29 | 日本無線株式会社 | 弾性波センサ |
DE102005046445B4 (de) * | 2005-09-28 | 2019-10-10 | Snaptrack, Inc. | Bandpassfilter |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3568102A (en) * | 1967-07-06 | 1971-03-02 | Litton Precision Prod Inc | Split surface wave acoustic delay line |
US3622916A (en) * | 1969-03-11 | 1971-11-23 | Ericsson Telefon Ab L M | Periodic frequency characteristic filter for filtering periodic sampled signal |
GB1449841A (en) * | 1973-04-09 | 1976-09-15 | Mullard Ltd | Oscillators |
GB1451664A (en) * | 1973-06-06 | 1976-10-06 | Nat Res Dev | Surface acoustic wave oscillators |
US3845418A (en) * | 1974-01-02 | 1974-10-29 | Hughes Aircraft Co | Acoustic surface wave device with reduced rf feedthrough |
US3894286A (en) * | 1974-01-28 | 1975-07-08 | Crystal Tech Inc | Temperature compensated voltage tunable circuits using surface wave devices |
AU490535B1 (en) * | 1974-08-26 | 1977-02-17 | Amalgamated Wireless (Australasia) Limited | Improvements in surface elastic wave delay line oscillators |
DE2610183A1 (de) * | 1975-03-12 | 1976-09-23 | Murata Manufacturing Co | Wellenfilter mit akustischer oberflaechenleitung |
GB2033185B (en) * | 1978-09-22 | 1983-05-18 | Secr Defence | Acoustic wave device with temperature stabilisation |
-
1980
- 1980-10-13 FR FR8021827A patent/FR2492193B2/fr not_active Expired
-
1981
- 1981-05-13 US US06/263,268 patent/US4398163A/en not_active Expired - Fee Related
- 1981-05-15 GB GB8114975A patent/GB2080067B/en not_active Expired
- 1981-05-25 DE DE19813120808 patent/DE3120808A1/de active Granted
- 1981-06-09 JP JP8876581A patent/JPS5726915A/ja active Granted
- 1981-06-10 CA CA000379506A patent/CA1178348A/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0352250B2 (de) | 1991-08-09 |
GB2080067B (en) | 1984-06-13 |
US4398163A (en) | 1983-08-09 |
GB2080067A (en) | 1982-01-27 |
CA1178348A (en) | 1984-11-20 |
DE3120808A1 (de) | 1982-04-08 |
FR2492193B2 (fr) | 1987-11-27 |
JPS5726915A (en) | 1982-02-13 |
FR2492193A2 (fr) | 1982-04-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE69620433T2 (de) | Empfänger für die ortsbestimmung mit satelliten | |
DE69222704T2 (de) | Radioempfänger | |
DE1934960C3 (de) | Verfahren und Anordnung zum genauen Orten von Punkten | |
DE69630461T2 (de) | Digitale eichung eines transceivers | |
DE69709637T2 (de) | Empfänger für Positionssignale von Satelliten mit Positions-Extrapolationsfilter | |
DE3120808C2 (de) | ||
DE3029169C2 (de) | Sendeeinrichtung für ein Navigationssystem | |
DE2550176A1 (de) | Uebertragungssystem-empfaenger | |
DE2631496C3 (de) | Superhet-Empfänger | |
DE2744110B2 (de) | Verfahren zur Stabilisierung des Mikrowellenoszillators im Sendezweig einer Sende-Empfangseinrichtung | |
DE2333851A1 (de) | Verfahren und anordnungen zur selbsttaetigen nachregelung der mit einer abstimmanordnunggeingestellten oszillatorfrequenz eines ueberlagerungsempfangsteils einer bild und/oder tonwiedergabeanordnung | |
DE2420831C2 (de) | Rekursives Digitalfilter mit Phasenentzerrung | |
DE2222735C3 (de) | System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere einem Differential-OMEGA-System | |
DE3035679C2 (de) | ||
DE2426992C3 (de) | Bordnavigationsrechner für Flugzeuge | |
DE4332735C2 (de) | Verfahren zum digitalen Erzeugen eines komplexen Basisbandsignals | |
DE2033017C3 (de) | ||
EP0002790B1 (de) | Messeinrichtung für eine Frequenzanalyse von Signalpegeln innerhalb eines grossen Dynamikbereiches | |
DE2118901C3 (de) | Empfangseinrichtung für elektromagnetische Trägerwellen | |
DE3035759C2 (de) | ||
DE2061744A1 (de) | Vorrichtung zur Übertragung von In formation bei sich ändernder Frequenz | |
DE2404191A1 (de) | Pilotempfaenger | |
DE102021123693B3 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Verarbeitung von Signalen | |
DE2035202C3 (de) | Hyperbel-Navigationssystem mit einer Relaisstation | |
DE3024621C2 (de) | Frequenzdemmodulator |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |