DE3319292C2

DE3319292C2 - Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung

Info

Publication number: DE3319292C2
Application number: DE3319292A
Authority: DE
Inventors: Masayuki Katakura
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1982-05-29
Filing date: 1983-05-27
Publication date: 1993-10-21
Anticipated expiration: 2003-05-28
Also published as: DE3319292A1; CA1195387A; FR2527864B1; SG15589G; FR2527864A1; GB2122056A; JPH0447488B2; US4547741A; GB8314958D0; HK65789A; JPS58209234A; GB2122056B

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Es ist eine Schaltungsanordnung der genannten Art bekannt, die sendeseitig eine Kompressionsschaltung für eine Signalkompression während der Übertragung und empfangsseitig eine Dehnungsschaltung für eine Signaldehnung während der Signalaufnahme enthält, um den effektiven Dynamikbereich des Signalübertragungsweges auszuweiten. Dieselbe Lösung der Signalkompression und der Signaldehnung ist auch bei Aufzeichnungs- und Wiedergabesystemen angewandt worden, bei denen das Signal am Eingang der Aufnahme- bzw. Aufzeichnungseinrichtung komprimiert und während der Wiedergabe gedehnt wird. In typischer Weise enthalten diese Kompressions- und Dehnungssysteme Schaltungen, die eine steuerbare Übertragungsfunktion haben, bei denen die Übertragungsfunktion der Schaltung in Abhängigkeit von dem Signalpegel und/oder der Signalfrequenz geändert wird.

Eine Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung dieses Typs ist in der US-PS 36 31 365 gezeigt und beschrieben. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung enthält die Kompressionsschaltung der Anordnung einen Hauptsignalweg, einen Hilfssignalweg und eine Summierschaltung zum Summieren der Signale dieser beiden Signalwege, um ein Schaltungsausgangssignal zu erzeugen. Der Hilfssignalweg besteht aus einem Hochpaßfilter mit veränderbarer Grenzfrequenz, einer Steuerschaltung zur Steuerung dieser veränderbaren Grenzfrequenz und einer Amplitudenbegrenzungsschaltung. Das Ausgangssignal aus dem Hochpaßfilter wird der Amplitudenbegrenzungsschaltung über einen Verstärker zugeführt, und das Ausgangssignal der Amplitudenbegrenzungsschaltung wird der Summierschaltung zugeführt, in der es zu dem Signal des Hauptsignalweges hinzuaddiert wird. Die Amplitudenbegrenzungsschaltung besteht aus antiparallel miteinander verbundenen Dioden oder aus einer entsprechenden Anordnung aus pn-Übergängen; sie weist einen ihr eigenen Schwellwertpegel von etwa 1,2 Vss bei Silizium-pn- Übergängen auf. Da der Schwellwertpegel dieses pn-Übergangs groß ist im Vergleich zu den Signalpegeln, die üblicherweise in Schaltungen dieser Art auftreten bzw. einbezogen sind, muß ein Verstärker in der Vorstufe der Amplitudenbegrenzungsschaltung eingeschaltet werden, so daß der Ausgangssignalpegel des Hochpaßfilters erheblich höher sein kann als der Schwellwertpegel der Amplitudenbegrenzungsschaltung. Deshalb ist dieser Verstärker keine nebensächliche Komponente, sondern es handelt sich dabei um ein wesentliches Element, welches nicht nur als Pufferverstärker für das Hochpaßfilter wirkt, sondern welches außerdem dazu dient, den Begrenzerpegel einzustellen. Da das Ausgangssignal des Hilfssignalweges, welches durch diesen Verstärker verstärkt worden ist, dem Hauptsignal hinzuaddiert werden muß, und zwar nur mit einem geringen Gewichtungsfaktor, ist eine zusätzliche komplizierte Schaltungsanordnung erforderlich, die die Signalgenauigkeit und Stabilität weiter nachteilig beeinflußt. Darüber hinaus beeinträchtigten Sperr- oder Abflußströme in den pn- Übergängen der Amplitudenbegrenzungsschaltung in nachteiliger Weise die übrigen Schaltungen in dem System, und zwar aufgrund der gemeinsamen Impedanz der Masseschaltung.

Ähnliche Schaltungsanordnungen zu Rauschverminderungen sind aus der DE-OS 19 54 328, der US 3 729 693 oder der DE-OS 22 37 540 bekannt.

Der im Patentanspruch 1 angegebenen Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung bereitzustellen, die im Vergleich zu den bisher bekannten Anordnungen zur Rauschverminderung baulich vereinfacht ist.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 oder durch die im Anspruch 2 angegebenen Merkmale gelöst.

Durch die Erfindung ist eine Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung für ein Signalübertragungssystem bereitgestellt, das baulich einfach ist und eine hohe Genauigkeit aufweist, welches als integrierte Schaltung herstellbar ist und in welchem der Schwellwertpegel des Amplitudenbegrenzers erforderlichenfalls ohne die Forderung nach geeigneten Verstärkern eingestellt werden kann.

Außerdem ist durch die Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung geschaffen, bei der nachteilige Auswirkungen, die durch einen Sperrstrom oder Ableitstrom, der durch die Amplitudenbegrenzungsschaltung fließt, hervorgerufen werden, vermieden sind.

Bevorzugte und vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Gemäß einem Aspekt der Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung nach der vorliegenden Erfindung sind ein Hauptsignalweg, ein Hilfssignalweg mit der Charakteristik eines Hochpaßfilters, welches eine steuerbare Grenzfrequenz aufweist, und eine Summierungsschaltung vorgesehen, welche die Ausgangssignale des Hauptsignalzweiges und des Hilfssignalzweiges summiert. Dabei weist der Hilfssignalweg einen Spannungs-Strom-Wandler auf, der zwei Differenzeingänge und zwei Differenzausgänge aufweist. Eine pn-Übergangseinrichtung in Form einer pn-Übergangspaares ist mit den Differenzausgängen des Spannungs-Strom-Wandlers verbunden. Ferner sind zumindest zwei Transistorpaare aus Transistoren mit gemeinsamem Emitter oder miteinander verbundenen Emittern vorgesehen, denen die Spannungsdifferenz des pn-Übergangspaares über die Basiselektroden des jeweiligen Transistorpaares angelegt wird. Ein Kondensator ist mit dem einen Differenzeingang des Spannungs-Strom-Wandlers verbunden, und ein Rückkopplungszweig dient zur Rückkopplung des Kollektorstroms des ersten Transistorpaares zu dem einen Eingangsanschluß des Spannungs- Strom-Wandlers. Ferner ist eine Steuerschaltung vorgesehen, welche die veränderbare Grenzfrequenz des Hochpaßfilters steuert und welche außerdem den gemeinsamen Emitterstrom des ersten Transistorpaares steuert. Das Ausgangssignal des Hilfssignalweges wird von den Kollektoren des zweiten Transistorpaares gewonnen.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielhaft näher erläutert, wobei in den verschiedenen Zeichnungen einander entsprechende Elemente bzw. Teile mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind.

Fig. 1 zeigt in einer schematischen Darstellung den Grundaufbau der Kompressionsschaltung einer bekannten Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung.

Fig. 2 zeigt in einem Diagramm die Übertragungskennlinie der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung.

Fig. 3A und 3B zeigen in Signaldiagrammen ein Ton- Burst-Signal bzw. das resultierende Ausgangssignal bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1.

Fig. 4 zeigt in einem schematischen Diagramm die in Fig. 1 dargestellte bekannte Anordnung im einzelnen.

Fig. 5 zeigt in einem schematischen Diagramm eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung.

Fig. 6A und 6B zeigen schematische Diagramme von Ausführungsformen von Spannungs-Strom-Wandlern für die Verwendung bei der in Fig. 5 dargestellten Anordnung.

Fig. 7 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Ausführungsform einer Stromvervielfachungseinrichtung für die Verwendung bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5.

Fig. 8 zeigt in einem schematischen Diagramm eine zweite Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung.

Fig. 9 zeigt in einem schematischen Diagramm eine dritte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung.

Fig. 10 zeigt in einem schematischen Diagramm eine vierte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung.

Fig. 11 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Modifikation des bei der vorliegenden Erfindung verwendeten pn-Übergangspaares.

Die typische bekannte Schaltungsanordnung nach Fig. 1 in Form einer Kompressionsschaltung für die Verwendung in einem konventionellen Rauschverminderungssystem, bestehend aus einem Hauptsignalweg 3, der zwischen einem Eingangsanschluß 1 und einem Ausgangsanschluß 2 angeschlossen ist, einem Hilfssignalweg 4 und einer Summiereinrichtung 5. Der Hilfssignalweg 4 besteht aus einem Hochpaßfilter 6 mit einer veränderbaren Grenzfrequenz, einer Steuerschaltung 7 zur Steuerung der veränderbaren Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 und aus einer Amplitudenbegrenzungsschaltung 8.

In Fig. 2 ist die Übertragungsfunktionskennlinie A des Hauptsignalweges 3 als Kennlinie mit einem flachen Frequenzverlauf bei konstanter Einheitsverstärkung gezeigt, während die Übertragungsfunktionskennlinie B des Hilfssignalweges 4 weitgehend durch die Übertragungsfunktionscharakteristik des Hochpaßfilters 6 bestimmt ist. Die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 variiert als Funktion des Eingangssignalpegels, weshalb die Grenzfrequenz für einen Null-Signalpegel am niedrigsten ist, wie dies durch die Kennlinienkurve B1 veranschaulicht ist, und mit einer entsprechenden Zunahme des Signalpegels zunimmt, wie dies durch die Kennlinienkurve B2 veranschaulicht ist. Die Übertragungsfunktionskennlinie C zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 2 der gesamten Kompressionsschaltungsanordnung gemäß Fig. 1 ist eine Kombination der Übertragungsfunktionskennlinien A und B der Signalwege 3 bzw. 4. Die Kurven C1 und C2 in Fig. 2 stellen diese kombinierten Kennlinien für den Null-Signalpegel und für einen höheren Signalpegel dar, und zwar entsprechend den Kurven B1 bzw. B2. Der Dynamikbereich des Eingangssignals wird durch den Betrieb der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 komprimiert, wobei er jedoch etwa auf seinen Originalwert dadurch wieder hergestellt werden kann, daß eine nicht dargestellte Dehnungsschaltung während der Wiedergabe oder des Empfangs benutzt wird. Die Dehnungsschaltung sollte eine Übertragungsfunktionskennlinie haben, welche komplementär zu jener der Kompressionsschaltung ist. Ein Rauschverminderungssystem mit diesem Arbeitsprinzip wird als Gleitbandsystem bezeichnet, da die Übertragungsfunktionskennlinie längs der Frequenzachse gleitet.

Beim Betrieb der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung hat unter der Annahme, daß die Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 entfernt ist, und daß das Tonburstsignal nach Fig. 3A während einer Zeitspanne t1-t2 zugeführt ist, das resultierende Ausgangssignal einen Signalverlauf, wie er in Fig. 3B gezeigt ist. Da dort nahezu kein Signal vor der Zeitspanne t1 vorhanden ist, entspricht die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 der Null-Signalpegel- Kurve B1 in Fig. 2. Nach dem Zeitpunkt t1 wird die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 6 zu der Seite hoher Frequenz hin verschoben, und zwar durch den Betrieb der Steuerschaltung 7. Dennoch kann diese Verschiebung der Grenzfrequenz nicht augenblicklich erfolgen, und zwar wegen der endlichen Anstiegszeitkonstante der Steuerschaltung 7. Dies ruft ein Überschwingen des Ausgangssignalverlaufs hervor, der den Beschneidungs- bzw. Begrenzungspegel oder den maximal zulässigen Pegel übersteigen kann, welcher dem Übertragungskanal oder Aufzeichnungsträger anhaftet. Um dieses Überschwingen und das nachfolgende Abschneiden bzw. Begrenzen zu vermeiden, wird ein Begrenzerpegel L, der niedriger ist als der zuvor erwähnte Beschneidungspegel, durch die Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 eingestellt; die Auswirkungen dieser Begrenzungsschaltung sind in Fig. 3B veranschaulicht.

Die bekannte Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung nach Fig. 4 arbeitet grundsätzlich als Kompressionsschaltung und kann zwischen der Kompression und der Dehnung durch den Betrieb eines Umschalters 11 umgeschaltet werden. Der Eingang eines Hilfssignalweges 4 ist dabei mit dem gemeinsamen Anschluß C des Umschalters 11 verbunden. Ein Umschaltanschluß a des Schalters 11 ist mit dem Eingangsanschluß 1 verbunden, und der andere Umschaltanschluß b ist mit dem Ausgangsanschluß 2 verbunden. Ein Operationsverstärker 17 summiert die Ausgangssignale von den beiden Signalwegen 3 und 4. Der Operationsverstärker 17 ist als invertierender Verstärker geschaltet, wodurch das Ausgangssignal dieses Verstärkers 17, welches dem Hilfssignalweg 4 über den Anschluß b zugeführt wird, in der Polarität umgekehrt ist in bezug auf das Eingangssignal. Wenn der Umschalter 11 zu dem Anschluß a hin umgeschaltet wird, um eine Signalkompression zu bewirken, kann die Signalkompressions-Übertragungsfunktion C (s) zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 2 wie folgt angegeben werden:

C (s) = -(1+T(s)) (1)

wobei T(s) die Übertragungsfunktion des Hilfssignalweges 4 angibt. Die Verstärkung des Hauptsignalweges und jene des summierenden Verstärkers 17 sind mit 1 bzw. mit -1 gewählt. Wenn der Schalter 11 betätigt wird, um die Anschlüsse b und c zu verbinden, stellt der Hilfssignalweg 4 einen negativen Rückkopplungssignalzweig dar, und die Signaldehnungs- Übertragungsfunktion E(s) zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 2 kann wie folgt angegeben werden:

Auf diese Art und Weise wird die Signaldehnung ausgeführt, die komplementär zu dem oben beschriebenen Betrieb der Signalkompression ist.

Gemäß Fig. 4 ist das eine veränderbare Grenzfrequenz aufweisende Hochpaßfilter durch einen Kondensator 12 und durch eine stromgesteuerte oder spannungsgesteuerte veränderbare Widerstandsschaltung 13 gebildet. Das Ausgangssignal des Hochpaßfilters wird einer Steuerschaltung 7 und einer Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 über eine Verstärkungsschaltung zugeführt, die durch einen Operationsverstärker 14 gebildet ist. Die Grenzfrequenz- Steuerschaltung 7 ist mit einer Gewichtungsschaltung 15 versehen, welche die Hochfrequenz-Signalkomponente wichtet, sowie mit einem Pegelsensor 16, der einen Halbwellen- oder Vollwellengleichrichter und eine Zeitkonstantenschaltung enthält. Das Ausgangssignal der Steuerschaltung 7 steuert den Widerstandswert der veränderbaren Widerstandsschaltung 13. Die Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 ist durch zwei antiparallel zueinander geschaltete pn-Übergänge, wie durch Dioden oder dergleichen, gebildet; sie weist einen Begrenzungspegel auf, der für die gewählten bestimmten Elemente geeignet ist. So weist beispielsweise ein Silizium- pn-Übergang einen Schwellwert von etwa 1,2 Vss als Begrenzerpegel auf. Da dieser Wert groß ist im Vergleich zu dem üblichen Schaltungssignalpegel, ist es übliche Praxis gewesen, einen Verstärker, wie den Operationsverstärker 14, vor der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 vorzusehen, wodurch der Ausgangspegel des Hochpaßfilters derart angehoben wird, daß der Begrenzerpegel bei einem optimalen Pegel in bezug auf den Signalpegel ist. Aufgrund dieser Signalpegelbeziehung stellt der Operationsverstärker 14 ein wesentliches Schaltungselement dar, und zwar nicht nur als Pufferverstärker für das Hochpaßfilter, sondern auch insoweit, als er den oben beschriebenen Begrenzerpegel einstellt. Das Ausgangssignal des Hilfssignalweges 4, welches durch den Operationsverstärker 14 verstärkt wird, muß außerdem um einen kleinen Faktor multipliziert werden, bevor es dem Hauptsignal hinzuaddiert wird. Dies führt zu einer verminderten Genauigkeit des Signals, und zwar aufgrund dieser verschiedenen Vorgänge des Anhebens und Absenkens des Signalpegels, was den Schaltungsaufbau entsprechend kompliziert. Außerdem ist ein Mangel bei diesen bekannten Schaltungen insofern vorhanden, als der Sperrstrom bzw. Sperr-Vorstrom oder Ableitstrom, der in der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 fließt, die übrigen Teile der betreffenden Schaltungsanordnung über die Impedanz der gemeinsamen Masseschaltung beeinträchtigt bzw. beeinflußt.

In Fig. 5 ist die erste Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt, umfassend einen Hauptsignalweg 3 mit einer Signalübertragungsleitung mit einer Einheits-Verstärkung und einen Hilfssignalweg 4 mit einer Hochpaßfiltercharakteristik, die eine veränderbare Grenzfrequenz aufweist, wobei die beiden Signalwege 3 und 4 zwischen einem Eingangsanschluß 1 und einem Ausgangsanschluß 2 einander parallelgeschaltet sind. Das Ausgangssignal des Hauptsignalweges 3 und das Ausgangssignal des Hilfssignalweges 4 werden durch den Operationsverstärker 17 summiert. Die summierten Signale werden dem Ausgangsanschluß 2 als Schaltungsausgangssignale zugeführt. Die Steuerschaltung für die Änderung der Grenzfrequenz des Hochpaßfilters in dem Hilfssignalweg 4 ist, obwohl dies nicht dargestellt ist, in typischer Weise so konstruiert und ausgelegt, daß das Ausgangssignal des Hilfssignalweges 4 abgetastet wird, wobei der Signalpegel des abgetasteten Ausgangssignals ermittelt wird. Der Wert der Widerstandskomponente des Filterschaltungsteils des Hilfssignalzweiges wird in Abhängigkeit von dem ermittelten Ausgangspegel verändert.

Obwohl die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung prinzipiell so arbeitet, daß eine Signalkompression erfolgt, kann sie auch eine Signaldehnung vornehmen, indem der Umschalter 11 betätigt wird, wodurch der Hilfssignalweg 4 als negativer Rückkopplungszweig während der Signaldehnung wirkt. Da die Signale an den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen 1 und 2 miteinander in Phase sind, ist der invertierende Verstärker 38 mit der Einheits- Verstärkung zwischen dem Ausgangsanschluß 2 und dem Umschalter 11 angeschlossen.

Im Hinblick auf den Hilfssignalweg 4 ist eine Belegung eines Kondensators 12, der einen Teil des Hochpaßfilters mit der veränderbaren Grenzfrequenz bildet, mit dem gemeinsamen Anschluß des Umschalters 11 verbunden, und die andere Belegung des Kondensators 12 ist mit einem Differenzeingang 22 des Spannung-Strom-Wandlers 21 verbunden, der zwei Differenzeingänge 22 und 23 und zwei Differenzausgänge 24, 25 aufweist. Der andere Differenzeingang 23 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 ist mit Masse verbunden. Die Differenzausgänge 24 und 25 des Spannungs- Strom-Wandlers 21 sind mit den Enden einer pn-Übergangseinrichtung in Form eines pn- Übergangspaares 26 verbunden, welches aus zwei als Dioden geschalteten Transistoren besteht, die an ihren anderen Enden oder Kathoden-Enden miteinander verbunden sind.

Ferner sind mit den Differenzausgängen 24 und 25 des Spannungs- Strom-Wandlers 21 die Basen eines ersten Transistorpaares 27 aus Transistoren mit gemeinsamem Emitter oder miteinander verbundenen Emittern verbunden. Ein Strominverter oder eine Stromspiegelschaltung 28 ist zwischen den Kollektoren der Transistoren des ersten Transistorpaares 27 angeschlossen; der Ausgangsstrom dieser Schaltung wird dem einen Differenzeingang 22 des Spannungs- Strom-Wandlers 21 zurückgekoppelt. Eine Stromquelle 29 ist mit dem oder den gemeinsamen Emittern des ersten Transistorpaares 27 verbunden; der in der Stromquelle 29 fließende Strom wird durch das Ausgangssignal der oben beschriebenen und nicht dargestellten Grenzfrequenz-Steuerschaltung gesteuert, und zwar über den Steuereingangsanschluß 30.

Vom einen Differenzeingang 22 aus betrachtet erscheint die Schaltungsanordnung als eine veränderbare Impedanzschaltung, die an einem Ende an Masse liegt oder geerdet ist, wobei die veränderbare Impedanz von dem die Stromquelle 29 durchfließenden Strom abhängt.

Die Basen eines zweiten Transistorpaares 33 aus Transistoren mit gemeinsamem Emitter oder miteinander verbundenen Emittern sind mit den Differenzausgängen 24 und 25 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 verbunden, was auch für die Basen eines dritten Transistorpaares 34 aus Transistoren mit gemeinsamem Emitter oder miteinander verbundenen Emittern zutrifft, welches das Ausgangssignal des Hochpaßfilters an die Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 abgibt. Stromspiegelschaltungen 31 und 32 sind als Lasten mit dem zweiten bzw. dritten Transistorpaar 33 bzw. 34 verbunden, und eine zweite bzw. dritte Stromquelle 36 bzw. 37 ist mit den oder den gemeinsamen Emittern des zweiten bzw. dritten Transistorpaares 33 bzw. 34 verbunden.

Der Ausgangsstrom aus den Kollektoren des zweiten Transistorpaares 33 stellt das Ausgangssignal des Hilfssignalweges 4 dar, welches der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 und dem invertierenden Eingang des die Summiereinrichtung bildenden Operationsverstärkers 17 zugeführt wird. Dieses Ausgangssignal des Hilfssignalweges 4 wird in dem Verstärker 17 mit dem Ausgangssignal des Hauptsignalweges 3 summiert, und das resultierende Schaltungs-Ausgangssignal wird dem Ausgangsanschluß 2 zugeführt. Das Ausgangssignal des dritten Transistorpaares 34 wird von dem Anschluß 35 abgenommen und dem Steuereingangsanschluß 30 über die oben beschriebene Steuerschaltung zugeführt. Die Anschlüsse 39 und 40 bezeichnen Plusspannungs- bzw. Minusspannungs-Anschlüsse.

Der Spannungs-Strom-Wandler 21 ist von der Art, daß er einen Differenzeingang und einen Differenzausgang aufweist; er kann so ausgelegt sein, wie dies in Fig. 6A oder in Fig. 6B gezeigt ist. Gemäß Fig. 6A werden Eingangsspannungen v1 und v2 den Differenzeingängen 22 bzw. 23 zugeführt, die mit den Basen zweier pnp-Transistoren verbunden sind. Ein Widerstand R₀ verbindet die Emitter dieser Transistoren, und zwei gleiche Ströme Ix werden von einem Plusspannungsanschluß 39 über die Konstantstromquellen den Verbindungspunkten der Enden des Widerstands R₀ bzw. den Emittern zugeführt. Unter diesen Bedingungen werden die Ausgangsströme i1 und i2, die an den die Differenzausgänge 24 bzw. 25 des Wandlers 21 bildenden Kollektorausgängen des Transistorpaares abgegeben werden, wie folgt angegeben:

i1 = Ix - (v1 - v2)/R₀ (3)

i2 = Ix+(v1 - v2)/R₀ (4)

Eine Subtraktion der Gleichung (4) von der Gleichung (3) führt zu:

Damit ist die Ausgangsstromdifferenz i1 - i2 proportional der Eingangsspannungsdifferenz v1 - v2.

Bei der in Fig. 6A gezeigten Schaltungsanordnung wird die Basis-Emitter-Spannung V_BE jedes der beiden pnp- Transistoren durch Änderungen in den Strömen beeinflußt, weshalb wegen einer verbesserten Genauigkeit und Linearität die in Fig. 6B gezeigte Schaltungsanordnung bevorzugt wird. Bei dieser Schaltungsanordnung sind vier pnp-Transistoren in einer Rückkopplungskonfiguration mit Differenzeingängen 22 und 23 und Differenzausgängen 24 und 25 so geschaltet, daß Konstantströme I_D durch ein eine Differenz-Eingangsstufe bildendes Transistorpaar fließen. Dadurch wird die Spannungsdifferenz an dem Widerstand R₀ bei v1 - v2 gehalten, und zwar unabhängig von jeglicher Schwankung in den Strömen i1 und i2, die durch ein Transistorpaar einer Differenz- Ausgangsstufe fließen.

Die Kombination der pn-Übergangseinrichtung 26 in Form eines pn-Übergangspaares, welches mit den Differenz-Ausgängen 24 und 25 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 verbunden ist, mit einem Transistorpaar des ersten, zweiten oder dritten Transistorpaares 27, 33 und 34 aus Transistoren mit gemeinsamem Emitter oder miteinander verbundenen Emittern ist als Multiplizierschaltung bekannt. Demgemäß fließen bei der in Fig. 7 dargestellten Multiplizierschaltung, bestehend aus der pn-Übergangseinrichtung 26 und dem ersten Transistorpaar 27 die Ströme i1 und i2 durch die pn-Übergänge 26a bzw. 26b des pn- Übergangspaares 26, und ein Strom 2Ix fließt durch den gemeinsamen Emitter-Ausgangskreis. Durch die Transistoren 27a bzw. 27b des ersten Transistorpaares 27 fließen die Ströme i3 bzw. i4, und ein Strom 2Iy fließt durch den gemeinsamen Emitter-Ausgangszweig. Da der pn-Übergang des Transistors 26a mit seiner Anode an einer Basis des Transistors 27a angeschlossen ist, ist der pn-Übergang des Transistors 26b mit seiner Anode an der Basis des Transistors 27b angeschlossen. Die Ströme i3 und i4 können dabei wie folgt angegeben werden:

i3 = i1 · Iy/Ix (6)

i4 = i2 · Iy/Ix (7)

Wenn die Eingänge der in Fig. 7 dargestellten Schaltungsanordnung mit den Ausgängen des Spannungs-Strom- Wandlers 21 verbunden sind, wie er entweder in Fig. 6A oder in Fig. 6B gezeigt ist, dann stellt die resultierende kombinierte Schaltung eine Gegenwirkleitschaltung dar, und die Ströme i3 und i4 können wie folgt angegeben werden:

i3 = Iy - (v1 - v2) · Iy/Ix · R₀ (8)

i4 = Iy+(v1 - v2) · Iy/Ix · R₀ (9)

Durch Verbinden des ersten Transistorpaares 27 mit einer Stromspiegelschaltung 28 läßt sich der Ausgangsstrom i_o als Differenz zwischen i3 und i4 angeben, d. h. zu:

i_o = i3 - i4
= 2 (v1 - v2) · Iy/Ix · R₀ (10)

Die Stromspiegelschaltungen 28, 31 und 32 sind mit dem ersten, zweiten bzw. dritten Transistorpaar 27, 33 bzw. 34 verbunden. Der Ausgangsstrom des Spannungs- Strom-Wandlers 21 wird an dem einen Differenzeingang 22 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 zurückgekoppelt, und der Ausgangsstrom i_g des dritten Transistorpaares 34 wird dazu herangezogen, den Steuerstrom zu gewinnen, wie dies oben beschrieben worden ist.

Dadurch, daß das Ausgangssignal des ersten Transistorpaares 27 an dem einen Differenzeingang 22 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 zurückgekoppelt wird, ist die von dem einen Differenzeingang 22 her betrachtete Impedanz einem Widerstand äquivalent, der am anderen Ende nach Masse hin geschaltet ist. Der Widerstandswert r läßt sich wie folgt angeben:

Der in der Gleichung (11) angegebene Strom Ic ist dem oben erwähnten Strom Iy äquivalent, da der Strom 2Ic in der ersten Stromquelle 29 fließt, die mit dem gemeinsamen Emitter oder den miteinander verbundenen Emittern des ersten Transistorpaares 27 verbunden ist. Unter der Annahme, daß das Eingangssignal und das Ausgangssignal eines aus dem Widerstand r und dem Kondensator 12 bestehenden Hochpaßfilters mit Vi bzw. mit Vs bezeichnet sind, sind diese Größen eine Funktion einer komplexen Winkelfrequenz:

Auf der Grundlage der Gleichung (12) ist ersichtlich, daß die Schaltungsanordnung eine primäre Hochpaßcharakteristik mit einem Pol bei 1/Cr zeigt, wobei die Frequenz bezüglich dieses Poles durch einen Strom Ic gesteuert wird, der durch das Steuersignal von dem Steueranschluß 30 her verändert wird.

Wenn die in der zweiten bzw. dritten Stromquelle 36, 37, die mit dem gemeinsamen Emitter oder den miteinander verbundenen Emittern des zweiten und dritten Transistorpaares 33 bzw. 34 verbunden sind, fließenden Ströme mit I_A bzw. I_B bezeichnet sind, können die Funktionen komplexer Variabler I_S und Ig wie folgt geschrieben werden:

Es sei darauf hingewiesen, daß der Ausgangsstrom i_s von dem zweiten Transistorpaar 33 als ein Hilfssignalzweig-Ausgangssignal dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 17 über die Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 zugeführt wird, wobei der Operationsverstärker 17 als eine Signalsummiereinrichtung wirkt. Eine Reihenschaltung aus zwei Widerständen R1 und R2 ist der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 parallelgeschaltet, die aus zwei antiparallel miteinander verbundenen Dioden besteht. Der durch die Verbindung der Schaltung 8 und des Widerstandes R1 gebildete Verbindungspunkt ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbunden, während der Spannungsteilerpunkt an der Verbindung der beiden Widerstände R1 und R2 mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 17 verbunden ist. Der Verbindungspunkt des Widerstands R2 mit der Schaltung 8 ist mit dem Ausgang des zweiten Transistorpaares 33 verbunden. Einzelheiten der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 und des Operationsverstärkers 17 sind an anderer Stelle näher beschrieben (siehe US-Anmeldung, Serial No. 451 453 vom 20. 12. 1982). Da der Widerstand R1 einen Hilfs-Ausgangssignalzweig bereitstellt, wird der Begrenzerpegel der Amplitudenbegrenzungsschaltung 8, im Falle von antiparallel miteinander verbundenen Siliziumdioden etwa gleich 1,2 Vss ist, mit

multipliziert. Unter der Annahme, daß R2 = 2R1 ist, ist der Amplitudenbegrenzungspegel auf etwa 0,4 Vss abgesenkt.

In der oben beschriebenen Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung kann mit Rücksicht darauf, daß das Ausgangssignal des Hilfssignalweges 4 als Stromquellen-Ausgangssignal erhalten wird, die Summierung der Signale des Hauptsignalweges und des Hilfssignalweges und die Begrenzung der Amplitude auf einen optimalen Pegel durch einen einzigen Operationsverstärker 17 bewirkt werden, womit die Forderung nach einem Puffer-Operationsverstärker 14 gemäß Fig. 4 eliminiert ist. Dadurch ist die Schaltungsanordnung vereinfacht, während die Schaltungsgenauigkeit gesteigert ist. Der Operationsverstärker 17 arbeitet aufgrund seiner direkten Verbindung als Signalsummierungseinrichtung und als perfekter Spannungsfolger in bezug auf das Signal des Hauptweges 3. Der Operationsverstärker 17 und seine zugehörige Rückkopplungsschaltung zeigen eine geringe Charakteristik hinsichtlich eines Sperrvorspannungs-Ableitstroms, während er relativ frei ist von Einflüssen der Nichtlinearität im Widerstand des Diffusionsbereiches in einer integrierten Schaltungsimplementierung. Darüber hinaus ist die Schaltungsverstärkung genau, und sie hängt nicht von der Genauigkeit der Widerstandswerte ab. Der Sperrvorspannungs- oder Ableitstrom, der durch die Amplitudenbegrenzungsschaltung 8 fließt, fließt nicht in den Erdungs- bzw. Massekreis, wie dies bei bisher bekannten Systemen der Fall war, weshalb die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung relativ frei ist von Auswirkungen der Impedanz der gemeinsamen Erdungs- bzw. Masseschaltung.

Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Hochpaßfilters, welches einen Teil der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bildet. Das Hochpaßfilter gemäß Fig. 8 besteht aus zwei Kondensatoren 41 und 42, aus zwei Widerständen 43 und 44 und aus einer Rückkopplungsschaltung, die durch den oben beschriebenen Spannungs- Strom-Wandler 21 und durch eine Multipliziereinrichtung mit einem Ersatzwiderstand r gebildet ist. Diese Schaltungsanordnung weist eine Hochpaßfiltercharakteristik mit einer Übertragungsfunktion auf, die zwei Pole und einen Nullpunkt aufweist. Die in Fig. 8 dargestellte Schaltungsanordnung ist in der übrigen Hinsicht der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform des Hochpaßfilters ähnlich, weshalb eine weitere Beschreibung weggelassen ist.

Fig. 9 zeigt die dritte Ausführungsform der Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung gemäß der vorliegenden Erfindung. Diese dritte Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten unbd zweiten Ausführungsform nach Fig. 5 bzw. 8 hinsichtlich des Umschaltens zwischen dem Kompressions-Betrieb und dem Dehnungs-Betrieb und hinsichtlich des Aufbaus des Hochpaßfilters. Das Umschalten zwischen dem Kompressions- Betrieb und dem Dehnungs-Betrieb wird dadurch vorgenommen, daß die Verbindung zwischen einem Operationsverstärker 51 und dem Hauptschaltungsteil geändert wird, der die Kompressionsfähigkeit mit sich bringt. Wenn der Umschalter 11 so eingestellt ist, daß er die Anschlüsse a und c verbindet, wirkt der Operationsverstärker 51 als Verstärker mit einer Einheits- Verstärkung oder als Spannungsfolger, so daß das dem Eingangsanschluß 1 zugeführte Eingangssignal in einer nicht modifizierten Form von dem Operationsverstärker 51 dem Eingangsanschluß 52 der Haupt-Kompressionsschaltung zugeführt wird. Am Ausgangsanschluß 53 wird dabei das komprimierte Ausgangssignal erzeugt. Wenn der Schalter 11 so eingestellt ist, daß die Anschlüsse b und c verbunden sind, ist die Kompressionsschaltung als Eingangsschaltung mit dem Operationsverstärker 51 verbunden, und der Schaltungsteil zwischen dem Eingangsanschluß 1 und dem Ausgangsanschluß 53 führt dann eine Signaldehnung aus, die komplementär zu der oben beschriebenen Signalkompression ist.

Nunmehr sei die Hochpaßfilterschaltung in der in Fig. 9 gezeigten Ausführungsform betrachtet. Der Ersatzwiderstand r, der durch den Spannungs-Strom-Wandler 21, das pn-Übergangspaar 26 und das erste Transistorpaar 27 gebildet ist, ist nicht direkt mit Masse verbunden, wie dies bei der Ausführungsform gemäß Fig. 5 der Fall ist, sondern die betreffende Verbindung ist vielmehr eine sogenannte schwimmende Verbindung. Der Ersatzwiderstand r ist mit Masse lediglich über den Kondensator 12 verbunden. Das andere Ende des Kondensators 12 ist mit dem einen Differenzeingang 22 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 verbunden, dessen anderer Differenzeingang 23 mit dem Hauptsignalweg 3 verbunden ist. Der Ausgang des ersten Transistorpaares 27 ist ebenfalls mit dem einen Differenzeingang 22 in einer Rückkopplungsschaltungskonfiguration verbunden. Die übrigen Schaltungselemente bei der Ausführungsform gemäß Fig. 9 sind ähnlich jenen Elementen bei der in Fig. 5 gezeigten ersten Ausführungsform. Diese Komponenten sind in Fig. 9 durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet.

Bei der in Fig. 9 dargestellten dritten Ausführungsform wird eine verbesserte Leistung gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 5 erzielt. So kann beispielsweise bei der Ausführungsform nach Fig. 5 das Umschalten zwischen dem Kompressionsbetrieb und dem Dehnungsbetrieb ohne weiteres mittels eines einzigen Umschalters 11 bewirkt werden, allerdings nur dann, wenn der Hauptsignalweg 3 eine Verstärkung von 1 aufweist, ansonsten wird die Schaltungsanordnung kompliziert. Bei Ausführungsform nach Fig. 9 ist keine derartige Beschränkung vorhanden, und das Umschalten zwischen dem Kompressionsbetrieb und dem Dehnungsbetrieb kann leicht realisiert werden, und zwar auch dann, wenn der Hauptsignalweg 3 eine nichtlineare Frequenzcharakteristik hat. Darüber hinaus ist der invertierende Verstärker 38 gemäß der Ausführungsform nach Fig. 5 bei der in Fig. 9 gezeigten Ausführungsform eliminiert, wodurch der Schaltungsaufbau weiter vereinfacht ist.

Nunmehr seien die Schaltungselemente betrachtet, welche das Hochpaßfilter bei der Ausführungsform gemäß Fig. 9 bilden. Dabei ist lediglich ein Anschlußkontakt für die Verbindung des nicht mit Masse verbundenen Anschlusses des Kondensators 12 verbunden, so daß die Anzahl der für eine integrierte Schaltungsimplementierung erforderlichen Anschlußkontakte in bezug auf die erste Ausführungsform herabgesetzt ist. Darüber hinaus ist es nicht notwendig, daß die Vorstufe des Spannungs-Strom-Wandlers 21 eine niedrige Impedanz hat, und zwar wegen der hohen Eingangsimpedanz des Spannungs-Strom-Wandlers 21 bei Betrachtung von dem anderen Differenzeingang 23 her.

Fig. 10 zeigt lediglich die wesentlichen Teile der vierten Ausführungsform der Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung gemäß der vorliegenden Erfindung; da die übrigen Schaltungskomponenten den entsprechenden Teilen der oben im einzelnen diskutierten ersten bis dritten Ausführungsform ähnlich sind bzw. diesen entsprechen, sind sie in Fig. 10 nicht dargestellt. Diese Ausführungsform dient der Abschaltung des Rauschverminderungsbetriebs und des Schaltens des Begrenzerpegels der Amplitudenbegrenzungsschaltung. Demgemäß sind bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 10 zwei zweite Transistorpaare 61, 62 aus Transistoren mit gemeinsamem Emitter oder miteinander verbundenen Emittern anstelle des bei der ersten bis dritten Ausführungsform verwendeten einzigen zweiten Transistorpaares 33 vorgesehen. Die zweiten Transistorpaare 61 und 62 sind mit strominvertierenden Schaltungen oder Stromspiegelschaltungen 63 bzw. 64 verbunden. Die Ausgangsströme dieser zweiten Transistorpaare 61 und 62 werden den Eingängen einer ersten bzw. zweiten Amplitudenbegrenzungsschaltung 65 und 66 zugeführt. Ein Schalter 67 liegt zwischen dem gemeinsamen Emitter oder den miteinander verbundenen Emittern des dritten Transistorpaares 34 und einer dritten Stromquelle 37. Die Emitter der beiden zweiten Transistorpaare 61 und 62 sind mit den Umschaltanschlüssen c bzw. e eines dreipoligen Umschalters 68 verbunden. Der gemeinsame Anschluß f des Schalters 68 ist mit einer zweiten Stromquelle 36 verbunden. Der übrige Schalteranschluß d ist offen bzw. unbeschaltet. Miteinander in Reihe geschaltete Widerstände R1 und R2 sind der ersten Amplitudenbegrenzungsschaltung 65 parallel geschaltet. Ein weiterer Widerstand R3 ist mit den Widerständen R1 und R2 verbunden. Diese Reihenschaltung aus sämtlichen drei Widerständen liegt der zweiten Amplitudenbegrenzungsschaltung 66 parallel. Ein Ende des Widerstands R1 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbunden, dessen invertierender Eingang mit dem Spannungsteilerpunkt an der Verbindung zwischen den Widerständen R1 und R2 verbunden ist. Der Ausgangsstrom des zweiten Transistorpaares 61 wird der Verbindungsstelle zugeführt, die durch die Verbindung der Widerstände R2 und R3 und der Amplitudenbegrenzungsschaltung 65 gebildet ist. Demgegenüber wird der Ausgangsstrom des zweiten Transistorpaares 62 dem Verbindungspunkt zugeführt, der durch das eine Ende des Widerstands R3 und die zweite Amplitudenbegrenzungsschaltung 66 gebildet ist.

Bei der vorliegenden Ausführungsform sind dann, wenn der Schalter 67 geöffnet ist und wenn der Umschalter 68 auf den Anschluß d (ebenfalls offen) eingestellt ist, die Transistorpaare 34, 61 und 62 ausgeschaltet, wodurch der Rauschverminderungsbetrieb abgeschaltet ist; der gesamte Signalfluß verläuft über den Hauptsignalweg. Ist der Schalter 67 geöffnet und ist der Schalter 68 so betätigt, daß er entweder die Anschlüsse c und f oder e und f verbindet, so ist der Rauschverminderungsbetrieb eingeschaltet, und der Begrenzungspegel ist auf einem höheren oder niedrigeren Wert eingestellt, was davon abhängt, ob der Schalter 68 zu dem Anschluß c oder zu dem Anschluß e hin betätigt bzw. eingestellt ist. Auf diese Weise wird das Anschalten oder Abschalten des Rauschverminderungsbetriebs oder das Schalten des Begrenzerpegels ohne weiteres erzielt.

Fig. 11 zeigt eine Modifikation der pn-Übergangseinrichtung 26, wie es bei den oben beschriebenen erfindungsgemäßen Ausführungsformen verwendet ist; gemäß Fig. 11 besteht die Übergangseinrichtung prinzipiell aus npn-Transistoren 71 und 72, deren Kollektorkreise mit den Differenzausgängen 24 bzw. 25 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 verbunden sind. Die Transistoren 71 und 72 bilden im Zusammenwirken strominvertierende Schaltungen oder Stromspiegelschaltungen, wobei Transistoren 73 und 74 in einer Diodenkonfiguration geschaltet sind. Die Basen der Transistoren 71 und 72 sind mit den Emittern von Transistoren 75 bzw. 76 verbunden, die in Emitterfolgerkonfiguration geschaltet sind und die ebenfalls mit Ausgängen 77 und 78 verbunden sind. Diese Ausgangsanschlüsse 77 und 78 entsprechen den Verbindungen mit den Basen der Transistorpaare 27, 33 und 34, wie sie oben beschrieben worden sind. Die Basen der Transistoren 75 und 76 der pn-Übergangseinrichtung gemäß Fig. 11 sind mit den Kollektoren der Transistoren 71 bzw. 72 der pn-Übergangseinrichtung 26 verbunden.

Bei der in Fig. 11 dargestellten Schaltungsanordnung sind die Transistoren 75 und 76, die als Emitterfolger geschaltet sind, im Betrieb der oben in Verbindung mit Fig. 7 erläuterten pn-Übergangseinrichtung äquivalent, da diese Transistoren einen Rückkopplungsweg bereitstellen, über den die Ausgangsströme i1 und i2 des Spannungs-Strom-Wandlers 21 durch die Kollektorströme der Transistoren 71 und 72 ausgeglichen werden. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 11 sind die Auswirkungen des erhöhten Basisstromes, der den mit den Ausgängen 77 und 78 verbundenen Transistorpaaren mit gemeinsamem Emitter zugeführt wird, auf die Schaltungsleistung vernachlässigbar, da derartige Basisströme über die Transistoren 75 und 76 abgegeben werden, die in Emitterfolgerkonfiguration geschaltet sind. Die Transistoren 73 und 74, die als Dioden geschaltet sind und die so wirken, daß der Vorstrom der Transistoren 73 und 74 gesteuert wird, können durch Widerstände geeigneten Wertes ersetzt sein.

Bei der in den Zeichnungen gezeigten und oben beschriebenen Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung wird der Strom des Hilfssignalweges als ein Stromquellen- Ausgangssignal herangezogen, weshalb die Summierung des Signals aus dem Hilfssignalweg zu dem Signal aus dem Hauptsignalweg und die Begrenzung der Signalamplitude durch einen einzigen Operationsverstärker erreicht werden kann, ohne daß ein Pufferverstärker erforderlich ist, wie dies bei den bisher bekannten Schaltungsanordnungen zur Rauschverminderung der Fall war. Bei einer Implementierung als integrierte Schaltung ist mit Rücksicht darauf, daß die Signalsummierungseinrichtung als perfekter Spannungsfolger in bezug auf das Hauptsignal wirkt, keine Beeinflussung durch irgendeinen nichtlinearen Widerstand des Diffusionsbereiches in der integrierten Schaltungsstruktur vorhanden, und außerdem ist eine geringe Sperrvorspannungs- Ableitstromcharakteristik vorhanden. Darüber hinaus weist die Schaltung eine hohe Verstärkung auf, so daß sie nicht durch Änderungen in den Widerstandswerten beeinflußt wird. Die Auswirkungen der gemeinsamen Erdungs- bzw. Masseimpedanz sind minimiert, da der von der Amplitudenbegrenzungsschaltung fließende Ableitstrom nicht in den gemeinsamen Massekreis fließt. Darüber hinaus kann das Umschalten des Rauschverminderungsbetriebs und des Emitterpegels ohne weiteres erzielt werden.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung, mit einem Hauptsignalweg (3) und einem eine Amplitudenbegrenzungsschaltung (8; 65, 66) umfassenden und die Übertragungseigenschaft eines Filters mit einer veränderbaren Grenzfrequenz aufweisenden Hilfssignalweg (4), dadurch gekennzeichnet,

- daß der Hilfssignalweg (4)
- - einen Spannungs-Strom-Wandler (21) mit Differenzeingängen (22, 23) und Differenzausgängen (24, 25),
- - eine mit den Differenzausgängen (24, 25) des Spannungs- Stromwandlers (21) verbundene pn-Übergangseinrichtung (26), und
- - eine zwei Anschlüsse aufweisende Kapazitätseinrichtung (12; 41, 42), die mit einem Anschluß an einen Differenzeingang (22) des Spannungs-Stromwandlers (21) angeschlossen ist,
aufweist,
- daß der andere Differenzeingang (23) des Spannungs-Stromwandlers (21) an Masse liegt,
- daß ein erstes Transistorpaar (27) aus Transistoren mit miteinander verbundenen Emittern und mit an die pn-Übergangseinrichtung (26) angeschlossenen Basen vorgesehen ist, wobei ein Ausgangssignal des ersten Transistorpaares (27) dem einen Differenzeingang (22) des Spannungs-Stromwandlers (21) zugeführt ist,
- daß ein zweites Transistorpaar (33; 61, 63) aus Transistoren mit miteinander verbundenen Emittern und mit an die pn-Übergangseinrichtung (26) angeschlossenen Basen vorgesehen ist, wobei ein Ausgangssignal des Hilfssignalweges von einem Ausgangssignal des zweiten Transistorpaares (33; 61, 63) abgeleitet ist,
- daß ein Ausgangssignal des Hauptsignalweges (3) und das Ausgangssignal des Hilfssignalweges (4) einer Summiereinrichtung (17) zum Summieren dieser Ausgangssignale zugeführt sind, und
- daß die Kapazitätseinrichtung (12; 41, 42) mit ihrem anderen Anschluß durch eine Schaltereinrichtung (11) wahlweise entweder ab den Hauptsignalweg (3) oder über einen invertierenden Verstärker (38) an einen Ausgangsanschluß (53) der Summiereinrichtung (17) anschließbar ist.

2. Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung, mit einem Hauptsignalweg (3) und einem eine Amplitudenbegrenzungsschaltung (8; 65, 66) umfassenden und die Übertragungseigenschaft eines Filters mit einer veränderbaren Grenzfrequenz aufweisenden Hilfssignalweg, dadurch gekennzeichnet,

- daß der Hilfssignalweg
- - einen Spannungs-Stromwandler (21) mit Differenzeingängen (22, 23) und Differenzausgängen (24, 25),
- - eine mit den Differenzausgängen (24, 35) des Spannungs- Stromwandlers (21) verbundene pn-Übergangseinrichtung (26), und
- - eine zwei Anschlüsse aufweisende Kapazitätseinrichtung (12; 41, 42), die mit einem Anschluß an einen Differenzeingang (22) des Spannungs-Stromwandlers (21) angeschlossen ist,
aufweist,
- daß die Kapazitätseinrichtung (12; 41, 42) mit ihrem anderen Anschluß an Masse liegt und der andere Differenzeingang (23) des Spannungs-Stromwandlers (21) mit dem Hauptsignalweg (3) verbunden ist,
- daß ein erstes Transistorpaar (27) aus Transistoren mit miteinander verbundenen Emittern und mit an die pn-Übergangseinrichtung (26) angeschlossenen Basen vorgesehen ist, wobei ein Ausgangssignal des ersten Transistorpaares (27) dem einen Differenzeingang (22) des Spannungs-Stromwandlers (21) zugeführt ist,
- daß ein zweites Transistorpaar (33; 61, 63) aus Transistoren mit miteinander verbundenen Emittern und mit an die pn-Übergangseinrichtung (26) angeschlossenen Basen vorgesehen ist, wobei ein Ausgangssignal des Hilfssignalweges von einem Ausgangssignal des zweiten Transistorpaares (33; 61, 63) abgeleitet ist,
- daß ein Ausgangssignal des Hauptsignalweges (3) und das Ausgangssignal des Hilfssignalweges einer Summiereinrichtung (17) zum Summieren dieser Ausgangssignale zugeführt sind, und
- daß ein Ausgangssignal an einem Ausgangsanschluß (53) der Summiereinrichtung (17) durch eine Schaltereinrichtung (11) wahlweise entweder einem Eingangssignal des Hauptsignalweges (3) zuführbar ist oder nicht.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Operationsverstärker (51) mit einem nichtinvertierenden Eingang (+), einem invertierenden Eingang (-) und einem Ausgang vorgesehen ist, dessen nichtinvertierendem Eingang (+) ein Eingangssignal der Schaltungsanordnung zugeführt ist, und dessen Ausgang mit dem Hauptsignalweg (3) verbunden ist, und daß die Schaltereinrichtung (11) wahlweise den invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers (51) entweder mit dem Ausgangsanschluß (53) der Summiereinrichtung (17) oder dem Ausgang des Operationsverstärkers (51) verbindet.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfssignalweg (4) die Übertragungseigenschaft eines Hochpaßfilters aufweist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Grenzfrequenz des Hilfssignalwegs (4) in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal des Hilfssignalwegs (4) veränderbar ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuerschaltung zum Steuern der Grenzfrequenz des Hilfssignalweges (4) vorgesehen ist, und daß eine auf die Steuerschaltung ansprechende Stromsteuereinrichtung zum Steuern des Emitterstromes des ersten Transistorpaares (27) vorgesehen ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung zum Erzeugen eines auf das Ausgangssignal des Hilfssignalweges (4) ansprechende Steuersignals zur Änderung der Grenzfrequenz vorgesehen ist, die eine Steuerschaltung zum Steuern des in den miteinander verbundenen Emittern des ersten Transistorpaares (27) fließenden Stromes in Abhängigkeit von dem Steuersignal umfaßt.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine einen Kollektorkreis des ersten Transistorpaares (27) mit dem einen Differenzeingang (22) des Spannungs-Stromwandlers (21) verbindende Rückkopplungseinrichtung vorgesehen ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des zweiten Transistorpaares (33; 61, 62) das Ausgangssignal des Hilfssignalweges (4) bildet.

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Summiereinrichtung (17) einen invertierenden Eingang (-) und einen nichtinvertierenden Eingang (+) aufweist, daß zwischen dem Ausgangsanschluß (53) der Summiereinrichtung (17) und dem invertierenden Eingang (-) der Summiereinrichtung (17) eine Rückkopplungswiderstandseinrichtung (R1, 8) geschaltet ist, daß das Ausgangssignal des zweiten Transistorpaares (33) dem invertierenden Eingang (-) der Summiereinrichtung (17) zugeführt ist, und daß der Hauptsignalweg (3) mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) der Summiereinrichtung (17) verbunden ist.

11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die pn-Übertragungseinrichtung (26) durch ein Transistorpaar aus Transistoren mit miteinander verbundenen Emittern gebildet ist, wobei bei jedem Transistor des Transistorpaares die Basis mit dem Kollektor verbunden ist.

12. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die pn-Übergangseinrichtung (26) durch zwei Transistorpaare (71, 73; 72, 74) aus Transistoren mit miteinander verbundenen Emittern gebildet ist, daß die Kollektoren der zwei Transistorpaare (71, 73; 72, 74) mit den Differenzausgängen (24, 25) des Spannungs-Stromwandlers (21) und mit den Basen eines fünften und sechsten Transistors (75, 76) verbunden sind, und daß die Basen der zwei Transistorpaare (71, 73; 72, 74) mit den Emittern des fünften und sechsten Transistors (75, 76) verbunden sind.

13. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Stromspiegelschaltung (28) vorgesehen ist, welche an die Kollektoren des ersten Transistorpaares (27) angeschlossen ist.