DE964250C - Empfaenger fuer Restseitenband-Signale - Google Patents

Description

AUSGEGEBEN AM 23. MAI 1957

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Beim Empfang trägerfrequenter Schwingungen muß das verwendete Demodulationsverfahren unter Berücksichtigung der Eigenschaften der übertragenen Schwingungen gewählt werden, wie sie durch die Art des Modulationsvorganges bestimmt sind. Bei Systemen mit Amplitudenmodulation kann die Übertragung durch Zweiseitenband-, Einseitenband- oder Restseitenband-Verfahren durchgeführt werden. Jedes dieser bekannten Verfahren kann — wenigstens unter gewissen Umständen — für die Wahl des verwendeten Demodulationsgerätes bestimmte Beschränkungen bedingen. Wenn z. B. bei einem dieser Verfahren der Modulator so beschaffen ist, daß der Träger durch das übertragene Signal stets weniger als ioo% moduliert ist, kann die Signalinformation am Empfänger durch Hüllkurvengleichrichtung wiedergewonnen werden. Selbst beim Restseitenband-Verfahren kann das Signal ohne unerwünscht große Verzerrung wiedergewonnen werden, wenn das Überschußverhältnis des Trägers genügend groß ist.

Wenn jedoch das verwendete Modulations verfahren eine mehr als hundertprozentige Modulation des Trägers ergibt, kann eine Hüllkurvengleichrichtung nicht angewendet werden; doch kann ein anderes Verfahren, nämlich die Produktmodulation benutzt werden. Bekanntlich erfordert diese Art der Demodulation die Erzeugung einer Oszillatorschwingung im Empfänger. In vielen Fällen muß diese Schwingung genau in Phase

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sein mit dem Träger, der im Sender zur Modulation mit dem Signal verwendet wird, das übertragen werden soll. Ebenso gibt es zahlreiche Fälle, bei denen die Produktdemodulation der einzige praktisch durchführbare Weg zur Wiedergewinnung des Nachrichtensignals darstellt, wenn die Restseitenband-Übertragung angewendet wird. Soweit die Phasenlage einer im Empfänger erzeugten Oszillatorschwingung für die Wiedergewinnung des Signals von Bedeutung ist, müssen ίο Fehler in der relativen Phase dieser Schwingung vermieden werden, da sie unerwünschte Verzerrungen der demodulierten Signale ergeben würden. Das gilt insbesondere für die Übertragung von Fernseh- oder von anderen Bildsignalen.

Das Restseitenband-Verfahren der Trägerübertragung hat verbreitete Anwendung gefunden bei Übertragungssystemen, mit denen Fernseh- oder andere Bildsignale übertragen werden sollen, da dieses Verfahren die Übertragung von Gleichstromkomponenten und von Signalkomponenten mit sehr niedriger Frequenz, ferner eine hohe Ausnutzung des für einen besonderen Fall zur Verfügung stehenden Übertragungsbandes erlaubt. Jedoch müssen bei einem derartigen Betrieb extrem hohe Anforderungen erfüllt werden, um eine merkbare Verzerrung der wiedergewonnenen Bildsignale zu vermeiden.

Bekanntlich erhält man durch Formung bei der Erzeugung der Restseitenband-Signale ein Ausgangssignal für die Übertragung, das aus zwei Komponenten besteht. Die erste dieser Komponenten, welche nachfolgend die reelle oder in Phase befindliche Komponente genannt wird, besteht aus einem Träger cos ω t, der in Phase mit dem stationären, an den Sender gelegten Träger ist und der mit der angelegten Signalinformation P moduliert ist. Die zweite Komponente, die als um 90⁰ phasenverschobene Komponente bezeichnet wird, besteht aus einem Träger sin tot, der 'gegen den stationären Träger um 90⁰ phasenverschoben ist und der mit der Signalinformation Q moduliert ist, die mit der Signalinformation P in Zusammenhang steht, jedoch gegen sie um 90⁰ phasenverschoben und in der Amplitude geändert ist. Das Vorhandensein der um 90⁰ phasenverschobenen Komponente Q sin ω t in der übertragenen Schwingung ergibt eine unerwünschte Verzerrung der im Empfänger wiedergewonnenen Signalinformation, wenn nicht besondere Kreise zur Verringerung dieses Effekts vorgesehen werden.

Man hat festgestellt, daß diese um 90⁰ phasenverschobene Verzerrung verringert bzw. im wesentliehen beseitigt werden kann, wenn das Restseitenband-Signal der Hüllkurvengleichrichtung unterworfen wird und geeignete Meßwerte, wie das Anwachsen des. Trägersignals oder die Breite des Restseitenbandes, verwendet werden. Jedoch setzt die Anwendung der Hüllkurvengleichrichtung voraus, daß das übertragene Signal ein unerwünscht großes Überschußverhältnis des Trägers aufweist. Diese Forderung ergibt weitgehende Beschränkungen bei Systemen zur Übertragung von Fernsehsignalen.

Es ist ferner gezeigt worden, daß ein Restseitenband-Signal mit irgendeinem Modulationsgrad durch Produktmodulation demoduliert werden kann, um die ursprünglichen videofrequenten Signale ohne um 90⁰ phasenverschobene Verzerrung zu erhalten, wenn die im Empfänger erzeugte und wieder zugesetzte Oszillatorschwingung, die bei dieser Art Demodulation erforderlich ist, genau in Phase mit der reellen Komponente des übertragenen Signals ist. Die Phasendifferenz zwischen der im Empfänger zugesetzten Oszillatorschwingung und der reellen Komponente des übertragenen Signals bestimmt die Größe der Verzerrung, die aus der phasenverschobenen Komponente besteht und die sich im demodulierten Signal ergibt. Bisher waren Systeme mit zugesetzter Oszillatorschwingung zur Verwendung bei der Produktmodulation von demodulierten Signalen bei der Bildübertragung u. dgl. praktisch nicht brauchbar, wo die Phase der zugesetzten Oszillatorschwingung die gleiche sein muß wie diejenige des Trägers im Sender, um eine zufriedenstellende Wiedergabe der übertragenen Information zu ermöglichen. Es sind keine praktischen Anordnungen bekannt, um sowohl die Phase als auch die Frequenz des Empfängeroszillators mit so großer Genauigkeit zu steuern, daß die Demodulation von mit Bildern modulierten Signalen ermöglicht wird. Infolgedessen hat dieses Demodulationsverfahren keine verbreitete Anwendung bei derartigen Systemen gefunden, trotz der Möglichkeiten, die es bei Signalen mit einem Überschußverhältnis des Trägers von kleiner als Eins und für die Vermeidung von um 90° phasenverschobener Signalkomponenten bei Restseitenband-Systemen bietet.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Empfänger für Restseitenband-Signale die Demodulation von trägerfrequenten Signalen durch phasenrichtigen Zusatz einer im Empfänger erzeugten Oszillatorschwingung zu verwirklichen, ohne daß zusätzliche Steuersignale übertragen werden müssen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch erfüllt, daß die Nachstimmung des Oszillators auf das empfangene Signal durch einen Steuerwert erfolgt, der proportional dem Produkt aus den Quadraten der ankommenden Signalspannung und der im Empfänger erzeugten Trägerspannung ist, wobei außerdem eine gegenseitige Phasenverschiebung dieser beiden quadrierten Spannungsgrößen um 90⁰ in dem Sinne erfolgt, daß eine in dem ankommenden Signal enthaltene Blindkomponente unterdrückt wird.

Das Wesen der Erfindung und.weitere Merkmale derselben sollen im folgenden an Hand der Zeichnungen näher erläutert werden.

Fig. ι zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines Empfängers für Restseitenband-Signale und für das Zusetzen der Oszillatorschwingung;

Fig. 2 zeigt ein Schaltbild des in Fig. 1 gezeichneten Quadrierungskreises;

Fig. 3 zeigt ein schematisches Schaltbild des in Fig. ι gezeichneten Produktmodulators;

Fig. 4 und 5 zeigen Blockschaltbilder anderer erfindungsgemäßer Empfängerschaltungen.

Es sei wiederholt, daß erfindungsgemäß der Empfängeroszülator, mit dessen · Hilfe ein Trägerstrom erzeugt wird, der zusammen mit dem empfangenen Signal an den Produktmodulator angelegt wird, bezüglich der Frequenz durch einen Wert gesteuert wird, der \ron der übertragenen Schwingung und vom Aus-

gang des Empfängeroszillators in solcher Weise abgeleitet ist, daß der Ausgang des Empfängeroszillators genau in Phase mit dem reellen oder in Phase befindlichen Teil der übertragenen Schwingung ist. Unter diesen Umständen enthält der Ausgang des für die Demodulation verwendeten Produktmodulators keine Komponenten, die der 90⁰ phasenverschobenen Verzerrung entsprechen. Der Empfängeroszillator bildet somit mit seinem frequenzbestimmenden Element das gesteuerte Element seines Hilfssystems, für welches das Fehlersignal von der ankommenden Schwingung und vom Oszillatorausgang abgeleitet wird. Das Fehlersignal, das die Phasendifferenz zwischen dem Ausgang des Empfängeroszillators und dem reellen Teil der ankommenden Schwingung darstellt, ist erforderlich, um die Frequenz des Empfängeroszillators im richtigen Sinne und im richtigen Ausmaß zu ändern, damit die gewünschte Phasenbeziehung aufrechterhalten wird, wenn sich die Phase des Empfänger-Oszillatorausgangs infolge einer Frequenzabwanderung oder aus ähnlichen Gründen ändert.

Da das Fehlersignal zum Teil von der übertragenen Schwingung abgeleitet wird, die mit der Signalinformation der Nachricht moduliert ist und ihre Polarität mit dieser wechseln kann, ist es notwendig, ein Mittel zur Beseitigung der entsprechenden Phasenumkehr vorzusehen, die das HilfsSteuersystem unstabil machen würde. Man hat festgestellt, daß, wenn beide Komponenten, von denen das Fehlersignal abgeleitet wird, gemäß der Erfindung quadriert und miteinander multipliziert werden, nachdem eine Phasenverschiebung von 90⁰, wie oben angegeben, vorgenommen ist, das sich ergebende Fehlersignal sich mit dem Sinus des doppelten Fehlerwinkels ändert. Dieses Signal ist für die HilfsSteuerung geeignet, da es den Wert Null für den Fehlerwinkel Null hat und im richtigen Sinne ansteigt, um einen korrigierenden Einfluß ohne Rücksicht auf die Richtung auszuüben, in der die Phase des Empfängerträgers sich in bezug auf die Phase des reellen Teils des ankommenden Signals ändert. Da ferner die ankommende Signalinformation beim Vorgang der Erzeugung des Fehlersignals quadriert wird, werden zeitabhängige Mehrdeutigkeiten der Polaritäten beseitigt, da das Quadrat stets die gleiche Polarität aufweist.

Wenn das übertragene Signal zuerst zum Empfänger gelangt, ist es gleich wahrscheinlich, daß der Empfängerträger in Phase mit oder um i8o° phasenverschoben gegen den übertragenen Träger ist, da der Quadrierungsvorgang dasselbe Steuersignal für jede Polarität des stationären Trägers erzeugt. Dieser Zustand ändert sich jedoch nicht mit der Modulationsschwingung, er kann durch einen einfachen Umkehrschalter oder durch etwas Gleichwertiges im Ausgangskreis der demodulierten Schwingung beseitigt werden. Das Restseitenbandsignal F kann in typischer Weise folgendermaßen geschrieben werden:

V = P cos ω t -j- Q sin ω t, (1)

wobei P und Q der in Phase befindliche und der um 90⁰ phasenverschobene Modulationskoeffizient und ω die Winkelfrequenz der im Sender angelegten Trägerschwingung sind. In gleicher Weise kann der Ausgang des Empfängeroszillators C geschrieben werden,:

C = cos (ω t + φ),

(2)

wo φ die Phasendifferenz zwischen dem Empfängerträger und dem im Sender verwendeten Träger darstellt und als Fehlerwinkel bezeichnet werden kann. Die Ausdrücke mit niedriger Frequenz des Produkts aus F und C können wie folgt geschrieben werden:

V-C = — (P cos φ — Q sin φ).

(3)

Gleichung (3) stellt den verwendbaren Ausgang des Produktmodulators des Empfängers dar. Es ist offensichtlich, daß, wenn der Fehlerwinkel φ gleich Null ist, die um 90⁰ phasenverschobene Komponente Q sin φ verschwindet, so daß nur die gewünschte in Phase befindliche Komponente bleibt.

Es sei wiederholt, daß für das zur Erläuterung gewählte Restseitenbandsystem die erforderliche Steuergröße proportional V"C* /_ 90⁰ ist. Dies kann folgendermaßen bezeichnet werden, wobei nur die Ausdrücke mit hoher Frequenz von F² und C² angeschrieben sind:

p
F² =

a n

cos 2 ω t + PQ sin 2 ω t, (4)

C² = — (cos 2 ω t -J- 2 ψ).

(5)

™go° können geschrieben werden:

Q²

sin 2 φ -f- PQ cos 2 φ

F² -

^₉O⁰=- (P²-

-Q²) sin 2 φ, (8)

Wenn auch entweder F² oder C² in der Phase verschoben werden kann, so soll doch C² zur Erläuterung verwendet werden. Somit ergibt sich

C²ZJ=9O° = — (sin 2 wt cos 2 φ -f- cos 2 a>t sin 29?), ^!o°

(6)
und die Ausdrücke mit niedriger Frequenz des Wertes

Wenn dieser Wert über einen langen Zeitraum durch ein Tiefpaßfilter sehr niedriger Frequenz gemittelt wird, nähern sich die durch den Ausdruck PQ cos 2 ψ hervorgebrachten Spannungsschwankungen Null und

wobei P² — ρ² der mittlere Wert von P² — Q^z ist. Da bei Zweiseitenband- oder Restseitenband-Signalen der Mittelwert von P² stets größer als der Mittelwert von Q² ist, ist für alle Modulationssignale der Wert P² — Q^l größer als Null. Dementsprechend ist der Wert P² — Q* sin 2 φ der zur Steuerung des Empfängeroszillators notwendige Wert, zumal er nur von dem Quadrat der angelegten Signalinformation und dem Fehlerwinkel abhängt, wie oben festgestellt wurde.

Aus dem oben Gesagten erkennt man, daß das Produkt F²C² Z 90° auf verschiedene Arten erhalten werden kann, die sich nur durch die Reihenfolge unterscheiden, wie die einzelnen mathematischen 5 Operationen durch die elektrischen Geräte ausgeführt werden. Die Blockschaltbilder der Fig. 1, 4 und 5 zeigen typische Ausführungen, bei denen dieser Wert durch Multiplikation der übertragenen Schwingung und des Ausgangs des Empfängeroszillator? auf verschiedene Weise erhalten wird, wobei bei dem Vorgang auch die notwendige go°-Phasenverschiebung vorgenommen wird. Diese Phasenverschiebung kann auf viele Teile der Schaltung verteilt werden, um das gewünschte Resultat zu erhalten.

Bei der Anordnung der Fig. 1 wird der Wert V²C² Z 90° erhalten, indem das Eingangssignal F quadriert, die Phase des Empfängeroszülatorausgangs um 45° verschoben und der sich ergebende Wert quadriert wird, um C² Z 90° zu erhalten, und dann C² Z 90⁰' mit F² multipliziert wird. Der erfindungsgemäße Empfänger besteht in dieser Form aus einem hochfrequenten Verstärker 10, an den das übertragene Signal über den Eingangsleiter 12 angelegt wird. Der Ausgang des Verstärkers besteht aus der übertragenen Schwingung, die sowohl die reelle oder in Phase befindliche Komponente als auch die um 90° phasenverschobene Komponente enthält. Diese Schwingung hat den Wert, wie er oben in Gleichung (1) definiert ist. Dieser Ausgang wird zusammen mit dem Ausgang C eines Empfängeroszillators 16 an einen Produktmodulator 14 angelegt, wobei diese Anordnung die üblicherweise für Produktmodulation verwendete darstellt.

Der Empfängeroszillator 16 arbeitet bei einer Frequenz, die gleich der im Sender des Systems verwendeten Trägerfrequenz ist. Sein Ausgang C ist durch die obige Gleichung (2) definiert. Der abgestimmte Kreis des Oszillators enthält ein veränderliches Element, , normalerweise eine Reaktanz, welche die Arbeitsfrequenz bestimmt. Der Oszillator ist so aufgebaut, daß er eine Stabilität besitzt, die derjenigen des Senderoszillators vergleichbar ist. Bei einer Ausführung besteht z. B. der Oszillator 16 aus einem Kristalloszillator, dessen abgestimmter Kreis zusätzlieh zu dem Kristall eine veränderliche Kapazität zum Abstimmen des Oszillators von Hand und eine veränderliche Reaktanz enthält, die aus einer Spule besteht, deren Reaktanz durch Änderung des in einer Hilfsspule fließenden Stromes geändert werden kann. Wenn man annimmt, daß der Empfängeroszillator 16 genau in Phase mit der reellen Komponente der übertragenen Schwingung F ist, enthalten die Modulationsprodukte des Produktmodulators 14 die angelegte Signalschwingung, nicht aber irgendwelche Ausdrücke, die der an der Antenne 12 aufgenommenen, um 90° phasenverschobenen Komponente entsprechen. In den Ausgangsleiter des Produktmodulators 14 ist ein Tiefpaßfilter 18 eingeschaltet, um die Signalschwingung in üblicher Weise wiederzugewinnen. Als Produktmodulator 14 kann irgendein gewünschter Typ verwendet werden, er kann z. B. ein Ringmodulator mit den Varistoren 11, 13, 15 und 17 und mit den Transformatoren. 19 und 21 sein und arbeiten, wie es im Aufsatz »Copper Oxide Modulators in Carrier Telephone Systems« von R. S. Caruthers, veröffentlicht in »The Bell System Technical Journal« vom April 1939, S. 317, beschrieben ist. Wenn an die Schaltung der Fig. 3 wie dort angegeben Eingangssignale X und Y angelegt werden, wird das Produkt der Amplituden dieser Werte im Ausgang XY, der an den übrigen Klemmen dieser Schaltung erscheint, enthalten sein.

Die übrigen Elemente der in Fig. 1 offenbarten Schaltung sind erforderlich, um die Frequenz des Empfängeroszillators in solcher Weise einzustellen, daß die gewünschte Phasenbeziehung zwischen dessen Ausgang und der empfangenen Signalschwingung entsteht. Sie ergeben erfindungsgemäß Mittel, um die zum Oszillator 16 gehörige veränderliche Reaktanz 20 entsprechend den Änderungen des Wertes (P² — Q²) sin 2 φ zu ändern, wobei, um es zu wiederholen, φ der Fehlerwinkel ist und die Phasendifferenz zwischen dem Ausgang des Oszillators 16 und dem reellen Teil des empfangenen Signals F darstellt.

Um das erforderliche Steuersignal zu erhalten, das proportional F²C²Z 90⁰ ist, wird der Ausgang des Verstärkers 10 außerdem dem Quadrierungskreis 22. zugeführt, dessen Ausgang einfach mit F² ausgedrückt werden kann.

Wenn als Quadrierungskreis 22 auch irgendein zweckmäßiger Typ verwendet werden kann, so ist doch ein geeigneter Kreis zur Durchführung der Quadrierungsoperation in Fig. 2 der Zeichnung dargestellt. Dieser Kreis besteht aus einer Doppelpentode 100, deren Kathoden zusammengeschaltet und mit Erde verbunden sind. Der zu quadrierende Wert X wird in Gegentaktschaltung an die Steuergitter der beiden Teile der Röhre 100 über einen Eingangstransformator 102 angelegt, dessen Sekundärwicklung mit einer geerdeten Mittelanzapfung versehen ist. Die Schutzgitter sind mit den Steuergittern verbunden, um die quadratische Form der Kennlinie zu verstärken, während die Schirmgitter zusammengeschaltet und mit einer mit 104 bezeichneten positiven Spannuhgsquelle verbunden sind. Die Anoden der beiden Röhrenteile sind zusammengeschaltet und über einen abgestimmten Belastungskreis 106 mit einer mit 108 bezeichneten positiven Spannungsquelle verbunden. Es kann gezeigt werden, daß der am Belastungskreis 106 erscheinende Wert genau proportional X² ist.

Der Ausgang des Quadrierungskreises 22 in Fig. 1 geht zu einem Bandfilter 24 (Belastungskreis 106 der Fig. 2), der so abgestimmt ist, daß alle Ffequenzkomponenten mit Ausnahme derjenigen ferngehalten werden, die der doppelten Winkelfrequenz des übertragenen Trägers und der entsprechenden Modulationsseitenbänder entspricht. Der Ausgang des Bandfilters geht zu einem Eingang des Produktmodulators 26.

Ferner wird ein Ausgang des Empfängeroszillators 16 zu einem 45°-Phasenschieber 28 geführt, der irgendein gebräuchlicher Typ sein kann. Ein einfacher RC- oder LC-Kreis ist bei dieser Anwendung ausreichend, zumal der an den Phasenschieber angelegte Wert im wesentlichen eine Schwingung mit einer Frequenz ist. Der Ausgang des Phasenschiebers 28 ist proportional

C /L 45°· Er ^wird einem zweiten Quadrierungskreis 30 zugeführt, der genauso aufgebaut sein kann wie der Quadrierungskreis 22 und der am Ausgang C² Z. o,o^r liefert. Dieser Wert geht zu einem Bandfilter 32, das ebenso aufgebaut sein kann wie das Bandfilter 24 und das dasselbe Band abgibt. Der Ausgang dieses Filters wird als zweiter Eingang dem Produktmodulator 26 zugeführt. Der Produktmodulator 26 kann ebenso aufgebaut sein wie der im Signalkreis liegende Produktmodulator 14 und auf die gleiche Weise wie dieser arbeiten.

Bei der Anordnung der Fig. 1 ist dann der Ausgang des Produktmodulators proportional F²C²ZgO⁰, wie angegeben. Dieser Wert wird über ein Tiefpaßfilter 34 an die veränderliche Steuerreaktanz 20 angelegt. Es sei wiederholt, daß der an das Tiefpaßfilter 34 angelegte Wert im wesentlichen proportional (P² — Q²) sin 2 φ -j- PQ cos 2 φ ist. Das Tiefpaßfilter ist so gewählt, daß der Ausdruck PQ cos 2 φ so weit gedämpft wird, daß Interferenzen mit dem Steuerkreis vermieden werden. Außerdem muß das Tiefpaßfilter entsprechend den bekannten Prinzipien für Rückkopplungsverstärker so gewählt werden, daß ein Schwingen des Steuerkreises vermieden wird.

Es sei bemerkt, daß das Steuersystem im wesentlichen auf jede Phasendifferenz anspricht, die durch den Ausgang des Produktmodulators 26 angegeben wird. Es ist daher offensichtlich, daß die Phase des im Empfänger erzeugten Trägers C und diejenige des Ausgangs des Verstärkers 10 in den Zweigen, über die diese Werte zu den Eingängen des Produktmodulators 26 gelangen, erhalten bleiben müssen. Jede Verschiebung der Phase bei einem diesef Werte in diesen Teilen des Steuerkreises ergibt eine fehlerhafte Einstellung des Oszillators und damit eine Verzerrung in der demodulierten Schwingung, die man am Ausgang des Tiefpaßfilters 18 erhält.

Bei der Anordnung der Fig. 4 erhält man den Wert V²C² /C go⁰,, der zur Steuerung der Frequenz des Empfängeroszillators erforderlich ist, durch Multiplikation des Ausgangs des Empfängeroszillators mit dem ankommenden Signal in den beiden Kanälen. Im ersten Kanal wird der Ausgang des Empfängeroszillators um 90⁰ phasenverschoben, und die sich ergebenden Werte, nämlich VC Z. 90⁰ und VC, werden schließlich miteinander multipliziert. Wie bei der Schaltung der Fig. 1 wird die von der Übertragungseinrichtung 12 ankommende Schwingung über einen Verstärker 10 zum Produktmodulator 14 geführt, an den ferner der vom Empfängeroszillator 16 zugelieferte Träger angelegt wird. Ein an den Ausgang des Produktmodulators 14 angeschlossenes Tiefpaßfilter 18 wählt das gewünschte Modulationsprodukt aus, das die Nachrichtenschwingung darstellt. Die Ausgangsschwingung des Empfängeroszillators 16 ist in der Phase so eingestellt, daß sie dem reellen Teil des ankommenden Signals V entspricht, und zwar durch ein Steuersystem, das zwei gleiche Zweige enthält. Der erste' Zweig enthält einen Produktmodulator 46 und ein Tiefpaßfilter 48, während der andere Zweig einen gleichen P'Oduktmodulator 50 und ein Tiefpaßfilter 52 aufweist. Die ankommende-Schwingung, die am Ausgang des Verstärkers 10 verfügbar ist, geht zu beiden Produktmodulatoren 46 und 50, an die ferner die Ausgangsschwingung des Empfänger-Oszillators 16 angelegt ist. Beim Produktmodulator 50 wird der im Empfänger erzeugte Träger direkt angelegt, während er beim Produktmodulator 46 einer Phasenverschiebung von 90⁰ unterzogen wird, indem er durch einen zwischen den Empfängeroszillator 16 und den Produktmodulator geschalteten Phasenschieber 54 geführt wird.

Man erkennt, daß der am Ausgang des Tiefpaßfilters 48 erscheinende Wert proportional VC Z. 90⁰ ist, während der am Ausgang des entsprechenden Tiefpaßfilters 52 erscheinende Wert einfach gleich VC ist. Die Tiefpaßfilter 48 und 52 sind so bemessen, daß sie Frequenzen, die doppelt so groß als die Trägerfrequenz und die entsprechenden Seitenbänder sind, zurückhalten, aber tiefere Frequenzen durchlassen.

Die beiden an den Ausgängen der Tiefpaßfilter erhaltenen Werte werden durch einen dritten Produktmodulator 56 miteinander multipliziert, um den Wert F²C²ZgO⁰ zu erhalten, dessen Komponenten mit kleiner Frequenz durch ein Tiefpaßfilter 34 äbgenommen und weitergeführt werden, um eine veränderliche Reaktanz 20 zu steuern, die einen Teil des abgestimmten Kreises des Empfängeroszillators 16 bildet. Selbstverständlich ist die Arbeitsweise des Steuerkreises der Fig. 4 gänzlich analog derjenigen der Fig. 1, wobei der einzige Unterschied in der Art besteht, wie der erforderliche Steuerwert, der proportional (P² — Q²) sin 2 φ ist, aus der in der ankommenden Schwingung F enthaltenen Information erhalten wird.

Eine zweite Abänderung des Systems zum Wiederzusetzen des Trägers nach Fig. 1 ist in Fig. 5 dargestellt. Bei dieser Anordnung wird die ankommende Schwingung mit dem im Empfänger erzeugten Träger multipliziert und das Ergebnis abermals mit der ankommenden Schwingung multipliziert, so daß man den Wert V²C erhält. Dieser Wert wird seinerseits mit dem Ausgang des Empfängeroszillators C multipliziert, nachdem eine Phasenverschiebung von 90⁰ vorgenommen ist, so daß man den gleichen Steuerwert V²C² /_ 90⁰ erhält. Bei der Schaltungsanordnung wird der Ausgang der Übertragungseinrichtung 12 über einen hochfrequenten Verstärker 10 an einen Produktmodulator 14 angelegt, an den außerdem der Ausgang eines Empfängeroszillators 16 geführt wird, dessen abgestimmter Kreis eine veränderliche Reaktanz 20 enthält. Das Modulationsprodukt der Nachrichtenschwingung aus dem Produktmodulator wird durch ein Tiefpaßfilter 18 ausgewählt und erscheint als demodulierter Ausgang. Die ankommende Signalschwingung wird ferner an die Produktmodulatoren 74 und 76 angelegt. Der Ausgang des Empfängeroszillators geht als zweiter Eingang zum Produktmodulator 74, dessen Ausgang über ein Bandfilter 78 abgenommen wird, das so abgestimmt ist, daß es Komponenten mit Frequenzen von der doppelten Trägerfrequenz und die entsprechenden Seitenbänder sperrt. Der Ausgang des Bandfilters 78 ist proportional dem Wert VC. Dieser Wert geht als zweiter Eingang zum Produktmodulator 76, dessen Ausgang über ein Bandfilter 80 geführt wird, das so eingerichtet ist, daß es Komponenten mit Frequenzen gleich der Träger-

frequenz und die entsprechenden Seitenbänder sperrt und einen Ausgang abgibt, der proportional dem Wert V²C ist.

Das gewünschte Steuersignal erhält man, indem das Ausgangssignal des Bandfilters 8o in einem Produktmodulator 82 mit dem Wert C Z. 90⁰ multipliziert wird, der zweckmäßigerweise vom Empfängeroszillator 16 erhalten wird, indem ein Teil seiner Ausgangsschwingung durch einen o,o°-Phasenschieber 84 geleitet wird. Der Ausgang des Produktmodulators 82 ist selbstverständlich proportional dem gewünschten Steuerwert V*C² /_ 90°, dessen Komponente mit niedriger Frequenz durch ein Tiefpaßfilter 34 zum Anlegen an die veränderliche Reaktanz 20 abgenommen wird, um die Frequenz des Empfängeroszillators 16 in der oben an Hand der anderen Ausführungen der Erfindung beschriebenen Weise zu steuern.

Claims (6)

PATENTANSPRÜCHE:

1. Empfänger für Restseitenband-Signale, in welchem die Demodulation durch phasenrichtigen Zusatz einer im Empfänger erzeugten Oszillator-Schwingung erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachstimmung des Oszillators auf das empfangene Signal durch einen Steuerwert erfolgt, der proportional dem Produkt aus den Quadraten der ankommenden Signalspannung und der im Empfänger erzeugten Trägerspannung ist, wobei außerdem eine gegenseitige Phasenverschiebung dieser beiden quadrierten Spannungsgrößen um 90° in dem Sinne erfolgt, daß eine in dem ankommenden Signal enthaltene Blindkomponente unterdrückt wird.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Steuerwertes für die Nachstimmung des Oszillators eine Einrichtung für die Verschiebung der Phase der Oszillatorspannung um 45⁰ sowie Einrichtungen zum Quadrieren der phasenverschobenen Oszillatorspannung und der empfangenen Signalspannung vorhanden sind und daß die Ausgangsspannungen beider Quadrierungseinrichtungen als Eingangsspannungen an einen Produktmodulator gelegt werden, dessen Ausgangsspannung auf das frequenzbestimmende Element des Oszillators einwirkt.

3. Empfänger nach, den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgängen der beiden Quadrierungseinrichtungen und den Eingängen des Produktmodulators jeweils ein Tiefpaßfilter eingeschaltet ist, mit dem die doppelte Empfangs- bzw. Oszülatorfrequenz unterdrückt wird.

4. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Steuerwertes für die Nachstimmung des Oszillators zwei Kanäle vorgesehen sind, von denen jeder einen Produktmodulator sowie ein nachgeschaltetes Tiefpaßfilter zur Unterdrückung der doppelten Frequenz ent-

■ hält, daß diesen beiden Produktmodulatoren die Empfangsspannung mit gleicher Phase, die Oszillatorspannung mit um 90⁰ verschiedener Phase zugeführt wird, daß die Ausgangsspannungen dieser beiden Kanäle den beiden Eingängen eines weiteren Produktmodulators zugeführt werden, dessen Ausgangsprodukt auf das Nachstimmorgan des Oszillators einwirkt.

5. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Steuerwertes für die Nachstimmung in einem Produktmodulator Empfangsspannung und Oszillatorspannung miteinander multipliziert werden, daß das Ausgangsprodukt in einem anderen Produktmodulator nochmals mit der Empfangsspannung multipliziert wird, daß ferner die dabei erhaltene Ausgangsspannung in einem weiteren Produktmodulator mit der um 90⁰ phasenverschobenen Oszillatorspannung multiplaziert wird, wobei das hierbei erhaltene Ausgangsprodukt auf das Nachstimmorgan des Oszillators einwirkt.

6. Empfänger nach Anspruch 2, 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß vor das Nachstimmorgan des Oszillators ein Tiefpaßfilter geschaltet ist, durch das die Steuergröße entsprechend gesiebt und gedämpft wird.

In Betracht gezogene Druckschriften: go

Deutsche Patentschriften Nr. 810 402, 691625; schweizerische Patentschrift Nr. 244 477; französische Patentschrift Nr. 987064; USA.-Patentschrift Nr. 2 494 323.

Hierzu ι Blatt Zeichnungen

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