DE2631460B1 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals in einem mit Stoerungen behafteten Empfangskanal - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals, insbesondere zur Pegelregelung, in einem mit Störungen behafteten Empfangskanal, bei der aus dem phasenumgetasteten Eingangssignal ein amplitudenabhängiges Steuersignal abgeleitet wird, wobei im Empfangskanal in einer Frequenzregelschaltung ein mittels des Empfangssignals synchronisierter Oszillator vorgesehen ist, bei dem das Empfangssignal mit dem Ausgangssignal des Oszillators einmal unverzögert und einmal um 90° verzögert in zwei Mischern überlagert wird, und wobei die so erhaltenen Mischprodukte über Tiefpaßfilter geführt und die daraus gewonnenen, die Frequenzverschiebung zwischen Eingangssignal- und Oszillatorfrequenz anzeigenden Signale nach erneuter Umsetzung in einem dritten Mischer als Stellgröße für die Nachstimmung des Oszillators dienen.

Zur optimalen Signalverarbeitung ist es vielfach wünschenswert, daß der Nutzpegel in einem mit Störungen überlagerten Empfangskanal einen bestimmten Wert hat. Hierzu wird ein Steuersignal benötigt, das auf ein entsprechendes Stellglied, z.B. einen geregelten Verstärker, eine einstellbare Schwelle oder dergleichen einwirkt. Dies gilt insbesondere für Funkempfänger und im speziellen für Schaltungsanordnungen, welche mit Trägerrückgewinnung eines phasenumgetasteten Digitalsignals arbeiten. Das Steuersignal soll nur von der Nutzleistung im Empfangssignal abhängen und überlagerte Störungen, z.B. Rauschen oder andere Störungen sollten ebenso wie die überlagerte Information nicht in das Steuersignal mit eingehen.

Es gibt eine Reihe von Möglichkeiten, Schaltungen zur Erzeugung des Steuersignals bei mit Störungen behafteten Empfangskanälen der eingangs genannten Art aufzubauen. Dabei treten jedoch stets Nachteile auf, die im einzelnen anhand der F i g. 1 näher erläutert werden. Zusammenfassend läßt sich sagen, daß die bekannten Schaltungen entweder nicht ausreichend die überlagerten Rauschstörungen bei der Bildung des Steuersignals unterdrücken oder daß Synchronisationsfehler in der Phasenregelschleife mit in die Erzeugung des Steuersignals für die Pegelregelung eingehen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art einen Weg aufzuzeigen, bei dem ein Steuersignal hergeleitet werden kann, das nur der Nutzleistung im Empfangssignal proportional ist und den Einfluß von Gaußschem Rauschen oder rauschähnlichen Störungen ähnlicher Art sowie von Synchronisationsfehlern nicht unterliegt.

Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß von den Ausgängen der beiden erstgenannten Mischer nach Tiefpaßfilterung und Quadrierung erhaltene Ausgangssignale in einer Differenzstufe zusammengefaßt und nach einem weiteren Tiefpaß und einer weiteren Quadrierstufe einer Additionsstufe

zugeführt sind, deren zweites Eingangssignal aus dem Ausgangssignal des dritten Mischers nach Quadrierung gewonnen ist und daß vor einem der beiden Eingänge der Additionsschaltung eine Amplitudenkorrektur derart vorgenommen wird, daß eine Auslöschung sowohl der von Phasenfehlern der Frequenzregelschaltung als auch von Rauschanteilen im Nutzsignal kommenden Signalanteile erreicht wird und das so gewonnene störbefreite Ausgangssignal als Steuersignal verwendet ist.

Zur Erläuterung der Erfindung wird nachfolgend auf Zeichnungen bezug genommen. Es zeigt

Fig. 1 verschiedene Schaltungsvarianten und ein Ausführungsbeispiel der Erfindung,

F i g. 2 Einzelheiten des Phasenregelkreises,

F i g. 3 Darstellungen zur Definition von Ubertragungsgrößen,

F i g. 4 ein Zeigerdiagramm und

Fig. 5 eine Abwandlung der Schaltung nach Fig.2.

Bei dem Blockschaltbild nach F i g. 1 ist das dem Eingangskanal, vorzugsweise eines Funkempfängers, zugeführte, störungsbehaftete Eingangssignal mit ESS bezeichnet. Es handelt sich dabei um ein Hochfrequenzsignal mit Phasenumtastung. Im Eingangskreis ist ein Stellglied GV vorgesehen, das von einem Steuersignal RG betätigt wird, das allein von der Amplitude des Nutzsignals abhängig sein soll. Es kann sich dabei insbesondere um einen einstellbaren Verstärker (zur Erzeugung einer konstanten Ausgangsspannung) oder um eine steuerbare Schwelle handeln. Wird von einer Regelung Gebrauch gemacht, so ist, wie gestrichelt angedeutet, das Steuersignal RG einer Vergleichsschaltung VS zuzuführen, die mit dem Sollwertgeber SG verbunden ist und dann die eigentliehe Steuerspannung RG' bildet, die dem Stellglied GV zugeführt wird. Nach Durchlaufen eines als Bandpaß ausgebildeten Eingangsfilters EF gelangt das Eingangssignal ESS za einem der Frequenzregelung im Rahmen der Trägerrückgewinnung dienenden Kreis, der mit FR bezeichnet ist. Diese auch unter dem Namen Costas-Kreis bekannte Schaltung stellt einen nach Frequenz und Phase mit dem Eingangssignal verknüpften Regelkreis dar. Im einzelnen besteht er aus zwei parallelgeschalteten Mischern Ml und M2, denen neben dem Eingangssignal ESS die Ausgangsspannung des einstellbaren Oszillators VCO zugeführt wird. Einem der beiden Mischer, im vorliegenden Beispiel dem Mischer M2, ist für das Oszillatorsignal ein Phasenglied PG vorgeschaltet, welches eine Phasenverschiebung um 90° bewirkt. Durch dieses Phasenglied wird erreicht, daß im Phasenregelkreis bei der Gewinnung der Stellgröße für die Nachregelung des Oszillators VCO die im Eingangssignal ESS ebenfalls enthaltene, durch Phasenumtastung gebildete Nutzmodulation nicht eingeht. Die Ausgangssignale der beiden Mischer Ml und M2 werden Tiefpaßfiltern TPl und TP2 zugeführt. Die Ausgangssignale dieser Tiefpaßfilter werden einem dritten Mischer M3 zugeleitet, dessen Ausgangssignal zu dem Tiefpaßfilter LF mit PI-Regler-Eigenschaften übertragen werden. Dessen Ausgangssignale stellen dann die Stellgröße für die Frequenzvariation des einstellbaren Oszillators VCO dar. Der Kreis FR ist bevorzugt für die Verarbeitung zweiphasenmodulierter Digitalsignale geeignet.

Nachfolgend werden zur Erläuterung der bei der Gewinnung des Steuersignals RG auftretenden Schwierigkeiten verschiedene Schaltungsvarianten erläutert, deren Ausgangssignale jeweils das Steuersignal, hier mit RGl bis RG4 bezeichnet, für das Stellglied GV darstellen könnten. Die Herleitung der Steuersignale RGl bis RG4 nach den Methoden 1 bis 4 ergibt eine Reihe von Nachteilen, welche nachfolgend im einzelnen erläutert werden. Die gleichen Teile der verschiedenen Schaltungen sind dabei einheitlich bezeichnet, und zwar bedeutet

QS

TF AS DS

Quadrierstufe,
Tiefpaßfilter,
Additionsstufe,
Differenzstufe.

Bei der in Fig. 1 als Methode 1 bezeichneten Lösung wird das Empfangssignal am Ausgang des Bandpasses EF

r(t) = |/2■ A ■ m(t) ■ cos mt + n(t),

wo A² die Nutzleistung darstellt, m(t) = ±1 die Modulation durch Zweiphasenumtastung beschreibt, ι» die Zwischenfrequenz ist und n(t) den Störterm repräsentierten QSl quadriert und in TFl tiefpaßgefiltert. Das so gewonnene Steuersignal RGl

Z₁(O « A² + £ (B²Ct)) = A² + N

ist bei nicht zu starken Störungen n(t) der Nutzsignalleistung proportional. Je größer die Störungen, um so mehr trägt die Störleistung JV zum Gesamtsignal bei und verfälscht so das gewünschte Signal. Hinzu kommt, daß das Empfangssignal ESS häufig im Bandpaß EF nicht ausreichend, d. h. der Bandbreite des Nutzsignals entsprechend, gefiltert werden kann, weil angepaßte schmalbandige Filter nicht realisiert werden können. Die Folge ist, daß unnötig viel Störleistung im Stellglied GV wirksam wird, wenn man mit RGl als Steuersignal arbeitet. E bedeutet hier und nachfolgend den Erwartungswert.

Diesen Nachteil vermeidet die als Methode 2 bezeichnete Lösung. Hier gewinnt man das Steuersignal RG2 aus dem in das Basisband umgesetzte Signal am Ausgang des Mischers Ml

i(t) = A · m(t) -cos φ + n_t(t).

Im synchronen Zustand ist der Synchronisationsfehler φ zwischen der Phase der Empfangsschwingung und des Referenzoszillators VCO Null und das Steuersignal RG2 nach Durchlaufen des Tiefpasses TFIl, der Quadrier stufe QS 2 und eines weiteren Tiefpasses TF22ist

Z₇[X) χ A² · cos² φ + Ε{ϊή(ή} χ A² · cos² φ + JV_f.

Dieses Steuersignal RG2 wird nur noch durch die Störleistung von nft) beeinflußt. Die Störleistung ist geringer als bei der vorher beschriebenen Methode 1, weil sich ein angepaßtes Tiefpaßfilter immer realisieren läßt. Nachteilig ist aber hier die Abhängigkeit des Regelkriteriums vom Synchronisationsfehler φ. In ungünstigen Fällen (ψ = ± ψ\ enthält i(t) keine Nutzleistung.

Die Abhängigkeit von φ vermeidet die als Methode 3 bezeichnete Lösung. Von den Ausgängen beider Mischer Ml und M2 werden hier zwei parallele Kanäle über TF31, QS31 bzw. TF32, QS32 angesteuert, die ausgangsseitig auf eine Additionsstufe ^453 zusammengeschaltet sind, der ein weiteres Tiefpaßfilter TF 33 folgt. Hier wird aus dem Quadraturkanal,

d. h. am Ausgang des Mischers M2

q(t) = A- m(t) ■ sin φ + n_q(t)

in ähnlicher Weise wie bei der Methode 2 ein Hilfssignal

z₂ (t) « A² · sin² φ+E {r?_q(t)\ » A² · sin² q + N_q

abgeleitet. Die Addition von z₂(t) und z'₂ in der Additionsschaltung AS3 ergibt wegen cos² φ + sin² φ = 1 als Steuersignal RG3

E{n².{t)} + E{n² _q{t)} χ A² + N₁ + N_q.

Nachteilig ist hier im Vergleich zur Methode 2 die zusätzliche Verfälschung des Steuersignals RG 3 durch die Störleistung von n_q(t).

Bei der Methode 4 ist unterschiedlich zur Methode 3 lediglich eine Differenzstufe DSA anstelle der Additionsstufe AS3 vorgesehen.

Die Differenzbildung

z₄ (i) = z₂ (i) - z'₂ (i) % A² ■ cos² ψ

ergibt als vierte Möglichkeit ein Steuersignal J? G4, das von den Störgeräuschen weitgehend befreit ist, weil

ist. Doch ist z₄(t) wieder von φ abhängig und eignet sich daher als die Nutzleistung repräsentierendes Steuersignal wenig.

Bei der erfindungsgemäßen Methode 5 werden die vorstehend geschilderten Schwierigkeiten vermieden. Hierzu ist an den Ausgang des Mischers M1 ein Tiefpaßfilter TF51 und eine Quadrierstufe QS5i angeschaltet. Vom Ausgang des im Quadraturkanal liegenden Mischers Ml wird das Tiefpaßfilter TF52 und die Quadrierstufe QSS2 angesteuert. Die Ausgangssignale der Quadrierstufen QS51 und QS52 gelangen zu einer Differenzstufe DS51, welche beide Ausgangssignale voneinander subtrahiert. Die so gewonnenen Differenzsignale werden einem Tiefpaßfilter TF 53 zugeleitet, dem eine weitere Quadrierstufe QS 53 nachgeschaltet ist. Mittels eines Amplituden-Korrekturgliedes KS, im vorliegenden Beispiel eines Amplituden-Teilers, werden die Signalamplituden im Verhältnis 1 :4 geteilt. Die so gewonnenen Differenzsignale werden einer Additionsschaltung AS51 zugeleitet. Anstelle einer Amplituden-Teilung könnte auch eine Vergrößerung der Amplitude um den Faktor 4 vor dem die Quadrierstufe QS 54 enthaltenden Eingang der Additionsschaltung AS 51 erfolgen. Das so erhaltene Steuersignal RG 5 am Ausgang der Additionsstufe AS51 ist nur noch von der Größe A, also der Amplitude des Nutzsignals und nicht mehr von den Größen φ, d. h. dem Synchronisationsfehler oder n(i), d. h. Rauschanteilen, abhängig. Einzelheiten hierzu werden im weiteren Verlauf anhand von Gleichungen erläutert. Das so gewonnene Steuersignal RG 5 kann zu einer optimalen Einstellung des Stellgliedes GV dienen.

Gemäß einer Weiterbildung kann in einer Schaltung WS gegebenenfalls der Wert 2 ]f% des Ausgangssignals der Additionsstufe AS51 gebildet werden. Am Ausgang 01 der Schaltung WS tritt ein Signal, das =s A² ist, auf. In manchen Fällen wird, insbesondere zur laufenden Betriebsüberwachung, auch die Größe SIN (S = Nutzsignal, N = Rauschen) oder N benötigt. Hierzu kann aus der Größe RG1 oder RG3 durch eine Differenzstufe DS52 aus dem Ausgangssignal von WS die Größe Ν allein am Ausgang 03 gewonnen werden. Durch eine Teilerstufe TS läßt sich am Ausgang 02 die Größe S/N bereitstellen.

Ergänzend wird darauf hingewiesen, daß die beiden Tiefpässe TF51 und TF52 eingespart werden können, wenn die Quadrierstufen QS51 und QS52 direkt an die Ausgänge der Tiefpaßfilter TPl und TPl des Frequenzregelkreises Fi? angeschlossen werden.

Zur Erläuterung der durch die Erfindung erzielbaren Vorteile im Hinblick auf die Bildung des Steuersignals wird nachfolgend ergänzend auf Fi g. 2 Bezug genommen. Dabei ist im wesentlichen das Frequenzregelglied FjR nach F i g. 1 gezeichnet, wobei die dort verwendeten Bezeichnungen für jeweils gleiche Bauteile auch hier herangezogen worden sind. Ergänzend sind die jeweiligen möglichen Störgrößen als Einströmung dargestellt. Das Eingangssignal besteht aus dem Nutzanteil a(t) und dem Störanteil n,(i). Der Bandpaß EF am Eingang der Schaltung filtert die Bandbreite B aus dem Empfangssignal heraus, in der das Nutzsignal übertragen wird. K₂, K₃ und K₄. sind Dämpfungs- bzw. Verstärkungsfaktoren der Mischer Ml, Ml und M3. Die Tiefpässe TPl und TPl sind so ausgelegt, daß sie nur die Summenfrequenz vom Ausgang der Mischer Ml und M 2 sperren und ihr Frequenzgang für die wesentlich niedrigere Differenzfrequenz noch keinen nennenswerten Einfluß hat. Die Faktoren K₂, K₃ und K₄. besitzen die Dimension V~^l. Am Ausgang des Mischers M3 liegt das Signal Z₀Jt) vor. Dieses wird dem Filter LF zugeführt, welches die Übertragungsfunktion F(p) hat. Am Ausgang des Filters LF kommt als weiteres Signal die Größe e(t) hinzu (d. h. eine Suchspannung für die Akquisitionsphase). Das so erhaltene Signal wird dem gesteuerten Oszillator VCO zugeführt, der die Ubertragungsfunktion G(p) hat. Am Ausgang dieses Oszillators VCO liegt das Signal r_c(t) vor.

Weiterhin werden die Signale a(t) und r_c(t) dahingehend erweitert, daß Phaseninstabilitäten ^₁ des das Empfangssignal liefernden Sendeoszillators VCO, -ψ₂ des geregelten Oszillators und Störeffekte d berücksichtigt sind:

a(t) = ίΐ· A ■ u{t) ■ άη{Δ + _Ψι - d), (1)
r_c(t) = 2- |/XT-cos(<9 + _%). (2)

Natürlich können die Instabilitäten ψ₁ und ψ₂ auch eine Frequenzablage von der Sollfrequenz darstellen. Arbeitet der Oszillator VCO im Proportionalbereich, nur der wird hier ausgesteuert, so gilt: Ό ~ ω. Diese Proportionalitätskonstante, die man mit Voltmeter und Frequenzmesser bestimmt, wird hier K₅Il genannt. K₅, das Doppelte des gemessenen Wertes, wird deshalb eingeführt, um spätere Berechnungen zu vereinfachen.

Der Oszillator VCO kann wie in F i g. 3 dargestellt beschrieben werden. Dann gelten die Beziehungen

U-K₅Il = ω,

Θ = / ω dt.

Gleichung (3) in (4) eingesetzt ergibt
ω = U -K₅Il- f o, at.

7 8

Durch Laplace-Transformation erhält man die Dies entspricht einer Fourierzerlegung von n,(i):

übertragungsfunktion G(p): ^ ₌ ^. ^ . _cog

Θ K₅ Γ , ^_ Θ K₅ 1

Γ , ^_ Θ K₅ 1
I (odtO— — = -^- · —, worin

^J U 2 5

= ^ I (odtO= ^
^{U 2 J} U 2 ρ 5 _nj_{t) =} N₁U)-COSd₁(I), (9)

^{Θ K}s ^l /« ".W = WO ·^sin <

Formt man weiter trigonometrisch um, so kommt

e(t) ist eine Suchspannung, die den Oszillator VCO w man zu
durchstimmt bis Synchronismus, d. h. φ = 0, erreicht
ist und anschließend konstant bleibt. n_;(t) = |/2 · [AT_c(i) · cos .4 — JV₅fi) ■sin /1] (11)

n_f(i) beschreibt ein ebenes, normalverteiltes Rauschen, das zum Nutzsignal a(t) addiert wird. Der mit den Sinus- und Cosinusanteilen

Bandpaß EF sorgt dafür, daß nur Rauschanteile inner- 15

halb der Bandbreite B des übertragenen Signals zu »τ κϊ. _ _(ts - _λ , _(Λ ■ _s

den Umsetzern Ml, Ml gelangen. Nimmt man an, ^Nc(t) ~ ^Ut) ' ^{C0S ö + n}*^[t)' ^{sln f)} (12)

daß B <c f₀, in der Praxis trifft das fast immer zu, = AT_f(i) · cos (/I₁- — /I),

^S£^kan^f⁾ⁱⁿi^eif^E^^ m = n,(t) ■ co* d-n_c(t)· sind

Phase (5,(J) zerlegt werden: 20 ^s ' ^s ' c\ > ■

rii(t) = ]/2'Ni(t) ■ cos(m_ot + SJt)) , H₁(I) ist somit auf die Phase des Nutzsignals

= |/2 · N(t) ■ cos /1 ^ ^{= w}°^{f + ö bez}°g^en- ^{In Fi} g- ^{4 ist dieser} Vorgang

¹ '" 25 zeichnerisch dargestellt.

Das Eingangssignal x(t) ergibt sich somit zu

x(f) = a(t) + β,(i) = β ■ HA ■ u(t) - N_s(t)l · sin /1 + N_c(t) · cos Λ). (14)

Mit Einbeziehung der Ubertragungsbeiwerte K₂, K₃, K₄. und unter Berücksichtigung der Beziehung u²(t) = erhält man

ZJt) = a(t) ■ r_c(t) K₁ = K₂- n&L ■ LA ■ «(£)■· sin,, - N₅(t) ■ sin _Ψ + N_c(t) · cos <ß , (15)

Z„(i) = a(t) ■ r_s(t) K₃ = K₃- ί2ΚΪ ■ [A · u(i) · cos _Ί - N_s(t) ■ cos _Ψ - N_c(t) ■ sin <ß , (16)

z_on(t) = z_c(t) ■ z_s(t) --K₄.

= K₁ -K₂ -K₃ -K±-{IA² + N?b) - N^t) - 2·^·«(ί)·ΛΤ(ί)] -sin 2φ + 2·£Λ·ιι(ί) - Λζ(ί)] -N_c(t)-cos 2,,} .(17)

Führt man die äquivalente Größe Λ^(ί) ein, die alle mit Rauschen behafteten Vorgänge beinhaltet, so kann Gleichung (17) verkürzt angeschrieben werden:

ZJt) = ^ ■ K₂ ■ K₃ ■ Ki ■ LA² ■ sin 2_f + N_a(t)] =[Z₀(i) + Λ&(ί)] · .K₀ (18)

A&(t) = LNHt) - ^²(i) - 2 · X · u(t) · N_s(t)l ■ sin 2_V + 2 [4 · «(t) - N_s(t)l ■ N_c(t) · cos 2,, (19)

und synchronen Fall, ψ = 0, so erhält man für Z_cn(i)

4 keinen Anteil des Nutzsignals. Dieser Zweig des Krei-

K₀ = Yl K₁. (20) ses wird (vgl. F i g. 2) Quadratur-Kanal Q genannt und

'⁼' 50 der andere Zweig, ZJt), in dem die volle Signal-

Mit Hilfe der Zerlegung aus Gleichung (18) kann amplitude vorhanden ist, In-Phase-Kanal /.

man die Additionsstelle für die Rauschgröße an eine In den folgenden Berechnungen soll gelten:

andere Stelle verlegen, denn die Summation <

K₀-N^t)' + K₀-Z₀ (t) vor dem Filter LF, wie in F^;ig. 5 K₁ = -L ■ v², K₂ = \-V~\K₃ = I-K"¹,^ = l-V¹

gezeigt, ist mathematisch gleichbedeutend mit der 55

Summation a(t) + n_t(t) am Eingang des Kohärent- und
Umsetzers FR.

Die Additionsstelle für die äquivalente Rauschgröße / = ZJt), (21)

N_a(t) liegt vor dem Filter LF und nach dem Mischer η — 7 M m\

M3. Es erfolgt eine Zusammenfassung der jeweiligen 60 ^ ~~ ^cn '' '

Multiplizierer Ml, Ml mit den nachfolgenden Tief- IQ = ZJt). (23) passen TPl und TPl. .

Betrachtet man die Gleichungen (15) und (16) im / · Q ist schon aus Gleichung (17) bekannt.

i'Q = ~IA² + N²Jt)- N² (t) -2-A- u(t) ■ NJt)J ■ sin 2φ

⁴ (24)

~ [A ■ u(t): NJt) - NJt) ■ NJt)] -cos 2_Ψ .

10

Bildet man in den Schaltungsteilen QS51 und QS52 aus Fi g. 1 die Quadrate der Signale im /- bzw. Q-Kanal, so erhält man

[/1²-cos²,

_r(0-sin</-cose, - 2-/i-n(0-iV,.(0-cos² ₇ +

[/l

²· sin² ν

Af(O-cos²»/ +2-A-u(0-W_r(0-sin./ -cos-, -2M-U(O¹Af₁(O-Sm²V -2-Af,(0-Af_r(0-sinv cosc,] .

Subtrahiert man (26) von (25) in der Differenzstufe DS51 von F i g. 1 und faßt zusammen

I²-Q² = IA² -cos 2η +iV;²(i)-cos 2 7 - N_c ²(i)-cos2₇ -2-A -u(t)-JV_s(t)-cos2r_/

so erhält man ein Signal, das den Erwartungswert Null besitzt, d. h. bei genügender Tiefpaßfilterung nur mehr von cos 295 abhängt. Die beiden vorhandenen Erwartungswerte E[N²(t)} und E{N?(t)} kompensieren sich aber gegenseitig nur, wenn die Verstärkungen K₂ und K₃ in den Mischern Ml und M 2, wie hier vorausgesetzt, gleich sind. Für die anderen Größen gilt, daß zwei ünkorrelierte Signale miteinander multipliziert den Erwartungswert Null ergeben. Werden die Signale in (24) und (27) hinreichend mit einem Tiefpaß gefiltert, so ergibt sich

1
= -j-· A -sin 2 φ

(28)

^un _{2 2}

E[I - (f}■ = A ■ cos2<p. (29)

Nach Quadrierung in QS 53 bzw. in QS 54 ergeben die Signale nach den Gleichungen (28) und (29)—unter Berücksichtigung der Amplitudenkorrektur in KS — am Ausgang der Additionsstufe AS51 einen Wert, der nur noch A proportional ist.

Bildet man den Erwartungswert, so erhält man 2-J\£(t)-J\r_c(tJ-sin2_?] , (27)

Wird nun in der Stufe

r- ßip — O¹} ~"|²

LJ

gebildet, so ist das Ausgangssignal an der Klemme 01 von F i g. 1 (und damit auch bereits RGS) unabhängig von der Phase. Diese Beziehung gilt, wenn der Kreis FR synchron ist; Kohärenz ist dagegen nicht erforderlich (d.h. jeder Phasenfehler <p ist zulässig). Der Schätzwert für die Nutzleistung wird um so genauer, je tiefer die Grenzfrequenz der Tiefpässe gewählt ist, weil dann die mathematische Erwartungsoperation £{"/.} zunehmend genauer approximiert wird.

Addiert man die Gleichungen (25) und (26), wie am Eingang von DS52 in Fig. 1, durch RG3 angedeutet, so ergibt sich

(31)

(32)

E[I² + Q²} = IA² + E{N²(t)} + E{N²(t)}-] = [A² + JV],

die Summe von Signalleistung A² und Rauschlei- tigte Größe der Rauschleistung JV am Ausgang 03 stungJV. von Fig. 1 zu bekommen:

Dabei wurde angewandt, daß bei normalverteiltem

Rauschen gilt: ,

= Α*©)"- E[I²+ &}-2^E[I-Q}f + = N.

T/2

7--».oo r/2

-j<

_ 1 [ 2nj J

^1<a

Das gleiche gilt natürlich auch für JV_c(i):

F (N² (n\ — N12

ί c Os — I-

Π4Ϊ
ν )

Nun braucht nur noch die Signalleistung A² in DS 52 von F i g. 1 subtrahiert zu werden, um ein Maß für die vielfach zusätzlich (z. B. für die laufende Betriebskontrolle und/oder Störungserkennung) benö-

_Der Quotient von (30) und welcher in der Dividierschaltung TS gebildet wird, liefert am Ausgang 02 in Fig. 1 die Anzeige proportional S/N. Auch dieser Wert wird vielfach zusätzlich benötigt, und es ist somit in einfacher Weise in Ergänzung der Erfindung rnöglieh, auch die Größen JV und S/N zu gewinnen. Die Größe Z₃ (i) = RG3 kann ohne weiteres erhalten werden, wenn am Ausgang von QS51 und QS52 eine Additionsstufe (hier nicht dargestellt) angeschlossen wird, deren Ausgang mit dem zweiten Eingang von DS 52 zu verbinden ist. Die Größe RGl läßt sich, wie bei der Methode Γ beschrieben, ebenfalls in einfacher Weise ermitteln und zur Bildung von JV oder S/N heranziehen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals, insbesondere zur Pegelregelung, in einem mit Störungen behafteten Empfangskanal, bei der aus dem phasenumgetasteten Eingangssignal ein amplitudenabhängiges Steuersignal abgeleitet wird, wobei im Empfangskanal in einer Frequenzregelschaltung ein mittels des Empfangssignals synchronisierter Oszillator vorgesehen ist, bei dem das Empfangssignal mit dem Ausgangssignal des Oszillators einmal unverzögert und einmal um 90° verzögert in zwei Mischern überlagert wird, und wobei die so erhaltenen Mischprodukte über Tiefpaßfilter geführt und die daraus gewonnenen, die Frequenzverschiebung zwischen Eingangssignal- und Oszillatorfrequenz anzeigenden Signale nach erneuter Umsetzung in einem dritten Mischer als Stellgröße für die Nachstimmung des Oszillators dienen, dadurch gekennzeichnet, daß von den Ausgängen der beiden erstgenannten Mischer (Ml, Ml) nach Tiefpaßfilterung (z. B. in TF51, TF52) und Quadrierung (in QS 51, QS 52) erhaltene Ausgangssignale in einer Differenzstufe (DS 51) zusammengefaßt und nach einem weiteren Tiefpaß (TF53) und einer weiteren Quadrierstufe (QS 53) einer Additionsstufe (AS 51) zugeführt sind, deren zweites Eingangssignal aus dem Ausgangssignal des dritten Mischers (MS) nach Quadrierung (in QS54) gewonnen ist und daß vor einem der beiden Eingänge der Additionsstufe (AS 51) eine Amplitudenkorrektur (z. B. in KS) derart vorgenommen wird, daß eine Auslöschung sowohl der von Phasenfehlern (φ) der Frequenzregelschaltung (FR) als auch von Rauschanteilen (n(t)) im Nutzsignal kommenden Signalanteile erreicht wird und das so gewonnene störbefreite Ausgangssignal (z.B. A²) als Steuersignal (RGS) verwendet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die der Quadrierung der von den beiden Mischern (Ml, Ml) kömmenden Signale dienenden Quadrierstufen (QS 51, ÖS 52) an den Ausgang der den beiden Mischern (Ml, M2) in der Frequenzregelschaltung (FR) nachgeschalteten Tiefpaßfiltern (TPl, TP2) angeschlossen sind.

3. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem dritten Mischer (M 3) und der vor der Additionsstufe (AS 51) liegenden Quadrierstufe (ßS54) ein Tiefpaßfilter (TF54) vorgesehen ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine der das Steuersignal (RG5) liefernden Additionsstufe (.4S 51) nachgeschaltete (weitere) Korrekturschaltung (WS) ein A² (A = Nutzamplitude) proportionales Ausgangssignal (an 01) erzeugt ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das von der weiteren Korrekturschaltung (WS) kommende Signal in einer Differenzstufe (DS52) mit einem quadrierten (in QS 31, QS32) und durch Addition erzeugten weiteren Signal so zusammengefaßt wird, daß das Ausgangssignal nur ein von der Störleistung N abhängiges Ausgangssignal (an 03) liefert.

6. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß durch Quotientenbildung ein der Größe S/N (S = Nutzsignal, N = Störsignal) proportionales Ausgangssignal (an 02) erzeugt ist.