DE69008498T2

DE69008498T2 - Amplitudenmodulation-Übertragungssystem mit unterdrücktem Träger, das die Polarität des übertragenen Signals erhält.

Info

Publication number: DE69008498T2
Application number: DE69008498T
Authority: DE
Inventors: Marc Lanoiselee
Original assignee: Telediffusion de France ets Public de Diffusion; France Telecom SA
Current assignee: Telediffusion de France ets Public de Diffusion; Orange SA
Priority date: 1989-12-11
Filing date: 1990-12-07
Publication date: 1994-12-01
Anticipated expiration: 2010-12-08
Also published as: DE69008498D1; FR2655788B1; EP0433198B1; US5077542A; EP0433198A1; FR2655788A1

Description

Die Erfindung betrifft die Übertragung von Signalen aller Arten, analog und/oder digital. Genauer betrifft die Erfindung Amplitudenmodulations- Übertragungssysteme, die gute Leistungen gegenüber dem durch den Übertragungskanal induzierten Rauschen erfordern.
Die Erfindung betrifft insbesondere, aber nicht ausschließlich, die Übertragung von Fernsehsignalen unabhängig von ihrer Art und Kodierung, über Träger jeglicher Art, wie Kabelnetze, Kollektivantennen, Funkübertragung, ... .Die Erfindung kann auch auf akustische Signale und auf Datensignale angewandt werden, insbesondere, wenn eine hohe Übertragungsqualität gefordert wird.
Das Grundprinzip der Amplitudenmodulation ist die Multiplikation (im Sinne der Signalbearbeitung) des zu übertragenden Signals oder Primärsignals, über ein Trägersignal, z.B. ein Sinussignal, dessen Frequenz mindestens das Doppelte der Höchstfrequenz des zu übertragenden Signals beträgt. Das Ergebnis dieser Multiplikation, das modulierte Signal, wird vom Demodulator empfangen.
Die Demodulation besteht in einer zweiten Multiplikation durch das Trägersignal des gesendeten Signals, gefolgt von einer Tiefpaßfilterung, die das Wiedererlangen des Nutzsignals ermöglicht.
Für diese zweite Multiplikation kann das Wiedererlangen des Trägersignals am Demodulator in quasi-synchroner Weise, durch Filterung und Begrenzung des empfangenen Signals erfolgen. Dieses Verfahren verursacht jedoch Verzerrungen nach der Filterung. Um sich von diesen Fehlern zu befreien, ist es möglich, synchron zu demodulieren, wobei die Trägerfrequenz über eine Phasenangleichungsschleife wiedererlangt wird.
Im falle von fernsehsignalen und ganz allgemein bei allen Signalen, deren Polarität bekannt sein muß, beträgt die Modulationsrate nicht mehr als 100 %. Das bedeutet, daß die Amplitudenabweichung des Primärsignals die Hälfte der Amplitude des nach der Modulation erhaltenen Hochfrequenzsignals nicht übersteigt. Andernfalls ist es nicht mehr möglich, eine Phasensperrschleife beim Empfang auszugleichen, um die Trägerfrequenz wiederzuerlangen. Daraus ergibt sich, daß das Potential dieser Modulation bezüglich des Rauschens unterfordert ist. In der Tat, je höher die Modulationsrate, desto besser die Modulationsleistung.
Bekanntlich entspricht die Amplitudenmodulation mit unterdrückter Trägerfrequenz (MAPS) dem Grenzfall der Modulation mit einer Modulationsrate oberhalb von 100 %, bei welcher die Höchstamplitude des Primärsignals der Amplitude des nach der Modulation erhaltenen Signals gleicht.
Dann weist das modulierte Signal Phasensprünge zwischen 0º und 180º auf, welche direkt mit dem Nulldurchgang des Primärsignals zusammenhängen. Die Tatsache, daß es ebenso viele Durchgänge durch 0º wie durch 180º gibt, verursacht im frequenzbereich das Verschwinden der Trägerfrequenz. Somit ist es nicht mehr möglich, die klassische synchrone Demodulation des Signals durchzuführen. Man verwendet in diesem falle eine Phasenangleichungsschleife der Costa-Schleife genannten Art, welche die Multiplikation des empfangenen Signals mit dem in Phase und mit 90º Phasenverschiebung wiederhergestellten Trägersignals ausführt. Die erhaltenen Produkte werden am Eingang des Phasenkomparators einer klassischen Phasenangleichungsschleife angelegt.
Die Periodizität des Komparators der Costa-Phasenangleichungsschleife beträgt π, im Vergleich zum klassischen Demodulator, bei dem dieser Wert 2 π beträgt. Dadurch wird es unmöglich, die Polarität des empfangenen Signals festzustellen. Das Nichterkennen der Signalpolarität hat keine nennenswerten Nachteile im Falle von akustischen Signalen und ganz allgemein, wenn das Signal keine tiefen Frequenzen hat; dafür können einige Signale, insbesondere fernsehsignale, nicht mehr interpretiert werden.
Zusammenfassend läßt sich sagen, daß obwohl die MAPS einen Leistungsgewinn (von etwa 6 dB) gegenüber dem Rauschen und dem Interferenzpegel im Verhältnis zur einfachen Amplitudenmodulation bewirkt und nur eine geringe Zusatzleistung erfordert, der Polaritätsverlust des Nutzsignals seine Anwendungen einschränkt.
Es ist andererseits eine andere Technik der Amplitudenmodulation bekannt, die Restseitenband-Amplitudenmodulation (MABLR).
Die Amplitudenmodulation, egal ob klassisch oder mit unterdrückter Trägerfrequenz, hat den zusätzlichen Nachteil, daß sie eine Verdoppelung des nutzbaren Frequenzspektrums verursacht, somit den doppelten spektralen Bedarf. In der Tat, für ein Nutzspektrum zwischen 0 und fc sowie für eine Trägerfrequenz fp, liegt das übertragene Spektrum zwischen den Frequenzen fp-fc und fp+fc. Dieses Spektrum umfaßt zwei Seitenbänder auf beiden Seiten von fc, welche die gleiche Information enthalten.
Die Restseitenbandamplitudenmodulation erlaubt es, diesen spektralen Bedarf durch partielle Unterdrückung eines der zwei Seitenbänder zu verringern, so daß die korrekte Signalwiedergabe weiterhin möglich ist. Dies ist über Nyquist-Flankenfilterung erreichbar. Dann ist zum Beispiel das untere Seitenband teilweise unterdrückt. In diesem falle handelt es sich um eine infradyne Übertragung, wobei die Modulationsfrequenz fp unterhalb der Frequenzen des übertragenen Spektrums liegt.
Die MABLR hat den Vorteil, daß sie die spektrale Beanspruchung durch Unterdrückung der Redundanzen verringert. Sie ist bei der Übertragung von Fernsehsignalen weitverbreitet. Im Vergleich zur MAPS ist jedoch ihre Leistung im Verhältnis zuni Rauschen sowie für die klassische Amplitudenmodulation begrenzt.
Im Dokument BE-A-766 847 wird ein Übertragungssystem für ein digitales Nutzsignal (mc) bekanntgegeben, welches auf der Senderseite über Amplitudenmodulationsmittel mit unterdrückter Trägerfrequenz des besagten Nutzsignals verfügt sowie über Amplitudenmodulationsmittel, die gegenüber dem besagten modulierten Nutzsignal eines Dienstsignals (α) um 90º phasenverschoben sind, und auf der Empfängerseite über Mittel zur Analyse des besagten demodulierten Dienstsignals, die eine Information bezüglich der Phase der Trägerfrequenz erzeugen.
Zweck der Erfindung ist es, insbesondere diesen Nachteilen der bekannten Amplitudenmodulationstechniken entgegenzuwirken.
Genauer gesagt besteht der Zweck der Erfindung darin, ein Amplitudenmodulationssystem verfügbar zu machen, das bezüglich des Rauschens und des Interferenzpegels identische Charakteristiken zu denen der Amplitudenmodulation mit unterdrückter Trägerfrequenz (MAPS) bietet, wobei gleichzeitig die Polarität des gesendeten Signals erhalten bleibt.
Zweck der Erfindung ist es, insbesondere ein solches System verfügbar zu machen, das die Übertragung von Signalen jeglicher Art, digital und/oder analog, und insbesondere von fernsehsignalen ermöglicht, für welche die Polaritätserhaltung notwendig ist. Die Erfindung kann zum Beispiel für die Übertragung von Signalen des MAC-Typs (Multiplexed Analog Components - Multiplexierte Analoge Komponenten) verwendet werden.
Ein zusätzlicher Zweck der Erfindung besteht darin, in einer besonderen Ausführungsart ein solches Modulationssystem geringer spektraler Beanspruchung verfügbar zu machen, ähnlich der Restseitenband-Modulation (MABLR).
Ein anderer Zweck der Erfindung besteht darin, ein solches Modulationssystem verfügbar zu machen, das die Übertragung von Zusatzinformationen zum Nutzsignal ermöglicht.
Die Erfindung hat ebenfalls den Zweck, Empfänger verfügbar zu machen, die sowohl den Empfang einfach amplitudenmodulierter Signale, Restseitenbandmodulierter Signale und von Signalen mit unterdrückter Trägerfrequenz, als auch von Signalen zu ermöglichen, die mit der erfindungsgemäßen Amplitudenmodulationstechnik gesendet werden.
Ein zusätzlicher Zweck der Erfindung besteht darin, das Übertragungsprinzip der Erfindung zu nutzen, um das schnelle und sichere Einrasten der Phasenangleichungsschleife der Empfänger solcher Systeme zu gewährleisten.
Diese Zwecke, sowie andere, die im folgenden sichtbar werden, werden mittels eines Übertragungssystems eines analogen und/oder digitalen Nutzsignals erreicht, das beim Sender über Modulationsmittel mit unterdrückter Trägerfrequenz des besagten Nutzsignals verfügt sowie über Mittel zur 90º phasenverschobenen Amplitudenmodulation gegenüber dem besagten modulierten Nutzsignal eines Dienstsignals, und beim Empfänger über Mittel zur Analyse des besagten demodulierten Dienstsignals, das eine Information bezüglich der Polarität erzeugt.
Somit kann ein beliebiges Signal im MAPS Modus gesendet werden, mit den entsprechenden Vorteilen, insbesondere bezüglich des Rauschens und ohne Probleme bezüglich der Polarität. In der Tat ist das gleichzeitig gesendete Dienstsignal derart, daß sein Vorzeichen durch Analyse festgestellt werden kann, wodurch das gleiche Vorzeichen des Nutzsignals ebenfalls bekannt ist.
Zum Beispiel kann das Vorzeichen des Dienstsignals durch Analyse seiner Unsymmetrie festgestellt werden, falls diese vom Empfänger bekannt ist oder durch klassische Demodulation, falls er mit einer Modulationsrate von weniger als 100 % moduliert ist.
Vorteilhafterweise umfassen die besagten Modulationsmittel des besagten Nutzsignals und/oder des besagten Dienstsignals Restseitenbandmodulationsmittel.
Somit vereint die Erfindung die besonderen Vorteile der MAPS und der MABLR. Es wird darauf aufmerksam gemacht, daß die MABLR insbesondere für das Nutzsignal von Interesse ist, welches ein breiteres Bandpaß aufweist als das Dienstsignal.
In einer besonderen Ausführungsart der Erfindung ist das besagte Dienstsignal ein kontinuierliches Signal.
In diesem Falle ermöglicht eine einfache Schwellenwertbestimmung am demodulierten Dienstsignal die Feststellung seines Vorzeichens.
In einer anderen vorteilhaften Ausführungsart ist das besagte Dienstsignal ein Signal, das komplementäre Informationen gegenüber dem Nutzsignal enthält.
In diesem falle handelt es sich beim besagten Dienstsignal um ein Niederfrequenzsignal, dessen Höchstfrequenz als Funktion des annehmbaren Interferenzpegels zwischen dem Nutzkanal und dem Dienstkanal festgestellt wird.
Vorteilhafterweise kann das besagte Dienstsignal auch ein mit dem Nutzsignal korreliertes Signal sein, damit die besagten Informationen selektiv über Zeitintervalle übertragen werden, die Übergangsmomente des besagten Nutzsignals entsprechen.
Es kann sich insbesondere um ein Synchronisationssignal handeln. Vorteilhafterweise ist das besagte Nutzsignal ein Fernsehsignal, insbesondere der Art, die aus dem zeitlichen Multiplexieren der analogen und/oder digitalen Signale besteht.
Somit kann die Erfindung auf die Übertragung von Signalen angewandt werden, die den MAC-Normen entsprechen und allgemeiner auf alle fernsehsignale, unter ihnen hochauflösende Fernsehsignale.
In einem solchen System verfügt der Sender bevorzugterweise über Dämpfungsmittel des besagten modulierten Dienstsignals im Vergleich zum besagten modulierten Nutzsignal.
In der Tat ist es wünschenswert, daß das Dienstsignal, dessen Hauptzweck darin liegt, die Zweideutigkeit bezüglich der Polarität des empfangenen Nutzsignals aufzuheben, dieses Nutzsignal nicht stört.
Vorteilhafterweise verfügt der Empfänger eines solchen Systems über eine Phasenangleichungsschleife der Costa-Schleife genannten Art, über Mittel zur Wiederherstellung des demodulierten Nutzsignals in direkter und umgekehrter Form sowie über Auswahlmittel für eines der besagten Wiederherstellungsmittel als Funktion einer Information, die durch Analysemittel des besagten demodulierten Dienstsignals erzeugt wird. Bevorzugterweise verfügt jede Rückkopplungsschleife der Phasenangleichungsschleife über Bandpaßfiltermittel.
In einer bevorzugten Ausführungsart des erfindungsgemäßen Empfängers verfügt die besagte Phasenangleichungsschleife über ein Schleifenfilter, welches ein Integratorfilter und einen Proportional-Integralkorrektor enthält.
Vorteilhafterweise verfügt der besagte Empfänger über Mittel zum schnellen Einrasten in die besagte Schleife durch Analyse des besagten Dienstkanals.
Vorteilhafterweise verfügen die besagten schnellen Einrastmittel über Umschaltmittel der Schleifenkonstante sowie über einen Schwingkreis, der den spannungsgesteuerten Schwingkreis der besagten Phasenangleichungsschleife wobbelt.
Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden beim Lesen der folgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsart der Erfindung deutlich, die beispielhaft und nicht einschränkend sein soll sowie aus den beigefügten Zeichnungen, worin:
Fig. 1 das Funktionsdiagramm einer besonderen Ausführungsart eines Modulators gemäß der Erfindung darstellt;
Fig. 2 das Funktionsdiagramm einer besonderen Ausführungsart eines Demodulators gemäß der Erfindung darstellt;
Fig. 3 die Frequenzantwort eines Nyquist-Flankenfilters darstellt;
Fig. 4 ein Diagramm wiedergibt, welches den Effekt einer Nyquist- Flankenfilterung auf ein Frequenzspektrum darstellt;
Fig. 5 ein Beispiel für übertragene Signale darstellt, für den Fall eines Nutzsignals des Typ D2-MAC und eines Dienstsignals, welches eine Synchronisation trägt.
Das Sendesystem der Erfindung erlaubt die Übertragung eines amplitudenmodulierten Signals mit unterdrückter Trägerfrequenz, wobei seine Polarität erhalten bleibt. So ist es möglich, Signale unter guten Rauschwiderstandsbedingungen zu senden, ohne deren Vorzeichen zu verlieren.
Dazu sendet man, mit einer Phasenverschiebung von 90º gegenüber dem Nutzsignal, ein Dienstsignal. Die Analyse dieses zweiten Signals beim Empfang erlaubt die Feststellung seines Vorzeichens und somit das des Nutzsignals, welches identisch ist.
Um die spektrale Beanspruchung zu verringern, kann die Amplitudenmodulation mit unterdrückter Trägerfrequenz für das Nutzsignal und eventuell für das Dienstsignal von der Art mit Restseitenband sein.
Fig. 1 stellt das Funktionsdiagramm eines Modulators gemäß der Erfindung dar. Dieser Modulator umfaßt Amplitudenmittel für zwei gegeneinander um 90º phasenverschobene Kanäle.
Ein lokaler Schwingkreis 11 mit der Frequenz fp = wp/2π erzeugt eine Trägerfrequenz upcoswpt. Diese Trägerfrequenz moduliert das Nutzsignal 12 u&sub1;(t) über einen Multiplikator 13. Die Modulation ist von der mit unterdrückten Trägerfrequenz genannten Art.
Das Dienstsignal 14 uo(t) wird, gegenüber dem Nutzsignal um 90º phasenverschoben, durch die Trägerfrequenz upinwpt, mit Hilfe eines zweiten Multiplikators 15 moduliert. Die Trägerfrequenz upsinwpt erhält man durch eine Phasenverschiebung 16 von -π/2 des Signals, das aus dem lokalen Schwingkreis 11 kommt. Wenn das Signal uo(t) nicht mit dem Nutzsignal 12 korreliert ist, wird es vorher durch ein Tiefpaß-Filter 17 gefiltert, um die Interferenzen zwischen den Kanälen zu begrenzen.
Der Dienstkanal wird dann einer Pegeldämpfung 18 unterworfen, damit er das Nutzsignal so wenig wie möglich stört. Hauptzweck dieses Dienstsignals ist die feststellung seiner Polarität beim Empfang, somit ist seine Qualität im Vergleich zum Nutzsignal von geringer Wichtigkeit.
Die zwei Signale, die gegeneinander um 90º phasenverschoben moduliert werden, werden durch ein Addierwerk 19 addiert. Das resultierende Signal 20 wird gesendet.
Fig. 2 zeigt das Funktionsdiagramm des Demodulators der Erfindung. Die Demodulationsträgerfrequenz wird mittels einer Phasenangleichungsschleife wiederhergestellt, die dem MAPS Signal angepaßt ist und der in der Präambel beschriebenen Costa-Schleife entspricht.
In diesem Demodulator bewirkt ein Multiplikator 21 auf dem Nutzkanal die Demodulation des empfangenen Signals 20, über die phasenwiederhergestellte Trägerfrequenz 22. Ein zweiter Multiplikator 23 bewirkt auf dem Dienstkanal die Demodulation des Dienstsignals über die gleiche Trägerfrequenz 22, die durch einen π/2-Phasenverschieber 24 um 90º phasenverschoben wird.
Der wiederhergestellte Träger 22 wird durch eine Phasenangleichungsschleife erzeugt, die in klassischer Weise über einen Verstärker 25, über ein Schleifenfilter 26, über einen lokalen Schwingkreis 27 und über einen Phasenkomparator 28 verfügt.
Der Phasenkomparator 28 besteht aus einem Multiplikator, der die zwei demodulierten Signale 29 und 30 miteinander multipliziert. Das erhaltene Fehlersignal 31 wird dann über ein Tiefpaß-Schleifenfilter gefiltert, um seinen Durchschnittswert zu bilden. Danach steuert das Fehlersignal 31 den spannungsgesteuerten Schwingkreis 27, der den Träger 22 erzeugt.
Das Schleifenfilter 26 kann von beliebiger Art sein. Die besten Ergebnisse werden durch Filterungsmittel erzielt, die einen Integrator 26 und einen Proportional-Integralkorrektor 32 umfassen. In diesem Falle sichert der Proportional-Integralkorrektor 32 die Systemstabilität, da die Kombination der zwei Integratoren (Integrator 26 und Schwingkreis 27) in der Tat Schwierigkeiten verursacht. Bevorzugterweise ist das Integratorfilter 26 vom Typ mit großer Zeitkonstante.
Die Costa-Schleife ist bevorzugterweise eine Schleife zweiter Ordnung. Jedoch wird eine solche Schleife durch sehr lange Frequenz- und Phasenakquisitionszeiten charakterisiert, die eine Vorrichtung 33 zum Begünstigen des Einrastens erforderlich machen. Diese Vorrichtung kann aus einem Schwingkreis bestehen, der dann gehemmt wird, wenn das Rückkopplungsverhältnis ausreicht, oder aus einem Umschaltsystem mit verschiedenen Werten für die Zeitkonstante der Schleife.
Die Eigenschaften des Dienstsignals ermöglichen andererseits die Verfügbarkeit über eine leistungsfähige Vorrichtung zum Einrasten in die Schleife. Diese besteht aus einem Umschaltsystem der Schleifenkonstante und aus einem Schwingkreis, der den spannungsgesteuerten Schwingkreis über seinen Frequenzbereich wobbelt. Es ist wichtig, daß diese funktion ausschließlich zu den geeigneten Zeitpunkten aktiviert wird. Das Dienstsignal gibt in stabiler und zuverlässiger Weise den Sperrzustand der Schleife. Als Beispiel, wenn dieses Dienstsignal ein kontinuierlicher Pegel ist, so wird dieser Pegel tatsächlich nur dann beobachtet, wenn der Schwingkreis mit dem Eingangssignal abgestimmt ist. Die erhaltene Referenz ist unabhängig vom Nutzsignal. Die Vorrichtung ist somit unempfindlich gegenüber eventuell auftretenden augenblicklichen oder periodischen Unterdrückungen des Nutzsignals sowie gegenüber falschen Einrastvorgängen, die manchmal an unterabgetastete Signale beobachtet werden.
Ein weiterer Vorteil dieser Vorrichtung besteht darin, daß sie es dem Demodulator ermöglicht, sich beim Umschalten über verschiedene nicht synchrone Quellen, die beispielsweise aus den Kanälen eines Zeitmultiplex bestehen, schnell zu sperren.
Da die Periodizität dieses Komparators die Hälfte derjenigen eines klassischen Amplitudendemodulators beträgt, gibt der Nutzkanal mit einer Annäherung von π, d.h. bis auf das Vorzeichen, das Nutzsignal 34 wieder, nach Tiefpaßfilterung 35. Im Falle eines Videosignals kann zum Beispiel die Abschnittfrequenz des filters 35 8 MHz betragen.
Der Dienstkanal ergibt, nach der Filterung 37, das Dienstsignal 36. Diese Tiefpaßfilterung 37 hat beispielsweise eine Abschnittfrequenz von 1 kHz. Die Natur dieses Dienstsignals 36 erlaubt es, die Unbestimmtheit des Vorzeichens der Costa-Schleifendemodulation aufzuheben, wenn es mit einer Modulationsrate von weniger als 100 % moduliert wurde, oder wenn es eine Unsymmetrie aufweist, die dem Empfänger bekannt ist.
Ein Modul 38 für die Feststellung des Vorzeichens steuert den Umschaltkreis 39, der die Wahl eines gefilterten Ausgangs, entweder den direkten Ausgang 40 oder den umgekehrten Ausgang 41 ermöglicht.
Dieses Modul 38 produziert eine Information 42 bezüglich der Polarität des empfangenen Signals. Wenn das Dienstsignal mit einer Modulationsrate von weniger als 100 % moduliert wurde, so führt das Modul 38 seine Demodulation in klassischer Weise durch und vergleicht dann das erhaltene Signal mit dem durch die Costa-Schleife demodulierten Signal. Wenn sie identisch sind, wird durch Ansteuern des Umschaltkreises 39 der direkte Ausgang 40 gewählt. Im anderen Fall wird der umgekehrte Ausgang 41 gewählt.
Das Modul 38 kann auch eine direkte Analyse des empfangenen Dienstsignals durchführen. Zum Beispiel führt, im falle eines kontinuierlichen Dienstsignals, das Modul 38 eine einfache Schwellenwertbestimmung des empfangenen Signals durch, wodurch festgestellt werden kann, ob letzteres umgekehrt ist oder nicht. So kann das Modul 38 ein Komparatorschaltkreis sein, wobei das Umschaltsignal 42 durch die Gleichspannung erzeugt wird, die über den Dienstkanal wiedererlangt wird, wenn ihre Amplitude ausreicht.
Das Dienstsignal kann auch aus einem Synchronisationsimpuls erzeugt werden, der mit einer besonderen Spektrallinie des Signals übereinstimmt (Testlinie). Beim Empfang reicht ein Hysteresekomparator aus, um das Modul 38 zu verwirklichen.
Im Falle eines mit dem Nutzsignal korrelierten Dienstsignals, welches ein zyklisches Verhältnis von 1/2 aufweist, so daß dieses Signal nicht symmetrisch ist, kann das Modul 38 für die Feststellung des Vorzeichens mit zwei Scheitelpunkt-Detektoren verwirklicht werden, deren Zeitkonstanten im Vergleich zur Signalperiode gering genug sind. Die Polaritätsanzeige 42 wird dann durch einen Hysteresekomparator gegeben.
Das Übertragungssystem gemäß der Erfindung erlaubt auch das Übertragen von restseitenbandamplitudenmodulierten Signalen. So vereint man die Vorteile der geringen spektralen Beanspruchung der MABLR mit dem Rauschwiderstand der MAPS.
Die Restseitenbandamplitudenmodulation erreicht man durch filtern des modulierten Signals durch ein Nyquist-Flankenfilter. Fig. 3 stellt die Frequenzantwort 45 eines solchen filters dar. Das Seitenband des Spektrums unterhalb der Trägerfrequenz wird zum großen Teil eliminiert. Die Transferfunktion des Filters H(f) wird definiert durch:
H(f) = 0 für f < fp - T
H(f) = 1 + sin (π(f - fp)/2T) für fp - T ≤ f ≤ fp + T
H(f) = 2 für f > fp + T
wobei fp : Trägerfrequenz
T : unter Grenzfrequenz des Filters
Dieses Nyquist-Filter kann entweder an der Übertragungsseite oder an der Empfangsseite des Signals angebracht werden. Wenn es an der Übertragungsseite angebracht wird, dann wird es beim Empfang mit einem Kanalfilter assoziiert, das für das Nyquistfilter transparent ist. Wenn es am Signalempfang angebracht ist, wird es mit einem Übertragungsbandfilter assoziiert.
Fig. 4 zeigt den Effekt einer Filterung mit Nyquist-Flanke bei einem Frequenzspektrum 51 das 0 bis f umfaßt. Das am Filterausgang erzielte Signal verhält sich wie die Summe der zwei Signale 52 und 53, die sich aus der Modulation zweier um 90º phasenverschobener Träger mit zwei identischen Primärsignalen ergeben, welche für Frequenzen oberhalb fp + T auch um 90º phasenverschoben sind. So wird das zu übertragende Frequenzspektrum ganz auf dem phasengleichen Kanal 54 kopiert und teilweise auf den um 90º phasenverschobenen Kanal 55, wobei die niedrigen Frequenzen, die unterhalb der unteren Grenzfrequenz T des Nyquist-Filters liegen, gedämpft werden.
Die Gegenwart dieser zwei um 90º phasenverschobenen Signale erfordert eine synchrone Demodulation, um das Nutzsignal ohne Verzerrungen wiederzuerlangen.
In der klassischen MABLR weist die Komponente, die um 90º phasenverschoben auf dem demodulierten Kanal erhalten wird, einen mittleren Wert Null auf. Die Nyquist-Flankenfilterung stört die Funktion der Phasenangleichungsschleife in diesem fall nicht. Dennoch ist es vorteilhaft, wenn das Schleifen-Tiefpaßfilter so steil wie möglich ist.
Im Übertragungssystem der Erfindung wird das Dienstsignal, das gegenüber dem Nutzsignal um 90º phasenverschoben gesendet wird, dem vom Nyquist- Flankenfilter erzeugten, um 90º phasenverschobenen Signal, überlagert.
Andererseits macht sich der Einfluß dieses Filters durch eine Tiefpaßwichtung der Costa-Schleife bemerkbar, welcher Null wird für die Frequenzen des Nutzsignals, die oberhalb der unteren Grenzfrequenz T liegen. Um diese Nachteile auszugleichen, werden die Rückkopplungsfilter 42 und 43 (Figur 2) der Costa-Schleife, die klassischerweise von der Tiefpaß Art sind, vorteilhafterweise durch Bandpaßfilter ersetzt, deren untere Abschnittfrequenz höher ist, als die Höchstfrequenz des Dienstsignals.
Dieses Filter verursacht auch das Kopieren des Dienstsignalspektrums auf das Nutzsignal. Es ist somit zum zweiten Mal notwendig, daß die spektrale Beanspruchung des Dienstsignals auf die niedrigen frequenzen begrenzt bleibt. Andernfalls wird das Nutzsignal durch die Interferenzen zwischen den Kanälen stark gestört, und die Rückkopplungsrate des Costa-Bandes reicht nicht aus.
Dieses Dienstsignal kann somit entweder ein kontinuierliches oder ein niederfrequentes Signal sein, welches komplementäre Informationen zum Nutzsignal enthält. Solange die Frequenzen unterhalb der unteren Grenzfrequenz des Nyquist-Flankenfilters bleiben, sind die Probleme, die durch Interferenzen zwischen den Kanälen verursacht werden, vernachlässigbar.
Es ist jedoch möglich, ein Signal höherer Frequenz zu senden, wenn dieses Signal mit dem Nutzsignal korreliert ist. So kann man über dem Dienstkanal senden, wenn auf dem Hauptkanal keine nützliche Information vorhanden ist. Im falle von Signalen der Art X-MAC (D-MAC, D2-MAC, HD-MAC,...) ist es zum Beispiel möglich, einen kurzen digitalen Stoß während Übergangsmomenten zu senden.
Eine andere Möglichkeit besteht darin, über den Dienstkanal ein analoges Synchronisationssignal zu senden. Figur 5 zeigt die beiden Wege, über die im falle eines X-MAC61 Signals und eines Synchronisationssignals 62 gesendet wird. Ein solches Signal wird über die Leitungen 64A und 64B gesendet, die über Übergangsmomente 65A, 65B oder Clamp-Momente getrennt werden. Ein solches analoges Synchronisationssignal 62 hat den Vorteil, viel robuster als eine digitale Synchronisation zu sein. Die Fronten dieser Signale 62 entsprechen Übergangsmomenten des Hauptsignals, die keineswegs berücksichtigt werden. Das Signal 63 ist das über dem Nutzkanal duplizierte Signal. Da die Peaks 66, 67 nur zu den Übergangsmomenten eingreifen, wird das Nutzsignal 61 nicht gestört. Um die Feststellung der Polarität des Dienstsignals 62 zu ermöglichen, muß dieses unsymmetrisch sein, wenn es MAPS moduliert wird.
Im falle eines D2-MAC Signals, ermöglicht die erfindungsgemäße Vorkehrung die Übertragung des Signals mit einer Verstärkung gegenüber dem demodulierten Signal/Rauschen-Verhältnis von mehr als 6 dB im Verhältnis zu einer 90 prozentigen Amplitudenmodulation, mit reduzierter spektraler Beanspruchung.
Somit erscheint das System der Erfindung sehr vorteilhaft für die Übertragung analoger und/oder digitaler Fernsehsignale, zum Beispiel vom Typ D2-MAC oder HD-MAC. Die Erfindung ist jedoch nicht auf eine bestimmte Art von Fernsehen und auch nicht auf Videosignale beschränkt. Jede Art von Signal kann mittels dieses Systems mit guter Qualität, geringer spektraler Beanspruchung und schnelles sowie festes Einrasten in die Schleife übertragen werden.
Es wird andererseits darauf hingewiesen, daß die Sender und Empfänger gemäß der Erfindung auch das Senden und Empfangen von Signalen ermöglichen, die gemäß der MAPS oder der klassischen MABLR moduliert wurden.

Claims

1) Übertragungssystem für ein analoges und/oder digitales Nutzsignal, welches beim Senden über Mittel (11, 13) zur trägerunterdrückenden Amplitudenmodulation des besagten Nutzsignals (12) sowie über Mittel (11, 15, 16) zur 90º phasenverschobenen Amplitudenmodulation bezüglich des besagten, mit einem Dienstsignal (14) modulierten Nutzsignal, verfügt, dadurch gekennzeichnet, daß es beim Empfang über Mittel (38) zur Analyse des besagten demodulierten Dienstsignals (36) verfügt, die eine Information (42) über die Polarität des demodulierten Nutzsignals (34) erzeugen.

2) System gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die besagten Modulationsmittel des besagten Nutzsignals und/oder des besagten Dienstsignals über Restseitenbandmodulationsmittel (45) verfügen.

3) System gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das besagte Dienstsignal (14) zur Gruppe gehört, welche die folgenden Signale umfaßt:

- ein kontinuierliches Signal;

- ein Niederfrequenzsignal, welches komplementäre Informationen zum Nutzsignal (12) enthält und dessen Höchstfrequenz als Funktion des annehmbaren Interferenzpegels zwischen dem Nutzkanal und dem Dienstkanal festgestellt wird:

- ein mit dem Nutzsignal (12) korreliertes Signal, insbesondere ein Synchronisierungssignal (62), das komplementäre Informationen zum Nutzsignal (12) enthält, welche selektiv während Zeitintervalle (65A, 65B) gesendet werden, die Übergangsmomente des besagten Nutz signals (12) entsprechen.

4) System gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß es sich beim besagten Nutzsignal (12) um ein Fernsehsignal (61) handelt, insbesondere von der Art, die aus einem Zeitmultiplexieren analoger und/oder digitaler Signale besteht.

5) Sender eines Systems gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß er Dämpfungsmittel (18) zum Dämpfen des besagten modulierten Dienstsignals im Verhältnis zum besagten modulierten Nutzsignal enthält.

6) Empfänger eines Systems gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß er über eine Phasenangleichungsschleife der Costa-Schleife genannten Art verfügt sowie über Wiederherstellungsmittel des demodulierten Nutzsignals (12) in direkter (40) und umgekehrter (41) Form und über Auswahlmittel (39) zum Auswählen eines der besagten Wiederherstellungsmittel (40, 41) als Funktion einer Information (42), die durch Analysemittel (38) des besagten demodulierten Dienstsignals (36) erzeugt wird.

7) Empfänger gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jede Rückkopplungsschleife der besagten Phasenangleichungsschleife über Bandpaßfiltermittel (42, 43) verfügt.

8) Empfänger gemäß irgendeinem der Ansprüche 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß die besagte Phasenangleichungsschleife über ein Schleifenfilter verfügt, welches ein Integratorfilter (26) und einen Proportional - Integralkorrektor (32) enthält.

9) Empfänger gemäß irgendeinem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß er über Mittel (33) zum schnellen Einrasten in die besagte Phasenangleichungsschleife durch Analyse des besagten Dienstsignals(36) verfügt.

10) Empfänger gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die besagten schnellen Einrastmittel (33) Umschaltmittel der Schleifenkonstante enthalten sowie einen Schwingkreis, der den spannungsgesteuerten Schwingkreis (27) der besagten Phasenangleichungsschleife wobbelt.