DE2222735C3 - System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere einem Differential-OMEGA-System - Google Patents
System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbesondere einem Differential-OMEGA-SystemInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in eine.ii Radionavigationssystem,
insbesondere in einem Differential-OMEGA-System, mit mindestens einer Referenz-Sendestation,
welche die Phasenkorrekturwerte in zeitmultiplexer, mit dem Format des Navigationssystems in synchroner Weise als Modulation einer
Trägerschwingung überträgt, wobei die übertragenen Phasenkorrekturwerte durch die Phasendifferenzen
zwischen den Phasen der von mehreren Hauptsendestationen empfangenen Signale und den theoretischen
Werten dieser Phasen festgelegt sind.
Ein derartiges System ist durch die Zeitschrift IEEE Transactions AES-4 (1968), 4 (Juli), Seiten 494 bis
498 bekanntgeworden. Bei diesem System werden die Phasenkorrekturwerte in Form von Polynomkoeffizienten
von jeder Korrekturphase übertragen. Die Übertragung der Koeffizienten erfolgt breitbandig mit
multiplexer! Analogsignalen.
Die Erfindung befaßt sich mit Radionavigationssystemen, bei welchen die phasenmäßig zu untersuchenden
Signale sequentiell ausgesandt werden, wobei die Frequenzen dieser Signale relativ niedrige Radiofrequenzen
sind. Unter sequentiell soll in diesem Zusammenhang verstanden werden, daß verschiedene Signale
zeitmäßig hintereinander in einer vorgegebenen Reihenfolge ausgesandt werden.
Bei der phasenmäßigen Auswertung in Radionavigationssystemen wird davon ausgegangen, daß die tatsächliche
Ausbreitungsgeschwindigkeit von elektromagnetischen Wellen gleich der im Vakuum ist. Diese
Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen sei ferner bei einer vorgegebenen Frequenz
konstant. Diese Annahme stimmt jedoch in Wirklichkeit nicht ganz genau. Es treten nämlich
Raumwellenphänomene auf, indem beispielsweise Reflexionen an der Ionosphäre stattfinden, die zu bestimmten
Abweichungen führen.
In diesem Zusammenhang ist bereits versucht worden, diese durch die Raumwellen bedingten Abweichungen
durch mathematische Berechnungen in den Griff zu bekommen. Für das OMEGA-Radionavigationssystem
werden diesbezüglich von dem US Navy Oceanic Traffic Office Korrekturwerttabellen veröffentlicht.
Die Verwendung derartiger Korrektlirtabellen erweist
sich jedoch als nicht vollkommen zufriedenstellend. Die Phasenmessungen an einem bestimmten
Punkt zeigen nämlich, daß nach Durchführung derartiger Korrekturen im Hinblick auf die Raumwellen
Restabweichungen vorhanden sind. Diese Restabweichungen treten dabei willkürlich auf, so daß sie rechnerisch
nicht erfaßt werden können.
Beim OMEGA-Radionavigationssystem sind Untersuchungen
durchgeführt worden, welche gezeigt haben, daß die beobachteten Restabweichungen zwischen
zwei ziemlich nahe aneinanderliegenden Punkten mit Abständen in der Größenordnung von mehreren
hundert Kilometern nicht unabhängig voneinander sind, sondern im Gegenteil in einer bestimmten
Beziehung zueinander stehen. Es sind Versuche angestellt worden, diese gegenseitige Beziehung zu verwenden,
um bei einem beweglichen Radionavigationsempfänger Phasenkorrekturen mit Hilfe von
Phasenmessungen vorzunehmen, bei weichen ein Empfängei an einem relativ nahegelegenen unbeweglichen
Ort angeordnet ist.
Beim OMEGA-Radionavigationssytlem wird diese
Korrektur im allgemeinen »Differential-Ω« genannt. Im folgenden werden die Ausdrücke »differentielle
Auswertung« und »differentielles Radionavigationssystem ' für alle Radionavigationssysteme mit Phasenmessungen
angewendet, und zwar unabhängig davon, ob es sich dabei um Systeme mit hyperbolischem,
kreisförmigem oder einem anderen Modus handelt.
Bis zum heutigen Tage gibt es keine Vorrichtungen, welche eine differentielle Auswertungeines Radionavigationssystems
auf breiter Basis gestatten, weil die vorhandenen Vorrichtungen keine automatische
Auswertung in kurzer Zeit und auf einfache Weise erlauben.
Demzufolge ist es Ziel der Erfindung, ein System der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, welches
die rasche Übertragung von Phasenkorrekturwerten gestattet.
Dieses Ziel wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß die Modulation eine Phasenmodulation mit
geiingem Modulationsindex und mit einer iinearen Abhängigkeit zwischen Phasenkorrekturwerten und
Phasenhub ist.
Zweckmäßig ist die Frequenz des Phasenkorrekturwertsignalsdas
10-bis 30fache des Reziprokwertes der mittleren Dauer der Sendeperioden einer Hauptsendestation.
Die Merkmale eines kodierenden Modulators für ein solches System gehen aus den Ansprüchen 3 bis
8 hervor, während sich ein Phasenkorrekturempfänger für ein derartiges System aus den Ansprüchen 9
bis 13 ergibt.
Dr1S erfindungsgemäße System zeichnet sich dadurch
aus, daß die Übertragung der Phasenkorrekturen auf sehr einfache und ökonomische Wehe mit hoher
Genauigkeit durchgeführt werden kann, wobei das verwendete Frequenzband äußerst schmal ist. Die erzielbare
Genauigkeit ist dabei so gut, daß insbesondere beim OMbGA-Radionavigationssystcm eine
Schiffsnavigation in Küstennahe möglich ist.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher
beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockdiagramm einer eriindungsgemäßen Schaltungsanordnung für die Übertragung von
Korrekturwerten mit einem Empfängei des Radionavigationssystems und einem Korrekturwertsender,
Fig. 2 ein Vektordiagramm zur Darstellung des
Phasenmodulationsprinzips bei der in Fig. I dargestellten Schaltungsanordnung,
Fig. 3 ein Blockdiagramm des Phasenmodulators 25 gemäß Fig. 1,
Fig. 4 ein Blockdiagramm eines Korrekturwertempfängers in Verbindung mit einem bekannten
Empfänger eines Radionavigationssystems, bei wel chem die entsprechende Korrekturenweite auf die
empfangenen Phaseninformationen beaufschlagbar sind.
Fig. 5 ein Blockdiagramm der Empfangs- und Demodulationskreise
51-54 von Fig. 4, und
Fig. 6 ein Blockdiagramm des synchronen Detektors 55 und des Korrekturwertadditionskreises 56 von
Fig. 4.
Für die folgende Beschreibung sei angenommen, daß das Radionavigationssystem, bei welchem die differentiellen
Phasenkorrekturen vorgenommen werden, das Ω-System ist.
Bei der differentiellen Auswertung wird nur das Radionavigationssignal für die genaueste Messung mit
einem Korrekturwert versehen. Im folgenden wird somit bei einem Radionavigationssystem nur die Aussendung
eines derartigen Signals betrachtet.
Die Empfänger des Ω-Radionavigationssystems werden in der Regel im hyperbolischen Modus betrieben.
Dabei müssen die Oszillatoren der Hauptsendestationen eine sehr große Stabilität aufweisen. Falls
ebenfalls die Empfänger der Radionavigationssignale mit Steueroszillatoren großer Stabilität versehen sind,
können dieselben auch in kreisförmigem Modus arbeiten. Die im folgenden noch zu beschreibende differentielle
Auswertung kann demzufolge für den hyperbolischen und/oder kreisförmigen Modus durchgeführt
werden.
Fig. 1 zeigt einen mit einer Antenne verbundenen Empfänger 1 in der Referenzstation, dessen Ausgangssignale
phasenmäßig den von Hauptsendestationen des Ω-Systems ausgesandten Signalen entsprechen.
In der folgenden Beschreibung erfolgt eine Be-
m wCn-iicm uci
:ιίΓιΓάίιινϋΓΐ£ äüi uCi'i ι an g
vier Hauptsendestationen des Ω-Systems empfängt, wobei diese Stationen mit A-D bezeichnet sind. Es
sei jedoch wohl verstanden, daß diese Begrenzung willkürlich ist und sie mit den normalerweise beim
konventionellen Ω-System vorhandenen Bezeichnungen nicht übereinstimmen muß.
Der Empfänger 1 weist einen Oszillator großer Stabilität auf. Dieser Empfänger 1 kann auf einer
Mehrzahl von getrennten Leitungen Synchronisationssignale aufweisen, entsprechend der aufeinanderfolgenden
Aussendung von Signalen der Hauptsendestationen des Ω-Systems, wobei diese Signale als
Ω-Formatsignale bezeichnet werden können. Vier dieser Formatsignale A, B, C, D entsprechen den
Zeitintervallen der Aussendung der Signale von den vier Hauptsendestationen A, B, C und D. Das fünfte
Formatsignal R entspricht einem von den übrigen Si- ι gnalen getrennten Zeitintervall und beispielsweise
dem einer im interessierenden Bereich nicht zu empfangenden Hauptsendestation.
Die am Ausgang des Empfängers 1 vorhandenen gemessenen Phaseninformationen werden mit 0M be- ,
zeichnet, wobei zusätzlich die Indices A, B, C und D
verwendet sind. Demzufolge treten Phasensignale 0MA, 0MB, 0MC und 0MD auf. Der Empfänger 1 gibt
ebenfalls aufgrund der Phase seines sehr stabilen Oszillators ein Referen/phascnsignal 0R ab. welches die
gleiche Form wie clic gemessenen Phascnsignale 0M
aufweist.
Die Phaseninformationen ÜM und O1, werden in
analoger Form - beispielsweise in Form eines Signals mit der Frequenz von ungefähr 1 kHz - ausgedrückt.
Der Phasenunterschied zweier Signale 0M entspricht
dem Phasenunterschied der von den entsprechenden Hauptsendestationen empfangenen Signale. In gleicher
Weise entspricht dem Phasenunterschied von einem der Signale 0M gegenüber dem Referenzsignal
0R der Phase des F.mpfangssignals der betreffenden
Hauptsendestation.
Die Signale 0M und 0R werden zu einem kodierenden
Modulator 2 geleitet. Dieser Modulator 2 empfängt ebenfalls über eine Mehrzahl von Synchronisationsleitungen
elektrische Signale entsprechend den fünf Sp.ompnten des, von ilrm F.mnfiinppr 1 rwMiiit/ti-n
Ω-Systems, d. h. die vier Segmente A, B. C und D. welche den vier Hauptsendestationen entsprechen.
Das Segment R entspricht vorzugsweise dem Signal einer nicht verwendeten bzw. empfangenen Hauptsendestation.
Beispielsweise sind fünf Formatleitungen vorgesehen, wobei jede mit einem der Segmente
verbunden ist. Demzufolge können zwei verschiedene Signale übertragen werden, je nachdem, ob das dazugehörif?
Segment anliegt oder nicht Selbstverständlich kann nur eine der fünf Leitungen gleichzeitig ein
Sendesegment aufweisen.
Der Empfänger 1 gibt ferner ein Zeitsignal hoher Frequenz, beispielsweise 1 (K) kHz ab, wobei dieses Signal
in Frequenz- und Phasenbeziehung zu dem Referenzsignal 0R steht.
Der Modulator 2 empfängt ferner theoretische Werte von Phaseninformationen O0, welche von einer
nicht dargestellten Einrichtung hergeleitet werden.
Für jede Referenzsendestation werden die theoretischen Werte in Abhängigkeit der bekannten Positionen
von Hauptsendestationen und der Referenzsendestation festgelegt. Die Auswertung wird nach den
theoretischen Beziehungen im Hinblick auf die Ausbreitung von Weiien durchgeführt. Die Wahi der
theoretischen Phasenwerte Q0 wird im wesentlichen
durchgeführt, sobald die Referenzsendestation an einem bestimmten Ort in Betrieb genommen wird.
Die gemessenen Phasensignale 0M und die theoretischen
Signale O0 werden einem Phasenkorrekturauswertkreis
21 zugeführt, in welchem die Phasenkorrekturwerte in Form von Analogsignalen mit einer
Frequenz von 1 kHz auftreten. In diesem Kr~is 21 wird die Differenz des gemessenen Phasensignals 0M
und dazugehörigen theoretischen Phasensignals O0
gebildet. Dieser Phasendifferenzwert kann auf verschiedene Weise gebildet werden. Zweckmäßigerweise
werden die gemessenen Phasensignale 0M drehbaren Phasenschiebern zugeführt, weiche im Hinblick
auf die dazugehörigen theoretischen Phasenwerte O0
mechanisch verstellt werden.
Auf diese Weise treten auf den oberen vier Ausgängen des Phasenkorrekturauswertkreises 21 Phasenkorrektursignale
0C auf. Diese Phasenkorrektursignale
0C sind im Verhältnis zu den gemessenen Phasensignalen 0M und den dazugehörigen theoretischen
Phasensignalen 0O in der Phase versetzt.
Diese Phasenbeziehung von zwei beliebigen der Korrektursignale Q- entspricht dabei der relativen
Phasenbeziehung von zwei gemessenen Phasensigna-
icn 0μ, verringert um den Betrag der Differenz der
dazugehörigen theoretischen Phasensignale 0O. Es ergibt
sich, daß die Phasenkorrektursignale 0C und die
gemessenen Phastnsignale 0M Phaseninformationen
auf dieselbe Weise enthalten, d. h. die gleiche Analogkodierung aufweisen.
Die Phasenkorrektursignale 0c entsprechen ebenfalls
dr>' Phasenkorrekturen der Hauptsendestationen,
und /.war im Hinblick auf eine Phasenverschiebung gegenüber dem Referenzphasensignal 0R.
Gemäß Fig. 1 wird das Referenzphasens;gnal 0R direkt
durch den Kreis 21 hindurchgeführt, wobei es nicht verändert wird.
Solange kein Referenzsignal 0R übermittelt wird,
d. h. wenn es nicht gewünscht wird, einen kreisförmigen Modus zu verwenden, brauchen die theoretischen
Phasenwerte O0 nicht in Form von theoretischen Phasenwerten
eines empfangenen Signals vorliegen, son-
sehen Phasenwerten zweier Empfangssignale dargestellt
werden. Demzufolge ist es möglich, einen der Phasenschieber des Kreises 21 fortzulassen.
Die von dem Phasenkorrekturauswertkreis 21 gebildeten Phasenkorrektursignale 0n und das Referenzsignal
0R werden einem Multiplexer 22 zugeführt,
an welchen ebenfalls die Formatleiter angelegt sind. Der Multiplexer 22 spricht auf die Signale bei Aussendung
eines der Segmente A, B, C, D und R an. Der Multiplexer 22 bildet dann an seinem Ausgang, während
den vier ersten Segmenten, Phasenkorrektursignale rt- der entsprechenden Hauptsendestation und
während des fünften Segments das Referenzsignal 0R.
Für den Zweck ist eine Mehrzahl von gesteuerten Schaltern vorgesehen.
Das Ausgangssignal des Multiplexers 22 ist demzufolge ein Signal von 1 kHz, das synchron mit dem Ω-Format
die Phasenkorrekturwerte 0C und das Referenzsignal
0R als Analogkodierung enthält.
Das am Ausgang des Multiplexers 22 abgegebene Phasenkorrektursignal wird einem Frequenzwandler
23 zugeführt, welchem ein von dem Zeitsignal abgeleitetes Signal von 100 kHz nach Frequenzteilung in
einem Frequenzteiler 24 zugeführt wird, so daß das dem Frequenzwandler 23 zugeführte Oberlagerungssignal
eine Frequenz von im wesentlichen 980 Hz aufweist.
Der Frequenzteiler 24, dem das Zeitsignal in Form von Impulsen zugeführt wird, enthält numerische Teiler
für die gewünschte Frequenz. An den Ausgängen dieser numerischen Teiler werden rechteckförmige
Signale abgegeben, aus denen das Überlagerungssignal gebildet ist.
Im allgemeinen erscheint es vorteilhaft, wenn das Zeitsignal eine Frequenz- und Phasenbeziehung zu
dem Referenzsignal 0R aufweist. Dies kann dadurch
erreicht werden, indem diese beiden Signale von demselben stabilisierten Generator des Empfängers 1 abgeleitet
werden.
Am Ausgang des Frequenzwandlers 23 tritt ein multiplexes Modulationssignal von 20 Hz auf. Dieses
Signal wird dazu verwendet, eine Trägerschwingung zu modulieren, die für einen Teil des geographischen
Bereiches des Radionavigationssystems ausgesandt wird. In diesem Zusammenhang ist bereits erwähnt
worden, daß die an einem bestimmten Punkt geltenden Korrekturwerte auch in der Nähe dieses Pcnktes
verwendet werden können, wobei die Größe des Bereiches von den bestimmten Eigenschaften des Radionavigationssystems
abhängt.
Demzufolge kann die Wahl des Bereiches für die Aussendung von Phasenkorrekturwerten vorgenommen
werden.
Gemäß einer zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung wird die Modulation der Trägerschwingung
durch das Modulationssignal mit 20 Hz in einem Modulator 25 durchgefühlt. Dabei wird eine Phasenmodulation
mit geringem Modulationsindex in der Größenordnung von 0,8 verwendet, was im folgenden
unter Bezugnahme auf Fig. 2 und 3 noch näher erläutert werden soll.
Die Phasenmodulation wird zweckmäßig von einem Pilotoszillator 251 gesteuert, dessen Frequenz Fo der
Frequenz des Trägers des multiplexen Korrekturphasensignals - d. h. 20 Hz - entspricht.
Das eine Frequenz von Fo aufweisende Signal wird einem durch 8 dividierenden Frequenzteiler 52 zugeführt u/f»lrhf»r
' ·
folm» pin ^inrml mitHpr Frpni
β —-β..— .--,
β —-β..— .--,
Fo/8 abgibt. Dieses Signal mit der Frequenz Fo/8
wird einem eine Phasenverschiebung von 90° bewirkenden Phasenschieber 253 und einem Addierkreis
254 zugeführt. Das Modulationssignal mit der 20 Hz-Frequenz des Frequenzwandlers 23 wird einem
am Eingang des Modulators 25 vorgesehenen Filter
255 zugeführt, dessen Mittenfrequenz 20 Hz beträgt. (Dieser Filter 255 kann ebenfalls als Teil des Frequenzwandlers
23 angesehen werden). Das Ausgangssignal des Filters 255 wird als Modulationssignal
einem Amplitudenmodulator 256 zugeführt, welcher als Modulationssignal das in Quadratur vorhandene
Signal des Phasenschiebers 253 erhält. Am Ausgang des Amplitudenmodulators 256 ist demzufolge die in
Quadratur befindliche Komponente Fo/8 nach Modulation erhältlich; diese wird ebenfalls dem Addierkreis
254 zugeführt, welcher eine gewichtete Addition
der in Quadratur modulierten Komponente Fo/8 und der nicht phasenverschobenen und nicht modulierten
Komponente Fo/8 des Frequenzteilers 252 durchführt. Wie in Fig. 2 dargestellt, wird die Addition mit
einem Verhältnis der in Quadratur befindlichen, modulierten Komponente und der nicht modulierten
Komponente in der Größenordnung von 0,i durchgeführt.
Durch vektorielle Zusammensetzung ergibt sich demzufolge ein phasenmäßiger Modulationswinkel α
in der Größenordnung von 6°. Das Endresultat der Multiplikation mit einem Amplitudenwert in Quadratur
und anschließender gewichteter Addition mit einer nicht phasenverschobenen Komponente kann als
Phasenmodulation angesehen werden, wenn man die in Quadratur befindliche, in Fig. 2 dargestellte Komponente
als Kreisbogen ansieht, dessen Radius die nicht phasenverschobene Komponente ist. Das am
Addierkreis 254 vorhandene, phasenverschobene Signal wird daraufhin einer Multiplikation mit 8 unterzogen,
indem in dem Kreis 257 Rechtecksignale gebildet werden und anschließend in einem monostabilen
Kreis 258 eine relative Amplitudenverstärkung der achten Harmonischen in bezug auf die danebenliegenden
Harmonischen durchgeführt wird. Dieser monostabile Kreis 258 weist ein Tastverhältnis von 7/16
bei der Frequenz von Fo/8 auf. Schließlich wird in einem Filter 259 eine Filterung bei der Frequenz Fo
vorgenommen.
Am Ausgang des ebenfalls den Ausgang des Modulators 25 bildenden Filters 259, tritt eine sinusförmige
Trägerschwingung auf, welche entsprechend den Phasenkorrekturen phasenmoduliert ist. Dieses Signal
909 683/157
wird dem Sendekreis 3 von Fig. 1 zugeführt.
Bei der Übertragung der Phasenkorrekturen mit Hilfe des Multiplexers, des Frequenzwandlers und des
Modulators sind äußerst gute Resultate bezüglich der Qualität erreicht worden. Bei einem erfindungsgemäßen
Differentiale-System war die erzielbare Genauigkeit im Verhältnis zu einer klassischen Auswertung
um einen Faktor 2-5 besser.
Es ist einleuchtend, daß die Übertragung der Phasenkorrekturen
im Hinblick auf eine Auswertung im Differentialmodus mit sehr großer Genauigkeit
durchgeführt werden muß. Es sei in diesem Zusammenhang
bemerkt, daß gemäß dem bisherigen Stand der Technik diese Übertragung mit einem breiten
Frequenzspektrum für jedes Korrektursignal durchgeführt worden ist. Es hat sich jedoch herausgestellt,
daß eine Übertragung dieser Korrekturwerte in Form eines Modulationssignals mit einem schmalen Frequenzband
vorteilhaft erscheint, solange die Trägerwelle mit den muitipiexen Phasenkorrekturen mit sehr
großer Linearität moduliert ist. Obwohl andere Arten von Modulation der Trägerwelle im Rahmen der vorliegenden
Erfindung verwendet werden können, so ist es trotzdem sicher, daß eine Phasenmodulation mit
geringem Modulationsindex - so wie dies unter Bezug auf die Fig. 2 und 3 beschrieben worden ist - einen
günstigen Einfluß auf die Güte der Übertragung der Phasenkorrekturen hat.
Eine Phasenmodulation mit schmalem Frequenzspektrum erscheint hingegen deshalb zweckmäßig,
weil ein derartiges Frequenzspektrum sich genügend weit von der Frequenz der Trägerschwingung befindet,
wodurch das Auftreten von Phasenfehlern aufgrund von Schwunderscheinungen (Fading) vermieden
werden kann. Bei Verwendung einer derartigen Modulation ergibt sich ferner die Möglichkeit, eine
Kette von Referenzsendestationen vorzusehen, deren Trägerschwingungen nahe aneinanderliegende Trägerfrequenzen
aufweisen, wobei jedoch eine genügende Trennung zwischen den Sendefrequenzen der
einzelnen Stationen der Kette vorhanden ist.
Die Trägerschwingung der muitipiexen Korrektur- «ionale welrhe am Ai.-oano He« kodierenden Modiilators
2 auftritt, wird einem Sender 3 zugeführt, welcher eine Sendeantenne aufweist. Da das Modulationssignal
eine Frequenz von 20 Hz besitzt, ist die Spektralenergie des übertragenen Signals im wesentlichen
auf die Trägerwelle und die beiden Seitenbänder ±16 Hz, d. h. 20 Hz X 0,8 beschränkt, wobei der
Wert 0,8 der sich ergebende Modulationsindex ist.
Bei Verwendung von mehreren Referenzsendestationen werden dieselben genau auf dieselbe Weise mit
Ausnahme der Hauptsendestationen für den Ω-Empfänger, den theoretischen Phasenwerteri für den
Modulator und der Frequenz der Trägerschwingung der muitipiexen Korrektursignale um 20 Hz— ausgelegt.
Wie bereits erwähnt, ist die Breite des notwendigen Frequenzbandes für jede Korrekturwertträgerschwingung
kleiner als 40 Hz. Die einzelnen Frequenzen der Korrekturwertträgerschwingungen können
somit sehr nahe aneinandergelegt werden. Ausgezeichnete Resultate sind beispielsweise mit Trägerschwingungen
erreicht worden, die 150 Hz voneinander auseinanderliegen.
Ein Sendenetz für Phasenkorrekturwerte mit etwa 10 Referenzsendestationen benötigt somit e:n Frequenzband
von ungefähr 1,5 kHz, was bei Frequenzen in der Größenordnung von einigen Megahertz einen
äußerst schmalen Frequenzbereich darstellt.
Im folgend?n soll unter Bezugnahme auf Fig. 4-6 ein beweglicher Empfänger für das Ω-System beschrieben
werden, welcher auch im kreisförmigen Modus arbeiten kann, und welcher einen Korrekturwertempfangskreis
gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist.
Gemäß Fig. 4 weist ein im kreisförmigen Modus arbeitender Ω-Empfänger 4 in an sich bekannter
Weise Empfangskreise 41 für die Signale der Hauptsendestationen des Ω-Systems auf, welche in bezug
auf dieselben gemessene Phasensignal·: abgeben. Diese Signale entsprechen einer äußerst präzisen
Messung. Über diese Empfangskreise 41 wird ebenfalls ein stabiles Referenzsignal abgeleitet. In dem
Fall, daß der Empfänger 4 nicht im kreisförmigen Modus arbeiten soll, kann dieses Referenzsignal unterdrückt
werden.
Die Kodierung der Phaseninformationen und des
Referenzsignals kaiui bciicuigci' — das hcißi aüalugci
oder numerischer - Art sein. Zur Erläuterung sei angenommen, daß diese Kodierung analog und auf dieselbe
Art erfolgt, wie beim Empfänger 1, welcher für die Korrekturwertsendestation verwendet wird.
Der Empfänger 4 gemäß Fig. 4 weist ebenfalls in an sich bekannter Weise einen Zeitsignalkreis 42 auf,
welcher Signale abgibt, die den Sendesegmenten des Ω-Formats entsprechen, wobei vier dieser Signale mit
den Basissendestationen A, B, C und D verbunden sind, die eine Aussendung von Korrekturwerten ergeben,
während das fünfte Segment dem Referenzsegment R der Korrekturwertsendestation entspricht. In
diesem Zusammenhang sei darauf hingeweisen, daß der in Fig. 4 dargestellte Empfänger 4 mit denselben
Basissendestationen wie die verwendeten Korrekturwertsendestation verbunden ist.
Dabei ergibt sich jedoch, daß dies nicht absolut notwendig ist, weil die Wahl der Segmente A, B, C, D
- d. h. der Basisstation, welche eine Aussendung von Phasenkorrekturwertsignalen ergeben - einzig und
allein von den Ω-Empfängern abhängt, welche mit den Kreisen gemäß der vorliegenden Erfindung in
Verbindung stehen, und 7war snwohl im Zustand der Aussendung von Korrekturwerten, als auch bei deren
Empfang.
So wie sich dies im folgenden noch ergeben wird, werden im Bereich der Korrekturwertempfänger nur
die Phasenkorrekturen wieder hergestellt, welche gemäß den mit dem Empfänger 4 verwendeten Segmenten
verbunden sind. Der Korrekturwerttmpfänger muß demzufolge eine Korrekturwertsenciestation
empfangen, welche wenigstens für alle in dem bekannten Empfänger 4 verwendeten Basisstationen
Korrekturwerte aussendet.
Unter der Annahme, daß die Korrekturwertsendestationen Korrekturwerte für alle Sendestationen des
Basisnetzes abgeben - was jedoch im Fall des Ω-Systems sehr schwer erreichbar ist - ergibt sich, daß die
von dem Zeitsignalkreis 42 des Empfängers 4 abgehenden Leitungen eine automatische Wahl der Korrekturwerte
ermöglichen, weiche im Bereich des Empfängers 4 mit den ausgewählten Basissendestationen
verbunden sind.
Im Fall des Ω-Systems verwendet man im allgemeinen
als vorgegebenen Navigationsbereich nur einen Teil der Basisstationen. Dies ist der Grund, warum
die Anzahl der Basisstationen für die Aussendung von Korrekturwerten gemäß der vorliegenden Erfindung
gleich 4 ist.
Der Empfänger 4 weist schließlich einen Anzeigekreis 43 für die gemessenen Phasenwerte auf.
Man weiß, daß nach dem bekannten, d. h. nichtdifferentiellen
Verfahren bei dem Empfänger 4 von Fig. 4, die Phaseninformation des Empfangskreises
41 direkt dem Anzeigekreis 43 zugeführt werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Phasenkorrektur
durchgeführt, bevor eine Anzeige in dem Anzeigekreis 43 erfolgt. Dabei ist es als zulässig angesehen
worden, die entsprechenden inneren Verbindungen des Empfängers 4 zu ändern.
Fig. 4 zeigt ebenfalls einen Phasenkorrekturwertempfänger 5, welcher Signale von einer Antenne 6
erhält. Der Korrekturwertempfänger 5 empfängt ebenfalls ein Steuersignal für die Wahl der Korrekturwertsendestationen,
wobei dieses Signal von einem Wahlschalter 7 abgeleitet ist. Die Anzahl der Referenzsendestationen
für die Korrekturwerte ist entFig. 4 gleich S. Die Durchiaßbreite der :
Antenne 6 und der Eingangskreise des Korrekturwertempfängers 5 ist hingegen entsprechend der Anzahl
der Sendestationen und der Durchlaßbreite von jeder der einzelnen Stationen gewählt.
Ein weiterer Vorteil der geringen spektralen Band- breite der Referenzsendestationen ergibt sich deshalb,
weil es dadurch möglich ist, eine relativ hohe Anzahl solcher Sendestationen mit Hilfe derselben Empfangsstufen
zu empfangen.
Gemäß Fig. 4 und 5 besteht der Korrekturwert- ;mpfänger 5 aus einem Hochfrequenzverstärker 51
mit großer Bandbreite und einer Mittenfrequenz von 1,6 Megahertz. Dieser Hochfrequenzverstärker Sl
kann demzufolge alle Trägerwellen des Sendestationennetzes empfangen. Anschließend an diesen Hochfrequenzverstärker
51 ist eine erste Frequenzwandlerstufe 52 vorgesehen, welche einen ersten Ortsoszillator
221 mit einer starren Frequenz von 1,7 MHz aufweist, die durch einen Quarz stabilisiert ist. Die
Bandbreite der ersten Frequenzwanderstufe 52 wird auf ungefähr 100 kHz eingestellt, damit diese Stufe
nur das gesamte Spektrum aller Trägerfrequenzen in Hf»r Nühe dir P^efsrerizssnds^inticncr· durchläßt
während die Spiegelfrequenzen eliminiert werden.
Die Ausgangssignale der ersten Frequenzwandlerstufe 52 werden einer zweiten Frequenzwandlerstufe
53 zugeführt, deren Durchlaßbereich bei 7,2 kHz auf 40 Hz eingestellt ist. Der dazugehörige Ortsoszillator
531 weist eine Frequenz bei 107,2 kHz±k. 160 Hz auf, welche durch den Wahlschalter 7 - beispielsweise
mit Hilfe eines Synthetisierers - verändert werden kann. Die zweite Frequenzwandlerstufe 53 muß eine
in etwa rechteckförmige Durchlaßcharakteristik aufweisen,
um eine gute Seitensperrung zu ergeben, ohne dabei die Phase der übertragenen Signale zu verändern.
Der Ausgang der zweiten Frequenzwandlerstufe 53 ist mit einem Demodulator 54 verbunden, dessen
Aufbau von der Art der Modulation der Korrekturträgerschwingung abhängt. Im Fall einer Phasenmodulation
mit geringem Modulationsindex ist dieser Demodulator ein an sich bekannter Phasendiskriminator
541, an welchem sich ein Filter 542 anschließt, dessen Mittenfrequenz 20 Hz beträgt.
Das Ausgangssignal des Demodulators 54 wird ei- ι
nem Trennkreis 55 zugeführt, welcher die fünf Ω-Segmente
erhält und an seinen getrennten Ausgängen die Korrekturphasensignale 0C in Form von kontinuierlichen
Signalen entsprechend den notwendigen Phasenkorrekturen abgibt.
Im folgenden soll ein einzelner Phasenkorrekturkanal
mit dem Demultiplexer 55 und einem Korrekturwertadditionskreis 56 beschrieben werden. In
Fig. 4 ist der Demultiplexer 55 in Form von gesteuerten Schaltern dargestellt. Wie sich dies anhand der
folgenden Beschreibung ergibt, kann dieser Demultiplexer 35 zweckmäßigerweise neben dem eigentlichen
Demultiplexieren gleichzeitig eine Demodulation zur synchronen Feststellung der Phasenkorrektursignale
mit 20 Hz vornehmen.
Gemäß Fig. 5 gibt ein Quarzoszillator 551 eine Frequenz von 230,4 kHz ab, welche in einem Frequenzteilerkreis
552 durch 11 520 dividiert wird, so daß sich ein Bezugssignal von 20 Hz ergibt. Durch
einen Phasenschieber 553 wird ein anders 20 Hz-Signal erzeugt, welches in Phasenquadratur zu dem ersteren
steht.
Mehrzahl von synchronen Detektorenkreisen 554 zugeführt, von welchen ein einziger in Fig. 6 dargestellt
ist. Diese synchronen Detektorenkreise 554, von welchen fünf vorhanden sind, empfangen von dem Zeit">ignalkreis
42 des bekannten Empfängers 4 die fünf Segmente A, B, C, R und D des Ω-Systems. In dem
synchronen Detektorkreis 554 wird eine synchrone Feststellung in Abhängigkeit des dazugehörigen Segmentes
durchgeführt. Jeder synchrone Detektor 554 behandelt somit ein 20-Hz-Signal, welches mit einem
einzigen Phasenkorrekturwert in Beziehung steht, was einer Demultiplexierung entspricht.
Die synchronen Detektorenkreise 554 empfangen die nicht phasenverschobenen und in Quadratur stehenden
20-Hz-Signale, um eine synchrone Feststellung in an sich bekannter Weise durchzuführen und
zwei kontinuierliche Signale zu bilden, welche dem Sinus und dem Cosinus der durchzuführenden Phasenkorrektur
entsprechen.
ι Die am Ausgang des synchronen Detektorkreises 554 vorhandenen Signale, welche nur während des
dazugehörigen Segments anwesend sind, werden innerh?)!"1
pinpe intporiprp.nrlen Filters 555 einer Integrationsfiltrierung
mit großer Zeitkonstanu ausge-
. setzt, wodurch sie gespeichert werden. Dies setzt voraus, daß der synchrone Detektorkreis 554 bei Abwesenheit
eines Steuersignals beispielsweise in Form des Segmentes A ein Ausgangssignal O abgibt. Was
die Filterung mit großer Zeitkonstante betrifft, so ist
ι das sich ergebende Problem dasselbe wie für bekannten
Empfang von sequentiellen Radionavigationssystemen, so daß der Fachmann sehr leicht eine Lösung
finder; kann.
Die kontinuierlichen Sinus- und Cosinussignale für die Phasenkorrektur am Ausgang des integrierenden
Filters 555 werden einem Phasenschieber 56 zugeführt, welcher die gemessenen Phasensignale für die
Sendestation A von dem Empfangskreis 41 empfängt. Gemäß einer zweckmäßigen Ausführungsform weisen
die gemessenen Phasensignale Signale mit einer Frequenz von 1 kHz auf, welche in gleicher Weise phasenmäßig
entsprechend den dazugehörigen, gemessenen Phasen moduliert sind. Der Phasenschieber 56
ist hingegen ein elektronischer Phasenschieber mit Sinus- und Cosinussteuerung.
Am Ausgang jedes Phasenschiebers 56 liegt gemäß der korrigierten Phase ein moduliertes Phasensignal
von 1 kHz an. Es sei bemerkt, daß die Phasenbezie-
hungen zwischen der ganzen Übertragungskette für Korrekturinformationen zwischen den Phasensignalen
der dazugehörigen Referenzsendestationen und denselben Signalen und dem Phasenreferenzsignal
eingehalten werden. Dies ist wichtig, damit die auftretenden Phasendifferenzen nach Durchführung der
Korrektur für den hyperbolischen Modus verwendbar sind.
Da im kreisförmigen Modus das Referenzsignal des Empfängers 4 normalerweise nicht genau in Phase mit
dem Referenzsignal der Referenzsendestation ist, muß dasselbe vor seiner Auswertung ebenfalls einer
Phasenkorrektur unterzogen werden.
Die korrigierten Informationen werden dem An-
zeigekreis 43 zugeführt, damit nach Durchführung de:
Korrektur im Differentialmodus eine kontinuierliche Anzeige für jede genesene Phase möglich ist.
Es ist angenommen worden, daß sowohl in der Referenzsendestation als auch in jedem beweglicher
Empfänger, der Empfangskreis Phaseninformationer kontinuierlich für jede Sendestation abgibt, und daO
der Anzeigekreis 43 deshalb vorgesehen ist, um die kontinuierlichen Informationen bildlich darzustellen
wobei das Ω-Radionavigationssystem vom sequentiellen Typ ist.
Im Bereich der Referenzsendestation können die von dem Empfänger 1 abgegebenen Phaseninformationen
sequentieller Natur sein.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (13)
1. System zur Übertragung von Phasenkorrekturen in einem Radionavigationssystem, insbe- ϊ
sondere in einem Differential-OMEGA-SysEem,
mit mindestens einer Referenz-Sendestation, welche die Phasenkorrekturwerte in zeitmultiplexer
mit dem Format des Navigationssystems synchroner Weise als Modulation einer Trägerschwingung i<
> überträgt, wobei die übertragenen Phasenkorrekturwerte durch die Phasendifferenzen zwischen
den Phasen der von mehreren Hauptsendestationen empfangenen Signale und den theoretischen
Werten dieser Phasen festgelegt sind, dadurch i> gekennzeichnet,daß die Modulation eine Phasenmodulation
mit geringerem Modulationsindex und mit einer linearen Abhängigkeit zwischen Phasenkorrekturen und Phasenhub ist.
2. System nach Anspruch 1, dadurch gekenn- >o
zeichnet, daß die Frequenz des Phasenkorrekturwertsignals das 10- bis 30fache des Reziprokwertes
der mittleren Dauer der Sendeperioden einer Hauptsendestation beträgt.
3. Kodierender Modulator für ein System nach r> Anspruch 1 oder 2, welcher mit einem Sendekreis
zur Übertragung der Phaseäkorrekturwerte in Verbindung steht, und in einer Referenzsendestation
vorgesehen ist, die einen Empfänger enthält, welcher der Phase, der von der Hauptstation aus- «1
gesendeten Signale entsprechende Signale und eine Synchro.iisationsinformation in bezug auf die
Reihenfolge der Aussendung ".bgibt, dadurch gekennzeichnet,
daß folgerde Elemente vorgesehen sind: r.
a) eine Mehrzahl von Phasenkorrekturauswertkreisen (21), welche die Differenz zwischen
den empfangenen Phasensignalen und deren theoretischen Werten bildet, um Phasenkorrektursignale
zu erzeugen, w
b) ein Multiplexer (22), welcher diese Phasonkorrektursignale
und die Synchronisationsinformation erhält und ein Phasenkorrektursignal abgibt, welches synchron in der
Reihenfolge der Sendesignale der Hauptsta- π tionen multiplexiert ist,
c) ein an den Multiplexer (22) angeschlossener Frequenzwandler (23) für das multiplexe
Phasenkorrektursignal zur Erzeugung eines Modulationssignals, der dessen Frequenz auf ■>
<> das 10- bis 30fache des Reziprokwertes der mittleren Dauer der Sendeperioden einer
Hauptsendestation umsetzt und
d) ein dem Frequenzwandler (23) nachgeschalteter Modulator (25) für die Trägerschv/in- vi
gung mit der Frequenz Fo.
4. Kodierender Modulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator (25)
einen Pilotoszillator (251) enthält, welcher ein sinusförmiges Signal mit einer Frequenz gleich ei- mi
nem Achtel der Frequenz Fo der Trägerschv/ingung abgibt, daß für dieses Signal ein Phasenmodulator
(256) vorgesehen ist, und daß ein mit acht multiplizierender Frequenzvervielfacher vorgesehen
ist, welcher mit dem Phasenmodulator ver- h-;
bunden ist.
5. Kodierender Modulator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator (25)
einen Phasenschieber (253) enthält, welcher das von dem Pilotoszillator (251) abgegebene sinusförmige
Signal um 90° phasenverschiebt, daß ein an den Phasenschieber (253) angeschlossener
Amplitudenmodulator (256) für die derart erhaltene, in Quadratur befindliche Komponente vorgesehen
ist und daß ein Addierkreis (254) vorgesehen ist, welcher das von dem Pilctoszillator
(251) angegebene Signa! zu dem modulieren Signal
addiert, wobei das Verhältnis der maximalen Amplituden dieser beiden Signale in der Größenordnung
von 0,1 liegt.
6. Kodierender Modulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Multiplikation
mit acht durchführende Frequenzvervielfacher einen Kreis (257) aufweist zur Umwandlung
der Additionssignale in Rechtecksignale, an weichen ein monostabiler Kreis (258) angeschlossen
ist, der bei der Frequenz Fo/8 Signale mit einem Tastverhältnis von 7/16 erzeugt.
7. Kodierender Modulator, nach einem der Ansprüche 3 bis 6, wobei der Empfänger einen sehr
stabilen Zeitimpulskreis aufweist, welcher zusätzlich ein Referenzsignal abgibt, das dieselbe Frequenz
wie die empfangenen Phasensignale aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal
dem Multiplexer (22) zugeführt wird, welcher dieses als Referenphasensignal während
eines Zeitintervalls außerhalb der Phasenkorrektursignale abgibt.
8. Kodierender Modulator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Zeitintervall
außerhalb der Phasenkorrektursignale einer Sendeperiode einer nicht empfangenen Hauptstation
entspricht, wobei die Steuerung durch die Synchronisationsinformation vorgenommen wird.
9. Phasenkorrekturempfänger für ein System nach Anspruch 1 oder 2, mit einem kodierenden
Modulator in einer Referenzsendestation nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein
Empfänger (5) und ein Demodulator (54) für die Trägerschwingung vorgesehen sind, und daß der
Demodulator (54) an einen Demultiplexer (55) angeschlossen ist, welcher das demodulierte Signal
und die Synchronisationsinformation des Empfängers (5) erhält und an parallelen Ausgängen
die Phasenkorrektursignale bereitstellt, die phasenmäßig entsprechend den durchzuführenden
Phasenkorrekturen moduliert sind.
10. Empfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Demultiplexer (55) aus einem
synchronen Detektorkreis (554) und einem hieran angeschlossenen integrierten Filter (555)
für jedes Phasenkorrektursignal besteht, welches Filter ein kontinuierliches Signal entsprechend der
durchzuführenden Phasenkorrektur abgibt.
11. Empfänger nach Anspruch 10, in Verbindung mit einem Empfänger für die von den
Hauptstationen ausgesandten Signale, dadurch gekennzeichnet, daß für jedes von einer Hauptstation
empfangene Phasensignal ein Phasenschieber (56) vorgesehen ist, welcher an das Filter (555)
angeschlossen ist und durch das kontinuierliche Phasenkorrektursignal gesteuert wird.
12. Empfänger nach einem der Ansprüche 9 bis 11 mit einem sehr stabilen Zeitimpulskreis nach
den Ansprüchen 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß Kreise vorgesehen sind, welche von dem
demodulierten Referenzphasensignal der Referenzsendestation ein Phasenkorrektursignal für
den stabilen Zeitsignalkreis innerhalb des Empfängers (6) bilden.
13. Empfängernach einem der Ansprüche 9 bis
12, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger (5) einen Hochfrequenzverstärker (51) mit großer
Bandbreite aufweist, daß der Hochfrequenzverstärker (51) auf eine erste Frequenzwandlerstufe
(52) geschaltet ist, weiche auf dieses Frequenzband abgestimmt ist, und daß an die erste eine
zweite Frequenzwandlerstufe (53) mit einem etwa rechteckförmigen auf das Modulationsspektrum
einstellbaren Durchlaßbereich angeschlossen ist, wozu deren Überlagerungsfrequenz entsprechend
den verschiedenen, möglicherweise zu empfangenden Trägerschwingungen einstellbar ist.
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