DE2909352C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Tonfrequenzsignal-Verarbeitung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.

Wenn Tonfrequenzsignale auf Aufzeichnungsmedien aufgezeich­ net und später wiedergegeben werden oder über Übertragungs­ medien übertragen werden, so geht aufgrund von Unvollkommen­ heiten der Aufzeichnungs- oder Übertragungsmedien ein großer Teil der Signalenergie im Baß-Tonfrequenzbereich, d. h. zwi­ schen ungefähr 20 und 50 Hz verloren. Zur Erzielung einer besseren Qualität und einer getreueren Wiedergabe ist es da­ her wünschenswert, die Signalenergie in diesem Frequenzbe­ reich zu synthetisieren oder herzustellen, wenn dies die Art des Tonfrequenzprogramms zuläßt, d. h. wenn es wahrschein­ lich ist, daß diese Energie in dem ursprünglich aufgezeich­ neten oder übertragenen Signal vorhanden war.

Zur Wiederherstellung der Signalenergie in diesem Frequenz­ bereich könnte das Tonfrequenzsignal einem Frequenzteiler, beispielsweise einer durch den Faktor 2 teilenden Flip- Flop-Schaltung zugeführt werden, so daß die Frequenz jeder Komponente des ursprünglichen Signals durch 2 geteilt wird. Wenn daher das Eingangssignal eine 120 Hz-Signalkomponente ist, so ist das Ausgangssignal ein digitales Signal mit einer Impulswiederholfrequenz von 60 Impulsen pro Sekunde. Das digitale Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung wird dann einem Multiplizierer zugeführt, in dem es zur Modulation des ursprünglichen Tonfrequenzsignals verwendet wird. Diese Technik arbeitet recht gut, wenn das ursprüngliche Tonfre­ quenzsignal lediglich eine einzige Frequenzkomponente ent­ hält, doch enthält dieses ursprüngliche Signal in den mei­ sten Fällen viele Signalkomponenten. Daher wird typischer­ weise eine komplexe Schwingungsform der durch 2 teilenden Flip-Flop-Schaltung zugeführt, so daß ein ziemlich komple­ xes digitales Signal erzeugt wird, das zur Modulation des ursprünglichen Signals verwendet wird, wodurch Schwingungs­ formen erzeugt werden, die noch komplexer sind.

Es ist weiterhin ein Schmalband-Signalübertragungssystem bekannt (US 31 27 476), bei dem die Verwendung eines Übertragungskanals mit sehr geringer Bandbreite dadurch ermöglicht wird, daß der Übertragungskanal mit Signalen gespeist wird, die lediglich die Grundwellen eines Ein­ gangssignals darstellen, worauf am Ende des Übertragungs­ kanals das Ausgangssignal dieses Übertragungskanals in eine Anzahl von diskreten Frequenzbändern unterteilt wird, aus denen jeweils Harmonische erzeugt werden, die nach Filterung einem Addierer zugeführt werden, um ein Aus­ gangssignal des Signalübertragungssystems zu bilden. Hier­ bei ist das Ausgangssignal des Übertragungskanals voll­ ständig unterdrückt. Weiterhin wird hierbei eine Signal­ komponente nicht zusätzlich synthetisiert, sondern ein Eingangssignal wird einer Bandbreitenbegrenzung unterwor­ fen, die nachfolgend am Ende des Übertragungskanals rück­ gängig gemacht wird.

Es ist weiterhin eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art bekannt (GB 12 86 487), bei der zur Kom­ pensation der Frequenzverschiebung von harmonischen Kom­ ponenten der Sprache eines Menschen, der in einer Helium­ atmosphäre atmet, die Harmonischen über Filtereinrichtun­ gen abgetrennt und in einer Signalmodifiktionseinrich­ tung in die normale Frequenzlage zurückverschoben werden, worauf das Ausgangssignal der Signalmodifikationseinrich­ tung mit dem über Filtereinrichtungen zugeführten Grund­ frequenzsignalbereich summiert wird. Auch hierbei werden keine in dem Signal nicht vorhandenen Signalkomponenten rekonstruiert, so daß dieses System zur Lösung des ein­ gangs genannten Problems der Rekonstruktion von Signalener­ gie im Baß-Tonfrequenzbereich nicht geeignet ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungs­ anordnung der eingangs genannten Art so auszugestalten, daß eine Vergrößerung der Signalenergie in dem vorgegebe­ nen unteren Frequenzbereich eines Tonfrequenzsignals auch dann ermöglicht wird, wenn das ursprüngliche Ton­ frequenzsignal eine Vielzahl von Frequenzkomponenten in dem vorgegebenen unteren Frequenzbereich enthält.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Er­ findung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht die Vergrößerung der Signalenergie in dem vor­ gegebenen Bereich von Frequenzen eines Tonfrequenzsignals, wenn die Eigenart des Tonfrequenzprogramms den Schluß nahe­ legt, daß diese Energie in dem ursprünglichen Programm vor­ handen war. Bei dem erfindungsgemäßen Tonfrequenz-Signal­ verarbeitungssystem werden ausgewählte subharmonische Frequenzkomponenten eines Tonfrequenzsignals unabhängig von dessen Kompliziertheit oder Komplexität hergestellt. Hierdurch wird es möglich, Frequenzkomponenten innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereiches zu synthetisieren und diese Komponenten dem ursprünglichen Signal hinzuzu­ fügen, so daß die Signalenergie in dem vorgegebenen Fre­ quenzbereich, beispielsweise im Baßfrequenzbereich ver­ größert wird.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnungen näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Aus­ führungsform der Schaltungsanordnung zur Tonfrequenzsignal-Verarbeitung;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Aus­ führungsform der Schaltungsanordnung zur Vergrößerung der Baßanteile von stereophonen Signalen;

Fig. 3A u. 3B ausführlichere, teilweise in Blockschalt­ bildform dargestellte Schaltbilder der Ausführungsform nach Fig. 2;

Fig. 4 ein Schaltbild einer Ausführungsform ei­ nes Bandpaßfilters und des Generators zur Erzeugung der subharmonischen Frequenzen zur Verwendung bei der Ausführungsform nach Fig. 3 zur Er­ zeugung von subharmonischen Frequenzen, die der halben ursprünglichen Frequenz entsprechen;

Fig. 5 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungs­ form des Bandpaßfilters und des Generators zur Erzeugung subharmonischer Frequenzen zur Verwendung bei der Ausführungsform nach Fig. 3, wobei subharmonische Frequenzen erzeugt werden, die einem Drittel der ursprünglichen Frequenzen entsprechen;

Fig. 6 ein Zeitsteuerdiagramm zur Erläuterung der Betriebsweise des Generators nach Fig. 5.

In Fig. 1 ist eine Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Verarbeitung von monophonen oder Einkanal- Tonfrequenzsignalen gezeigt. Diese Schaltungs­ anordnung weist einen Eingangsanschluß 10 zum Empfang des zu verarbeitenden Tonfrequenzsignals auf. Der Eingangsanschluß 10 ist mit Filtereinrichtungen 12 zur Messung der Signalenergie in einem vorgegebenen Frequenz­ bereich (beispielsweise 40 bis 100 Hz) des Tonfrequenzsignals am Anschluß 10 und zur Unterteilung der gemessenen Signalener­ gie in eine Anzahl (beispielsweise n) von diskreten Frequenz­ bändern verbunden. Die Filtereinrichtungen 12 weisen entsprechend eine Anzahl von Ausgängen auf, die jeweils die Signalenergie in einem bestimmten Frequenzband abgeben. Vorzugsweise weisen die einzelnen Frequenzbänder relativ schmale Bandbreiten auf und grenzen aneinander an. Wenn Signale in dem Baß-Tonfrequenz­ bereich erzeugt werden, haben sich Bandbreiten von 10 Hz als befriedigend herausgestellt. Wenn daher beispielsweise der interessierende Teil des Tonfrequenzsignals zwischen 40 und 100 Hz liegt, unterteilt die Filtereinrichtung 12 den gemessenen Teil in sechs Bänder, (d. h. n = 6), die jeweils eine Band­ breite von 10 Hz aufweisen. Dies heißt, daß sich das erste Frequenzband von 40 bis 50 Hz erstreckt, während sich das zweite von 50 bis 60 Hz, das dritte von 60 bis 70 Hz, das vierte von 70 bis 80 Hz, das fünfte von 80 bis 90 Hz und das sechste von 90 bis 100 Hz erstreckt. Jeder Ausgang ist mit Frequenzteilereinrichtungen 14 verbunden, die auf die Signalenergie in dem speziellen Frequenzband ansprechen und ein Signal erzeugen, das Frequenzkomponenten einschließt, die Subharmonische der Frequenzen des entsprechenden Frequenz­ bandes sind, das am Eingang zugeführt wird. Wenn beispiels­ weise die Signalenergie am Eingang des Frequenzteilers 14 A in einem Frequenzband von 40 bis 50 Hz liegt, so enthält das Ausgangssignal des Frequenzteilers 14 A Frequenzkomponenten, die Subharmonische von 40 bis 50 Hz sind. Bei der bevorzugten Ausführungsform liegen die erzeugten Subharmonischen jeweils bei der halben Frequenz des Signals, das dem Eingang des speziellen Frequenzteilers 14 zugeführt wird, doch ist ver­ ständlich, daß auch andere subharmonische Frequenzen erzeugt werden können, beispielsweise Subharmonische, deren Frequenz im wesentlichen einem Drittel der Frequenz des Signals ent­ spricht, das dem Eingang zugeführt wird, wie dies weiter unten anhand der Fig. 5 erläutert wird. Daher weist bei der bevor­ zugten Ausführungsform, bei der der Eingang an den Frequenzteiler 14 A eine Frequenz zwischen 40 und 50 Hz aufweist, das Ausgangssignal Frequenzen zwischen 20 und 25 Hz auf. In gleicher Weise weist, wenn der Eingang an den Frequenzteiler 14 B Frequenzen zwischen 50 und 60 Hz aufweist, das Ausgangs­ signal dieses Frequenzteilers 14 B Frequenzen zwischen 25 und 30 Hz auf, usw. Die Ausgänge aller Frequenzteiler 14 werden mit Hilfe einer Summiereinrichtung 16 summiert, um diese Si­ gnale zu kombinieren. Im allgemeinen kann, wie dies durch die gestrichelte Linie 18 angedeutet ist, das Ausgangssignal der Summiereinrichtungen 16 direkt den Summiereinrichtungen 20 zugeführt werden, um das Ausgangssignal der Summiereinrich­ tungen 16 dem ursprünglichen Tonfrequenzsignal hinzuzufügen, so daß ein modifiziertes Tonfrequenzsignal am Ausgangsanschluß 22 erscheint. Vorzugsweise wird jedoch der Ausgang der Summier­ einrichtung 16 einem Verstärker 24 zur Verstärkung des kombinierten Ausgangssignals der Summiereinrichtungen 16 zugeführt. Der Verstärker 24 weist typischer­ weise eine Form auf, bei der das kombinierte Ausgangssignal der Summiereinrichtungen 16 mit einer Verstärkung verstärkt wird, die von einem Steuersignal abhängt, das von einer Bewertungsschaltung 26 geliefert wird. Diese Schaltung 26 schließt vorzugsweise Meßeinrichtungen zur Messung des gleichen Teils des Tonfrequenzsignals ein, der auch den den Filtereinrichtungen 12 zugeführt wird, d. h. die Signalenergie in dem Frequenzbereich f ₁ bis f _n und sie erzeugt das Steuer­ signal mit einem Wert, der in logarithmischer Beziehung zur Amplitude, d. h. vorzugsweise zum Effektivwert des gemessenen Teils in Beziehung steht. Wenn der Pegel des Steuersignals ausreicht, wie dies durch den Verstärker 24 be­ stimmt wird, so wird das Ausgangssignal der Summiereinrich­ tung 16 entsprechend dem Wert des Steuersignals verstärkt.

Im Betrieb wird das Tonfrequenzsignal dem Eingangsanschluß 10 zugeführt, ein vorgegebener Frequenzteil oder -bereich wird von den Filtereinrichtungen 12 gemessen und der Effektiv­ wert der Amplitude dieses Teils des Signals wird durch den Pegelmeßfühler der Bewertungsschaltung 26 gemessen. Die von den Filtereinrichtungen 12 gemessene Signal­ energie wird in die Frequenzbänder aufgeteilt und die Frequenzteiler 14 erzeugen jeweils Signale, die die subharmonischen Frequenzen des entsprechenden Frequenzbandes des entsprechenden Eingangs sind. Die Ausgangssignale der Frequenzteiler 14 werden durch die Summierein­ richtung 16 summiert und in dem Verstärker 24 mit einer Verstärkung verstärkt, die von dem Steuersignal abhängt, das in der Bewertungsschaltung 26 erzeugt wird. Es sei bemerkt, daß die Amplitude des Steuer­ signals von dem Effektivwert des gemessenen Signals innerhalb der interessierenden Frequenzbereiche abhängt, damit sich eine Verstärkung des Ausgangssignals der Summiereinrichtung 20 er­ gibt. Das verstärkte Ausgangssignal des Verstärkers 24 wird dann dem Tonfrequenzsignal in der Summiereinrichtung 20 hinzugefügt, um ein modifiziertes Tonfrequenzsignal am Ausgangs­ anschluß 22 zu erzeugen. Durch Aufteilung der von der Filterein­ richtung 12 gemessenen Signale auf eine Anzahl von diskreten schmalen Bandbreiten wird die Schwingungsform am Eingang jedes Frequenzteilers 14 relativ einfach gehalten, so daß die Erzeugung von Subharmonischen erleichtert wird. Die Prinzipien des beschriebenen Ausführungsbeispiels können auch in einer Schaltungsanordnung zur Verarbeitung von stereophonen Signalen verwendet werden, um den Baß-Tonbereich eines stereo­ phonen Tonfrequenzsignals zu verstärken. Eine Aus­ führungsform eines derartigen stereophonen Systems ist in Fig. 2 gezeigt und schließt zwei Eingangsanschlüsse 10 A und 10 B ein, denen die stereophonen Tonfrequenzsignalpaare zuge­ führt werden. Die Eingänge 10 A und 10 B sind mit Eingangs­ pufferschaltungen 30 a bzw. 30 b verbunden, die vorzugsweise Trennverstärker zur Verringerung des Impedanzwertes gegen­ über dem Impedanzwert der Quelle der Eingangssignale sind. Die Ausgänge der Pufferschaltungen 30 A und 30 B sind jeweils mit dem Eingang einer entsprechenden Signalsummiereinrichtung 20 A, 20 B verbunden. Die Ausgänge der Pufferschaltungen 30 A und 30 B werden weiterhin summiert, um ein monophones Signal zu liefern, das dem Eingang einer monophonen Baß-Verstärker- und Kombinierschaltung 32 sowie dem Eingang der Synthetisier­ schaltung 34 zugeführt wird. Die Synthetisierschaltung 34 erzeugt subharmonische Signale im interessierenden Baß-Ton­ bereich, die einem zweiten Eingang der Schaltung 32 zuge­ führt werden. Die Schaltung 32 liefert daher ein monophones Ausgangssignal, das die künstlich hergestellten, von der Synthetisierschaltung 34 gelieferten subharmonischen Baß- Signale einschließt, an die zweiten Eingänge der Summier­ einrichtungen 20 A und 20 B. Die Summiereinrichtungen 20 A und 20 B fügen das monophone Signal mit den künstlich hergestell­ ten Baß-Komponenten jedem der Stereokanäle hinzu. Die Ausgangs­ signale der Summiereinrichtungen 20 A und 20 B werden jeweils den Eingängen von Hochpaßfiltern 36 A bzw. 36 B zugeführt. Diese Hochpaßfilter sind vorzugsweise "Rumpel"-Filter, die Stör­ geräusche auf Grund von Rumpelgeräuschen des Plattentellers aus den verarbeiteten Signalen entfernen und die verarbeiteten stereophonen Tonfrequenzsignale an die Ausgangsanschlüsse 22 A und 22 B liefern.

Die Synthetisierschaltung 34 schließt ein Tiefpaßfilter 38 zum Empfang der monophonen Summe der Ausgangssignale der Pufferschaltungen 30 A und 30 B ein. Das Filter 38 ist so aus­ gelegt, daß es die gesamte Energie oberhalb der oberen Grenze der interessierenden Frequenzen unterdrückt. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist das Filter 38 entsprechend so ausgelegt, daß die gesamte Signalenergie oberhalb von ungefähr 100 Hz unterdrückt wird.

Zur Erzeugung der Subharmonischen wird das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 38 in eine Anzahl von diskreten schmalen aneinan­ der angrenzenden Frequenzbändern unterteilt, so daß die auf diese Weise erzeugten Signalkomponenten zur Herstellung der Subharmonischen dieser speziellen Signalkomponenten verwendet werden können. Im einzelnen wird das Ausgangssignal des Filters 38 weiterhin den Eingängen einer Anzahl von Bandpaßfiltern 12 A, 12 B . . . 12 n zugeführt, die jeweils eine Bandpaßeigenschaft mit der interessierenden Bandbreite aufweisen. Wenn daher das Ausgangssignal des Filters 38 lediglich Signalenergie unter­ halb von 100 Hz enthält und der interessierende Teil des Signals bei ungefähr 40 bis 100 Hz liegt, und jede Bandbreite 10 Hz beträgt, so leitet das Filter 12 A die Signalenergie zwischen 40 und 50 Hz weiter, während das Filter 12 B die Si­ gnalenergie zwischen 50 und 60 Hz weiterleitet usw. Die Aus­ gänge der Filter 12 sind mit den Eingängen einer gleichen Anzahl von Frequenzteilern 14 verbunden, die jeweils auf den Teil des Ausgangssignals des Filters 12 inner­ halb des sehr schmalen Frequenzbandes ansprechen, das von diesem Filter weitergeleitet wird. Daher werden bei dem vor­ stehenden Beispiel, bei dem der interessierende Teil des Ton­ frequenzsignals in sechs Frequenzbänder unterteilt ist, sechs verschiedene Frequenzteiler 14 zur Erzeugung sub­ harmonischer Frequenzen verwendet, die jeweils im wesentlichen der halben ursprünglichen Frequenz entsprechen. Der erste Frequenz­ teiler 14 A spricht auf die Signalenergie von dem Filter 12 A zwischen 40 und 50 Hz an, so daß subharmonische Signale zwi­ schen ungefähr 20 und 25 Hz erzeugt werden. Der Frequenzteiler 14 B spricht auf die Signalenergie zwischen ungefähr 50 und 60 Hz vom Filter 12 B an und erzeugt subharmonische Signale zwischen ungefähr 25 und 30 Hz. In gleicher Weise sprechen die letzten vier Frequenzteiler vorzugsweise jeweils auf Signalenergie zwischen 60 bis 70 Hz, 70 bis 80 Hz, 80 bis 90 Hz und 90 bis 100 Hz an, um Subharmonische zwischen 30 bis 35 Hz, 35 bis 40 Hz, 40 bis 45 Hz bzw. 45 bis 50 Hz zu erzeugen. Die Ausgangssignale der Frequenzteiler 14 werden durch Summiereinrichtungen in Form von Widerständen 16 summiert. Wie dies im folgenden erkennbar ist, erzeugen bei der bevorzugten Ausführungsform die Frequenzteiler 14 zusätzlich zu den interessierenden Subharmonischen Signale, deren Frequenzen dem Anderthalbfachen der ursprünglichen Frequenz entsprechen. Entsprechend werden die Ausgangssignale der Frequenz­ teiler 14 mit Hilfe der Summierwiderstände 16 summiert und dann dem Eingang eines Tiefpaßfilters 42 zugeführt. Das Tief­ paßfilter 42 ist so ausgelegt, daß es die bei der andert­ halbfachen Frequenz liegenden Komponenten des Ausgangssi­ gnals der Frequenzteiler 14 unterdrückt, so daß das Ausgangs­ signal des Filters 42 lediglich die Subharmonischen bei der halben ursprünglichen Frequenz enthält. Das Ausgangssignal des Filters 42 ist mit dem Verstärker 24 ver­ bunden, der die Form eines Verstärkungssteuermoduls 24 auf­ weist. Der Verstärker verstärkt oder steuert die Verstärkung des Ausgangssignals des Filters 42 proportional zu dem bewerteten Steuersignal, das von der Bewertungsschaltung 26 geliefert wird, wobei die letztere Schaltung vorzugsweise ein Hochpaßfilter 44, einen Detektor 46, einen nichtlinearen Kondensator 48 und einen Steuerverstärker 50 einschließt.

Die Bewertungsschaltung 26 empfängt das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 38. Das Ausgangssignal des Filters 38 wird dem Hochpaßfilter 44 zugeführt, das die gesamte Signalenergie unterhalb einer minimalen interessierenden Frequenz unterdrückt (bei der bevorzugten Ausführungsform ist diese mini­ male Frequenz gleich 40 Hz). Das Ausgangssignal des Hochpaß­ filters 44 enthält daher lediglich Signalenergie von den beiden Kanälen zwischen den beiden interessierenden Frequenzen 40 und 100 Hz.

Das Ausgangssignal des Filters 44 wird einem Pegeldetektor 46 zugeführt, der vorzugsweise vom Effektivwert-Detektortyp ist. Der Ausgang des Detektors stellt daher den Effektivwert der gesamten Energie innerhalb des interessierenden Frequenzbandes dar, die am Eingang des Detektors erscheint. Der Detektor 46 ist so aufgebaut, daß er ein Ausgangssignal über einen nicht­ linearen Kondensator 48 an den Steuerverstärker 50 liefert. Der nichtlineare Kondensator 48 weist einen derartigen Typ auf, daß sich ein großer Kapazitätswert für sich langsam än­ dernde Signale während des Normalbetriebs ergibt. Wenn eine plötzliche Änderung des Baß-Pegels auftritt, ergibt der nicht­ lineare Kondensator jedoch die Dynamik, damit eine schnelle Änderung des Synthetisiervorganges möglich wird, so daß sich ein schnelles Ansprechen ergibt, wenn eine plötzliche Änderung auftritt. Der Steuerverstärker 50 liefert ein Ausgangssignal an den Steueranschluß des Verstärkungssteuermoduls 24. Wie dies im folgenden noch näher erläutert wird, bestimmt die Bewertungsschaltung 26 zusammen mit dem Verstärkungssteuermodul 24, ob eine ausreichende Energiemenge in dem interessierenden Frequenzbereich vorhanden ist, d. h. beispielsweise zwischen 40 und 100 Hz, wodurch das Ausmaß der Verstärkung der erzeugten Subharmonischen gesteuert wird. Weiterhin liefert der bevorzugte Effektivwertdetektor 46 eine Art eines Verstärkungssteuersignals unabhängig von der Kompliziertheit der ursprünglichen Schwingungsformen der Tonfrequenzsignale an den Eingangsanschlüssen 10 A und 10 B. Das Ausgangssignal des Verstärkungssteuermoduls 24 wird über einen Einstellwiderstand 52 dem Eingang eines Hochpaßfilters 54 zugeführt. Der einstellbare Widerstand 52 ist zur Ein­ stellung der Amplitude der hergestellten Subharmonischen bestimmt, die den Signalen in jedem Stereokanal hinzugefügt werden sollen. Das Hochpaßfilter 54 ist so ausgelegt, daß alle Störgeräusche unterhalb der künstlich hergestellten Baß-Signale, das heißt unterhalb von 25 Hz entfernt werden, die gegebenenfalls in der Synthetisierschaltung erzeugt wer­ den können. Das Ausgangssignal des Filters 54 wird dem Ein­ gang der Summierschaltung 32 zugeführt, worauf es nachfolgend jedem Kanal über die Summiereinrichtungen 20 A und 20 B hinzu­ gefügt wird.

Die Einzelheiten der Ausführungsform nach Fig. 2 und verschiedene zusätzliche Vorteile ergeben sich aus der folgenden Beschrei­ bung der Fig. 3A und 3B mit größerer Klarheit. Zur Er­ leichterung der zeichnerischen Darstellung wurde das Schalt­ bild nach Fig. 3 in zwei Figuren unterteilt, nämlich 3A und 3B, wobei die bezifferten Sechseckpunkte in dem Schaltbild nach Fig. 3A den in der gleichen Weise bezifferten Sechseck­ punkten in dem Schaltbild nach Fig. 3B entsprechen. Wie dies in Fig. 3A gezeigt ist, sind die Eingänge 10 A und 10 B über zwei Schaltarme 98 A und 98 B eines Schalters mit fünf Umschalt­ kontakten, die miteinander mechanisch gekuppelt sind, mit den Eingängen der Pufferschaltungen 30 A und 30 B verbunden, deren Ausgangssignale miteinander summiert und dem Eingang der Kombinationsschaltung 32 zugeführt werden. Die letztere weist einen Widerstände 100 und 102 einschließenden Spannungs­ teiler auf. Der Verbindungspunkt der Widerstände 100 und 102 ist mit einem Kondensator 104 verbunden, der seinerseits mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 106 verbunden ist. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 106 empfängt das Ausgangssignal der Synthetisierschaltung 34. Der negative Eingang des Operationsverstärkers 106 ist mit dessen Ausgang über einen Kondensator 108, einen Kondensator 110 und einen einstellbaren Widerstand 112 verbunden. Der Schleifer des ein­ stellbaren Widerstandes 112 ist direkt mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 106 verbunden, so daß die Größe des Gegenkopplungswiderstandes aus noch zu erläuternden Gründen änderbar ist. Der Ausgang der Kombinationsschaltung 32 ist über einen Widerstand 113 mit Ausgängen 114, 115 verbunden, um es einem Hörer zu ermöglichen, die künstlich hergestellten Baß­ signale am Ausgang der Kombinationsschaltung 32 zu überprüfen. Der Ausgang der Kombinationsschaltung 32 wird weiterhin über einen Kondensator 118, der seinerseits mit einem Widerstand 120 verbunden ist (dessen freier Anschluß geerdet ist) mit einem Schalter 122 verbunden. Der Schalter 122 ist dazu vor­ gesehen, die Kombinationsschaltung abzutrennen, wenn künstlich hergestellte Baßsignale nicht erwünscht sind. Der Schalter 122 ist seinerseits mit den Summiereinrichtungen 20 A und 20 B verbunden, so daß das künstlich hergestellte Baßsignal jedem Stereokanal hinzugefügt werden kann. Der Ausgang der Kombinations­ schaltung 32 ist über den Schalter 122 mit dem positiven Ein­ gang der Operationsverstärker 124 A und 124 B der Summiereinrich­ tung 20 A bzw. 20 B verbunden. Die positiven Eingänge sind über einen Widerstand 126 gegenüber Erde vorgespannt. Die negativen Eingänge der Operationsverstärker 124 A und 124 B sind zum Empfang der Tonfrequenzsignale von den Eingangspufferschaltungen 30 A und 30 B über Widerstände 128 A bzw. 128 B angeschaltet. Die nega­ tiven Eingänge der Operationsverstärker 124 A und 124 B sind mit den Ausgängen der jeweiligen Verstärker über Gegenkopplungs­ widerstände 130 A bzw. 130 B verbunden. Die Ausgänge der Opera­ tionsverstärker 124 A und 124 B sind mit den Eingängen von Hoch­ paßfiltern 36 A bzw. 36 B verbunden. Die Ausgänge der Hochpaß­ filter 36 A und 36 B sind über Schalter 98 C und 98 D mit dem Ausgangsanschluß 22 A bzw. 22 B verbunden. Die Schalter 98 C und 98 D, die miteinander und mit den Schaltern 98 A und 98 B mechanisch gekoppelt sind, ergeben einen Nebenschluß zur Übertragung der Eingangssignale an den Eingangsanschlüssen 10 A und 10 B direkt zu den Ausgangsanschlüssen 22 A und 22 B wenn sich die mechanisch miteinander gekuppelten Schalter in einer Stellung befinden, während die gesamte Schaltung verwendet wird, wenn sie sich in der zweiten Stellung befinden.

Die Ausgangssignale der Eingangspufferschaltungen 30 A und 30 B werden außerdem miteinander mit Hilfe von Widerständen 140 A bzw. 140 B summiert und dem Eingang des Tiefpaßfilters 38 der Synthetisierschaltung 34 zugeführt. Der Eingang des Tiefpaß­ filters 38 ist mit einem Kondensator 142′, dessen anderer An­ schluß mit Erde verbunden ist, und einem Widerstand 144 ver­ bunden. Der freie Anschluß des Widerstandes 144 ist mit je­ weils einem Anschluß eines Kondensators 146 und eines Wider­ standes 148 verbunden. Der freie Anschluß des Kondensators 146 ist mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 150 und außerdem direkt mit dem Ausgang dieses Operationsver­ stärkers 150 verbunden. Der freie Anschluß des Widerstandes 148 ist mit dem positiven Eingang des Verstärkers 150 verbun­ den, der über einen Kondensator 152 mit Erde verbunden ist.

Der Ausgang des Verstärkers 150 ist (wie dies in Fig. 3B ge­ zeigt ist) mit den Filtern 12 verbunden. Jedes Filter 12 ist mit einem entsprechenden Subharmonischen-Generator in Form eines Frequenzteilers 14 ver­ bunden. Ein Filter 12 sowie ein Frequenzteiler 14 zur Erzeugung der subharmonischen Frequenzen bei der halben Ausgangsfrequenz ist ausführlicher in Fig. 4 gezeigt. Es ist verständlich, daß alle Filter 12 und Frequenzteiler 14 identisch ausgebildet sind, mit der Ausnahme geringer Änderungen der Werte der Widerstände und Kondensatoren, und zwar in Abhängigkeit von den interes­ sierenden Frequenzbändern, wie dies für den Fchmann allge­ mein bekannt ist. Wie dies in Fig. 3B gezeigt ist, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 150 des Filters 38 dem Eingang 160 des Filters 12 zugeführt. Der Eingang 160 ist mit den anderen Eingängen der anderen Filter verbunden. Wie dies aus Fig. 4 zu erkennen ist, ist der Eingang 160 mit einem Wider­ stand 162 verbunden, dessen freier Anschluß über einen Wider­ stand 164 mit Erde und über einen Kondensator 166 mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 168 verbunden ist. Der negative Eingang des Operationsverstärkers 168 ist über einen Gegenkopplungswiderstand 170 und einen Gegenkopp­ lungskondensator 172 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 168 verbunden. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 168 ist mit dem Schleifer eines Einstellwiderstandes 174 ver­ bunden. Ein Anschluß des Einstellwiderstandes 174 ist über einen Widerstand 176 mit Erde und über einen Widerstand 178 mit dem anderen Anschluß verbunden. Dieser andere Anschluß des Einstellwiderstandes 174 ist weiterhin über einen Wider­ stand 180 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 168 ver­ bunden. Der Einstellwiderstand 174 ermöglicht die Einstellung des Q-Wertes des Filters 12. Das Ausgangssignal des Operations­ verstärkers 168 bildet das Ausgangssignal des Filters 12 und ist mit dem Eingang des Frequenzteilers 14 verbun­ den.

Der Eingang des Frequenzteilers 14 ist mit einem Nulldurchgangs- Detektor 182 und außerdem mit einer ±1-Verstärkungsschaltung verbunden, die bei der bevorzugten Ausführungsform die Form eines Ringmischers 184 aufweist. Der Detektor 182 kann ein Komparator, Doppelbegrenzer, Quadrierer oder eine ähnliche Einrichtung sein. Der Eingang des Nulldurchgangsdetektors 182 ist vorzugsweise mit einem Widerstand 186 verbunden, der seinerseits mit einem Kondensator 188 verbunden ist. Der Kondensator 188 ist seinerseits mit dem negativen Ein­ gang eines Operationsverstärkers 190 verbunden. Der negative Eingang des Operationsverstärkers 190 ist über einen Gegen­ kopplungswiderstand 192 mit dem Ausgang dieses Operations­ verstärkers verbunden, während der positive Eingang dieses Operationsverstärkers mit Erde verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 190 ist über einen Widerstand 193 mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 194 ver­ bunden. Der positive Eingang eines Operationsverstärkers 194 ist über einen Widerstand 196 mit Erde und über einen Widerstand 198 mit dem Ausgang dieses Operationsverstärkers 194 verbunden. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 194 ist mit dem Eingang eines Frequenzteilers 200 verbunden. Dieser Frequenz­ teiler ist vorzugsweise eine durch 2 teilende Flipflop-Schal­ tung, die in der Technik gut bekannt ist und die daher nicht ausführlich beschrieben wird. Allgemein liefert der Frequenz­ teiler 200 an seinem Ausgangsanschluß 204 ein Digitalsignal mit einer Impulswiederholfrequenz, die gleich der halben Frequenz des Signals an seinem Eingangsanschluß 202 ist.

Der Ausgangsanschluß 204 des Frequenzteilers 200 ist mit dem Eingang des Ringmodulators 184 verbunden. Der Eingang des Ringmodulators 184 ist über einen Widerstand 210 und über einen Kondensator 212 mit dem Gitteranschluß eines Schalt­ transistors 210 verbunden. Der Schalttransistor 214 ist von gut bekannter Art und ist vorzugsweise ein Feldeffekttransistor. Wenn ein positives Steuersignal dem Gitteranschluß zugeführt wird, wird der Transistor zwischen seinen Hauptanschlüssen 216 und 218 leitend während, wenn ein negatives Steuersignal dem Gitteranschluß zugeführt wird, der Transistor 214 nicht leitend wird. Der Anschluß 216 des Feldeffekttransistors ist mit Erde verbunden während der Anschluß 218 mit dem positiven Eingang eines Operationsverstärkers 220 verbunden ist. Der Ringmodulator 184 empfängt ein Eingangssignal von dem Filter 12 über einen Kondensator 222, dessen freier Anschluß mit dem Verbindungspunkt eines mit Erde verbundenen Widerstandes 224 und eines Widerstandes 226 verbunden ist. Der letztere Wider­ stand ist mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 220 verbunden. Der Kondensator 222 ist weiterhin über einen Widerstand 228 mit dem negativen Eingang des Operationsver­ stärkers 220 verbunden. Der negative Eingang des Operations­ verstärkers 220 ist über einen Gegenkopplungswiderstand 230 mit dem Ausgang dieses Operationsverstärkers verbunden, und dieser Ausgang ist andererseits mit dem Ausgangsanschluß 232 verbunden. Der Ausgangsanschluß 232 ist mit dem Summierwider­ stand 16 nach Fig. 3B verbunden.

Bei erneuter Betrachtung der Fig. 3B ist zu erkennen, daß bei der bevorzugten Ausführungsform der Ausgang jedes Ring­ modulators der Generatoren über einen entsprechenden Wider­ stand 16 mit dem Eingang eines Tiefpaßfilters 42 verbunden ist. Der Eingang des Tiefpaßfilters 42 ist mit einem Konden­ sator 240 verbunden, um Hochfrequenz-Anteile gegen Erde kurz­ zuschließen. Um einen größeren Abfall des Frequenzganges zu erzielen, ist der Eingang des Filters 42 weiterhin mit einem Widerstand 242 verbunden, der seinerseits über einen Widerstand 244 mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 246 und über einen Kondensator 248 mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 246 verbunden ist. Der positive Ein­ gang des Operationsverstärkers 246 ist über einen Kondensator 250 mit Erde verbunden. Der negative Eingang des Operations­ verstärkers 246 ist über einen Widerstand 252 mit Erde und über einen Widerstand 254 mit dem Eingang des Verstärkungs­ steuermoduls 24 verbunden. Der Eingang des Verstärkungssteuer­ moduls 24 ist über einen Kondensator 260 angeschaltet, der seinerseits über einen Einstellwiderstand 262 mit Erde, über einen Widerstand 264 mit dem negativen Eingang eines Opera­ tionsverstärkers 266 und über einen Widerstand 268 mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 266 verbunden ist. Der negative Eingang des Operationsverstärkers 266 ist über einen Widerstand 270 mit dem Schleifer des Einstellwider­ standes 262, über einen Widerstand 272 mit Erde und über einen Widerstand 274 mit dem Ausgang dieses Operationsverstärkers verbunden, wobei dieser Ausgang den Ausgang des Verstärkungs­ steuermoduls 24 bildet. Der positive Eingang des Operations­ verstärkers 266 des Verstärkungssteuermoduls 24 ist mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 276 verbunden. Der Kollektor dieses Transistors 276 ist mit dem Emitter über einen Wider­ stand 278 verbunden. Der Emitter ist seinerseits mit Erde verbunden. Die Basis des Transistors 276 ist zum Empfang des Ausgangssignals des Steuerverstärkers 50 der Bewertungsschaltung 26 angeschaltet.

Wie dies aus Fig. 3A zu erkennen ist, ist die Bewertungsschaltung so angeschaltet, daß sie das Ausgangs­ signal des Tiefpaßfilters 38 empfängt. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 150 des Filters 38 ist mit dem Eingang des Hochpaßfilters 44 verbunden. Der Eingang des Filters 44 ist mit einem Kondensator 290 verbunden, dessen freier Anschluß über einen Widerstand 292 mit Erde und über einen Kondensator 294 mit dem Verbindungspunkt eines Kondensators 296 und eines Widerstandes 298 verbunden ist. Der andere Anschluß des Kon­ densators 296 ist mit dem positiven Eingang eines Operations­ verstärkers 300 und über einen Widerstand 302 mit Erde ver­ bunden. Der Widerstand 298 ist mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 300 verbunden, der über einen Gegen­ kopplungswiderstand 304 mit dem Ausgang des Verstärkers 305 verbunden ist. Der negative Eingang des Operationsverstärkers 300 ist weiterhin über einen Widerstand 306 mit dem Schleifer eines Einstellwiderstandes 308 und über einen Widerstand 310 mit Erde verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 300 ist über den Einstellwiderstand 308 mit Erde und über einen Kondensator 312 mit dem Eingang des Detektors 46 nach Fig. 3B verbunden.

Wie dies aus Fig. 3B zu erkennen ist, ist der Detektor 46 ein Detektor, der den Effektivwert des Signalpegels am Kon­ densator 312 mißt und ein Steuersignal an seinem Ausgang lie­ fert, das von diesem Wert an seinem Eingang abhängt. Derartige Detektoren sind in der Technik gut bekannt (siehe beispiels­ weise US-PS 36 81 618).

Bei der bevorzugten Ausführungsform des Detektors nach Fig. 3B ist der Eingang des Detektors 46, d. h. der Signalkondensator 312 (nach Fig. 3A) mit dem Eingang eines Operations-Gleich­ richters 313 und über einen Widerstand 314 mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 316 verbunden. Der Ein­ gang des Detektors 46 ist weiterhin über einen Widerstand 318 des Operations-Gleichrichters 313 mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 320 verbunden. Der negative Ein­ gang des Operationsverstärkers 320 ist über einen Widerstand 322 mit der Anode einer Diode 324 und mit einem Widerstand 326 verbunden, der mit dem negativen Eingang des Operations­ verstärkers 316 verbunden ist. Die Kathode der Diode 324 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 320 verbunden. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 320 ist mit Erde verbunden. Zusätzlich ist der negative Eingang des Opera­ tionsverstärkers 320 über einen Widerstand 328 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 320 und mit der Kathode der Diode 324 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 320 des Operations- Gleichrichters 313 ist über einen Widerstand 332 mit einem Synthesizer-Anzeiger 334 verbunden, der ein wahlweise verwend­ bares Merkmal der beschriebenen Ausführungsform darstellt.

Der Anzeiger 334 schließt einen NPN-Transistor 336 ein, dessen Basis mit dem Widerstand 332 des Detektors 46 verbunden ist, dessen Emitter über einen Widerstand 338 mit Erde verbunden ist und dessen Kollektor über einen Widerstand 340 mit einer Leuchtdiode 342 verbunden ist, die ihrerseits mit einer posi­ tiven Spannungsquelle verbunden ist. Der Anzeiger 334 ist im wesentlichen so ausgebildet, daß sich eine Ansteuerung der Leuchtdiode 342 ergibt, wenn die subharmonischen Frequenzen erzeugt werden.

Wie bei erneuter Betrachtung des Detektors 46 zu erkennen ist, ist der positive Eingang des Operationsverstärkers 316 mit Erde verbunden während der negative Eingang mit der Basis und dem Kollektor eines Transistors 344 und mit dem Emitter eines Transistors 346 verbunden ist. Die Basis und der Kollek­ tor des Transistors 346 sind miteinander und mit dem Emitter eines Transistors 348 verbunden. Die Basis- und Kollektor­ anschlüsse der Transistoren 348 und 350 sowie der Emitter des Transistors 344 sind alle miteinander und mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 316 verbunden. Der Emitter des Transistors 350 ist mit einer negativen Gleichspannungsvor­ spannung über einen Widerstand 352 verbunden. Der Emitter des Transistors 350 ist weiterhin mit dem Eingang des nichtlinearen Kondensators 48 verbunden.

Dieser nichtlineare Kondensator 48 ermöglicht die Anwendung sehr langer Glättungszeitkonstanten auf das Steuerspannungs­ signal, das am Ausgang des Detektors 46 geliefert wird, für eingeschwungene oder sich langsam ändernde Signale, so daß die Größe der Welligkeit am Ausgang wesentlich verringert wird und nur geringe Verzerrungen zum Tonfrequenzsignal hin­ zugefügt werden. Zur gleichen Zeit ermöglicht der nichtlineare Kondensator sehr schnelle Signaländerungen, um in ähnlicher Weise schnelle Änderungen des gleichen Steuerspannungssignals am Ausgang zu erzielen, so daß vorübergehende Einschwing- oder Anschwellsignale verbessert werden. Der nichtlineare Kondensator 48 empfängt an seinem Eingang 354 das Ausgangs­ signal des Detektors 46. Ein Verbindungspunkt 354 ist über einen ersten Kondensator 356 mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 358 verbunden, dessen positiver Ein­ gang mit Erde verbunden ist. Der Ausgang des Operationsver­ stärkers 358 ist über einen Widerstand 360 und über einen Kondensator 362 mit seinem negativen Eingang verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 358 ist weiterhin mit der Anode einer Diode 364 und der Kathode einer Diode 366 ver­ bunden, wobei diese Dioden vorzugsweise Siliziumdioden sind. Die Kathode der Diode 364 und die Anode der Diode 366 sind ebenfalls mit dem invertierenden Eingang des Operationsver­ stärkers 358 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 358 ist über einen Kondensator 368 mit dem Verbindungspunkt 354 verbunden. Zur Erzielung optimaler Ergebnisse weist der Widerstand 360 vorzugsweise einen relativ großen Wert auf, damit sich eine erhebliche Vorspannung zwischen dem inver­ tierenden Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers 358 ergibt.

Es ist verständlich, daß die Verstärkung des Operationsver­ stärkers 358 des nichtlinearen Kondensators 48 (die Verstärkung ist hier als das Verhältnis der Spitze-Spitze-Spannung am Aus­ gang des Verstärkers 358 gegenüber der gewünschten Welligkeits­ spannung am Verbindungspunkt 345 definiert) durch das Verhält­ nis der Impdeanz C 356 des Kondensators 356 zur Impedanz C 362 des Kondensators 362 bestimmt ist. Diese Impedanzen ändern sich jedoch mit der Frequenz. Es wurde festgestellt, daß zur Erzielung optimaler Betriebseigenschaften das Verhältnis der Kapazitäten, d. h. C 356/C 362 größer als oder gleich ungefähr 100 sein sollte. Es ist verständlich, daß die Wirkung der Kapazität des nichtlinearen Kondensators 48 eine Funktion der Verstärkung des Operationsverstärkers 358 ist, die anderer­ seits eine Funktion davon ist, wie schnell sich der Spannungs­ pegel am Verbindungspunkt 354 ändert. Für einen eingeschwun­ genden Zustand oder für sich sehr langsam ändernde Signalpegel am Verbindungspunkt 354 bleiben die Dioden 364 und 366 im wesentlichen nicht leitend, so daß auf Grund des Vorspannungs­ widerstandes 360 die Verstärkung des Operationsverstärkers 358 im wesentlichen hoch bleibt und die effektive Kapazität daher groß ist. Wenn beispielsweise die Verstärkung des Opera­ tionsverstärkers 358 gleich 100 ist so ergibt sich eine Änderung von einem gB am Verbindungspunkt 354 (was ungefähr 6 Millivolt entspricht) eine Änderung von 600 Millivolt am Ausgang des Operationsverstärkers 358, wobei diese Änderung nicht aus­ reicht, um die Dioden 364 und 366 leitend zu machen, so daß die effektive Kapazität ziemlich groß ist. Wenn jedoch die Nachführrate am Verbindungspunkt 354 ansteigt, so steigt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers um den hundertfachen Faktor an, worauf die Dioden zu leiten beginnen. Wenn die Dioden mehr und mehr leitend werden steigt der Strom durch eine der Dioden 68 oder 70 (in Abhängigkeit davon, ob sich die Spannung in positiver oder negativer Richtung ändert) an, so daß im Ergebnis die Verstärkung des Operationsver­ stärkers absinkt und die effektive Kapazität des nichtlinearen Kondensators 48 verringert wird.

Der Verbindungspunkt 354 des nichtlinearen Kondensators 48 ist mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 370 des Steuerverstärkers 50 verbunden. Der negative Eingang des Operationsverstärkers 370 ist über einen Widerstand 372 mit Erde und über einen Widerstand 374 mit dem Ausgang des Opera­ tionsverstärkers 370 verbunden. Der Ausgang des Operations­ verstärkers 370 ist weiterhin mit der Basis des Transistors 276 des Verstärkungssteuermoduls 24 verbunden, um die Größe der Verstärkung des Signals zu steuern, das dem Eingang des Verstärkungssteuermoduls 24 vom Tiefpaßfilter 42 zuge­ führt wird, wobei das verstärkte Ausgangssignal an dem mit der Ziffer 3 bezeichneten Sechseck erscheint.

Wie es aus Fig. 3A zu erkennen ist, ist der Ausgang des Ver­ stärkungssteuermoduls 24 an dem mit der Ziffer 3 bezeichneten Sechseck über einen Einstellwiderstand 52 mit Erde verbunden. Der Schleifer des Einstellwiderstandes 52 ist mit dem Eingang des Hochpaßfilters 54 verbunden. Der Eingang des Hochpaß­ filters 54 ist mit dem Kondensator 380 verbunden, der seiner­ seits über einen Kondensator 382 mit dem positiven Eingang eines Operationsverstärkers 384 und über einen Widerstand 386 mit dem negativen Eingang dieses Operationsverstärkers 384 verbunden ist. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 384 ist über einen Widerstand 388 mit Erde verbunden während der negative Eingang mit dem Ausgang dieses Operationsver­ stärkers verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 384 ist weiterhin über einen Kondensator 387 mit einem Anschluß eines Widerstandes 385 verbunden, dessen anderer Anschluß mit Erde verbunden ist. Der Verbindungspunkt zwischen dem Kon­ densator 387 und dem Widerstand 385 ist über einen Schalter 98 E (der mechanisch mit den Schaltern 98 A, 98 B, 98 C und 98 D gekuppelt ist) mit dem positiven Eingang eines Operationsverstärkers 106 der Kombinationsschaltung 32 verbunden, wobei dieser positive Eingang weiterhin über einen Widerstand 390 mit Erde verbunden ist.

Im Betrieb ist der Schalter 98 für den Betrieb der Generator­ schaltung für die subharmonischen Frequenzen so eingestellt, daß stereophone Zweikanal-Signale, die den jeweiligen Eingangs­ anschlüssen 10 A und 10 B zugeführt werden, den Eingangspuffer­ schaltungen 30 A und 30 B zugeführt werden. Die Ausgangssignale der Pufferschaltungen 30 A und 30 B werden in den Widerständen 100 und 102 der Kombinationsschaltung 32 summiert, um ein mono­ phones Signal über den Kondensator 104 an den negativen Ein­ gangsanschluß des Operationsverstärkers 106 zu liefern. Der Verstärker 106 fügt zu diesem monophonen Signal die künstlich hergestellten Baßsignale hinzu, die von der Synthesizer- Schaltung 34 dem positiven Eingangsanschluß dieses Verstärkers 106 zugeführt werden. Das Ausgangssignal des Operationsver­ stärkers 106 stellt daher die Summe der Eingangssignale an seinen negativen und positiven Eingangsanschlüssen dar und ist mit einer Verstärkung verstärkt, die von der Einstellung des Einstellwiderstandes 112 abhängt. Der Einstellwiderstand 112 stellt nicht nur die Verstärkung des Verstärkers sondern auch die "Übergangsfrequenz" der Kombinationsschaltung ein. Der Einstellwiderstand 112 ist zwischen einer Position, bei der sich keine Verstärkung ergibt, und einer Position, bei der sich die maximale Verstärkung ergibt, einstellbar. Es wurde festgestellt, daß wenn nur ein geringer Niederfrequenzanteil in den Tonfrequenzsignalen vorhanden ist, dies anzeigt, daß etwas Energie bei sehr niedrigen Frequenzen vorhanden ist. Durch Vergrößerung der Verstärkung des Verstärkers 106 auf Grund der Änderung des Widerstandes des Einstellwiderstandes 112 wird gleichzeitig die Übergangsfrequenz des Filters abge­ senkt, das durch die Gegenkopplungspfade des Verstärkers 106 gebildet ist. Wenn es erwünscht ist, das Ausgangssignal des Verstärkers 106 einzustellen und insbesondere die Kontur des Signals durch Einstellen des Widerstandes 112 einzustellen, kann der Zuhörer sehr einfach den monophonen Ausgang des Ver­ stärkers 106, der die künstlich hergestellten Baßfrequenzen einschließt, an den Ausgangsanschlüssen 114 und 116 abhören. Die Ausgänge der Pufferschaltungen 30 A und 30 B werden außer­ dem über die Widerstände 140 A und 140 B dem Eingang des Tief­ paßfilters 38 zugeführt. Dieses Tiefpaßfilter ist im wesent­ lichen so ausgelegt, daß es Energie bei höheren Frequenzen oberhalb von 100 Hz unterdrückt. Das Ausgangssignal des Tief­ paßfilters wird dann jedem der Bandpaßfilter 12 zugeführt, die ihrerseits ein Ausgangssignal an den entsprechenden Null­ durchgangsdetektor 182 und den entsprechenden Ringmodulator 184 des Frequenzteilers 14 liefern. Das Ausgangssignal des Detektors 182 ist im wesentlichen ein digitales Ausgangssignal mit einer Impulswiederholfrequenz, die im wesentlichen gleich der Frequenz des Ausgangssignals des Filters 12 ist. Das Ausgangssignal des Detektors 182 wird dem Eingangsanschluß 202 der Flipflop-Schaltung 200 zugeführt. Das Ausgangssi­ gnal der Flipflop-Schaltung 200 ist ein digitales Signal mit einer Impulswiederholfrequenz, die gleich der halben Impuls­ wiederholfrequenz am Ausgang des Detektors 182 ist. Das Aus­ gangssignal der Flipflop-Schaltung 200 wird dem Gitteranschluß 214 zugeführt. Wenn das Ausgangssignal positiv ist, so wird der positive Eingang des Operationsverstärkers 220 des Modula­ tors 184 gegen Erde kurzgeschlossen. Hierdurch wird das ursprüng­ liche Eingangssignal vom Filter 12 moduliert. Wie dies gut bekannt ist, sind Ringmodulatoren Bauelemente, bei denen das Trägersignal, d. h. das Ausgangssignal der Flipflop- Schaltung 200 unterdrückt ist. Das Ausgangssignal dieses Ringmodulators hat jedoch zwei Komponenten, von denen eine eine Funktion der Frequenz des Eingangssignals (fin), d. h. vom Filter 12, vergrößert um die Frequenz des Trägersignals von der Flipflop-Schaltung 200 ist, während die zweite Kom­ ponente eine Frequenz aufweist, die der Frequenz des Eingangs­ signals abzüglich der Frequenz des Trägersignals entspricht. In diesem Fall ist das Trägereingangssignal das Ausgangssignal der Flipflop-Schaltung, dessen Frequenz halb so groß ist wie die Frequenz des Eingangssignals (fin/2). Daher hat der Aus­ gang des Ringmodulators 184 zwei Frequenzkomponenten, näm­ lich fin/2 und 3 fin/2. Die Ausgänge aller Ringmodulatoren 184 der Subharmonischen-Generatoren 14 werden über Wider­ stände 16 summiert und dem Tiefpaßfilter 42 zugeführt. Dieses Tiefpaßfilter ist so ausgelegt, daß es die fin/2-Komponente des Ausgangssignals jedes Modulators weiterleitet, während die 3 fin/2-Komponenten unterdrückt werden. Daher wird das Ausgangssignal des Filters 42 im wesentlichen durch die subharmonischen Frequenzkomponenten gebildet, die erzeugt wur­ den. Diese Komponenten werden dem Verstärkungssteuermodul 24 zugeführt.

Um zu bestimmen, ob ausreichende Energie bei niedrigen Fre­ quenzen zur Verfügung steht, um die Subharmonischen an die Haupt-Stereokanäle über die Summiereinrichtungen 20 A und 20 B zu liefern, wird das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 38 weiterhin der Bewertungsschaltung 26 zugeführt. Das Ausgangssignal des Filters 38 wird dem Hoch­ paßfilter 44 nach Fig. 3A zugeführt. Dieses Hochpaßfilter unterdrückt alle Signalenergie unterhalb von 40 Hz, so daß das Ausgangssignal dieses Filters durch die Energie gebildet ist, die bei Frequenzen zwischen 40 und 100 Hz liegt. Es ist zu erkennen, daß der Schwellwertausgang des Filters 44 mit Hilfe des Einstellwiderstandes 308 einstellbar ist. Der Aus­ gang des Hochpaßfilters 44 wird dann dem Detektor 46 zuge­ führt. Das Eingangssignal an diesem Detektor ist durch die gesamte Energie von den ursprünglichen Signalen gebildet, die in dem interessierenden Frequenzband liegt, d. h. zwischen 40 und 100 Hz. Wenn dieser Pegel ausreichend ist, liefert der Detektor zwei Ausgangssignale. Ein Ausgangssignal wird an den Synthesizer-Anzeiger 334 geliefert. Ein Ausgangssignal an diesem Anzeiger steuert die Leuchtdiode 342 so an, daß dem Hörer angezeigt wird, daß Baßinformation vorhanden ist und daß die Schaltung eine niedrige Frequenz aufweisende subhar­ monische Signale erzeugt. Wie dies gut bekannt ist, mißt der Detektor den Signalpegel am Ausgang des Hochpaßfilters 44 auf einer Effektivwertbasis mit geringer Welligkeit oder ohne Welligkeit, so daß das Ausgangssignal des Detektors linear in Dezibel auf sein Eingangssignal bezogen ist. Das Ausgangs­ signal des Detektors 46 wird dem nichtlinearen Kondensator 48 zugeführt.

Die effektive Kapazität des Kondensators 48 hängt von den dynamischen Eigenschaften des Signals am Verbindungspunkt 354 ab, wie dies weiter oben erläutert wurde. Das Signal am Verbindungspunkt 354 wird dem Steuerverstärker 50 zuge­ führt. Der Steuerverstärker 50 verstärkt das Signal am Ver­ bindungspunkt 354 und liefert das verstärkte Signal an die Basis des Transistors 276 des Verstärkungssteuermoduls 24. Wenn nur sehr wenig Energie vorhanden ist, ist das Ausgangs­ signal des Operationsverstärkers 370 des Steuerverstärkers 350 sehr klein, so daß der Transistor 276 nicht leitend bleibt. In einem derartigen Fall sind die Werte der Widerstände 268 und 278 bezüglich der Werte der Widerstände 264 und 262 derart, daß das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 266 gleich 0 ist. Insbesondere bleiben die Signale an den positiven und negativen Eingängen des Operationsverstärkers 266 im wesent­ lichen gleich. Wenn jedoch die in dem Signal vorhandene Baß­ energie größer wird, so daß auch das Ausgangssignal des Effek­ tivwertdetektors und das Ausgangssignal des Verstärkers 50 größer werden, beginnt der Transistor 276 zu leiten, wodurch der wirksame Widerstandswert des Widerstandes 278 durch die Parallelschaltung des Transistors 276 verkleinert wird. Hier­ durch wird der Signalpegel am negativen Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 266 gegenüber dem Signalpegel an dem positiven Eingangsanschluß des Verstärkers 266 vergrößert, wo­ durch ein Ausgangssignal des Operationsverstärkers 266 hervor­ gerufen wird, dessen Amplitude von der Größe dieser Differenz abhängt. Wenn daher der Transistor 276 mehr und mehr leitend wird, so fließt immer weniger Strom durch den Widerstand 278 und es ergibt sich ein immer kleineres Signal an dem positiven Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 266 des Verstärkungs­ steuermoduls 24. Weil sich die positiven und negativen Eingangs­ signale nicht mehr länger aufheben, ergibt sich eine insge­ samt negative Verstärkung. Wenn daher die Signalenergie an­ steigt, steigt auch das Ausmaß der Signalverstärkung an. Das Ausgangssignal der auf diese Weise erzeugten subharmonischen Frequenzkomponenten wird über den Einstellwiderstand 52 wei­ tergeleitet, der so eingestellt wird, daß die Amplitude der künstlich hergestellten subharmonischen Baßfrequenzkomponenten änderbar ist. Die Signale durchlaufen den Einstellwiderstand und gelangen zum Hochpaßfilter 54. Dieses Hochpaßfilter er­ möglicht weiterhin die Beseitigung irgendwelcher Störungen bei niedrigen Frequenzen, wie z. B. Störungen auf Grund des Plattentellerrumpelns. Das Ausgangssignal des Filters 54 wird dem Eingang der Kombinationsschaltung 32 zugeführt, in der es der monophonen Summe der ursprünglichen Signalenergie beider Kanäle hinzugefügt wird. Das Ausgangssignal der Summierschaltung 32 wird zu den ursprünglichen stereophonen Signalen über die Summiereinrichtungen 20 A und 20 B hinzugefügt. Das Ausgangs­ signal der Summiereinrichtungen 20 A und 20 B wird den Hoch­ paßfiltern 36 A und 36 B zugeführt, die alle niederfrequenten Rumpenstörsignale entfernen, die in dem Signal vorhanden sein können. Die an den Anschlüssen 22 A und 22 B erscheinenden Signale schließen daher nicht nur die ursprünglichen den Eingangsanschlüssen 10 A und 10 B zugeführten Signale, sondern außerdem subharmonische Signale ein, die in der Synthetisier­ schaltung 34 hergestellt wurden und die von anderen nieder­ frequenten Informationen abgeleitet sind, die in dem Signal vorhanden sind. Auf diese Weise ergibt sich in jedem Kanal ein reicheres und damit verbessertes modifiziertes Signal.

Obwohl im Vorstehenden eine bevorzugte Ausführungsform des Tonfrequenz-Signalverarbeitungssystems beschrieben wurde, ist zu erkennen, daß eine Vielzahl von Modifikationen durch­ geführt werden kann. Beispielsweise wurde die ±1-Verstär­ kungsschaltung in Form eines Ringmodulators beschrieben, doch können auch andere Bauelemente für diesen Modulator verwen­ det werden. Beispielsweise kann eine Sinus-Teilerschaltung unter Verwendung von Rückkopplungs- und Modulationstechniken oder ein phasenstarrer Sinusoszillator verwendet werden, wie er beispielsweise in der Literaturstelle "Pulse, Digital and Switching Waveforms; Devices and Circuits for their Generation and Processing" von Millman, Jacob und Taub, Herbert, McGraw- Hill Book Company, New York, 1965, Seiten 738 bis 741 be­ schrieben wurde. Weiterhin kann, obwohl bei der Ausführungs­ form nach den Fig. 2 bis 4 die Erzeugung von subharmoni­ schen Frequenzen bei der halben ursprünglichen Frequenz be­ schrieben wurde, ohne weiteres andere Subharmonische erzeugt und dem ursprünglichen Signal hinzugefügt werden.

Beispielsweise können gemäß Fig. 5 Filter 12′ und Frequenzteiler 14′ anstelle der entsprechenden Filter 12 und Frequenzteiler 14 nach den Fig. 2 bis 4 derart eingesetzt werden, daß sich subharmonische Frequenzen bei einem Drittel der Frequenzen der Komponenten des ursprünglichen Signals an den Eingangsanschlüssen 10 A und 10 B erzeugt werden, die dem ursprünglichen Signal über die Kombinationsschaltung 32 und die Summiereinrichtungen 20 A und 20 B hinzugefügt werden. Wie dies in Fig. 5 gezeigt ist, ist ein Filter 12′ und ein Frequenz­ teiler 14′ für jedes der Filter 12 und Frequenzteiler 14 nach Fig. 2 vorgesehen. Das Filter 12′ ist identisch zum Filter 12 mit der Ausnahme, daß die Bandpaßeigenschaften jedes Filters 12′ so gewählt sind, daß die gewünschten subharmo­ nischen Frequenzen von den durch jedes Filter hindurchgelei­ teten Komponenten abgeleitet werden. Diese Bandpaßeigenschaften sind durch die vorgegebenen Werte der einzelnen Bauteile des Filters 12′ festgelegt, wie dies für den Fachmann bekannt ist.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 168 des Filters 12′ ist mit dem Eingang einer -2, +1-Verstärkungsschaltung 400 und über einen Kondensator 402 mit dem positiven Eingang eines Vergleichers 404 verbunden, wobei dieser positive Eingang über einen Wider­ stand 406 mit Erde verbunden ist. Der negative Eingang des Vergleichers 404 ist über einen Kondensator 410 mit Erde und über einen Gegenkopplungswiderstand 408 mit dem Ausgang dieses Vergleichers verbunden. Der Ausgang des Vergleichers 404 ist über einen Widerstand 412 mit der Basis eines Transistors 414 verbunden. Der Kollektor des Transistors 414 ist über einen Widerstand 416 mit der Basis eines Transistors 418 verbunden. Die Emitter der Transistoren 414 und 418 sind mit Erde ver­ bunden während ihre Kollektoren über jeweilige Vorspannungs­ widerstände 420 und 422 mit einer positiven Gleichspannung verbunden sind. Die Kollektoren der Transistoren 414 und 418 sind mit einem Differenzierer verbunden. Dieser Differenzierer schließt einen Kondensator und einen Widerstand ein, wobei der Kollektor des Transistors 414 mit einem Kondensator 426 verbunden ist, der seinerseits über einen Widerstand 430 mit Erde verbunden ist, während der Kollektor des Transistors 418 mit einem Kondensator 424 verbunden ist, der über einen Wider­ stand 428 mit Erde verbunden ist. Wie dies im folgenden noch näher erläutert wird, sind die Werte der Kondensatoren 424 und 426 und der Widerstände 428 und 430 so gewählt, daß sich eine relativ schnelle Entladung beispielsweise im Zeitraum von einer Millisekunde im Vergleich zur Zeitdauer einer Periode des ursprünglichen am Ausgang des Filters 12′ erscheinenden Signals und insbesondere zur Länge der Impulse ergibt, die am Ausgang des Vergleichers 404 auftreten.

Die Ausgänge der Differenzierer sind mit den Eingängen eines ODER-Verknüpfungsgliedes verbunden. Der Kondensator 424 ist mit der Anode einer Diode 432 verbunden, während der Konden­ sator 426 mit der Anode einer Diode 434 verbunden ist. Die Kathoden der Dioden 432 und 434 sind einerseits miteinander zur Bildung des Ausganges eines ODER-Verknüpfungsgliedes und andererseits über einen Widerstand 436 mit Erde sowie mit dem Ausgang eines durch 6 teilenden Zählers 438 verbunden. Der Zähler 438 ist vorzugsweise ein durch 8 teilender Teiler wie z. B. vom Typ CD4022A, wie er von der Fa. RCA hergestellt wird, wobei der Ausgang für die Zählung von 6 mit dem Rück­ setzeingang verbunden ist, so daß der Zähler von 1 bis 6 zählt und bei der nächsten Zählung zurückgesetzt wird, um die Zählung von 1 bis 6 zu wiederholen usw. Die Ausgänge des Zählers 438, die den zweiten und fünften Zählungen entsprechen, sind mit den jeweiligen Anoden von Dioden 440 und 442 verbunden. Die Kathoden dieser Dioden sind miteinander verbunden und durch eine negative Gleichspannung vorgespannt und sie sind weiter­ hin mit dem Steueranschluß der -2, +1-Verstärkungsschaltung 400 verbunden.

Im einzelnen sind die Kathoden der Dioden 440 und 442 über einen Kondensator 446 und einen Widerstand 448 mit dem Steuer­ gitter eines Feldeffekttransistors 450 verbunden. Die Haupt­ anschlüsse des Transistors 450 sind mit Erde und mit dem posi­ tiven Eingang eines Operationsverstärkers 452 verbunden. Die positiven und negativen Eingänge des Operationsverstärkers 452 sind mit dem Ausgang des Filters 12′ über Widerstände 454 bzw. 456 verbunden. Der negative Eingang des Operations­ verstärkers 452 ist über einen Gegenkopplungswiderstand 458 mit dessen Ausgang verbunden. Die Werte der Widerstände 454, 456 und 458 sind so gewählt, daß die Verstärkung des Operations­ verstärkers 452 gleich +1 ist, wenn der Transistor 450 nicht­ leitend oder abgeschaltet ist, während sich eine Verstärkung von -2 ergibt, wenn der Transistor 450 leitend oder durchge­ schaltet ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 452 ist mit dem Ausgangsanschluß 232′ verbunden. Der Ausgangsan­ schluß 232′ ist mit einem Summierwiderstand 16 nach Fig. 3B verbunden.

Die Betriebsweise des Filters und des Frequenzteilers nach Fig. 5 wird im folgenden anhand des Zeit­ steuerdiagramms nach Fig. 6 erläutert. Ein typisches Signal (das aus Vereinfachungsgründen als Signal mit einer konstan­ ten einzigen Frequenz dargestellt ist, gemäß Fig. 6A wird über den Kondensator 502 dem positiven Eingang des Verglei­ chers 404 zugeführt. Das Ausgangssignal des Vergleichers 404, das in Fig. 6B gezeigt ist, ist im wesentlichen eine Recht­ eckschwingung, die positiv und negativ ist, wenn die Schwin­ gungsform des Signals nach Fig. 6A entsprechend positiv und negativ ist. Die Ausgangs-Rechteckschwingung nach Fig. 6B wird über den Widerstand 412 der Basis des Transistors 414 zugeführt. Die Anordnung der Tranistoren 414 und 418 und der Widerstände 416, 420 und 422 ist derart, daß eine RS- Flipflop-Schaltung gebildet wird, so daß, wenn die Recht­ eckschwingung nach Fig. 6B positiv ist, ein positiver Impuls an die Differenzierschaltung geliefert wird, die durch den Kondensator 426 und dem Widerstand 430 gebildet ist, während, wenn die Rechteckschwingung negativ ist, ein positiver Impuls der Differenzierschaltung zugeführt wird, die durch den Kon­ densator 424 und dem Widerstand 428 gebildet ist. Auf Grund der relativ kurzen Zeitkonstante der Differenzierer ergibt sich jeweils eine positive Spitze für jeden positiven Pegel­ wechsel der von der Flipflop-Schaltung gelieferten Impulse (d. h. wenn sie einen positiven Wert annehmen) und eine nega­ tive Spitze für jeden negativen Pegelwechsel dieses von der Flipflop-Schaltung gelieferten Impulses (d. h. wenn der Impuls einen negativen Wert annimmt). Auf Grund der Eigenart der Diode 432 und 434 (d. h. sie leiten lediglich die positiven Spitzen weiter), ist das Ausgangssignal der Dioden und damit das Eingangssignal an den Zähler 438 durch eine Serie von positiven Spitzen gebildet, wie sie in Fig. 6C gezeigt sind, wobei diese Spitzen sowohl den positiven als auch den nega­ tiven Pegelwechsel der Rechteckschwingung nach Fig. 6B ent­ sprechen. Es ist zu erkennen, daß jede dieser Spitzen im wesent­ lichen eine Halbperiode der Signalschwingungsform nach Fig. 6A darstellt. Die Spitzen bilden im wesentlichen das Zählein­ gangssignal an den Zähler 438, so daß, wie dies in den Fig. 6D und 6E gezeigt ist, bei jeder zweiten und fünften Zählung von sechs Zählungen die Ausgänge des Zählers, d. h. die Aus­ gänge der Dioden 440 und 442 einen derartigen Pegel annehmen, daß ein Impuls geliefert wird. Die Ausgangssiganle der Dioden werden summiert, wie dies in Fig. 6F gezeigt ist und dem Steuereingang der +1, -2-Verstärkungsschaltung 400 zuge­ führt. Wie dies weiter oben beschrieben wurde, ist, wenn ein Impuls dem Gitteranschluß des Transistors 450 zugeführt wird, dieser leitend, so daß die Verstärkung des Oberations­ verstärkers 452 gleich -2 ist, während, wenn kein Impuls dem Steuergitter des Feldeffekttransistors 450 zugeführt wird, dieser nichtleitend ist, so daß die Verstärkung des Opera­ tionsverstärkers 452 gleich +1 ist. Daher ergibt sich, wie dies in Fig. 6G gezeigt ist, am Ausgang des Verstärkers 452 am Anschluß 232′ eine Schwingungsform, bei der die Verstärkung des Verstärkers 452 gleich +1 ist wenn die erste Halbschwingung des ursprünglichen Signals (positiv) dem Verstärker 452 zuge­ führt wird, so daß sich am Anschluß 232′ das gleiche Halb­ wellensignal ergibt. Bei der Zählung Nr. 2 wird ein Impuls über die Diode 440 geliefert, so daß der Transistor 450 in einen leitenden Zustand gebracht wird und die Verstärkung des Operationsverstärkers 452 auf -2 ändert. Weil das Eingangs­ signal nunmehr negativ ist, ist das Ausgangssignal des Opera­ tionsverstärkers 452 am Anschluß 232′ positiv und entspricht der doppelten Amplitude des Eingangssignals. Bei der Zählung Nr. 3 ist der Transistor 450 nichtleitend und die Verstärkung des Operationsverstärkers 452 ändert sich auf +1. Weil das Eingangssignal nunmehr positiv ist, wird es dem Anschluß 232′ ohne Verstärkungsänderung zugeführt. Bei der Zählung Nr. 4 bleibt der Transistor 450 nichtleitend und die Ver­ stärkung des Operationsverstärkers 452 bleibt auf dem Wert +1. Daher wird die negative Halbwelle des Eingangssignals vom Filter 12′ dem Anschluß 232′ ohne Verstärkungsänderung zugeführt. Bei der Zählung Nr. 5 wird ein Impuls über die Diode 442 geliefert, so daß der Transistor 450 in den lei­ tenden Zustand gebracht wird und die Verstärkung des Opera­ tionsverstärkers 452 auf -2 ändert. Weil das Eingangssignal nunmehr positiv ist, ist das Ausgangssignal des Verstärkers 252 am Anschluß 232′ nunmehr negativ und entspricht der doppelten Amplitude des Eingangssignals. Schließlich ist bei der Zählung Nr. 6 der Transistor 450 erneut nichtlei­ tend und die Verstärkung des Operationsverstärkers 452 wird zurück auf +1 geändert. Weil das Eingangssignal nunmehr nega­ tiv ist, wird es zum Anschluß 232′ ohne Verstärkungsänderung übertragen. Die nächste Zählung ist wiederum die Zählung Nr. 1, so daß sich der Vorgang wiederholt. Wie dies in Fig. 6G ge­ zeigt ist, ist die Hüllkurve der Schwingungsform am Anschluß 232′ ein Signal mit einer Frequenz, die einem Drittel der Frequenz des ursprünglichen Signals gemäß Fig. 6A entspricht. Das Tief­ paßfilter 42 nach Fig. 2, das ausführlich in Fig. 3B gezeigt ist, ist mit einer derartigen Grenzfrequenz aufgebaut, daß ledig­ lich die Hüllkurve des Signals nach Fig. 6G durch dieses Filter übertragen wird. Wenn daher die ursprünglichen von den Eingängen an den Anschlüssen 10 A und 10 B abgeleiteten und durch die Filter 12′ gefilterten Signale den Frequenzteilern nach Fig. 5 zugeführt werden, liefert jeder dieser Frequenzteiler eine Schwingungsform gem. Fig. 6G. Wie dies in Fig. 2 gezeigt ist, wird jeder Schwingungsform-Aus­ gang jedes Frequenzteilers über die Widerstände 16 summiert und dem Tiefpaßfilter 42 zugeführt. Dieses Filter liefert die Hüllkurve der Schwingungsformen an das Verstärkungssteuer­ modul 24. Die Betriebsweise des übrigen Teils der Fig. 2 ist gleich der vorstehend beschriebenen, so daß die subhar­ monischen Frequenzen bei einem Drittel der Frequenzen der von den Filtern 12′ gelieferten Signale durch die Summier­ einrichtungen 20 A und 20 B zu den ursprünglichen stereophonen Signalen hinzugefügt werden.

Claims (15)

1. Schaltungsanordnung zur Tonfrequenzsignal-Verarbeitung mit einem Eingangsanschluß, der mit einem ersten Eingang einer ersten Kombinationsschaltung und über eine Filtereinrichtung mit dem Eingang einer Signalmodifikationseinrichtung verbunden ist, deren Ausgang an einen weiteren Eingang der ersten Kombinationsschaltung angeschaltet ist, deren Ausgang mit dem Ausgangsanschluß der Schaltungsanordnung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung (12) durch eine Anzahl von Filtern (12 A-12 n) gebildet ist, die in einem ausgewählten Frequenzbereich liegende diskrete Frequenzbänder einer entsprechenden Anzahl von Frequenzteilereinrichtungen (14 A-14 n) zur Bildung von Subharmonischen der Ausgangssignale der Filter (12 A-12 n) zuführen und daß die Ausgangssignale der Frequenzteilereinrichtungen (14 A-14 n) in einer zweiten Kombinationsschaltung zusammengefaßt werden, deren Ausgang mit dem weiteren Eingang der ersten Kombinationsschaltung (20) verbunden ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Bewertungsschaltung (26) zur Erzeugung eines Steuersignals vorgesehen ist, das in logarithmischer Beziehung zur Amplitude des Tonfrequenzsignals in dem ausgewählten Frequenzbereich steht und die Verstärkung des Ausgangssignals der zweiten Kombinationsschaltung (16) in einem Verstärker (24) vor der Zuführung an die erste Kombinationsschaltung (20) steuert.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2 für ein stereophones Tonfrequenzsignalpaar, dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (100, 102, 140 A, 140 B) zur Bildung eines monophonen Summensignals aus dem stereophonen Tonfrequenzsignalpaar vorgesehen sind, daß das Summensignal dem ersten Eingang einer dritten Kombinationsschal­ tung (32) sowie dem Eingang der Filtereinrichtung (12) zugeführt ist, daß das Ausgangssignal der zweiten Kombinationsschaltung (16) dem zweiten Eingang der dritten Kombinationsschaltung (32) zugeführt ist, und daß die erste Kombinationsschaltung (20) zwei Kombinationsschaltungen (20 A, 20 B) umfaßt, deren erste Eingänge jeweils eines der stereophonen Tonfrequenzsignale empfangen, während ihre zweiten Eingänge miteinander und mit dem Ausgang der dritten Kombinationsschaltung (32) verbunden sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bewertungsschaltung (26) die monophone Summe der Signalenergie des stereophonen Tonfrequenzsignalpaares innerhalb des ausgewählten Frequenzbereiches mißt.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Bewertungsschaltung (26) einen Effektivwertdetektor (46) zur Erzeugung des Steuersignals in logarithmischer Beziehung zum Effektivwert der Amplitude der monophonen Summe der Signalenergie innerhalb des ausgewählten Frequenzbereiches aufweist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Bewertungsschaltung (26) eine nichtlineare Einrichtung (48) einschließt, die mit dem Ausgang des Effektivwertdetektors (46) verbunden ist und das Steuersignal derart modifiziert, daß dieses dynamisch in nichtlinearer Weise Änderungen des Ausgangssignals des Effektivwertdetektors (46) folgt.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die nichtlineare Einrichtung (48) die Einwirkung sehr langer Glättungszeitkonstanten auf das Steuersignal bewirkt, wenn das Steuersignal ein eingeschwungenes oder sich langsam änderndes Signal ist, während sie sehr schnel­ le Signaländerungen des Steuersignals ermöglicht, wenn das Ausgangssignal des Effektivwertdetektors (46) sich sehr schnell ändert.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4-7, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (24) einen Operationsverstärker (266) mit einem negativen und einem positiven Eingang einschließt, daß die Verstärkung beider Eingänge gleich ist, und daß der Verstärker (24) eine Schaltereinrichtung (276) zur Veränderung der Verstärkung eines an einem der Eingangsanschlüsse zugeführten Signals in Abhängigkeit von der Amplitude des Steuersignals einschießt.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1-8, dadurch gekennzeichnet, daß die diskreten Frequenzbänder (f 1-fn) aneinander angrenzen.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1-9, dadurch gekennzeichnet, daß die diskreten Frequenzbänder (f 1-fn) jeweils eine Bandbreite von 10 Hz aufweisen.

11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Frequenzteilereinrichtung (14 A-14 n) einen durch den Faktor 2 teilenden Frequenzteiler (200) einschließt, der das Ausgangssignal des zugeordneten Filters (12 A-12 n) empfängt, und daß ein Modulator (184) zur Modulation des Ausgangssignals des jeweiligen Filters (1) mit dem Ausgangssignal des Frequenzteilers (200) vorgesehen ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator (184) ein Ringmodulator ist.

13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1-10, dadurch gekennzeichnet, daß die Subharmonischen die halbe Frequenz der in dem entsprechenden Frequenzband enthaltenen Frequenzen sind.

14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1-10, dadurch gekennzeichnet, daß die Subharmonischen ein Drittel der Frequenz der in dem entsprechenden Frequenzband enthaltenen Frequenzen sind.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzteilereinrichtun­ gen (14) auf die Ausgangssignale der zugehörigen Filtereinrich­ tungen ansprechende Einrichtungen (400) zur Verstärkung dieser Ausgangssignale mit einer ersten vorgegebenen Verstärkung für jede erste, dritte, vierte und sechste und mit einer zweiten Verstärkung für jede zweite und fünfte von jeweils sechs aufeinanderfolgenden Halbperioden aufweist, wobei die zweite Verstärkung gleich der ersten Verstärkung multipliziert mit einem Faktor von -2 ist.