DE10213423A1

DE10213423A1 - Schaltungsanordnung zum Schieben der Phase eines Eingangssignals und Schaltungsanordnung zur Spiegelfrequenzunterdrückung

Info

Publication number: DE10213423A1
Application number: DE10213423A
Authority: DE
Inventors: Burkhard Dick
Original assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2002-03-26
Filing date: 2002-03-26
Publication date: 2003-10-09
Also published as: TW200306068A; CN1643778A; KR20040104546A; US7528679B2; CN101488733A; CN100483923C; AU2003212579A1; WO2003081767A1; JP4302531B2; JP2005521318A; US20050152083A1

Abstract

Schaltungsanordnung zum Schieben der Phase eines Eingangssignals, die aus zwei Zweigen besteht, deren zwei Ausgangssignale um 90 DEG zueinander phasenverschoben sind und Anwendung dieses Phasenschiebers in einer Schaltungsanordnung zur Spiegelfrequenzunterdrückung. Die Filtersystem in den beiden Zweigen des Phasenschiebers sind dabei so ausgelegt, dass die Phasendifferenz zwischen diesen beiden Zweigen 90 DEG beträgt, unabhängig von der Frequenz des Eingangssignals. In der Spiegelfrequenzschaltung wird ein Frequenzband während der Übertragung verstärkt bzw. gelöscht. Die Basisfrequenz BF bildet dabei die Mitte des Frequenzbandes. Die Amplitudendifferenz ist bei den erfindungsgemäßen Lösungen gering. Die Amplitudendifferenz wird verbessert, wenn die beiden um 90 DEG zueinander verschobenen Signale bezüglich der Amplitude betragsmäßig angepasst oder nahezu gleichgemacht werden. Die Anpassung erfolgt, indem die beiden Signale gleichgerichtet werden und anschließend voneinander subtrahiert werden. Das Ergebnis wird auf einen Integrator gegeben, dessen Ausgangssignal zusammen mit einem Referenzsignal die Regelgröße bildet. Im Ergebnis wird eine nahezu ideale Spiegelfrequenzunterdrückung erreicht. Verwendung in einem Radio- oder Fernsehempfänger.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Schieben der Phase eines Eingangssignals. Schaltungsanordnungen zum Phasenschieben bestehen aus zwei Zweigen, deren zwei Ausgangssignale um 90° zueinander phasenverschoben sind. Die relative Phasenlage zu dem Eingangssignal ist dabei unerheblich. Für die weitere Anwendung der Ausgangssignale kann es entscheidend sein, dass die Phasenverschiebung möglichst exakt 90° beträgt und dabei die Amplitudendifferenz möglichst gering ist. Zum Stand der Technik existieren Schaltungsanordnungen, die als Filter Allpässe verwenden. Abhängig von der Frequenz des Eingangssignals eines Allpasses ist die Phase des Ausgangssignals um einen bestimmten Wert verschoben. Die Amplitude des Ausgangssignals bleibt dabei unverändert, es findet also keine Dämpfung statt. Der Nachteil bei diesem Stand der Technik ist, dass eine entsprechend ausgelegte Schaltung nur für eine bzw. maximal zwei Frequenzen des Eingangssignals exakt um 90° phasenverschobene Ausgangssignale liefert. Demgegenüber gibt es im Stand der Technik Schaltungsanordnungen zum Phasenschieben, die aus einem Tiefpass, einem Hochpass oder der Kombination der beiden bestehen. Vorteil dieser Schaltungsanordnungen ist, dass die beiden Ausgangssignale für alle Frequenzen des Eingangssignals um 90° zueinander phasenverschoben sind. Der Nachteil ist jedoch, dass das Filtern mittels eines Tiefpasses oder eines Hochpasses mit einer Dämpfung verbunden ist und somit die Amplitude des Ausgangssignals geringer ist als die Amplitude des Eingangssignals. Für bestimmte nachfolgende Anwendungen kann es jedoch erheblich sein, dass die Amplitude unverändert ist oder zumindest nur gering gedämpft wird. Je größer die Amplitudendifferenz ist, desto aufwendiger ist ihr Ausgleich.

Phasenschieber der beschriebenen Art werden beispielsweise in Spiegelfrequenzunterdrückungsschaltungen verwendet, die in Radioempfängern eingesetzt werden. In diesem Fall besteht das Eingangssignal nicht aus einer Frequenz, sondern aus einem Frequenzband, d. h. einer Überlagerung von Grund- und Oberwellen, die ein Mehrfaches der Grundwellen betragen. Das hochfrequent empfangene Signal wird auf eine niedrigere Frequenz, die sogenannte Zwischenfrequenz, heruntergemischt. Dabei wird in einer Mischstufe das Eingangssignal mit einem Oszillatorsignal multipliziert. Die Modulation wird dabei erhalten. Die Zwischenfrequenz ergibt sich mathematisch durch Subtraktion der Oszillatorfrequenz von der Eingangsfrequenz und Betragsbildung. Durch diese arithmetische Operation entstehen zwei Frequenzbänder, die unterhalb und oberhalb der Oszillatorfrequenz liegen, und die sich im Zwischenfrequenzbereich überlagern. Das Frequenzband, das empfangen werden soll, wird als Nutzband bezeichnet, das andere als Spiegelband oder auch Spiegelfrequenzen. Die Spiegelfrequenzen stellen eine Störgröße dar und sollen daher so gut es geht unterdrückt werden. Durch Verstellen der trimmbaren Oszillatorfrequenz wird die Empfangsfrequenz ausgewählt. Die Mitte des Zwischenfrequenzbandes wird als Basisfrequenz bezeichnet.

Schaltungsanordnungen nach dem Stand der Technik weisen also entweder den Nachteil auf, dass die Phasendifferenz der beiden Ausgangssignale nur für eine bestimmte Eingangsfrequenz 90° beträgt oder dass die Ausgangssignale in ihrer Amplitude stark gedämpft sind. Dies führt zu Einschränkungen bezüglich der Anwendungsmöglichkeiten dieser bekannten Schaltungsanordnung zum Phasenschieben bzw. zu verbesserungsfähigen Ergebnissen bei den tatsächlichen Anwendungen.

Eine Aufgabe der Erfindung ist es daher, Schaltungsordnungen zum Phasenschieben anzugeben, die für alle Frequenzen des Eingangssignals zwei zueinander um 90° phasenverschobene Ausgangssignale liefern, die im Vergleich zu der Amplitude des Eingangssignals nicht oder nur gering gedämpft sind. Eine andere Aufgabe der Erfindung ist es, Schaltungsanordnungen zur Spiegelfrequenzunterdrückung anzugeben, die zwei zueinander um 90° phasenverschobenen Eingangssignale haben und für mehr als eine Frequenz der Eingangssignale eine ausreichend gute Auslöschung erzeugen. Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Regelung zur betragsmäßigen Angleichung zweier um 90° zueinander verschobener Eingangssignale anzugeben, wobei diese beiden Eingangssignale beispielsweise die Ausgangssignale einer Schaltungsanordnung zum Phasenschieben oder einer Mischstufe sein können.

Diese Aufgaben werden durch mehrere Varianten der Erfindung gelöst.

Bei einer ersten erfindungsgemäßen Variante wird die Eingangsspannung auf zwei parallele Zweige gegeben, in denen wiederum zwei Allpässe parallel zueinander angeordnet sind. Die Ausgangsspannung im ersten Zweig wird dabei durch die Subtraktion des Ausgangssignals des zweiten Allpasses von dem Ausgangssignal des ersten Allpasses gebildet bzw. durch die Addition des Ausgangssignals des ersten Allpasses und des inversen Ausgangssignals des zweiten Allpasses. Die Ausgangsspannung des zweiten Zweiges wird dabei durch die Addition der Ausgangssignale der beiden Allpässe gebildet.

In einer weiteren Variante der erfindungsgemäßen Lösung wird das Eingangssignal wiederum auf zwei parallele Zweige gegeben. In dem ersten Zweig sind ein Tiefpass und ein Hochpass parallel zueinander angeordnet und ihre Ausgangssignale auf einem Addierer zusammengeführt, wobei das Ausgangssignal des Hochpasses invertiert wird. In dem zweiten Zweig sind zwei Tiefpässe unterschiedlicher Grenzfrequenz parallel zueinander angeordnet. Die Ausgangssignale der beiden Tiefpassfilter werden auf einem Addierer zusammengeführt, wobei das Signal des Tiefpasses mit der höheren Grenzfrequenz invertiert wird.

Bei einer weiteren Variante der Erfindung werden nur Filter gleicher Grenzfrequenz verwendet. Dies führt zu einer einfacheren Auslegung der Anwendung, die mit dieser erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung verknüpft sind. Da außerdem nur drei Filter verwendet werden, wird Platz auf der Platine oder dem integrierten Schaltkreis eingespart. Das Eingangssignal wird wiederum auf zwei Zweige gegeben. In dem einen Zweig befindet sich nur ein Allpass mit einer Grenzfrequenz entsprechend der Basisfrequenz des Eingangssignals. Das Ausgangssignal des ersten Zweiges wird an diesem Allpass abgegriffen. In dem zweiten Zweig sind in beliebiger Reihenfolge hintereinander ein Hochpass, ein Tiefpass und ein Verstärkungselement angeordnet. Sowohl der Hochpass, als auch der Tiefpass haben eine Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Basisfrequenz des Eingangssignals.

Eine weitere erfindungsgemäße Lösung weist ebenfalls den Vorteil, dass nur Filter gleicher Grenzfrequenz verwendet werden und kommt nur mit zwei Filtern aus. Das Eingangssignal wird dabei wiederum auf zwei Zweige gegeben. In dem einen Zweig sind hintereinander ein Tiefpass und ein Hochpass sowie ein Verstärkungselement angeordnet. Tiefpass und Hochpass haben dabei die gleiche Grenzfrequenz, die der Basisfrequenz des Eingangssignals entspricht. Das Ausgangssignal des Tiefpasses wird außerdem abgegriffen und auf einen Addierer gegeben, der sich in dem ersten Zweig befindet. Vor dem Addieren in dem anderen Zweig ist ein Verstärkungselement mit dem Faktor minus 0,5 angeordnet.

Bei einer weiteren Variante der erfindungsgemäßen Lösung wird das Eingangssignal auf drei parallele Zweige gegeben. In dem einen Zweig befindet sich ein Tiefpass mit einer Grenzfrequenz unterhalb der Basisfrequenz, in einem anderen Zweig ein Tiefpass mit einer Grenzfrequenz oberhalb der Basisfrequenz. Hinter dem Tiefpass mit der kleineren Grenzfrequenz ist ein Addierer angeordnet, der außerdem mit dem inversen Ausgangssignal des Tiefpasses mit der größeren Grenzfrequenz versorgt wird und dessen Ausgangssignal auf ein Verstärkungselement gegeben wird. Das Ausgangssignal dieses Verstärkungselementes ist das eine Ausgangssignal der Schaltungsanordnung, das andere Ausgangssignal der Schaltungsanordnung wird durch einen Addierer gebildet, der von drei Eingangssignalen gespeist wird, und zwar dem Ausgangssignal des Tiefpasses mit der kleineren Grenzfrequenz, dem Ausgangssignal des Tiefpasses mit der höheren Grenzfrequenz und dem inversen Eingangssignal.

Eine weitere Variante der Erfindung verbessert die durch die Filter in den Zweigen erzeugte Amplitudenabweichung durch betragsmäßige Anpassung. Erfindungsgemäß wird bei der Schaltungsanordnung zur Amplitudenanpassung das eine Eingangssignal unverändert gelassen und nur zum Vergleich herangezogen, während das andere Signal bezüglich der Amplitude erhöht beziehungsweise verringert wird, bis keine Differenz mehr besteht oder nur noch eine minimale. Die Eingangssignale entsprechen entweder den Ausgangssignalen eines Phasenschiebers oder der beiden Zweige einer Spiegelfrequenzunterdrückung bevor diese Ausgangssignale auf einem Addierer zusammengefasst werden. Für den Vergleich der beiden sinusförmigen Signale werden zunächst beide gleichgerichtet und anschließend voneinander subtrahiert. Das Ergebnis wird auf einen Integrator gegeben, dessen Ausgangssignal zusammen mit einem Referenzsignal die Regelgröße für das Signal bildet, das angepasst werden soll.

Eine weitere Variante ist die Verwendung einer der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen bei einer Frequenzumsetzung, wie sie beispielsweise in einem Radio- oder Fernsehempfänger erfolgt.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Dabei werden folgende Definitionen verwendet.
U_in: Eingangssignal
U_out1, U_out2: Ausgangssignale, die zueinander um Δφ = 90° phasenverschoben sind, wobei die Phasenlage zu U_in unerheblich ist.
U_in0, U_in90: Eingangssignale mit gleicher Amplitude und gleicher Frequenz, wobei der Betrag der Phasenlage zueinander |Δα| = 90° beträgt.

U_in0 und U_in90 werden beispielsweise in Mischstufen erzeugt, wie in Fig. 8 dargestellt. Der Übersichtlichkeit halber werden sie in den Fig. 9 bis 14 durch Generatoren erzeugt.
U_out3, U_out4: Ausgangssignale, deren Phasenlage zueinander Δφ = 180° beträgt wobei die Phasenlage zu U_in0 und U_in90 unerheblich ist.
U₀, U₁, . . ., U₅: Signale für die Amplitudenanpassung
R1, R2: Gleichrichter
I: Integrator
BF: Basisfrequenz = Mittenfrequenz des Zwischenfrequenzbandes
ZF: Zwischenfrequenz von U_in0 und U_in90, auf die sie beispielsweise in einer Mischstufe heruntergemischt werden.
TP₁: Tiefpass mit einer Grenzfrequenz f₄₅ unterhalb der Basisfrequenz BF
TP₂: Tiefpass mit einer Grenzfrequenz f₄₅ oberhalb der Basisfrequenz BF
TP₃: Tiefpass mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Basisfrequenz BF
HP₁: Hochpass mit einer Grenzfrequenz f₄₅ unterhalb der Basisfrequenz BF
HP₂: Hochpass mit einer Grenzfrequenz f₄₅ oberhalb der Basisfrequenz BF
HP₃: Hochpass mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Basisfrequenz BF
AP₁: Allpass mit einer Grenzfrequenz f₉₀ unterhalb der Basisfrequenz BF
AP₂: Allpass mit einer Grenzfrequenz f₉₀ oberhalb der Basisfrequenz BF
AP₃: Allpass mit einer Grenzfrequenz f₉₀ entsprechend der Basisfrequenz BF
V_i: Verstärkungselemente 1 bis i mit einer Verstärkung A:
V₁: A >= 2
V₂: A = -0,5
V₃: A >= 1
V₄: A = 0,5
MS₁: Mischstufe, in der das Einganssignal mit einer Sinusfunktion gemischt wird
MS₂: Mischstufe, in der das Einganssignal mit einer Kosinusfunktion gemischt wird
φ: Phasenverschiebung bedingt durch die Filter
Δα: Differenz der Phase zwischen U_in0 und U_in90, bedingt durch das Heruntermischen. Δα kann +90° oder -90° betragen. Das Vorzeichen ist abhängig davon, ob U_in0 bezüglich U_in90 vor- oder nacheilt.
|Δα| = 90°: Bedingung für die Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Phasenschieben als Spiegelfrequenzunterdrückungsschaltung.
f_O: Oszillatorfrequenz w_O = 2πf_O
URF: voltage radio frequence = Hochfrequenz-Spannung
X: Verzweigungspunkt für U_in0
Y: Verzweigungspunkt für U_in90
Z: Verzweigungspunkt für U_in
G: Generator als Beispiel für die Erzeugung eines Signales mit der beschriebenen Frequenz, für die Phasenschiebung kann es das an einer Antenne empfangene Signal sein, für die Spiegelfrequenzunterdrückung beispielsweise ein Ausgangssignal des Phasenschiebers oder einer Mischstufe.

Zum Stand der Technik zeigen

Fig. 1 und Fig. 2 jeweils eine Schaltungsanordnung zum Phasenschieben,

Fig. 8 und Fig. 9 jeweils eine Schaltungsanordnung zur Spiegelunterdrückung.

Erfindungsgemäße Lösungen zum Phasenschieben werden dargestellt in Fig. 3, Fig. 4, Fig. 5, Fig. 6 und Fig. 7.

Erfindungsgemäße Lösungen zur Spiegelunterdrückung werden dargestellt in Fig. 8, Fig. 9, Fig. 10, Fig. 11, Fig. 12, Fig. 13 und Fig. 14.

Fig. 15 ist die Übertragungsfunktion der Verstärkung.

In Fig. 16 ist zum Stand der Technik ein Diagramm mit der Phasendifferenz dargestellt, die nur einmal den Wert minus 90° erreicht, in Fig. 17 ein Diagramm mit einer Phasendifferenz, die zweimal den Wert minus 90° erreicht.

In Fig. 18 ist zum Stand der Technik ein Diagramm mit dem Amplitudengang jeweils eines Hochpasses und eines Tiefpasses dargestellt.

In Fig. 19 ist ein Diagramm mit dem Amplitudengang einer erfindungsgemäßen Lösung dargestellt.

In Fig. 20 ist das Diagramm des Amplitudengangs einer anderen Variante der erfindungsgemäßen Lösung dargestellt.

In Fig. 21 ist zum Stand der Technik ein Diagramm mit der Übertragungsfunktion mit nur einer Auslöschung dargestellt.

In Fig. 22 ist zum Stand der Technik ein Diagramm mit der Übertragungsfunktion, die zwei Auslöschungspunkte aufweist, dargestellt.

In Fig. 23 ist ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Amplitudenanpassung dargestellt.

Fig. 1 zeigt als Stand der Technik eine Schaltungsanordnung 1 zum Phasenschieben, die aus zwei Allpässen AP₁, AP₂ gebildet wird. Das Eingangssignal U_in wird über einen Verzweigungspunkt Z auf zwei parallele Zweige gegeben. Der eine Zweig weist einen Allpass AP₁ auf, dessen Grenzfrequenz f₉₀ unterhalb der Basisfrequenz BF, also der Mittenfrequenz des Frequenzbandes, liegt und der andere Zweig einen Allpass AP₂, dessen Grenzfrequenz f₉₀ oberhalb der Basisfrequenz BF liegt. Falls das Eingangssignal U_in die oben erwähnte Basisfrequenz BF hat, sind die Ausgangssignale der beiden Allpässe U_out1 und U_out2 genau um 90° zueinander phasenverschoben. In Fig. 16 wird als Basisfrequenz 100 kHz angenommen. Zu erkennen ist, wie die Funktion Δφ durch Subtraktion von AP₂ von AP₁ beschrieben wird und den Wert φ = minus 90° genau einmal erreicht. Dies bedeutet, dass bereits ein leichtes Verstimmen des die Eingangsspannung U_in erzeugenden Generators G weg von der Basisfrequenz BF dazu führt, dass die beiden Ausgangssignale U_out1 und U_out2 nicht mehr vektoriell orthogonal zueinander sind. Für bestimmte sich anschließende Anwendungen kann es jedoch erforderlich sein, dass der Phasenabstand für mehrere Frequenzen oberhalb und/oder unterhalb der Basisfrequenz BF 90° beträgt. Aus dem Stand der Technik ist es bekannt, die Schaltungsanordnung 1 nach Fig. 1 so auszulegen, dass für zwei Frequenzen die Phasenverschiebung 90° beträgt. Die entsprechende Übertragungsfunktion ist in Fig. 17 dargestellt. Dafür wird die Grenzfrequenz f₉₀ des ersten Allpasses AP₁ in Richtung kleinerer Frequenzen verschoben und die Grenzfrequenz f₉₀ des zweiten Allpasses AP₂ in Richtung höherer Frequenzen verschoben. Mit der bekannten Schaltungsanordnung 1 nach Fig. 1 ist also für maximal zwei Frequenzen aus dem Frequenzband des Eingangssignals U_in eine Phasenverschiebung von 90° möglich. Vorteil dieser aus Allpässen bestehenden Schaltungsanordnung 1 ist, dass beide Ausgangssignale U_out1 und U_out2 die gleiche Amplitude haben wie das Eingangssignal U_in, d. h. zwischen U_out1 und U_out2 besteht keine Amplitudendifferenz.
Stand der Technik ist auch eine Schaltungsanordnung 2 entsprechend der Fig. 2. Bei dieser Anordnung wird das Eingangssignal U_in wiederum am Verzweigungspunkt Z auf zwei Zweige gegeben. Der eine Zweig weist einen Tiefpass TP₃ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Basisfrequenz BF auf, der andere Zweig einen Addierer A₁. Erstes Eingangssignal des Addierers A₁ ist U_in, zweites Eingangssignal das inverse Ausgangssignal des Tiefpasses TP₃ aus dem ersten Zweig. U_out1 ist dabei das Ausgangssignal des Tiefpasses TP₃ und U_out2 das Ausgangssignal des Addierers A₁. Bei dieser Schaltungsanordnung 2 ist Δφ für alle Frequenzen von U_in gleich 90°.

mit
ω = 2πf
c = R₃.C₃
Bei gleichem Nenner ist der Zähler von Gleichung (1) rein reell, von Gleichung (2) rein imaginär.
Der Amplitudengang verhält sich jedoch wie in Fig. 18 dargestellt. Bei dieser Schaltungsanordnung 2 haben die beiden Ausgangssignale nur dann die gleiche Amplitude, wenn U_in exakt die Basisfrequenz BF aufweist, die auch der Grenzfrequenz f₄₅ des Tiefpasses entspricht. Für die nachfolgenden Anwendungen kann es jedoch erheblich sein, dass die Amplituden nicht voneinander abweichen oder zumindest nur minimal voneinander abweichen. Wenn man davon ausgeht, dass eine geringfügige Amplitudendifferenz akzeptabel ist für die nachfolgenden Anwendungen, dann ergibt sich bei der Schaltungsanordnung 2 nach Fig. 2 ein gewisser Frequenzbereich ober- und unterhalb der Basisfrequenz BF. In Fig. 18 ist das Frequenzband eingetragen, dessen Amplitudenabweichung unterhalb 6 dB liegt. Ausgehend von einer Basisfrequenz BF von 100 kHz ergibt sich für diese Schaltungsanordnung 2 eine Frequenz-Band-Breite von 150 kHz.
Die Fig. 3 zeigt als eine Variante der erfindungsgemäßen Lösung eine Schaltungsanordnung 3. Die Eingangsspannung U_in wird am Verzweigungspunkt Z auf zwei parallele Zweige gegeben, in denen wiederum jeweils die beiden Allpässe AP₁ und AP₂ parallel zueinander angeordnet sind. Die Ausgangsspannung U_out1 wird durch die Subtraktion des Ausgangssignals des Allpasses AP₂ von dem Ausgangssignal des Allpasses AP₁ erzeugt beziehungsweise durch die Addition des Ausgangssignals von Allpass AP₁ und des inversen Ausgangssignals von Allpass AP₂ (Addierer A₁). Die Ausgangsspannung U_out2 wird durch die Addition der Ausgangssignale des Allpasses AP₁ und des Allpasses AP₂ im zweiten Zweig erzeugt (Addierer A₂). Ebenso wie beim Stand der Technik nach Fig. 2 wird für alle Frequenzen eine Phasenschiebung von 90° zwischen der Ausgangsspannung U_out1 und der Ausgangsspannung U_out2 erzeugt. Aus dem in Fig. 19 dargestellten Amplitudengang ist jedoch zu erkennen, dass bei einem Frequenz-Band mit der gleichen Breite wie beim Stand der Technik nach Fig. 2, also in dem Beispiel 150 kHz, die Amplitudenabweichung geringer ist, nämlich nur ungefähr 2 dB beträgt. Andersherum ausgedrückt ist bei einer gewählten zulässigen Amplitudenabweichung von 6 dB das Frequenz-Band breiter, nämlich in dem dargestellten Fall 346 kHz.
Rechnerisch lässt sich nachweisen, dass die Phasendifferenz für alle Eingangsfrequenzen 90° beträgt. Die Allpässe AP₁ und AP₂ werden dabei von den folgenden Gleichungen (3) und (4) beschrieben:

mit
ω = 2πf
α = R₁.C₁
b = R₂.C₂
Die Gleichung (5) für die Ausgangsspannung U_out1 lautet dann:
Für die Ausgangsspannung U_out2 gilt die folgende Gleichung (6):
Die Gleichungen (5) und (6) erfüllen die Kriterien für den Nachweis, dass die Ausgangsspannungen U_out1 und U_out2 für alle Frequenzen der Eingangsspannung U_in um 90° zueinander phasenverschoben sind. Die dafür geltenden Kriterien lauten: die Nenner der beiden Gleichungen (5) und (6) sind gleich und der eine Zähler ist rein imaginär (in diesem Fall der Zähler der Gleichung (5)) und der andere Zähler ist rein reell (in diesem Fall Gleichung (6)). Für den Allpass AP₁ wird bevorzugt eine Grenzfrequenz f₉₀ unterhalb der Basisfrequenz BF des Eingangssignals U_in gewählt, für den Allpass AP₂ eine Grenzfrequenz f₉₀ oberhalb der Basisfrequenz BF. Vorteilhafterweise sind die beiden Allpässe dabei so ausgelegt, dass bei der im Ausführungsbeispiel gewählten Basisfrequenz von 100 kHz die Grenzfrequenz f₉₀ von Allpass AP₁ 41,4 kHz beträgt und die von Allpass AP₂ 242 kHz.
Der Amplitudenverlauf ist in Fig. 19 dargestellt.
Die Fig. 4 zeigt als eine weitere Variante der erfindungsgemäßen Lösung eine Schaltungsanordnung 4. Das Eingangssignal U_in wird wiederum im Verzweigungspunkt Z auf zwei Zweige gegeben. In dem ersten Zweig sind ein Tiefpass TP₁ und ein Hochpass HP₂ parallel zueinander angeordnet und deren Ausgangssignale auf einem Addierer A₁ zusammengeführt, wobei das Ausgangssignal des Hochpasses HP₂vorher invertiert wird. Anders ausgedrückt, wird das Ausgangssignal U_out1 durch die Subtraktion des Ausgangssignals des Hochpasses HP₂ vom Ausgangssignal des Tiefpasses TP₁ erzeugt. In dem zweiten Zweig sind ein Tiefpass TP₁ und ein Tiefpass TP₂ parallel zueinander geschaltet. Das Ausgangssignal U_out2 wird durch die Subtraktion des Ausgangssignals von Tiefpass TP₂ von dem Ausgangssignal von Tiefpass TP₁ erzeugt (Addierer A₂). Anders ausgedrückt, werden die Ausgangssignale von Tiefpass TP₁ und Tiefpass TP₂ auf einem Addierer zusammengefügt, wobei das Ausgangssignal von Tiefpass TP₂ vorher invertiert wird. Die Amplitudendifferenz zwischen den Ausgangssignalen bei dieser erfindungsgemäßen Lösung ist gleich der Amplitudendifferenz der Lösung nach Fig. 3. Der Amplitudengang ist in Fig. 19 dargestellt. Der Nachweis, dass die Ausgangssignale U_out1 und U_out2 für alle Frequenzen des Eingangssignals U_in zueinander um 90° phasenverschoben sind, erfolgt wiederum rechnerisch. Die Definitionen der Filter lauten danach folgendermaßen:

mit
ω = 2πf
a = R₁.C₁
b = R₂.C₂
Für das Ausgangssignal U_out1 ergibt sich die folgende Gleichung (10):
Das Ausgangssignal U_out2 wird dabei durch die folgende Gleichung (11) beschrieben:
Aus den Gleichungen (10) und (11) ergibt sich auch für diese erfindungsgemäße Lösung, dass die Kriterien für eine konstante Phasenverschiebung zwischen den Ausgangssignalen U_out1 und U_out2 erfüllt sind: die Nenner sind gleich, und der eine Zähler (Gleichung (10)) ist rein reell, der andere Zähler (Gleichung (11)) ist rein imaginär.
In Fig. 5 ist als eine weitere Variante der erfindungsgemäßen Lösung eine Schaltungsanordnung 5 dargestellt. Diese Schaltungsanordnung 5 weist den Vorteil auf, dass nur Filter gleicher Grenzfrequenz verwendet werden. Dies führt zu einer einfachen Auslegung der Anwendungen, die mit dieser erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung verknüpft sind. Sie bietet außerdem den Vorteil, dass nur drei Filter verwendet werden, wodurch Platz auf der Platine oder in dem integrierten Schaltkreis eingespart wird. Die Eingangsspannung U_in wird auf einen ersten Zweig gegeben, der nur aus einem Allpass AP₃ mit einer Grenzfrequenz f₉₀ gleich der Basisfrequenz BF besteht und dessen Ausgangssignal unmittelbar das Ausgangssignal U_out1 ist. Das Eingangssignal U_in wird außerdem auf einen zweiten Zweig gegeben, der in beliebiger Reihenfolge hintereinander einen Hochpass HP₃ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Basisfrequenz BF, einen Tiefpass TP₃ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Basisfrequenz BF und ein Verstärkungselement V₁ aufweist. Der Wert des Verstärkungselementes V₁ beträgt A ≥ 2. Der dazugehörende Amplitudengang der Ausgangssignale U_out1 und U_out2 ist in Fig. 20 dargestellt. Das Frequenzband, das an seinem oberen und unteren Ende durch die maximal zulässige Amplitudendifferenz von 6 dB bestimmt wird, beträgt in diesem Ausführungsbeispiel ebenfalls 346 kHz.
Für die Schaltungsanordnung 5 nach Fig. 5 lauten die Gleichungen (15) und (16) für die Ausgangssignale U_out1 und U_out2 mit den angegebenen Filtern folgendermaßen:
Der jeweilige Amplitudengang ist in Fig. 20 dargestellt.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 6 nach Fig. 6 leitet sich aus den Gleichungen (15) und (16) ab, indem der Allpass AP₃ aus Gleichung (15) ersetzt wird durch:
Das Eingangssignal U_in wird wiederum im Verzweigungspunkt Z auf zwei Zweige gegeben. In dem einen Zweig sind hintereinander ein Tiefpass TP₃ und ein Hochpass HP₃ sowie ein Verstärkungselement V₃ angeordnet. Der Tiefpass TP₃ und der Hochpass HP₃ haben die gleiche Grenzfrequenz f₄₅, die der Basisfrequenz BF entspricht. Das Ausgangssignal des Tiefpasses TP₃ wird außerdem abgegriffen und auf einen Addierer A₁ gegeben, der sich in dem ersten Zweig befindet. Vor dem Addierer A₁ ist in dem anderen Zweig ein Verstärkungselement V₂ angeordnet.
Die Gleichungen (18) und (19) für die Ausgangsspannungen U_out1 und U_out2 lauten für eine Verstärkung A = 1 für V₃ folgendermaßen:
Auch bei dieser erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 6 sind die Kriterien für die konstante Phasenverschiebung von 90° erfüllt, nämlich dass die Nenner gleich sind und der eine Zähler (Gleichung (18)) rein reell ist und der andere Zähler (Gleichung (19)) rein imaginär. Der Amplitudengang ist in Fig. 20 dargestellt.
Die in Fig. 7 dargestellte erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 7 leitet sich aus der in Fig. 4 dargestellten ab, wobei der Hochpass HP₂ durch die folgende Gleichung (20) ersetzt wird:

HP₂ = 1 - TP₂ (20)
Bei dieser Variante wird das Eingangssignal auf drei parallele Zweige gegeben. In dem einen Zweig befindet sich ein Tiefpass TP₁ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ unterhalb der Basisfrequenz BF, in einem anderen Zweig befindet sich ein Tiefpass TP₂ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ oberhalb der Basisfrequenz BF. Hinter dem Tiefpass TP₁ ist ein Addierer A₁ angeordnet, der außerdem mit dem inversen Ausgangssignal des Tiefpasses TP₂ versorgt wird und dessen Ausgangssignal auf ein Verstärkungselement V₃ gegeben wird. Das Ausgangssignal dieses Verstärkungselements V₃ ist das eine Ausgangssignal der Schaltungsanordnung, das andere Ausgangssignal der Schaltungsanordnung wird durch einen Addierer A₂ gebildet, der von drei Eingangssignalen gespeist wird, und zwar dem Ausgangssignal des Tiefpasses TP₁, dem Ausgangssignal des Tiefpasses TP₂ und dem inversen Eingangssignal U_in.
Für die Ausgangssignale U_out1 und U_out2 in Fig. 7 ergeben sich dabei folgende Gleichungen:
Deutlich zu erkennen ist, dass nach dem Umformen die Gleichungen (21) und (22) den Gleichungen (10) und (11) der Fig. 4 entsprechen (Amplitudengang in Fig. 19). Somit sind auch für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung nach Fig. 7 die Kriterien für die konstante Phasenverschiebung von 90° gegeben.
Die Fig. 8 bis 14 betreffen Schaltungsanordnungen zum Phasenschieben, bei denen im Vergleich zu den vorangehenden Figuren der Verzweigungspunkt Z abgeschnitten ist und die beiden parallelen Zweige mit bereits zueinander verschobenen Eingangssignalen versorgt werden. Und zwar beträgt der Betrag der Phasendifferenz 90°. Dies bedeutet, dass U_out1 und U_out2 Signale gleicher Frequenz und gleicher Amplitude sind, jedoch unterschiedlicher Phasenlage. Signale dieser Art können beispielsweise wie in Fig. 8 gezeigt beim Heruntermischen hochfrequenter Empfangssignale auf eine niedrigere Zwischenfrequenz erzeugt werden. Dabei wird das hochfrequente Empfangssignal URF auf den Eingang einer ersten Mischstufe MS₁ gegeben. Diese empfängt zusätzlich das in Phase liegende Oszillatorsignal und bildet durch Multiplikation das Ausgangssignal U_in0. U_in0 weist die gleiche Modulation wie das empfangene Signal, aber eine niedrigere Zwischenfrequenz ZF auf. In dem zweiten Zweig befindet sich eine zweite Mischstufe M52, die zusätzlich zum Eingangssignal URF das um 90° phasenverschobene Oszillatorsignal gleicher Oszillatorfrequenz empfängt. Das Ausgangssignal U_in90 wird durch Multiplikation gebildet und weist ebenfalls die gleiche Modulation wie das empfangene Signal URF, aber eine niedrigere Zwischenfrequenz ZF auf. Unabhängig von der Frequenz des empfangenen Signals beträgt die Phasendifferenz hinter den Mischstufen immer 90°. Die Amplitude bleibt unverändert und ist für U_in0 und U_in90 gleich. Dies folgt aus der Multiplikation mit einem Sinus- bzw. Kosinussignal in der jeweiligen Mischstufe.
Die Phasendifferenz bildet sich folgendermaßen:
Für

U_in0 = |U_in0|.cos φ

und

U_in90 = |U_in90|.sin φ

ist U_in90 um -90° zu U_in0 phasenverschoben.
Für

U_in0 = |U_in0|.cos φ

und

U_in90 = |U_in90|.sin (-φ)

ist U_in90 um +90° zu U_in0 phasenverschoben.
Die bereits zueinander um 90° phasenverschobenen Eingangssignale U_in0 und U_in90 werden in den in den Figuren dargestellten Schaltungsanordnungen zum Phasenschieben um weitere 90° verschoben, so dass ein Ausgangssignal U_out3 und ein weiteres U_out4 entstehen, die um 180° zueinander phasenverschoben sind. Die Phasenlage der beiden Ausgangssignale zu U_in, U_in0 oder U_in90 ist dabei unerheblich. Sie werden mittels eines Addierers bzw. Subtrahierers verbunden und bilden das Ausgangssignal U_out der Spiegelunterdrückungsschaltung. Abhängig davon, ob eine Addition oder Subtraktion erfolgt, und U_in90 zu U_in0 um plus oder minus 90° phasenverschoben ist, entspricht U_out dem verstärkten U_in (siehe Fig. 15) oder dem ausgelöschten (siehe Fig. 21 oder Fig. 22).
Die Fig. 8 stellt zum Stand der Technik eine Anwendung der Schaltungsanordnung 1 zum Phasenschieben entsprechend Fig. 1 dar. In der Schaltungsanordnung 8 in Fig. 8 wird das Eingangssignal VRF am Verzweigungspunkt Z auf 2 Zweige gegeben, in denen es zunächst mit einem Oszillatorsignal sin(ω₀t), cos(ω₀t) gemischt wird. Die Schaltungsanordnung 8 weist, wie zu Fig. 1 beschrieben, den Nachteil auf, dass nur für eine bzw. maximal zwei Zwischenfrequenzen ZF Ausgangssignale U_out3 und U_out4 mit einer Phasendifferenz von 180° erzeugt werden können. Dazu gehören Fig. 16 und Fig. 17.
Die Fig. 9 stellt zum Stand der Technik eine Anwendung der Schaltungsanordnung 2 nach Fig. 2 dar. Schaltungsanordnung 9 nach Fig. 9 erzeugt zwar, wie zu Fig. 2 erläutert, für alle Zwischenfrequenzen ZF eine Phasenverschiebung von 180° zwischen den Signalen U_out3 und U_out4, jedoch ist die Amplitude gegenüber dem Eingangssignal stark gedämpft und nur für die Basisfrequenz BF gleich groß für U_out3 und U_out4. Die Gleichungen (23) und (24) für die Ausgangssignale lauten analog zu den Gleichungen (1) und (2):
Kriterien für eine ideale Spiegelunterdrückung sind: Uout3 und Uout4 haben gleiche Amplitude und sind um 180° zueinander phasenverschoben. Da U_in0 und U_in90 bereits zueinander um 90° verschoben sind und der Zähler der Gleichung (23) rein reell und der Zähler der Gleichung (24) rein imaginär ist, ist bei gleichem Nenner das Kriterium Δφ = 180° erfüllt. Amplitudengleichheit wird jedoch nur einmal erreicht, wie der Amplitudengang in Fig. 18 zeigt.
Wenn diese Schaltungsanordnung 2, 3 zum Phasenschieben entsprechend den Fig. 2 und 3 Bestandteil einer Spiegelunterdrückungsschaltung 8, 9 entsprechend den Fig. 8 und 9 ist, wird nur die eine Spiegelfrequenz unterdrückt und nicht das ganze Spiegelfrequenzband. Die Übertragungsfunktion ist in Fig. 21, gestrichelte Kurve dargestellt.
Die Fig. 10 zeigt die Anwendung der erfindungsgemäßen Lösung nach Fig. 3 in einer Spiegelfrequenzunterdrückungsschaltung 10. Der Verzweigungspunkt Z der dortigen Schaltungsanordnung 3 ist abgeschnitten. In den oberen Zweig wird nun das Eingangssignal U_in0 eingespeist und auf einen Verzweigungspunkt X gegeben, in den unteren Zweig wird das Eingangssignal U_in90 eingespeist, auf ein Verstärkungselement V₃ gegeben und anschließend auf den Verzweigungspunkt Y.
Die Gleichungen (25) und (26) für die Ausgangsspannungen lauten analog zu den Gleichungen (5) und (6):
Der Amplitudengang ist ebenfalls in Fig. 19 dargestellt.
Wie beim Stand der Technik nach den Fig. 8 oder 9 werden die Ausgangssignale U_out3 und U_out4 über einen Addierer A₃ bzw. Subtrahierer miteinander verbunden. Die Gleichung (27) beschreibt das Ausgangssignal U_out:

U_out = U_out3[Gl.(25)] ± U_out4[Gl.(26)] = U_in0 (AP₁ - AP₂) ± U_in90 (AP₁ + AP₂) (27)
Je nach Vorzeichen der Phasendifferenz Δφ zwischen U_in0 und U_in90, sieht die Übertragungsfunktion des Ausgangssignals entsprechend der in Fig. 15 oder entsprechend der durchgezogenen Kurve in Fig. 21 aus.
Fig. 11 zeigt eine Anwendung der erfindungsgemäßen Lösung nach Fig. 4 eine Schaltungsanordnung 11. Für die Signale U_in0, U_in90 und U_out gilt das zu der Fig. 10 Gesagte. Die Gleichungen (28) und (29) für Ausgangssignale U_out3 und U_out4 lauten analog zu Fig. 4 für die Verstärkung A = 1 des Verstärkungselementes V₃:
In Fig. 19 ist der Amplitudengang sowohl für U_out1 und U_out2 von Fig. 3 und Fig. 4, als auch für U_out3 und U_out4 von Fig. 11 dargestellt.
Die Gleichung (30) für das Ausgangssignal U_out lautet:

U_out = U_out3[Gl.(28)] ± U_out4[Gl.(29)] = U_in0 (TP₁ - HP₂) ± U_in90 (TP₁ - TP₂) (30)
Die Übertragungsfunktion sieht je nach Vorzeichen des Addierers A₃ entsprechend Fig. 22 beziehungsweise Fig. 15.
Die Schaltungsanordnung 12 nach Fig. 12 ergibt sich, wenn in Fig. 11 der Hochpass HP₂ ersetzt wird durch die Gleichung (31)

HP₂ = 1 - TP₂ (31)
Die Gleichung (32) für die Ausgangsspannung U_out lautet für die Verstärkung A = 1 des Verstärkungselementes V₃:

U_out = U_out3 ± U_out4
= U_in0 (TP₁ - HP₂) ± U_in90 (TP₁ - TP₂)
= U_in0 (TP₁ - (1 - TP₂) ± U_in90 (TP₁ - TP₂)
= TP₁ (U_in0 ± U_in90) + TP₂ (U_in0 ∓ U_in90) - U_in0 (32)
Die Übertragungsfunktionen betreffen wieder je nach Vorzeichen des Addierers A₃ die Fig. 15 beziehungsweise die Fig. 21. U_out3 und U_out4 können bei dieser Variante nicht abgegriffen werden.
In der Fig. 13 ist die Schaltungsanordnung 5 nach Fig. 5 als Spiegelfrequenzunterdrückungsschaltung 13 angewandt. Wiederum wird auf den einen Zweig ein Eingangssignal U_in0 und auf den anderen ein Eingangssignal U_in90 eingespeist. Das Ausgangssignal U_out wird, wie oben beschrieben, durch Addition bzw. Subtraktion von U_out3 und U_out4 gebildet. Die Gleichungen (33) und (34) beschreiben analog zu den Gleichungen (15) und (16) die Ausgangssignale U_out3 und U_out4 für die Verstärkung A = 2 des Verstärkungselementes V₁:
Der Amplitudengang ist in Fig. 20 dargestellt.
Die Gleichung (35) für das Ausgangssignal U_out lautet:

U_out = AP₃.U_in0 ± 2.HP₃.TP₃.U_in90 (35)
Die Übertragungsfunktion dazu ist hier je nach Vorzeichen des Addierers in Fig. 15 beziehungsweise in Fig. 21 für A = 2 und in Fig. 22 für A > 2 dargestellt.
Die Anordnung nach Fig. 13 besteht aus Filtern gleicher Grenzfrequenz, wodurch sich Vorteile gegenüber den anderen Schaltungen ergeben, nämlich Integration mit höherer Genauigkeit auf kleinerer Fläche.
Die Fig. 14 ergibt sich, indem in Gleichung (35) der Allpass AP₃ durch die Gleichung (36) ersetzt wird.

AP₃ = 2.TP₃ - 1 (36)
Daraus ergibt sich die Gleichung (37) für die Ausgangsspannung für die Verstärkung A = 1 des Verstärkungselementes V₃ und die Verstärkung A = 0,5 des Verstärkungselementes V₄:

U_out = TP₃.(2.U_in0 ± 2.HP₃.U_in90) - U_in0 (37)
Da sich Spannungsteiler, die aus Widerständen bestehen, leichter und kostengünstiger realisieren lassen als Verstärkungselemente wird die Gleichung (37) halbiert, wodurch sich die in Fig. 14 dargestellte Schaltungsanordnung 14 entsprechend Gleichung (38) ergibt.
Die Modulation des Eingangssignals bleibt dabei erhalten. Je nach Vorzeichen des Addierers A₂ ergibt sich für die Übertragungsfunktion der Verlauf entsprechend Fig. 15 beziehungsweise Fig. 21, durchgezogene Kurve, für A = 1 und Fig. 22 für A > 1. Die erfindungsgemäße Ausführungsform nach Fig. 14 lässt sich aufgrund des Hochpasses und des Tiefpasses gleicher Grenzfrequenz schaltungstechnisch einfacher realisieren als der Stand der Technik nach Fig. 8 mit zwei Allpässen unterschiedlicher Grenzfrequenz. Die Anordnung nach Fig. 14 lässt sich mit höherer Genauigkeit auf eine kleinere Fläche integrieren.
Das Diagramm in Fig. 15 stellt die Übertragungsfunktion in dem Fall der Verstärkung des Ausgangssignals in bezug auf das heruntergemischte Eingangssignal dar. Die Verstärkung ist in dB über der Frequenz eingetragen. Die Gleichung (39) der dargestellten Kurve lautet allgemein:

für Δα = +90°.
Die in diesem Ausführungsbeispiel gewählte Basisfrequenz von 100 kHz bildet die Mitte eines Frequenzbandes, das von ca. 10 kHz bis ca. 1 MHz geht.
Das Diagramm in Fig. 15 betrifft die Schaltungsanordnungen nach den Fig. 10, 11, 12, 13 und 14.
Das Diagramm in Fig. 16 zeigt den Phasenverlauf der nach Fig. 1 angenommenen Filter Allpass AP₁ mit einer Grenzfrequenz f₉₀ von 41,4 kHz und Allpass AP₂ mit einer Grenzfrequenz f₉₀ von 242 kHz. Des weiteren ist die Phasendifferenz

Δφ = AP₁ - AP₂ (40)

eingetragen. Deutlich zu erkennen ist, dass der Betrag der Phasendifferenz nur für die eine Frequenz von 100 kHz 90° beträgt. Die Fig. 16 stellt dar, dass die Phasendifferenz der Schaltungsanordnung nach den Fig. 1 und 8 zum Stand der Technik nicht frequenzkonstant ist.
Das Diagramm in Fig. 17 zeigt, wie beim Stand der Technik nach Fig. 1 zwei Frequenzen erreicht werden, für die der Betrag der Phasendifferenz 90° beträgt. Dies wird durch die Wahl einer kleineren Grenzfrequenz f₉₀ für Allpass AP₁ als in Fig. 16 und einer etwas höheren Grenzfrequenz f₉₀ für Allpass AP₂ erreicht. Wenn die Schaltungsanordnung zum Phasenschieben Bestandteil einer Spiegelfrequenzunterdrückungsschaltung ist, kommt es auf die Frequenzen an, bei denen der Betrag der Phasendifferenz 90° beträgt, da nur bei diesen Frequenzen die Auslöschung des störenden Signals erfolgt. Bei Frequenzen unmittelbar ober- bzw. unterhalb findet nur eine Dämpfung statt. Das Diagramm in Fig. 21 stellt die Unterdrückung in dB über der Frequenz dar. Die in gestrichelter Linie dargestellte Übertragungsfunktion bezieht sich auf die Fig. 9, die mit durchgezogener Linie dargestellte Übertragungsfunktion bezieht sich auf Fig. 8. Deutlich zu erkennen ist, dass die Auslöschung bei der in dem Beispiel gewählten Frequenz von 100 kHz erfolgt. Ober- und unterhalb dieser Frequenz wird die Dämpfung geringer, wobei die Schaltungsanordnung mit Allpässen (durchgezogene Linie) die bessere Dämpfung bewirkt. Das Diagramm in Fig. 22 stellt die Übertragungsfunktion für eine Anordnung entsprechend Fig. 17 dar. Es hat sich in der Praxis herausgestellt, dass eine Dämpfung größer 28 dB ausreichend ist. Bezüglich der dargestellten Funktion bedeutet dies, dass das Frequenzband von etwa 70 kHz bis etwa 130 kHz ausreichend unterdrückt wird.
Spiegelunterdrückungsschaltungen werden beispielsweise in Radioempfängern eingesetzt. In diesem Fall besteht das empfangene Signal nicht aus einer einzelnen Empfangsfrequenz, sondern aus einem Frequenzband. Entsprechend zu dem empfangenen Nutzband wird in den Mischstufen ein Spiegelfrequenzband erzeugt. Diesbezüglich ist eine Unterdrückung, wie sie in dem Diagramm in Fig. 21 dargestellt ist, nicht ausreichend, sondern sollte möglichst den Verlauf der Übertragungsfunktionen aus dem Diagramm in Fig. 22 haben.
In dem Diagramm in Fig. 18 ist der Amplitudengang in dB über der Frequenz in Hz für die Schaltungsanordnung zum Stand der Technik nach Fig. 9 und nach Fig. 2 (wobei HP durch die Funktion (1 - TP) ersetzt wurde) dargestellt. Die durchgezogene Linie betrifft dabei den Tiefpass, die gestrichelte Linie den Hochpass. Die Gleichungen (41) und (42) für den Amplitudengang lauten dabei je nach Beispiel:
Deutlich zu erkennen ist, dass die beiden Amplituden nur einen Schnittpunkt haben, und zwar bei der im Beispiel gewählten Basisfrequenz von 100 kHz. Für eine Amplitudendifferenz von 6 dB ergibt sich in diesem Beispiel das markierte Frequenzband von 50 kHz bis 200 kHz.
In dem Diagramm in Fig. 19 ist der Amplitudengang in dB über der Frequenz in Hz für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung nach Fig. 3, 4, 7, 10 und 11 dargestellt. Die beiden Amplitudengänge sind auch hier wieder bei der Basisfrequenz 100 kHz gleich. Der Unterschied ist jedoch, dass die Amplitudendifferenz von 6 dB ein breiteres Frequenzband ergibt, in diesem Beispiel ein Frequenzband von etwa 27 kHz bis 373 kHz. Die Gleichung (43) und (44) beschreiben jeweils die Dämpfung im oberen und im unterer Zweig der Schaltungsanordnung.
Das Diagramm in Fig. 20 zeigt den Amplitudengang in dB über der Frequenz in Hz für eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung entsprechend der Fig. 5, 6 und 13. Die Amplitudengleichheit tritt wieder bei gewählten Basisfrequenz von 100 kHz auf. Das durch die 6 dB Amplitudendifferenz begrenzte Frequenzband ist eben so breit wie in Fig. 19, nämlich von etwa 27 kHz bis etwa 373 kHz.
Die Fig. 21 zeigt zum Stand der Technik ein Diagramm der Übertragungsfunktion

für Δα = -90°
mit nur einer Auslöschung. Diese Auslöschung wird auch notch genannt und tritt auf, wenn die beiden Amplituden von U_out3 und U_out4 gleich sind. Die als gestrichelte Linie dargestellte Übertragungsfunktion entspricht U_out der Fig. 9, also dem Stand der Technik mit einem Hochpass und einem Tiefpass gleicher Grenzfrequenz. Die mit durchgezogener Linie dargestellte Übertragungsfunktion entspricht dem Ausgangssignal U_out der Fig. 8, also der Schaltungsanordnung mit zwei Allpässen. Wenn man davon ausgeht, dass die Unterdrückung mindestens minus 28 dB oder kleiner betragen soll, dann ergibt sich für die Spiegelunterdrückung mit der Hochpass/Tiefpassanordnung nur ein schmales Segment als Frequenzband. Für die Schaltungsanordnung mit Allpässen nach dem Stand der Technik ergibt sich ein Frequenzband von etwa 70 bis 120 kHz, also etwa 50 kHz breit.
In Fig. 22 ist zum Stand der Technik ein Diagramm mit der Übertragungsfunktion, die zwei Auslöschungspunkte aufweist, dargestellt. Die Auslöschungspunkte sind nach oberhalb bzw. unterhalb der Basisfrequenz verschoben. Dazwischen steigt die Übertragungsfunktion an. Allerdings bleibt sie beim Wert kleiner minus 28 dB, welcher sich als Grenzwert für die praktische Ausführung herausgestellt hat. Die Gleichung (45) für die Übertragungsfunktion ist oben beschrieben. Das Diagramm in Fig. 22 betrifft die Schaltungsanordnungen nach Fig. 10 mit einer Verstärkung A > 1 für V₃, nach Fig. 11 mit einer Verstärkung A > 1 für V₃, nach Fig. 12 mit einer Verstärkung A > 1 für V₃, nach Fig. 13 mit einer Verstärkung A > 2 für V₁ und nach Fig. 14 mit einer Verstärkung A > 1 für V₃.
Die Fig. 23 stellt ein Blockdiagramm zur Amplitudenanpassung zweier zueinander phasenverschobener Signale dar. Die Differenz der Phasen beträgt bevorzugt 90° oder 180°. Die Amplitudenanpassung erfolgt, indem das eine Signal nur gemessen, aber unverändert wieder ausgegeben wird, und das andere Signal gemessen und geregelt wird. Die beiden Amplituden werden dabei betragsmäßig aneinander angepasst, so dass die Differenz sehr gering ist oder nahezu 0. Dieses Blockdiagramm kann beispielsweise hinter eine Schaltungsanordnung zum Phasenschieben, wie sie in den Fig. 2 bis 7 dargestellt ist, geschaltet werden. Die beiden Ausgangssignale U_out1 und U_out2 des Phasenschiebers wären in diesem Fall die beiden um 90° zueinander verschobenen Signale. Durch die in Fig. 23 dargestellte Amplitudenanpassung wird quasi die Amplitudenabweichung, die durch die Verwendung von Filtern in den Zweigen erzeugt wird, kompensiert. Beispielsweise erfolgt eine Amplitudenabweichung in einem Zweig durch die Dämpfung als Folge der Verwendung eines Hochpasses oder eines Tiefpasses als Filter oder zwei parallel zueinander geschalteter Allpässe mit unterschiedlicher Grenzfrequenz. Amplitudenabweichung erfolgt also beispielsweise in Phasenschiebern entsprechend den Fig. 2 bis 7. Die Schaltungsanordnung in der Fig. 23 kann aber auch für die Verbesserung der Spiegelfrequenzunterdrückung einer Schaltungsanordnung entsprechend den Fig. 9, 10, 11 und 13 verwendet werden. In diesem Fall sind die beiden um 180° zueinander phasenverschobenen Eingangssignale die Signale U_out3 und U_out4 aus einer Schaltung zur Spiegelfrequenzunterdrückung. U_out3 und U_out4 können abgegriffen werden, wenn der Addierer für U_out quasi abgetrennt wird. Die beiden Signale (U_out1 und U_out2 oder U_out3 und U_out4) werden zunächst je in einem Gleichrichter R1, R2 gleichgerichtet und die beiden Ausgangssignale U₅ und U₄ auf einem Addierer derart zusammengeführt, dass das Signal U₄ von dem Signal U₅ subtrahiert wird. Das Ausgangssignal U₁ des Addierers wird auf einen Integrator I gegeben. Da die beiden Signale, die miteinander verglichen werden, sich in der Regel nur geringfügig in der Amplitude unterscheiden, ist U₁ in der Regel klein. Der Integrator weist einen Tiefpass mit einer sehr niedrigen Grenzfrequenz von nahezu 0 und einer hohen Verstärkung bei Frequenzen um 0 Hz auf. Der Integrator I befreit U₁ vom Signalwechselanteil. Die beiden Gleichrichter R1, R2, der Addierer und der Integrator I bilden quasi den Mittelwert der Amplitudendifferenz der beiden Signale. Das Ausgangssignal U₂ des Integrators ist dabei ein Maß für die Amplitudendifferenz. Diese wird verglichen mit der Referenzspannung U₀. Dieses Maß für die Amplitudendifferenz bildet zusammen mit dem Referenzsignal die Regelgröße für den Steller, Mischer oder Multiplizierer, der in der einen Signalleitung angeordnet ist. Ist der Steller wie in dem Ausführungsbeispiel in Fig. 23 in der Leitung von U_out2 oder U_out4 angeordnet, dann soll die Regelgröße das Signal U_out2 oder U_out4 erhöhen bzw. verringern, also nachregeln, bis dieses betragsmäßig den gleichen Wert erreicht hat wie U_out1 bzw. U_out3.
Diese Schaltungsanordnung zur Amplitudenregelung wird bevorzugt in Verbindung mit einer der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen zum Phasenschieben beziehungsweise zur Spiegelfrequenzunterdrückung eingesetzt, da in diesem Fall weniger nachzuregeln ist, als beim Stand der Technik. Die Schaltungsanordnung in Fig. 23 ist relativ einfach und relativ genau auf wenig Fläche realisierbar und daher kostengünstig.

Claims

1. Schaltungsanordnung, die ausgehend von einem Eingangssignal U_in zwei zueinander um 90° phasenverschobene Ausgangssignale U_out1 und U_out2 erzeugt, wobei das Eingangssignal U_in eine Basisfrequenz BF aufweist und über einen Verzweigungspunkt auf zwei parallele Zweige gegeben wird, wobei im ersten Zweig ein erster Allpass AP₁ mit einer Grenzfrequenz f₉₀ Meiner als die Basisfrequenz BF und in einem zweiten Zweig ein zweiter Allpass AP₂ mit einer Grenzfrequenz f₉₀ größer als die Basisfrequenz BF angeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, dass in dem ersten Zweig parallel zu dem ersten Allpass AP₁ ein zweiter Allpass geschaltet ist, dessen Grenzfrequenz f₉₀ oberhalb der Basisfrequenz BF liegt und die beiden parallelen Teil-Zweige über einen Addierer oder Subtrahierer zusammengeführt werden und dessen Ausgangssignal U_out1 ist und in dem zweiten Zweig parallel zu dem ersten Allpass AP₂ ein zweiter Allpass geschaltet ist, dessen Grenzfrequenz f₉₀ unterhalb der Basisfrequenz BF liegt und die beiden parallelen Teil-Zweige über einen Addierer zusammengeführt werden, dessen Ausgangssignal U_out2 ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der im ersten Zweig parallel zum ersten Allpass AP₁ geschaltete Allpass vom gleichen Typ ist wie der im zweiten Zweig angeordnete Allpass AP₂.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der im zweiten Zweig parallel zu dem Allpass AP₂ geschaltete Allpass vom gleichen Typ ist wie der Allpass AP₁.

4. Schaltungsanordnung, die ausgehend von einem Eingangssignal U_in zwei zueinander um 90° phasenverschobene Ausgangssignale U_out1 und U_out2 erzeugt, wobei das Eingangssignal U_in eine Basisfrequenz BF aufweist und über einen Verzweigungspunkt auf zwei parallele Zweige gegeben wird, dadurch gekennzeichnet dass im ersten Zweig parallel zueinander ein Tiefpass TP₁ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ unterhalb der Basisfrequenz BF und ein Hochpass HP₂ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ oberhalb der Basisfrequenz BF angeordnet sind, dass die beiden Ausgänge des Tiefpasses TP₁ und des Hochpasses HP₂ über einen Addierer/Subtrahierer zusammengeführt werden und dessen Ausgangssignal U_out1 entspricht und dass im zweiten Zweig ein Tiefpass TP₁ mit gleicher Grenzfrequenz wie im ersten Zweig parallelgeschaltet ist mit einem Tiefpass TP₂ von gleicher Grenzfrequenz f₄₅ wie der Hochpass HP₂ des ersten Zweiges, dass die beiden Ausgänge über einen Addierer/Subtrahierer zusammengeführt werden und dessen Ausgangssignal U_out1 entspricht.

5. Schaltungsanordnung, die ausgehend von einem Eingangssignal U_in zwei zueinander um 90° verschobene Ausgangssignale U_out1 und U_out2 erzeugt, wobei das Eingangssignal U_in eine Basisfrequenz BF aufweist und über einen Verzweigungspunkt auf zwei parallele Zweige gegeben wird, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Zweig ein Allpass AP mit einer Grenzfrequenz f₉₀ entsprechend der Basisfrequenz BF angeordnet ist und dessen Ausgangssignal U_out1 entspricht und dass im zweiten Zweig in Reihe ein Hochpass HP mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Basisfrequenz BF, ein Tiefpass TP mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Basisfrequenz BF und ein Verstärkungselement V₁ angeordnet sind und dass das Ausgangssignal des Verstärkungselements U_out2 ist.

6. Schaltungsanordnung, die ausgehend von einem Eingangssignal U_in zwei zueinander um 90° verschobene Ausgangssignale U_out1 und U_out2 erzeugt, wobei das Eingangssignal U_in eine Basisfrequenz BF aufweist und über einen Verzweigungspunkt auf zwei parallele Zweige gegeben wird, dadurch gekennzeichnet, dass im zweiten Zweig in Reihe ein Tiefpass TP mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Basisfrequenz BF, ein Hochpass HP mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Basisfrequenz BF und ein Verstärkungselement V₃ angeordnet sind, wobei das Ausgangssignal des Verstärkungselements U_out2 ist und dass im ersten Zweig ein Addierer angeordnet ist, dessen eines Eingangssignal von einem im ersten Zweig angeordneten Verstärkungselement V₂ gebildet wird und dessen zweites Eingangssignal dem Ausgangssignal des Tiefpasses aus dem zweiten Zweig entspricht und dass das Ausgangssignal des Addierers U_out2 ist.

7. Schaltungsanordnung, die ausgehend von einem Eingangssignal U_in zwei zueinander um 90° verschobene Ausgangssignale U_out1 und U_out2 erzeugt, wobei das Eingangssignal U_in eine Basisfrequenz BF aufweist und über einen Verzweigungspunkt auf zwei parallele Zweige gegeben wird, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Zweig in Reihe ein erster Tiefpass TP₁ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ unterhalb der Basisfrequenz BF, ein erster Addierer A₁ und ein Verstärkungselement V₃ angeordnet sind, wobei das Ausgangssignal des Verstärkungselements V₃ U_out1 ist und dass in dem zweiten Zweig ein Tiefpass TP₂ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ oberhalb der Basisfrequenz BF und in Reihe dazu ein zweiter Addierer A₂ angeordnet sind, wobei das Ausgangssignal des zweiten Addierers A₂ U_out2 ist, dass das zweite Eingangssignal des ersten Addierers A₁ das Ausgangssignal des Tiefpasses TP₂ des zweiten Zweiges ist, dass das zweite Eingangssignal des zweiten Addierers A₂ das Ausgangssignal des Tiefpasses TP₁ des ersten Zweiges ist und dass das dritte Eingangssignal das inverse Eingangssignal U_in ist.

8. Schaltungsordnung zum Unterdrücken der Spiegelfrequenz, bei der die beiden Eingangssignale U_in0 und U_in90 die gleiche Zwischenfrequenz ZF, die gleiche Amplitude und eine Phasendifferenz von Δα = 90° aufweisen und je in einen Zweig eingespeist werden, wobei in dem ersten Zweig, in den U_in0 eingespeist wird, ein Allpass AP₁ mit einer Grenzfrequenz f₉₀ kleiner der Zwischenfrequenz ZF angeordnet ist, und in dem zweiten Zweig, in den U_in90 eingespeist wird ein Allpass AP₂ mit einer Grenzfrequenz f₉₀ größer der Zwischenfrequenz ZF angeordnet ist., dadurch gekennzeichnet, dass in dem ersten Zweig parallel zu dem Allpass AP₁ ein zweiter Allpass angeordnet ist und die beiden Ausgangssignale dieser beiden Allpässe des ersten Zweiges über einen ersten Addierer A₁ zusammengeführt werden, in dem zweiten Zweig parallel zu dem Allpass AP₂ ein zweiter Allpass angeordnet ist und die beiden Ausgänge dieser beiden Allpässe des zweiten Zweiges einem zweiten Addierer A₂ zugeführt werden, und dass die beiden Ausgangssignale der beiden Addierer A₁ und A₂ wiederum über einen weiteren Addierer zusammengeführt werden.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass in dem zweiten Zweig vor der Verzweigung ein Verstärkungselement V₃ eingebaut ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Allpass in dem ersten Zweig vom gleichen Typ ist wie der Allpass AP₂ aus dem zweiten Zweig und dass in dem zweiten Zweig der zweite Allpass vom gleichen Typ ist wie der Allpass AP₁ des ersten Zweiges.

11. Schaltungsordnung zum Unterdrücken der Spiegelfrequenz, bei der die beiden Eingangssignale U_in0 und U_in90 die gleiche Zwischenfrequenz ZF, die gleiche Amplitude und eine Phasendifferenz von Δα = 90° aufweisen und je in einen Zweig eingespeist werden, wobei U_in0 in den ersten Zweig eingespeist wird und U_in90 in den zweiten Zweig, dadurch gekennzeichnet, dass in dem ersten Zweig ein Tiefpass TP₁ mit einer Grenzfrequenz f₉₀ unterhalb der Zwischenfrequenz ZF und parallel dazu ein Hochpass HP₂ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ oberhalb der Zwischenfrequenz ZF angeordnet sind und der Ausgang des Tiefpasses und der des Hochpasses über einen Addierer/Subtrahierer zusammengeführt werden, dessen Ausgangssignal wiederum auf einen breiteren Addierer/Subtrahierer gegeben wird, und dass im zweiten Zweig ein Tiefpass TP₁ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ unterhalb der Zwischenfrequenz ZF und parallel dazu ein Tiefpass TP₂ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ oberhalb der Zwischenfrequenz ZF angeordnet sind und die beiden Ausgangssignale der beiden Tiefpässe über einen Addierer/Subtrahierer zusammengeführt werden, dessen Ausgangssignal das zweite Eingangssignal des Addierers/Subtrahierers A₃ bildet und das Ausgangssignal von A₃ U_out ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass vor dem Verzweigungspunkt des zweiten Zweiges ein Verstärkungselement V₃ angeordnet ist.

13. Schaltungsordnung zum Unterdrücken der Spiegelfrequenz, bei der die beiden Eingangssignale U_in0 und U_in90 die gleiche Zwischenfrequenz ZF, die gleiche Amplitude und eine Phasendifferenz von Δα = 90° aufweisen und je in einen Zweig eingespeist werden, wobei U_in0 in den ersten Zweig eingespeist wird und U_in90 in den zweiten Zweig, dadurch gekennzeichnet, dass in dem ersten Zweig in Reihe ein erster Addierer A₁ und ein Tiefpass TP₁ mit einer Grenzfrequenz f₉₀ unterhalb der Zwischenfrequenz ZF angeordnet sind, dass in dem zweiten Zweig in Reihe ein Verstärkungselement V₃, ein zweiter Addierer A₂ und ein Tiefpass TP₂ mit einer Grenzfrequenz f₄₅ oberhalb der Zwischenfrequenz ZF angeordnet sind, dass das zweite Eingangssignal des ersten Addierers A₁ das Ausgangssignal des Verstärkungselementes V₃ ist, dass ein Eingangssignal des zweiten Addierers A₂ U_in0 ist, und dass das Ausgangssignal gebildet wird von einem Addierer mit drei Eingängen, wobei das erste Eingangssignal das Ausgangssignal des Tiefpasses TP₁ ist, das zweite Eingangssignal das Ausgangssignal des Tiefpasses TP₂ und das dritte Eingangssignal U_in0 ist.

14. Schaltungsordnung zum Unterdrücken der Spiegelfrequenz, bei der die beiden Eingangssignale U_in0 und U_in90 die gleiche Zwischenfrequenz ZF, die gleiche Amplitude und eine Phasendifferenz von Δα = 90° aufweisen und je in einen Zweig eingespeist werden, wobei U_in0 in den ersten Zweig eingespeist wird und U_in90 in den zweiten Zweig, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Zweig ein Allpass AP mit einer Grenzfrequenz f₉₀ entsprechend der Zwischenfrequenz ZF angeordnet ist und dessen Ausgangssignal das erste Eingangssignal eines Addierers/Subtrahierers ist, der das Ausgangssignal der Schaltung bildet, und dass im zweiten Zweig in Reihe ein Hochpass HP mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Zwischenfrequenz ZF, ein Tiefpass TP mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Zwischenfrequenz ZF und ein Verstärkungselement V₁ angeordnet sind, und dass das Ausgangssignal des Verstärkungselements V₁ das zweite Eingangssignal des Addierers/Subtrahierers ist.

15. Schaltungsordnung zum Unterdrücken der Spiegelfrequenz, bei der die beiden Eingangssignale U_in0 und U_in90 die gleiche Zwischenfrequenz ZF, die gleiche Amplitude und eine Phasendifferenz von Δα = 90° aufweisen und je in einen Zweig eingespeist werden, wobei U_in0 in den ersten Zweig eingespeist wird und U_in90 in den zweiten Zweig, dadurch gekennzeichnet, dass U_in0 verzweigt wird und einmal einem Verstärkungselement V₄ zugeführt wird und zum anderen Addierer A₁, dass U_in90 einem Verstärkungselement V₃ zugeführt wird, dann auf einen Hochpass HP mit einer Grenzfrequenz entsprechend der Zwischenfrequenz ZF gegeben wird und anschließend über den Addierer A1 mit dessen anderem Eingangssignal zusammengeführt wird, dass das Ausgangssignal dieses ersten Addierers A₁ auf einen Tiefpass TP mit einer Grenzfrequenz f₄₅ entsprechend der Zwischenfrequenz ZF gegeben wird und dessen Ausgangssignal das eine Eingangssignal eines zweiten Addierers A₂ ist und das andere Eingangssignal das Ausgangssignal des Verstärkungselementes V₄ ist und dieser zweite Addierer A₂ das Ausgangssignal U_out bildet.

16. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung des Verstärkungselementes V₁ A >= 2 beträgt.

17. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung des Verstärkungselementes V2 A >= -0,5 beträgt.

18. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung des Verstärkungselementes V₃ A >= 1 beträgt.

19. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung des Verstärkungselementes V₄ A = 0,5 beträgt.

20. Verfahren zur betragsmäßigen Anpassung der Amplituden zweier Signale, die bevorzugt um 90° zueinander phasenverschoben sind, insbesondere der Ausgangssignale U_out1 und U_out2 einer Schaltungsanordnung zum Phasenschieben nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Ausgangssignale U_out1 und U_out2 je auf einen Gleichrichter R1, R2 gegeben werden, die je ein gleichgerichtetes Signal U₄, U₅ erzeugen, dass eine Differenz U₁ der Signale U₄, U₅ erzeugt wird und diese Differenz U₁ einem Integrator I zugeführt wird.

21. Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Integrator I ein Ausgangssignal U₂ erzeugt, das zusammen mit einem Referenzsignal U₀ auf einen Addierer gegeben wird und dessen Ausgangssignal U₀ + U₂ eine Regelgröße für das Ausgangssignal U_out1 bzw. U_out2 bildet und die Regelgröße und das Ausgangssignal U_out1 bzw. U_out2 auf einen Steller, Mischer oder Multiplizierer gegeben werden.

22. Verfahren zur betragsmäßigen Anpassung der Amplituden zweier Signale, die bevorzugt um 180° zueinander phasenverschoben sind, insbesondere der Ausgangssignale U_out3 und U_out4 einer Schaltungsanordnung zur Spiegelfrequenzunterdrückung, nach einem der Ansprüche 8 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Signale U_out3 und U_out4 je auf einen Gleichrichter R1, R2 gegeben werden, die je ein gleichgerichtetes Signal U₄, U₅ erzeugen, dass eine Differenz U₁ der Signale U₄, U₅ erzeugt wird und diese Differenz U₁ einem Integrator I zugeführt wird.

23. Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass der Integrator I ein Ausgangssignal U₂ erzeugt, das zusammen mit einem Referenzsignal U₀ auf einen Addierer gegeben wird, dessen Ausgangssignal U₀ + U₂ eine Regelgröße für das Eingangssignal U_out3 bzw. U_out4 bildet und die Regelgröße und das Eingangssignal U_out3 bzw. U_out4 auf einen Steller, Mischer oder Multiplizierer gegeben werden.

24. Schaltungsanordnung, insbesondere zum Ausführen eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 20 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal des Stellers, Mischers oder Multiplizierers seinem geregelten Eingangssignal entspricht.

25. Schaltungsanordnung, insbesondere zum Ausführen eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 20 bis 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Integrator I eine niedrige Grenzfrequenz und eine hohe Verstärkung in der Nähe der Grenzfrequenz hat.

26. Verwendung einer Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 15, 22 oder 23 in einem Radio- oder Fernsehempfänger.