DE3111729C2

DE3111729C2 -

Info

Publication number: DE3111729C2
Application number: DE3111729A
Authority: DE
Inventors: Frank De Eindhoven Nl Jager
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-04-01
Filing date: 1981-03-25
Publication date: 1990-05-23
Also published as: NL8001903A; JPS56152335A; DE3111729A1; FR2479603B1; FR2479603A1; GB2073516B; JPS6331131B2; GB2073516A; US4420723A

Description

A. Hintergrund der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zum Verstärken eines modulierten Trägersignals, dessen Amplitudenschwankungen kleiner sind als die Amplitude des nicht modulierten Trägers.

In den vergangenen fünfzehn Jahren sind viele Modulationsmethoden für wirksame Datenübertragung über Fernsprechleitungen entwickelt und eingeführt worden. In fast allen Fällen führen diese Methoden zu einem modulierten Trägersignal, das Amplitudenschwankungen aufweist, und dabei werden lineare Modulatoren und Verstärker benutzt.

Diese Modulationsmethoden eignen sich jedoch weniger gut für Datenübertragung über Funkverbindungen, weil in Funkübertragungssystemen ein hoher Leistungswirkungsgrad die Verwendung von Elementen mit einer nicht linearen Amplitudenübertragungsfunktion erfordert und das Spektrum am Ausgang eines derartigen Elementes, beispielsweise eines Klasse-C-Verstärkers, breiter ist als das an dem Eingang, wenn das Signal an dem Eingang Amplitudenschwankungen aufweist. In Funkübertragungssystemen werden daher vorzugsweise Modulationsmethoden benutzt, die zu einem modulierten Trägersignal nahezu konstanter Amplitude (Umhüllende) führen, was die Anwendung von Phasenmodulation bedeutet. Siehe beispielsweise das Bezugsmaterial D(1).

B. Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Anordnung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, mit der ein moduliertes Trägersignal, das Amplitudenschwankungen aufweist, verstärkt wird und die die Verwendung von Elementen mit einer nicht linearen Amplitudenübertragungsfunktion - wie Klasse-C-Verstärker - erlaubt, ohne daß das Spektrum an dem Ausgang der Anordnung nennenswert breiter ist als an dem Eingang.

Diese Aufgabe löst die Erfindung durch eine Anordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1.

Die Anordnung zum Verstärken eines modulierten Trägersignals nach einer Weiterbildung der Erfindung kann dadurch gekennzeichnet werden, daß der Steuerkreis eine erste und eine zweite Phasenvergleichsanordnung mit je einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang und weiterhin ein erstes und zweites Tiefpaßfilter enthält, daß der Ausgang des ersten Oszillators an den zweiten Eingang der ersten Phasenvergleichsanordnung und der Ausgang der ersten Phasenvergleichsanordnung durch das erste Tiefpaßfilter mit dem Steuereingang des ersten Oszillators verbunden ist, daß der Ausgang des zweiten Oszillators an den zweiten Eingang der zweiten Phasenvergleichsanordnung angeschlossen ist und der Ausgang dieser zweiten Phasenvergleichsanordnung durch das zweite Tiefpaßfilter an den Steuereingang des zweiten Oszillators angeschlossen ist, daß der Steuerkreis weiterhin eine erste und eine zweite Summieranordnung mit je einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang und ein erstes und zweites Verzögerungsglied enthält, daß der erste Eingang der beiden Summieranordnungen miteinander und mit einem Eingang der Anordnung verbunden sind, daß der zweite Eingang der ersten Summieranordnung durch das erste Verzögerungsglied mit dem Ausgang des zweiten Oszillators verbunden ist und der Ausgang der ersten Summieranordnung mit dem ersten Eingang der ersten Phasenvergleichsanordnung verbunden ist und daß der zweite Eingang der zweiten Summieranordnung durch das zweite Verzögerungsglied mit dem Ausgang des ersten Oszillators verbunden ist und der Ausgang der zweiten Summieranordnung mit dem ersten Eingang der zweiten Phasenvergleichsanordnung verbunden ist.

An dieser Stelle sei bemerkt, daß ein derartiger Steuerkreis aus der US-Patentschrift 38 73 931 bekannt ist, wobei es sich in dem Fall um einen FM-Demodulator handelt zum Trennen des ursprünglich ausgestrahlten Nutzsignals vom Störsignal.

C. Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1a das Blockschaltbild einer bekannten Modulationsstufe,

Fig. 1b den Verlauf eines Signalvektors in der Phasenebene,

Fig. 2a das Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Anordnung,

Fig. 2b ein Phasendiagramm zur Erläuterung der Fig. 2a,

Fig. 2c den Ausgangskreis zum Gebrauch in dem ersten Ausführungsbeispiel nach Fig. 2a,

Fig. 3a das Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Anordnung,

Fig. 3b den Ausgangskreis zum Gebrauch in dem zweiten Ausführungsbeispiel,

Fig. 3c ein Rückkopplungsnetzwerk zum Gebrauch in dem zweiten Ausführungsbeispiel,

Fig. 4 das Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Anordnung.

Entsprechende Elemente sind in den Figuren mit denselben Bezugszeichen angegeben.

D. Bezugsmaterial

1. F. de Jager, C. B. Dekker, "Tamed Frequency Modulation, A novel method to achieve spectrum economy in digital transmission", IEEE Trans. Comm., Heft COM-26, Nr. 5, Mai 1978, Seiten 534-542;
2. S. A. Rhodes, "Effect of noisy phase reference on coherent detection of offset QPSK signals", IEEE Trans. Comm., Heft COM-22, Nr. 8, Aug. 1974, Seiten 1046-1055;
3. S. A. Gronemeyer, A. L. McBride, "MSK and Offset QPSK modulation", IEEE Trans. Comm., Heft COM-24, Nr. 8, Aug. 1976, Seiten 809-820.

E. Beschreibung der Ausführungsbeispiele E (1) Allgemeine Beschreibung

In Fig. 1a ist ein Blockschaltbild einer bekannten Modulationsstufe dargestellt für eine Modulation, die in der Literatur bekannt ist unter dem Namen "Offset Quadrature Phase Shift Keying", weiterhin als OQPSK bezeichnet [siehe Bezugsmaterial D(2), D(3)]. Diese Modulationsmethode unterscheidet sich von Vierphasenmodulation dadurch, daß das Datensignal des Y-Kanals um eine Zeit T/2 gegenüber dem Datensignal des X-Kanals verschoben ist. In diesem Fall müssen in dem Empfänger die X- und Y-Kanäle zu unterschiedlichen Zeitpunkten abgetastet werden, beispielsweise zu den Zeitpunkten, die durch die Pfeile in den Datensignalen X und Y aus Fig. 1a angegeben sind. Die Modulationsstufe enthält einen Eingang 1 für Datensignale X und einen Eingang 2 für Datensignale Y. Das Signal X wird nach Filterung durch das Tiefpaßfilter 3 einem Eingang des Modulators 4 zugeführt. Das Signal Y wird nach Filterung durch das Tiefpaßfilter 5 einem Eingang des Modulators 6 zugeführt. Einem weiteren Eingang des Modulators 4 bzw. 6 wird ein Signal von dem Trägeroszillator 7 zugeführt, wobei die Signale eine Phase von 0° bzw. 90° aufweisen. Die Ausgangssignale der Modulatoren 4 und 5 werden in der Summieranordnung 8 addiert und dem Ausgang 9 zugeführt. Der Signalvektor des modulierten Trägersignals, das an dem Ausgang 9 verfügbar ist, weist die Eigenschaft auf, daß die Amplitudenschwankungen kleiner sind als der nicht modulierte Träger. Zur Erläuterung ist in Fig. 1b in der Phasenebene ein Teil einer Strecke 10 des Signalvektors 4 dargestellt. Es stellt sich heraus, daß die Amplitude des Signalvektors v immer in dem Bereich zwischen den Kreisen 11 bzw. 12 mit dem Radius R₁ bzw. R₂ liegt, wobei R₂<R₁<0 ist.

In der Praxis stellt es sich heraus, daß für OQPSK der Radius R₁ dem Wert 0,5 R und der Radius R₂ etwa dem Wert 1,5 R entspricht, wobei R der Abstand des Ursprungs von den charakteristischen Phasenstellen bei Vierphasenmodulation ist. Wenn die Eingangssignale X und Y zu den Abtastzeitpunkten den Wert +1 oder -1 aufweisen, ist R gleich √.

Die Eigenschaft, daß der Endpunkt des Signalvektors v in einem gewissen Abstand von dem Ursprung bleibt (bei OQPSK sogar einem wesentlichen Abstand, wie obenstehend angegeben), wird bei der Anordnung nach der Erfindung benutzt.

Es sei bemerkt, daß die Erfindung außer bei OQPSK auch bei anderen auf digitale Signale angewandten Modulationsmethoden Anwendung findet, wenn nur die angegebene Eigenschaft vorhanden ist. Weiterhin stellt es sich heraus, daß das untenstehend näher beschriebene Prinzip auch auf analoge Signale angewandt werden kann, insbesondere auf Einseitenbandsignale. Die Erfindung wird an Hand des in Fig. 1 angegebenen Beispiels von OQPSK näher erläutert, obwohl sich die Erfindung darauf nicht beschränkt.

Wie in Fig. 1 angegeben, kann ein beliebiger Endpunkt des Signalvektors v dadurch dargestellt werden, daß für zwei Vektoren v _g und v _k - die je eine konstante Amplitude aufweisen und daher ein festes Amplitudenverhältnis zueinander haben - die gewünschten Phasenwinkel gewählt werden. Wird beispielsweise für v _k ein Wert 0,6 v _g gewählt, so kann die Amplitude des sich daraus ergebenden Vektors v in dem Verhältnis 4 : 1 geändert werden, was daher durchaus ausreicht, um dem Verhältnis 1,5 R : 0,5 R zu entsprechen, wie dies bei OQPSK erforderlich ist.

E (2) Spezifische Beschreibung

In Fig. 2a ist ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Anordnung nach der Erfindung dargestellt. Die Anordnung enthält einen ersten spannungsgesteuerten Oszillator 16 und einen zweiten spannungsgesteuerten Oszillator 17, die je einen Teil einer Schleife bilden und die an einen Steuerkreis 22 angeschlossen sind. Die Oszillatoren 16 und 17 schwingen mit einer Frequenz, die der Trägerfrequenz des Eingangssignals nahezu entspricht. Ein Eingangsanschluß 13 des Steuerkreises 22 zum Zuführen des OQPSK-Eingangssignals ist mit einem ersten Eingang einer ersten Summieranordnung 14 sowie einer zweiten Summieranordnung 15 verbunden. Einem zweiten Eingang der ersten Summieranordnung 14 wird das von einem ersten Verzögerungsglied 18 um 90° verzögerte Oszillatorsignal des zweiten Oszillators 17 zugeführt. Die Summe der den beiden Eingängen der ersten Summieranordnung 14 zugeführten Signale wird einem ersten Eingang einer ersten Phasenvergleichsanordnung 20 zugeführt, und zwar zum Vergleichen mit dem Ausgangssignal des Oszillators 16, das einem zweiten Eingang der ersten Phasenvergleichsanordnung 20 zugeführt wird. Das Ausgangssignal der ersten Phasenvergleichsanordnung 20, das ein Maß für den Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen ist, wird durch ein erstes Tiefpaßfilter 21 gefiltert und einem Steuereingang 23 des ersten Oszillators 16 zugeführt. Auf gleiche Weise wird dem zweiten Eingang der zweiten Summieranordnung 15 das von einem zweiten Verzögerungsglied 19 um 90° verzögerte Oszillatorsignal vom ersten Oszillator 16 zugeführt. Die Summe der den beiden Eingängen der zweiten Summieranordnung 15 zugeführten Signale wird einem ersten Eingang der zweiten Phasenvergleichsanordnung 24 zum Vergleich mit dem Ausgangssignal des zweiten Oszillators 17 zugeführt, das einem zweiten Eingang der zweiten Phasenvergleichsanordnung 24 zugeführt wird. Das Ausgangssignal der zweiten Phasenvergleichsanordnung 24, das ebenfalls ein Maß für den Phasenunterschied zwischen den beiden Eingangssignalen bildet, wird durch ein zweites Tiefpaßfilter 25 gefiltert und einem Steuereingang 26 des zweiten Oszillators 17 zugeführt. Die Ausgänge der beiden Oszillatoren 16 und 17 sind weiterhin mit einer Kombinieranordnung 27 verbunden, die mit einer Impedanz 28 belastet wird. Die Impedanz 28 kann beispielsweise eine Sendeantenne oder die Eingangsimpedanz einer an die Ausgangsklemme 29 anzuschließenden, in der Figur nicht dargestellten Ausgangsschaltung sein, in der nötigenfalls eine weitere Leistungsverstärkung und Übersetzung in das gegebenenfalls erwünschte Funkfrequenzband erfolgt.

Die Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 2a wird auch an Hand des Vektordiagramms nach Fig. 2b näher erläutert. Das Ausgangssignal des Oszillators 16 wird mit v _k′ und das Ausgangssignal des Oszillators 17 mit v _g′ bezeichnet. Weiterhin wird vorausgesetzt, daß dem Eingangsanschluß 13 der gewünschte Signalvektor v mit geringer Leistung, entsprechend der OQPSK-Modulation, zugeführt wird. Das Signal an dem Ausgang der Summieranordnung 14 entspricht nun dem Wert v+v _g′c^-j. Das Signal v _g′ hat infolge der Phasenregelung in der Regelschleife 17, 24, 25 eine Phasenverschiebung entsprechend 90° gegenüber dem Signal v _g erfahren, also v _g′=v _g exp(-j π/2). Daher gilt:

v + v _g′e^-j = v - v _g = v _k .

Auf dieselbe Art und Weise gilt:

v + v _k′e^-j = v - v _k = v _g.

Werden die Spannungen v _k und v _g also aus v, v _k′ und v _g′ erzeugt, so wird mit Hilfe der beiden Phasenschleifen bewirkt, daß die Ausgangsspannungen v _g′ bzw. v _k′ gegenüber den Eingangsspannungen v _g bzw. v _k nach wie vor einen Winkel von 90° bilden.

Zum Erzeugen einer großen Leistung wird das Eingangssignal v, auf geringem Pegel, zugeführt, und damit werden die beiden Oszillatoren großer Leistung (oder beispielsweise ein Oszillator mit einem nachfolgenden Klasse-C-Verstärker) gesteuert.

Ein Vorteil ist, daß durch Zusammenarbeit der beiden Oszillatoren die Möglichkeit geboten wird, in das Ausgangssignal außer Phasenänderungen auch Amplitudenänderungen einzuführen, während die Amplituden der zu verstärkenden Signale konstant sind, wodurch die nichtlineare Amplituden-Übertragungsfunktion der Elemente, beispielsweise Klasse-C-Verstärker, nicht mehr von Bedeutung ist.

Bei der Bemessung der Schaltungsanordnung, die als Blockschaltbild in Fig. 2a dargestellt ist, sollen die untenstehenden Punkte beachtet werden. Für ein einwandfreies Funktionieren ist es notwendig, daß die Phasenschleifen auf Änderungen in dem Eingangssignal schnell reagieren können. Daher muß die Bandbreite der Tiefpaßfilter 21 und 25 relativ groß sein.

Weiterhin muß auch die Schleifenverstärkung vorzugsweise groß sein, um Abweichungen der gewünschten Phasenwinkel von 90° minimal zu halten. Wird diese Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer großen Leistung benutzt, so sollen die Verzögerungselemente 18 und 19 außerdem Dämpfungselemente enthalten. Es hat sich weiterhin herausgestellt, daß ein Verhältnis der Amplituden von v _g und v _k entsprechend 5 : 3 günstig ist. In diesem Fall werden im Durchschnitt etwa 75% der Gesamtleistung von dem Oszillator 17 und etwa 25% von dem Oszillator 16 geliefert.

Die Ausgangsspannungen v _k′ und v _g′ sollen durch den Ausgangskreis 27 in einem festen Verhältnis addiert werden. Dies wird beispielsweise dadurch verwirklicht, daß, wie in Fig. 2c dargestellt, der Ausgang des Oszillators 16 über eine Koppelimpedanz 30 mit dem Anschlußpunkt 32 verbunden wird und der Ausgang des Oszillators 17 über eine Koppelimpedanz 31 ebenfalls mit dem Anschlußpunkt 32. Um zu gewährleisten, daß die Anteile v _g′ und v _k′ in dem gewünschten Verhältnis zu dem Ausgangssignal beitragen, müssen die Koppelimpedanzen 30 und 31 einander genau entsprechen.

Ein Nachteil der Anordnung nach Fig. 2a ist, daß die Genauigkeit, die in bezug auf die Gleichheit der Koppelimpedanzen 30 und 31 erfordert wird, im HF- Bereich schwer verwirklichbar ist. Eine Folge davon ist, daß Störanteile in das Spektrum des Ausgangssignals eingeführt werden. Ein weiterer Nachteil ist, daß auch bei einer 100%igen Gleichheit der Koppelimpedanzen 30 und 31 dennoch Schwierigkeiten entstehen können, und zwar infolge des sogenannten Wechselwirkungseffektes der zwei Oszillatoren 16 und 17. Dies ist eine Folge der Tatsache, daß die von einem Oszillator abgegebene Ausgangsspannung im allgemeinen von der Impedanz, mit der er belastet ist, abhängig ist. Daher ist in Fig. 2a die Impedanz, mit der der Oszillator 16 belastet wird, von der Spannung, die der Oszillator 17 liefert, abhängig. Eine Phasenregelung des Oszillators 17 wird deswegen eine Spannungsänderung im Oszillator 16 herbeiführen. Dieser Effekt wird zwar durch die vorhandene Rückkopplung verringert, aber bei der Bemessung der darin vorzusehenden Schleifenverstärkung muß die Größe dieses Wechselwirkungseffektes berücksichtigt werden, damit die erforderliche Genauigkeit erzielt werden kann.

Das zweite Ausführungsbeispiel der Anordnung zum Verstärken eines modulierten Trägersignals ist in Fig. 3a dargestellt. Wurde bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2a die für die zwei Phasenregelungen erforderliche Information unmittelbar den Ausgangsspannungen der einzelnen Oszillatoren entnommen, so wird in dem zweiten Ausführungsbeispiel die Information einem Punkt entnommen, wo die zwei Anteile bereits zusammengefügt sind, d. h., nach dem Zusammensetzen in dem Ausgangssignal 33 an dem Ausgang 29. Aus dem zusammengesetzten Signal muß dann die relevante Information für jeden der beiden Oszillatoren gewählt werden. Dazu wird die Phase des von dem Oszillator 16 abgegebenen Ausgangssignals v _k′ derart geregelt, daß die Amplitude des Ausgangssignals r der Amplitude des Eingangssingals v gleich ist und die Phase des von dem Oszillator 17 abgegebenen Ausgangssignals v _g′ derart geregelt, daß die Phase des Ausgangssignals r gegenüber der Phase des Eingangssignals v um 90° verschoben ist. Ersteres wird dadurch erreicht, daß das Ausgangssignal r nach Detektion durch einen ersten Amplitudendetektor 34 (beispielsweise eine Gleichrichterschaltung) einer Amplitudenvergleichsanordnung 35 zugeführt wird zum Vergleich mit dem von dem Amplitudendetektor 36 verarbeiteten Eingangssignal v. Mit dem von dem Tiefpaßfilter 21 gefilterten Differenzsignal der Amplitudenvergleichsanordnung 35 wird der Oszillator 16 auf den richtigen Wert geregelt. Gleichzeitig wird das Ausgangssignal r in der Phasenvergleichsanordnung 24 mit dem Eingangssignal v verglichen, und bei Abweichungen des gewünschten Wertes von 90° wird der Oszillator 17 dadurch nachgeregelt, daß das Ausgangssignal der Phasenvergleichsanordnung 24 nach Filterung im Tiefpaßfilter 25 dem Regeleingang des Oszillators 17 zugeführt wird. Auf diese Weise wird daher mit Hilfe einer Phasen- und einer Amplitudenregelung aus der Endstufe die Resultierende v dem bei OQPSK- Modulation gewünschten Signalvektor v gleich gemacht.

In Fig. 3b ist ein Ausführungsbeispiel des Ausgangskreises 33 der Anordnung nach Fig. 3a dargestellt. Das in der Amplitude konstante Ausgangssignal v _k′ des Oszillators 16 wird durch einen Klasse-C-Verstärker 37 verstärkt und zu dem von dem Klasse-C-Verstärker 38 verstärkten Ausgangssignal v _g′ des Oszillators 17 über Koppelimpedanzen 39 und 40 addiert.

Wie obenstehend bereits angegeben wurde, werden im Takt der Informationsfrequenzen in den Oszillator 17 Phasenänderungen eingeführt, die über den Klasse-C-Verstärker 38 zu der Koppelimpedanz 40 weitergeleitet werden. Dadurch ändert sich die Ausgangsimpedanz des Klasse-C-Verstärkers 37 und dabei die Zusammensetzung der höheren Harmonischen. Dies bedeutet, daß die Form des Ausgangssignals geändert ist, wodurch nicht ohne weiteres die Amplitude und die Phase des resultierenden Signals r auf die gewünschte Weise bei der Rückkopplung berücksichtigt werden kann. Dadurch entstehen zusätzliche Seitenbänder in der Nähe der zentralen Frequenz, d. h., eine unerwünschte Verbreiterung des auszustrahlenden Spektrums. Um dies zu vermeiden, kann in die Rückführungsleitungen 42, 43 je ein Tiefpaßfilter aufgenommen werden mit einer Grenzfrequenz von beispielsweise dem 1,5fachen der Trägerfrequenz. Wie aus Fig. 3b hervorgeht, reicht nur ein Tiefpaßfilter 41, und zwar dadurch, daß dies zwischen den gemeinsamen Anschlußpunkt der Koppelimpedanzen 39 und 40 und die Belastungsimpedanz 28 aufgenommen wird. Ein Vorteil dabei ist, daß zugleich die höheren Harmonischen in dem Ausgangssignal unterdrückt werden.

In die Rückführungsleitungen der Anordnung nach Fig. 3a können auch noch Trennetzwerke 44 und 45 aufgenommen werden, im wesentlichen mit der Absicht, keine nichtlineraren Impedanzen parallel zu der Ausgangsimpedanz 28 zu erzeugen. Die Trennetzwerke 44 und 45 enthalten je, wie in Fig. 3c dargestellt, einen Trennverstärker 46 und ein Ankopplungsnetzwerk, das aus einem Kondensator 47 in Reihe mit der Rückführungsleitung und einem Widerstand 48 zwischen dem Eingang des Trennverstärkers 46 und Erde besteht.

Was die Bemessung der Anordnung nach Fig. 3 anbelangt, sei folgendes noch erwähnt.

Die Anordnung nach Fig. 3 beruht auf einer gleichzeitigen Modulation der Amplitude und der Phase. An den Gleichlauf der Phasen- und Amplitudenmodulation sollen Anforderungen gestellt werden: sind die gewünschte Amplitude a(t) und die gewünschte Phase R (t), so ist entsprechend dem Eingangssignal v(t):

v(t) = a(t)e ^j ^R ^(t) .

Wenn es zwischen a(t) und R (t) einen Zeitunterschied τ geben würde, wird das Ausgangssignal bestimmt durch:

v(t) = a(t-τ )e ^j ^R ^(t) ,

wodurch unerwünschte Seitenbänder in dem ausgestrahlten Spektrum entstehen. Aus einer "worst-case"-Analyse geht hervor, daß f _b τ<10^-3 sein muß, um die Amplitude des ersten Anteils, der außerhalb des gewünschten Spektrums liegt, um etwa 80 dB unterhalb der Nennamplitude zu halten. Für f _b=16 kb/s bedeutet dies: τ<60 ns, wobei f _b die Bitfrequenz des digitalen Informationssignals ist. In der Praxis ist die Verzögerungszeit τ₀ bzw. τ₀′ der Tiefpaßfilter 21 bzw. 25, die beide eine Grenzfrequenz von etwa 5×f _b aufweisen, von Bedeutung.

Die zu berücksichtigende Verzögerungszeit τ₁ bzw. τ₁′ ist jedoch durch die Rückkopplung bzw. kleiner, wenn A₁ die Verstärkung in der Schleife aus den Elementen 21, 16, 42, 34, 35, 21 und A₂ die Verstärkung in der Schleife aus 25, 17, 43, 14, 25 ist.

Wenn τ₁=τ₂ ist, gibt es nur eine konstante Verzögerung zwischen den Signalen r und v. Gibt es zwischen τ₁ und τ₂ einen Unterschied, so soll entsprechend dem obenstehenden zum Erhalten einer Unterdrückung von 80 dB die nachfolgende Forderung erfüllt werden:

Wird die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter 21 und 25 gleich dem Fünffachen der Bitrate gewählt, so wird die Bedingung mit τ₀=τ₀′=(10π f _b)^-1

welche Forderung übrigens leicht erfüllbar ist.

Wie bei der Anordnung nach Fig. 2 angegeben, ist das Verhältnis zwischen der Amplitude von v _g′ und v _k′ gleich 5 : 3 ein günstiges Verhältnis. Dies gilt auch für Fig. 3. Aber gewünschtenfalls ist die Stabilität der Schleife, von der der Oszillator 16 einen Teil bildet, dadurch zu vergrößern, daß die Amplitude von v _k′ größer gewählt wird. Wie aus dem Vektordiagramm von Fig. 1b hervorgeht, wird dadurch die erforderliche Änderung des Winkels zwischen v _g und v _k kleiner. Die Stabilität der Schleife, von der der Oszillator 17 einen Teil bildet, wird nur gefährdet, wenn die Amplitude des Eingangssignals zu klein wird. Wie ebenfalls aus Fig. 1b hervorgeht, wird dies dadurch vermieden, daß sich der Signalvektor immer in einem Bereich befindet, für den gilt: | v |<R₁. Das Wählen eines größeren Wertes von v _k hat also auf die erstgenannte Schleife einen günstigen Einfluß, während die Stabilität der letztgenannten nicht gefährdet wird.

Gegebenenfalls kann v _k′ gleich v _g′ gewählt werden, obschon dies wegen der Tatsache, daß dann zwei Oszillatoren großer Leistung erforderlich sind, weniger erwünscht sein wird.

In Fig. 4 ist eine Abwandlung des Ausführungsbeispiels aus Fig. 3 dargestellt, und insbesondere wird nach Fig. 4 der Amplitudenunterschied zwischen den Vektoren v und r nicht mit Hilfe der zwei Amplitudendetektoren (34, 36), sondern mit einem Modulator 46 gemessen. Die Vektoren v und r weisen fast dieselbe Phase auf, und daher kann der Unterschied zwischen den beiden (hochfrequenten) Anteilen, der an dem Ausgang der Amplitudenvergleichsanordnung 35 verfügbar ist, dem Modulator 46 zugeführt werden, dem weiterhin ein Träger zugeführt wird, der nahezu dieselbe Phase hat wie v oder r. Durch die Wirkung des rückgekoppelten VCO weicht die Trägerphase von r um etwa 90° von der von v ab. Durch Verwendung eines 90°-drehenden Netzwerks 47 wird die gewünschte Phase des Trägers für den Modulator 46 erhalten. Die durch den Modulator detektierte Differenzspannung wird dem Tiefpaßfilter 21 zugeführt und auf die bereits beschriebene Art und Weise in der Phasenschleife verarbeitet.

Es sei bemerkt, daß das Zusammenfügen der Ausgangssignale der Oszillatoren 16 und 17 außer auf die Art und Weise, wie beispielsweise in Fig. 2c dargestellt, auch mit einer Gabelschaltung erfolgen kann. Dies ergibt jedoch einen Verlust um etwa 3 dB.

Claims

1. Anordnung zum Verstärken eines modulierten Trägersignals, dessen Amplitudenänderungen kleiner sind als die Amplitude des nicht modulierten Trägers, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung einen ersten und einen zweiten gesteuerten Oszillator (16, 17) mit je einem Steuereingang (23, 26) und einem Ausgang, einen Steuerkreis (22) und einen Ausgangskreis (27 bzw. 33) enthält, wobei die Oszillatoren (16, 17) mit ihrem Steuereingang (23, 26) an den Steuerkreis (22) angeschlossen sind und mit nahezu konstanter Amplitude auf einer Frequenz schwingen, die der Trägerfrequenz nahezu entspricht, wobei der Steuerkreis (22) einen Eingang (13) zum Zuführen des modulierten Trägersignals (v) aufweist und der Ausgang jedes der Oszillatoren (16, 17) mit dem Steuerkreis (22) gekoppelt ist zum Erzeugen von Phasenregelsignalen für die Oszillatoren (16, 17) aus dem Vergleich des modulierten Trägersignals (v) mit den Oszillatorausgangssignalen (v _k′, v_g′) bzw. einem durch vektorielles Zusammensetzen daraus erhaltenen resultierenden Ausgangssignal (r), wobei die Phasenregelsignale die gegenseitige Phasendifferenz der Oszillatorausgangssignale (v _k′, v_g′) derart einstellen, daß die Amplitudenänderungen des resultierenden Ausgangssignals (r) den Amplitudenänderungen des modulierten Trägersignals (v) um einen Faktor verstärkt folgen, der durch die Größe der nahezu konstanten Amplitude der Oszillatorausgangssignale (v _k′, v_g′) in bezug auf die Amplitude des nicht modulierten Trägers bestimmt ist, und wobei zum vektoriellen Zusammensetzen der Oszillatorausgangssignale (v _k′, v_g′) zu einem resultierenden Ausgangssignal (r) der Ausgangskreis (27 bzw. 33) an die Ausgänge der Oszillatoren (16, 17) angeschlossen ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerkreis (22) eine erste und eine zweite Phasenvergleichsanordnung (20, 24) mit je einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang und weiterhin ein erstes und zweites Tiefpaßfilter (21, 25) enthält, daß der Ausgang des ersten Oszillators (16) an den zweiten Eingang der ersten Phasenvergleichsanordnung (20) und der Ausgang der ersten Phasenvergleichsanordnung (20) durch das erste Tiefpaßfilter (21) mit dem Steuereingang (23) des ersten Oszillators (16) verbunden ist, daß der Ausgang des zweiten Oszillators (17) an den zweiten Eingang der zweiten Phasenvergleichsanordnung (24) angeschlossen ist und der Ausgang dieser zweiten Phasenvergleichsanordnung (24) durch das zweite Tiefpaßfilter (25) an den Steuereingang (26) des zweiten Oszillators (17) angeschlossen ist, daß der Steuerkreis (22) weiterhin eine erste und eine zweite Summieranordnung (14, 15) mit je einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang und ein erstes und zweites Phasenverzögerungsglied (18, 19) enthält, daß der erste Eingang der beiden Summieranordnungen (14, 15) miteinander und mit einem Eingang (13) der ersten Anordnung verbunden sind, daß der zweite Eingang der ersten Summieranordnung (14) durch das erste Phasenverzögerungsglied (15) mit dem Ausgang des zweiten Oszillators (17) verbunden ist und der Ausgang der ersten Summieranordnung (14) mit dem ersten Eingang der ersten Phasenvergleichsanordnung (20) verbunden ist und daß der zweite Eingang der zweiten Summieranordnung (15) durch das zweite Phasenverzögerungsglied (19) mit dem Ausgang des ersten Oszillators (16) verbunden ist und der Ausgang der zweiten Summieranordnung (15) mit dem ersten Eingang der zweiten Phasenvergleichsanordnung (24) verbunden ist (Fig. 2a).

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerkreis (22) eine Phasen- und Amplitudenvergleichsanordnung (24 bzw. 35) mit je einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang, ein erstes und ein zweites Tiefpaßfilter (21, 25), einen ersten und einen zweiten Amplitudendetektor (34, 36) und eine erste und eine zweite Rückführungsleitung (42, 43) enthält, daß der Ausgangskreis (33) durch die zweite Rückführungsleitung (43) an den zweiten Eingang der Phasenvergleichsanordnung (24) angeschlossen ist und der Ausgang der Phasenvergleichsanordnung (24) durch das zweite Tiefpaßfilter (25) mit dem Steuereingang (26) des zweiten Oszillators (17) verbunden ist, daß der Ausgangskreis (33) durch die erste Rückführungsleitung (42) und über den ersten Amplitudendetektor (34) mit dem zweiten Eingang der Amplitudenvergleichsanordnung (35) verbunden ist, daß der Ausgang der Amplitudenvergleichsanordnung (35) durch das erste Tiefpaßfilter (21) mit dem Steuereingang (23) des ersten Oszillators (16) verbunden ist, daß der Eingang des zweiten Amplitudendetektors (36) mit dem ersten Eingang der Phasenvergleichsanordnung (24) und mit einem Eingang (13) der Anordnung verbunden ist und daß der Ausgang des zweiten Amplitudendetektors (36) mit dem ersten Eingang der Amplitudenvergleichsanordnung (35) verbunden ist (Fig. 3a).

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerkreis (22) eine Phasen- und Amplitudenvergleichsanordnung (24 bzw. 35) mit je einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang, ein erstes und ein zweites Tiefpaßfilter (21, 25) und eine erste und eine zweite Rückführungsleitung (42, 43) aufweist, daß der Ausgangskreis (33) durch die zweite Rückführungsleitung (43) an den zweiten Eingang der Phasenvergleichsanordnung (24) angeschlossen ist und der Ausgang der Phasenvergleichsanordnung (24) durch das zweite Tiefpaßfilter (25) mit dem Steuereingang (26) des zweiten Oszillators (17) verbunden ist, daß der Ausgangskreis (33) durch die erste Rückführungsleitung (42) mit dem zweiten Eingang der Amplitudenvergleichsanordnung (35) verbunden ist und der erste Eingang dieser Amplitudenvergleichsanordnung (35) mit einem Eingang (13) der Anordnung und mit dem ersten Eingang der Phasenvergleichsanordnung (24) verbunden ist, daß die Anordnung weiterhin einen Modulator (46) und ein phasendrehendes Netzwerk (47) enthält, wobei der Modulator (46) einen ersten und einen zweiten Eingang und einen Ausgang enthält, daß ein Ausgang der Amplitudenvergleichsanordnung (35) an den ersten Eingang des Modulators (46) angeschlossen ist und der Ausgangskreis (33) über das phasendrehende Netzwerk (47) an den zweiten Eingang des Modulators (46) angeschlossen ist und daß der Ausgang des Modulators (46) durch das erste Tiefpaßfilter (21) mit dem Steuereingang (23) des ersten Oszillators (16) verbunden ist (Fig. 4).

5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangskreis (33) einen ersten und einen zweiten Klasse-C-Verstärker (37, 38), eine erste und eine zweite Koppelimpedanz (39, 40) und ein drittes Tiefpaßfilter (41) enthält, daß der erste Verstärker (37) an den ersten (16) und der zweite Verstärker (38) an den zweiten Oszillator (17) angeschlossen ist und das dritte Tiefpaßfilter (41) durch die erste Koppelimpedanz (39) an den ersten Verstärker (37) und durch die zweite Koppelimpedanz (40) an den zweiten Verstärker (38) angeschlossen ist und ein Ausgang des dritten Tiefpaßfilters (41) mit dem Ausgang des Ausgangskreises (33) verbunden ist (Fig. 3b).

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 3, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Rückführungsleitung (42, 43) mit je einem Trennverstärker (46) und einem Ankopplungsnetzwerk (47, 48) versehen ist (Fig. 3c).