DE2407333A1 - Ueberspannungsschutzschaltung - Google Patents
UeberspannungsschutzschaltungInfo
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Description
PATENTANWÄLTE
DIPL.-ING. LEO FLEUCHAUS
DIPL.-ING. LEO FLEUCHAUS
Dipl. -Ing. !'JrriKt Itathmann
M0nch.n7l, 12. Febr. 1D74
Melchloretr. 42
Unser Zeichen: M012&P-1117
Motorola, Inc. 9401 West Grand Avenue Franklin Park, Illinois
V. St. A,
überspannungsschutzschaltung
Die Erfindung betrifft eine Überspannungsschutzschaltung, vorzugsweise
als integrierte Schaltung, mit einem zwischen der Versorgunsspannung und einem Bezugspotential liegenden Schutztransistor.
Halbleiteranordnungen und insbesondere integrierte Schaltkreise finden immer größere Anwendung in der modernen Autoelektrik.
Dabei können diese Halbleiteranordnungen sowohl für Zündsysteme, als auch für Steuer- und Überwachungseinrichtungen
Verwendung finden, wobei sich durch die Verwendung von derartigen Halbleiteranordnungen auch erhebliche Kostenersparungen
erzielen lassen. Die Verwendung von Halbleiteranordnungen und integrierten Schaltkreisen im Rahmen der Autoelektrik
ist jedoch nicht ohne Problematik, da diese Teile ungünstigen elektrischen Bedingungen ausgesetzt sind, was
Fs/ku insbesondere
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insbesondei'e für integrierte Schaltkreise gilt. Die ungünstigen
Bedingungen können durch TemperaturbelaGtungen in einem großen Temperaturbereich ausgelöst sein, aber auch
durch Stör- und Rauschsignale, die beim Betrieb des elektrischen
Systems in einem Kraftfahrzeug nicht zu vermeiden
sind. Diese Störsignale können z. ü. aus verhältnismäßig
energiearmen positiven oder negativen Impulsen bestehen,
mit sehr großer Amplitude, die mehrere 100 Volt annehmen kann. Derartige Signale werden nachfolgend als Kauschaignale
bezeichnet und treten typiseluirwei se in Leitungen auf,
die zur Signalübertragung z. B. Fühlelemente und Schalteinrichtungen
mit der integrierten Schaltung verbinden. Diese Rauschsignale können eine Fehlfunktion bei bisher verwendeten
integrierten Schaltkreisen auslösen oder sogar zerstörend wirken. Es wurde auch festgestellt, daß selbst relativ
robuste und widerstandsfähige diskrete Halbleiteranordnungen, wie z. B. Leistungstransistoren, die über1 die integrierten
Schaltungen gesteuert werden, durch derartige Rauschsignaleinflüsse beschädigt wurden. Außerdem ist es
bekannt, daß in den Hauptversorgungsleitungen des elektrischen Systems der Autoelektrik durch Abschalten von Verbrauchern
von der Batterie, die üblicherweise eine 12 Volt-Batterie ist, sehr hochenergetische Ausgleichsspannungen
auftreten können, die bis zu 100 Volt Spannungsspitze erreichen. Derartige Ausgleichsspannungen zerstören die bisher
bekannten integrierten Schaltkreise, wenn keine besonderen Schutzschaltungen verwendet werden.
Bekannte Uberspannungsschutzschaltungen für integrierte
Schaltkreise enthalten Zenerdioden, die zwischen die Anschlußklemme für die Versorgungsspannung und dem Bezugspotential geschaltet sind, wobei die Anschlußklemme selbst
über einen Widerstand an der Versorgungsspannung liegt. Bei
- 2 - positiven
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•V
positiven Oberspannungen wird die Zenerdiode leitend, wobei
der über sie fließende Strom durch den Widerstand begrenzt wird. Bei der Anwendung von integrierten Schaltkreisen in
der Autoelektrik sind die Werte der externen Widerstände notwendigerweise sehr klein, um große Spannungsabfälle zu
verhindern, die das Betriebsverhalten der angeschlossenen integrierten Schaltung beeinträchtigen. Ls fließen nämlich
infolge der geringen Widerstände sehr große Ströme über die Zenerdiode, unter den Bedingungen des Zener— Durchbiuichs, so
daß Zenerdioden verwendet werden müssen, die hohe Verlustleistungen aufnehmen. Es ist jedoch wünschenswert,vorzugsweise
für integrierte Schaltungen eine Überspannungsschutzschaltung zu haben mit der Fähigkeit, von integrierten
Schaltungen von hohen Spannungen nicht beeinträchtigt zu werden, wenn solche auftreten.
Zur Erreichung dieses Zieles liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Überspannungsschutzschaltung, vorzugsweise
für integrierte Schaltungen, jedoch auch für diskrete Halbleiterelement e zu schaffen, die den Einfluß hoher Ausgleichsspannungen oder Störspannungen auf die integrierte Schaltung
bzw. die Halbleiteielemente weitgehendst ausschalten.
Dabei soll insbesondere die Durchbruchspannung der Transistoren
von ÜVppQ Volt auf BVp„o Volt in Abhängigkeit von.dem
Auftreten der Überspannungsbedingung vergrößert werden.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zwischen
der Basis des Schutztransistors und einer Anschlußklemme für die Versorgungsspannung eine Spannungssteuerschaltung
in Serie zu einem Basiswiderstand geschaltet ist, wobei die Spannungssteuerschaltung das. Einschalten des Transistors
verhindert, solange die Spannung zwischen der Anschlußklemme und dem Bezugspotential kleiner als ein vorge-
- 3 - gebener
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gebener Wert ist, und daß ein zweiter Transistor an seiner Basis vom Schutztransistor ansteuerbar ist und mit seiner
Emitter-Kollektor-Strecke zwischen der Anschlußklemme für die Versorgungsspannung und dem Bezugspotential liegt.
Weitere Merkmale und Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand
von weiteren Ansprüchen.
Die Maßnahmen der Erfindung sind besonders vorteilhaft in Verbindung mit einer integrierten Schaltung zu verwirklichen,
die mit ihrer Anschlußklemme für die Versorgungsspannung über einen Widerstand an der Versorgungsspannung liegt, wobei
von dieser Anschlußklemme aus eine Zenerdiode zum Bezugspotential liegt. Sowohl der Widerstand als auch die Zenerdiode
können auf demselben HalbleiterplSttchen' integriert in die Schaltung mit untergebracht Bein. Dabei liegt
die Kathode der Zenerdiode an der Anschlußklemme für die Versorgungsspannung, an welcher auch die Basis eines Schutztransistors über einem Basiswiderstand und eine Spannungssteuqrschaltung
angeschlossen ist. Dieser Schutztransistor steuert die Basis eines zweiten Transistors an, der mit
seiner Emitter-Kollektor-Strecke zwischen der Anschlußklemme für die Versorgungssparmung und dem Bezugspotential liegt.
Unter Oberspannungsbedingungen führt die Zenerdiode einen Zenerstrom, wobei auch ein über den Basiswiderstand fliessender
Basisstrom den Schutztransistor in die Sättigung steuert, so daß für den zweiten Transistor die Durchbruchsspannung
von BVCE0 Volt auf BVpES Volt ansteigt.
Die Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich auch aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen
in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung. Es zeigt
- 4 - Fig.
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Fig. 1 ein Blockschaltbild, mit welchem die elektrischen Verhältnisse in einem Kraftfahrzeug im Modell nachgebildet
sind;
Fig. 2 eine graphische Darstellung eines abklingenden Laststromes sowie elektrischer Rauschsignale, wie
sie in dem elektrischen System eines Kraftfahrzeuges auftreten können;
Fig. 3 eine bekannte Überspannungsschutzschaltung;
Fig. 4 das Schaltbild einer Ausführungsform einer Überspannungsschutzschaltung
gemäß der Erfindung;
Fig. 5 das Schaltbild einer Ausführungsform der" Erfindung
im elektrischen System eines Kraftfahrzeugs.
Die elektrischen Schaltungsverhältnisse, bei denen sich die Problematik ergibt, für welche die vorliegende Erfindung eine
Lösung gibt, wird anhand der Fig. 1 beschrieben. Dieses Blockschaltbild gibt das elektrische System 100 in einem
Kraftfahrzeug wieder, das an einer 12 Volt-Batterie 102 über die negative Klemme 104 und die positive Klemme 106
angeschlossen ist. Die negative Klemme 104 steht mit der Masseleitung 105 in Verbindung, die bei einem Kraftfahrzeug
in der Regel aus dem Chassis und an verschiedenen Stellen an dieses angeschlossenen Drahtleitungen besteht. Der Chassis-Widerstand
ist gemäß Fig. 1 in mehrere diskrete Widerstände 108, 110, 112, 114, 116 und 118 aufgeteilt. Es ist bekannt,
daß diese Widerstände z. B. infolge von Korrosion oder dem sich mechanischen Lösen von Anschlußverbindungen an das
Chassis im Laufe des Kraftfahrzeugalters in ihrem Wert ansteigen können. Die positive Klemme 106 der Batterie 102
- 5 - ist
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ist mit der Feldwicklung 120 und der Ausgangsseite des
Wechselstromgenerators verbunden, der durch die Stromquelle
121 representiert wird. Die andere Seite des Wechselstromgenerator
liegt an Masse. Die positive Versorgungsleitung
122 liegt ebenfalls an der positiven Klemme 106. Die Versorgungsleitung
122 verläuft durch das elektrische Leitungsbündel 124, wobei die verteilte Induktivität dieser Versorgungsleitung
122 in mehrere Einzelinduktivitäten 126, 128 und 130 in der Darstellung gemäß Fig. 1 unterteilt ist. Eine
integrierte Schaltung 132 ist über die positive Versorgungsklenane
134 im Punkt 139 mit der Versorgungsleitung 122 verbunden, wogegen die negative Versorgungsklemme 136 im Punkt
140 an der Masseleitung 105 liegt. Eine Eingangsklemme
dieser integrierten Schaltung ist über eine Leitung 142 an einen Schalter 143 angeschlossen, wobei diese Leitung 142
durch das Leitungsbündel 124 in der Nähe der Versorgungsleitung 122 verläuft. Wenn der Schalter geschlossen wird, ist
die Leitung 142 im Punkt 144 an den Masseleiter 105 angeschlossen. Die verteilte Induktivität der Leitung 142 ist
in mehrere diskrete Induktivitäten 145, 14G und 147 unterteilt. Die zwischen der Versorgungsleitung 122 und der Signalleitung
142 vorhandenen Koppelkapazitäten werden durch die diskreten Kondensatoren 12 3, 12 5 und 12 7 verwirklicht.
Ein erstes elektrisches Zubehörgerät 150 liegt zwischen dem Punkt 151 der Versorgungsleitung 12 2 und dem Punkt 152 der
Masseleitung 105. Ein zweites Zubehörgerät 154, das z. B. der Motor einer Klimaanlage sein kann, liegt zwischen dem
Punkt 155 der Versorgungsleitung 122 und dem Punkt 156 der Masseleitung 105. Ein drittes Zubehör gerät 158, das z. B.
ein Antriebsmotor für die elektrische Scheibenbetätigung sein kann, ist zwischen den Punkt 159 dev Versorgungsleitung
122 und den Punkt 160 der Masseleitung 105 geschaltet. Die verschiedenen Induktivitäten und Kapazitäten, wie sie sich
- 6 - aus
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Λ*
aus der Darstellung gemäß Fig. 1 ergeben, sowie die zwischen diesen Elementen bestehende Kopplung führt dazu, daß auf
der Signalleitung 142 und der Versorgungsleitung 122 Rauschsignale in einem bemerkenswerten Umfang auftreten, wenn die
verschiedenen Zubehörgeräte an- und abgeschaltet werden. Wenn z. B. das Zubehörgerät 12 8 in Betrieb ist, fließt ein
verhältnismäßig großer Strom von der positiven Klemme 106 über die Versorgungsleitung 122, die Induktivitäten 126 und
128 sowie die Widerstände 114, 112 und 108 zur negativen Klemme 104. Die Widerstände in der Masseleitung 105 sind
üblicherweise ausreichend groß, um einen wesentlichen Spannungsabfall zwischen dem Punkt 16 6 und der negativen Klemme
104 entstehen zu lassen. Wenn das Zubehörgerät 158 ausgeschaltet wird, entsteht aufgrund des Stromes durch die Induktivitäten
126 und 128 eine verhältnismäßig große positive Ausgleichsspannung, die sowohl am Punkt 159, als auch am
Punkt 139 in Erscheinung tritt; Folglich wirkt auch zwischen den Versorgungsklemmen 134 und 136 der integrierten
Schaltung 132 eine große positive Spannung. Ferner kann durch eine gegenseitige Verkopplung der Induktivitäten 12 6
und 145 sowie der Induktivitäten 128 und 146 ein großer positiver
Ausgleichsimpuls auf der Signalleitung 142 entstehen und damit an der Eingangsklemme 138 der integrierten Schaltung
132 wirksam werden, insbesondere wenn der Schalter 143 nicht geschlossen ist. Das gleiche gilt für das An- und Abschalten
der weiteren Zubehörgeräte 150 und 154, wodurch sowohl positive als auch negative impulsförmige Ausgleichsspannungen auf der Versorgungsleitung 122 und damit an der
Versorgungsklemme 134 und ebenfalls auf der Signalleitung
142 und damit an der Eingangsklemme 138 auftreten können. Im allgemeinen kann davon ausgegangen werden, daß jegliche integrierte
Schaltung in einem elektrischen System, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, welche in einer gewissen Entfernung
- 7 - von
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von der Batterie 102 zwischen die Versorgungsleitung 122 und die Masseleitung 105 geschaltet ist, mit AuogleichsGpannungen
beaufschlagt werden kann, die zwischen den Versoi'gungsklemmen
beim Schalten der Zubehörgeräte auftreten. Man kann auch aus der vorausstehenden Betrachtung entnehmen, daß die
Massebezugsspannung nicht genau festliegt, aufgrund des über
die verteilten Widerstände 108, 110 usw. fließenden Stromes. Ferner werden in Signalleitungen,die durch das Leitungsbündel
124 verlaufen, durch die induktive und kapazitive Verkopplung der Versorgungsleitung 122 Rauschsignale einge- '
koppelt. Weitere Rauschsignale, die von den beschriebenen abweichen,
können auftreten, wenn die Batterie von der positiven Anschlußklemme 106 abgeschaltet wird und noch ein Strom
in der Feldspule 120 fließt. In diesem Fall tritt eine positive Ausgleichsspannung mit großem Energieinhalt auf der
Versorgungsleitung 122 auf, die auch als abklingende Lastspannung
bezeichnet wird.
Sowohl die abklingende Lastspannung, als auch die Rauschsignale sind in Fig. 2 dargestellt. Dabei ist die abklingende
Lastspannung auf der linken Seite der Abszisse zwischen den Punkten A und B dargestellt. Aus der Darstellung
kann man entnehme.n, daß die Amplitude dieser abklingenden Lastspannung 100 V übersteigen kann, wobei zwischen den beiden
Punkten A und B eine Zeitdauer von typischerweise einer halben Sekunde liegt. Diese Ausgleichsspannung auf der Versorgungsleitung
122 hat eine ausreichend große Amplitude und einen ausreichend großen Energieinhalt, um bisher verwendete
integrierte Schaltkreise und auch diskrete Halbleiterkomponenten, ζ. B. Leistungstransistoren, zu zerstören,
wenn nicht spezielle Verfahren verwendet werden, um die integrierten Schaltkreise zu schützen. Die Schwingungsform C
auf der rechten Seite der Abszisse in Fig. 2 stellt ein
- 8 - Rauschen
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Rausehen mit hoher Spannung und hohen Frequenzen dar, das
sowohl auf der Versorgungsleitung 122, als auch auf der Signalleitung 142 auftreten kann. Die Amplitude solcher
Rauschsignale kann 300 Volt übersteigen, wobei die Signale typischerweise für eine Zeitdauer von etwa einer1 Mikrosekunde
bis etwa fünfzig Mikrosekunden v/irksam sein können. Auch
diese Rauschimpulse haben einen ausreichend hohen Energieinhalt,
um gelegentlich integrierte Schaltkreise zu zerstören. Eine Spektralanalyse der in Fig. 2 dargestellten Rauschsignale
zeigt, daß sehr hochfrequente Komponenten mit Amplituden von mehreren Volt und Frequenzen bis etwa 100 Megahertz
auftreten können. Da bipolare integrierte Schaltungen in der Regel HF-Schaltkreise umfassen, reagieren diese auf hohe
Rauschfrequenzen sehr empfindlich, so daß Vorkehrungen beim Entwurf derartiger Schaltkreise getroffen v/erden müssen,
wenn diese im Rahmen der Autoelektrik Verwendung finden sollen. Aufgrund der hohen, über die Chassis-Widerstände fliessenden
Ströme, die viele Ampere große sein können, entstehen wesentliche Spannungsabfälle auf der Masseleitung,
so daß sich die Situation ergeben kann, daß Schalter oder Fühlelemente auf einem anderen Massepotential liegen als
die integrierte Schaltung, die über eine lange Signalleitung mit einem solchen Schalter oder Fühlelement verbunden
ist.
Eine konventionelle Schutzschaltung zum Schutz von integrierten Schaltkreisen vor der Zerstörung durch Rauschsignale,
wie sie in einem elektrischen System eines Kraftfahrzeuges auftreten, zu schützen, ist in Fig. 3 dargestellt.
Die integrierte Schaltung 300 liegt zwischen dem Bezugspotential Masse und einer Anschlußklemme 302 für die positive
Versorgungsspannung. An dieser Anschlußklemme 302 liegt
auch die Kathode einer Zenerdiode 30H sowie ein Widerstand •306, der mit seinem anderen Ende an der Versorgungsleitung
- 9 - 308
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308 für die positive Versorgungsspannung liegt. Die Zenerdiode
304 hat notwendigerweise eine Durchbruchspannung,
die kleiner als die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
bei offener Basis (8VCEQ) der auf dem integrierten HaIbleiterplättchen
300 vorhandenen Transistoren ist. Wenn somit der Spannung auf der Versorgungsleitung 308 eine positive
Ausgleichsspannung überlagert wird, die größer als die Durchbruchspannung der Zenerdiode ist, wird kein Transistor
der integrierten Schaltung 300 zerstört. Uei negativen Ausgleichsspannungen
wird die Anschlußklemme 302 über die Ze-r nerdiode 304 auf einem Potential gehalten,.das etwa 0,75
Volt unterhalb des Massepotentiales liegt. Im Durchbruchszustand der Zenerdiode 304 wird der Strom durch den Widerstand
306 begrenzt. Ein' ernstzunehmender Nachteil dieser Schutzschaltung besteht darin, daß der Widerstandswert des
Widerstandes 306 sehr klein sein muß, damit die integrierte Schaltung 300 auch unter den Bedingungen eines Kaltstartes
arbeitet. Diese Kaltstartbedingungen können mit sich bringen, daß die Spannung auf der Versorgungsleitung 308 bis auf 4
Volt absinkt, wenn das Kraftfahrzeug bei kalter Witterung gestartet wird, so daß der Widerstand 306 sehr klein sein
muß, um einen allzu großen Spannungsabfall zwischen der Versorgungsleitung
3-08 und der Anschlußklemme 302 zu verhindern. Als Folge davon fließt über den Widerstand 306 und die Zenerdiode
304 unter Durchbruchbedingungen ein sehr großer Strom, so daß die Zenerdiode 304 entsprechend hohe Verlustleistung
aufnehmen muß und entsprechend teuer ist.
Aufgrund der vorliegenden Erfindung wird eine Überspannungsschutzsehaltung
auf dem Halbleiterplattchen vorgesehen, mit
der die zu schützenden Transistoren in der Lage sind, auch Spannungen unbeschädigt zu überstehen, die eine größere
Amplitude als die abklingende Lastspannung haben. Damit kann
- 10 - eine
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. 4v
eine externe Zenerdiode Verwendung finden, deren Durchbruchsspannung
größer als der maximale Amplituderiwert der
abklingenden Lastspannung, jedoch kleiner als die minimale
Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung mit kurzgeschlossenem
Emitterübergang (BVCv;q) ^ur die zu schützenden Transistoren
ist. Unter diesen Umständen braucht die externe Zenerdiode nur den Strom zu verarbeiten, der durch die
Rauschspannungen mit niedrigem Energieinhalt verursacht wird.
In Fig. 4 ist eine integrierte Schaltung HOO dargestellt, die mit einer Anschlußklemme 402 für die Versorgungsspannung
versehen ist - und mit dieser Anschlußklemme an der Kathode einer externen Zenerdiode 404 sowie an einem Widerstand
406 liegt. Dieser Widerstand liegt mit seiner anderen Seite an der Versorgungsleitung 408 für die positive Versorgungsspannung.
Die Anode der Zenerdiode 404 ist mit Masse verbunden. Der Widerstand 406 und die Zenerdiode H04
bilden die gleiche externe Schutzschaltung, wie sie anhand der Tig. 3 beschrieben wurde. Der Unterschied gegenüber der
Schaltung gemäß Fig. 3 besteht jedoch darin, daß die Zenerdiode eine höher Durchbruchspannung hat und geringer Verlustleistung
aufnehmen kann. Die integrierte Schaltung UOO umfaßt einen Transistor 410, dessen Emitter an Masse liegt
und desen Kollektor mit der Anschlußklemme 402 verbunden ist, so daß beim Fehlen von Schutzmaßnahmen eine auf der Versorgungsleitung
408 auftretende Überspannung, die größer als die Durchbruchsspannung BVprn ist, den Transistor UlO zerstört
.
Die integrierte Schaltung 400 umfaßt, ferner einen Transistor
412, eine Stromquelle 414, einen Widerstand 416 und als
diodengeschaltete Transistoren 418, 420, 422 und 424. Die
- 11 - Basis
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•iv
Basic des Transistors HlO liegt an der Stromquelle 414 und
am Kollektor des Transistors 412, dessen Emitter mit Masse verbunden ist. Die Stromquelle 414, welche eine stabilisierte
Stromquelle ist, steuert den Transistor 410, um die Schaltung in der gewünschten Weise zu betreiben. Die Basis
des Transistors 412 liegt über dem Basiswiderstand 416 in Serie zu dem als Diode geschalteten Transistor 424, der mit
dem Kollektor und der Basis an den Widerstand 416 angeschlossen ist. Der Kollektor und die Basis des Transistors
422 sind mit dem Emitter des Transistors 424 verbunden, wogegen der Emitter des Transistors 422 mit dem Kollektor und
der Basis des Transistors 420 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 418 liegt an der Anschlußklemme 402, wogegen
die Basis und der Kollektor mit dem Emitter des Transistors 420 verbunden sind.
Im Betrieb wird von einer Spannung auf der Versorgungsleitung 408, die die Summe der Sperrdurchbruchsspannungen der
Emitter-Basis-Strecke der einzelnen Transistoren 418, 420, 422 und 424 übersteigt, ein Sperrstrom über die vier als
Dioden geschalteten Transistoren ausgelöst, der über dem Basiswiderstand 416 an der Basis des Transistors 412 wirksam
wird und diesen Transistor in die Sättigung steuert. Damit liegt die Basis des Transistors 410 in etwa auf Massepotential,
d, h., daß die Durchbruchsspannung dieses Transistors
410 auf die Köllektor-Emitter-Durchbruchsspannung
mit kurzgeschlossenem Emitterübergang angehoben wurde, die so ausgewählt werden kann, daß sie größer als die maximale,
durch abklingende Lastströme auftretende, Ausgleichsspannung
ist. Selbstverständlich muß der Transistor 410 nicht Teil der integrierten Schaltung sein, sondern kann auch als diekreter
Leistungstransistor mit seinem Kollektor an die Anschlußklemme 402 bzw. die Versorgungsleitung 408 angeschlossen
- 12 - sein
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sein. In diesem Fall wäre der Emitter dieses Transistors an Massepotential zu legen und für die Basis ein Anschluß
vorzusehen, der mit dem Kollektor des Transistors 412 in Verbindung steht. Bei der Verwendung der Schutzschaltung in
Verbindung mit einem externen Leistungstransistor braucht dieser eine wesentlich geringere Verlustleistung aufzunehmen,
so daß billigere und wirtschaftlichere Transistoren in Verbindung mit der Überspannungsschutzschaltung gemäß
der Erfindung verwendet wex'den können. Dies ist der Fall,
da weder hohe Ströme, noch hohe Spannungen am Transistor wirksam werden. Eine Voraussetzung für die Wirkungsweise
der Schutzschaltung gemäß Fig. 4 ist jedoch, daß der Transistor 412 bereits im Sättigungszustand sein muß, bevor die
Spannung an der Anschlußklemme 402 den Wert der Kollektor-Emitter-Durchbruchs
spannung bei offener Basis des Transistors 410 erreicht. Dies ist erforderlich, da der Transistor
410 andernfalls vor dem Einreichen des Sättigungszustandes des Transistors 412 zerstört werden würde.
In Fig. 5 ist das Schaltbild einer weiteren Ausführungßform
der Erfindung in Form einer integrierten Schaltung 500 dargestellt. Die integrierte Schaltung 500 hat Eingangsklemmen
503 und 529, die auch die Eingangsklemmen einer Trennschaltung
505 sind. Die an die Eingangsklernmen 503 und 529 angelegten Eingangssignale werden durch die Trennschaltung
505 weiterverarbeitet, um Steuersignale für einen Flipflop 520 zu liefern. Sowohl mit der Trennschaltung 505, als auch
mit dem Flipflop 520 ist eine Schaltung 560 zur Erzeugung einer Bezugsspannung verbunden.
Der Ausgang des Flipflops 520 ist mit einer Schaltung 530 verbunden, die die im Flipflop 520 gespeicherte Information
abtastet und in Signale umwandelt, mit denen die ausgangs-
- 13 - seitigen
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seiti&en Transistoren 532 und 534 ansteuerbar sind. Als
beispielsweise Verwendung für die Schaltung kann vorgesehen sein, daß diese ein Teil der automatischen Blockiervorrichtung
für Sicherheitsgurte in einem Kraftfahrzeug ist.
Dabei wird über die Eingangsklemme 503 ein Sitzsignal angelegt, aus dem hervorgellt, ob eine Person auf dem Sitz
Platz genommen hat oder nicht. Die Eingangsklemme 529 kann
mit einem Gurtsignal beaufschlagt werden, aus dem hervorgeht,
ob der Gurt angelegt ist oder nicht. Das System ist so ausgelegt, daß beim nichtangelegten Sicherheitsgurt sowie
beim nichtbesetzten Sitz die beiden Signale ein verhältnismäßig hohes Potential haben. Wenn auf dem Sitz eine
Person Platz genommen hat, wird als Sitzsignal an die Eingangsklemme
503 Massepotential angelegt. Dasselbe gilt auch für die Eingangsklemme 52S, wenn der Gurt angelegt ist. Wenn
somit an beiden Eingangskieminen 503 und 529 Massepotential
wirkt, wird durch die Trennschaltung 505 der Flipflop in eine Lage gesteuert, die der Speicherung einer binären "1"
entspricht. Beim Ablegen des Sicherheitsgurtes sowiei beim
Verlassen des Sitzes wird der Flipflop in den binären Zustand "0" umgeschaltet. Der Schaltzustand des Flipflops
wird über den Emitter des Transistors 522 der Schaltung 530 abgetastet, welche über die Ausgangsklemme'531 einen Steuerstx^om
zum Einschalten des ausgangsseitigen Transistors 532 liefert, wenn die Eingangsklemme 503 und die Eingangsklemme
529 richtig geerdet sind. Wenn das Sitzsignal und das Gurtsignal nicht in der richtigen Folge geerdet werden und damit
auch keine binäre "0" im Flipflop 520 gespeichert wird, dann liefert die Schaltung 530 einen Basisstrom nur über die Ausgangsklemme
5 33 an den ausgangsseitigen Transistor 534. Die Wicklung 53C eines Startrelais kann .vom Transistor 532 nur
dann erregt werden, wenn im Flipflop 520 eine binäre "1" gespeichert ist. Andererseits wird der ausgangsseitige Tran-
- 14 - sistor
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sistor 534 leitend und damit ζ. B. eine Warnschnaire 537
erregt, wenn im Flipflop 520 eine binäre "0" gespeichei't
ist.
erregt, wenn im Flipflop 520 eine binäre "0" gespeichei't
ist.
Sowohl die Warnschnarre 537, als auch das Starterrelais mit der Wicklung 536 stellen für Transistoren 532 und 534 eine
niedere Wechselstromimpedanz dar. Wenn somit eine hohe Ausgleichsspannung auf der Versorgungsleitung 538 wirksam ist, können die Transistoren 532 und 534 zerstört werden, wenn
ihr Emitter-Basis-Übergang nicht nach Masse kurzgeschlossen ist, so daß ein Kollektor-Durchbruch bei offener Basis auftreten würde. Dem Fachmann ist bekannt, dai? die Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung bei offener Basis wesentlich
kleiner als die Kollektor-Lmitter-Durchbruchcspannung mit
kurzgeschlossenem Emitter-Obergang ist. So gilt z. B. für
einen gegebenen Transistor, bei dem die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung BVCEQ gleich 40 Volt betragt, daß die
Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung BVn„o auf 130 Volt ansteigen kann. In der Schaltung gemäß Fig. 5 können die ausgangs seit igen Transistoren 534 und 632 sowohl in die integrierte Schaltung 500 mit eingeschlossen, als auch als separate Transistoren vorgesehen sein. In jedem Fall werden sie gegen auf der Versorgungsleitung 538 auftretende Überspannungen teilweise durch den Widerstand 540 und die Zenerdiode 541 geschützt, die ebenfalls als Überspannungsschutzschaltung an die Versorgungsleitung 538 angeschlossen sind, wobei der Widerstand 540 und die Zenerdiode 541 in Serie zwischen der Versorgungsleitung und Massepotential liegen. Der Verbindungspunkt der Zenerdiode 541 mit dem Widerstand 540 stellt die Anschlußklemme 542 für die Versorgungsspannung der integrierten Schaltung 500 dar. Die ausgangsseitigen Transistoren 532 und 5 34 werden überdies gegen positive Überspannungen auf der Versorgungsleitung 5 38 durch die Zenerdiode 545
niedere Wechselstromimpedanz dar. Wenn somit eine hohe Ausgleichsspannung auf der Versorgungsleitung 538 wirksam ist, können die Transistoren 532 und 534 zerstört werden, wenn
ihr Emitter-Basis-Übergang nicht nach Masse kurzgeschlossen ist, so daß ein Kollektor-Durchbruch bei offener Basis auftreten würde. Dem Fachmann ist bekannt, dai? die Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung bei offener Basis wesentlich
kleiner als die Kollektor-Lmitter-Durchbruchcspannung mit
kurzgeschlossenem Emitter-Obergang ist. So gilt z. B. für
einen gegebenen Transistor, bei dem die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung BVCEQ gleich 40 Volt betragt, daß die
Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung BVn„o auf 130 Volt ansteigen kann. In der Schaltung gemäß Fig. 5 können die ausgangs seit igen Transistoren 534 und 632 sowohl in die integrierte Schaltung 500 mit eingeschlossen, als auch als separate Transistoren vorgesehen sein. In jedem Fall werden sie gegen auf der Versorgungsleitung 538 auftretende Überspannungen teilweise durch den Widerstand 540 und die Zenerdiode 541 geschützt, die ebenfalls als Überspannungsschutzschaltung an die Versorgungsleitung 538 angeschlossen sind, wobei der Widerstand 540 und die Zenerdiode 541 in Serie zwischen der Versorgungsleitung und Massepotential liegen. Der Verbindungspunkt der Zenerdiode 541 mit dem Widerstand 540 stellt die Anschlußklemme 542 für die Versorgungsspannung der integrierten Schaltung 500 dar. Die ausgangsseitigen Transistoren 532 und 5 34 werden überdies gegen positive Überspannungen auf der Versorgungsleitung 5 38 durch die Zenerdiode 545
- 15 - geschützt
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geschützt, die aus vier in Diodenschaltung betriebenen NPN-Transistoren
besteht, die untereinander sowie mit dem Widerstand 546 in Serie geschaltet sind, wobei die andere
Seite des Widerstandes 546 mit den Widerständen 547 und 548
verbunden ist. Die Zenerdiode 545 der Ausführungsfonn gemäß
Fig. 5 entspricht den in Serie geschalteten und als Diodentetriebenen Transistoren 418, 420, 422 und 424 der
Schaltung gemäß Fig. 4. Die Versorgungsleitung 538 entspricht der Versorgungsleitung 122 des in Fig. 1 dargestellten
elektrischen Systems in einem Kraftfahrzeug. Die Schaltung 5 30 gemäß Fig. 5 entspricht der stabilisierten Stromquelle
414 gemäß Fig. 4, wogegen der Widerstand 54 6 gemäß Fig. 5 dem Widerstand 416 gemäß Fig. 4 entspricht.
Die Durchbruchspannung der Zenerdiode 541 übersteigt die
Durchbruchspannung BVpEQ der Transistoren 532 und 534 und
schützt sie nur gegen die Rauschsignale, die wie vorausstehend erwähnt, sehr hohe Spannungswerte bei verhältnismäßig
niederem Energieinhalt annehmen können. Die Zenerdiode 545 hat eine Durchbruchspannung von ungefähr 28 Volt und wirkt
in Verbindung mit den Widerständen 546, 647 und 548 sowie den Transistoren 549 und 550 im Sinne einer Vergrößerung der
Durchbruchspannung der Transistoren 532 und 534 auf den Wert der Durchbruchspannung BVCpS, wenn die Oberspannung auf
der Versorgungsleitung 538 die Durchbruchspannung der Zenerdiode 545 übersteigt. Dies erreicht man durch einen Strom,
der über den Widerstand 546 zu den Transistoren 549 und 550 fließt und dabei diese Transistoren leitend macht, um die
Basis der Transistoren 534 und 532 im wesentlichen auf Massepotential festzuhalten. In entsprechender Weise wirkt der
Widerstand 552 und der Transistor 563 um die Basis eines
Transistors in der Schaltung 560 auf Hasse festzuhalten und damit gegen Ausgleichsspannungen zu schützen, die kleiner
- 16 - als
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als die Durch bruch spannung BVCEC, ist. Damit werden die
Transistoren gegen eine abklingende Lastspannung geschützt, wie sie anhand der Fig. 2 beschrieben wurde. Die Werte der
Widerstände 517, 548 und 552 sind klein im Vergleich mit dem Wert des Widerstandes 546 und sind vorgesehen, um zu verhindern,
daß einer der Transistoren 549, 550 oder 553 den fließenden Strom im wesentlichen an eich zieht. Der Widerstand
552 und der Transistor 553 gem<l]ß Fig. 5 dienen dem
Schutz eines Transistors innerhalb der integrierten Schaltung 500.
Die vorausstehend beschriebene Schutzschaltung ist besonders vorteilhaft, da sie einen sicheren Schutz für die Transistoren
einer Schaltung gewährleistet, die extremen Auügleichsspannungen oder Störsignalen ausgesetzt ist, welche
unter normalen Verhältnissen zur Zerstörung aktiver Teile der zu schützenden Schaltung führen könnten. Die Schutzschaltung
ist insbesondere für die Verwendung im Bereich der Autoelektrik von großem Vorteil, in der Halbleiteranordnungen
und insbesondere integrierte Schaltungen bisher nur verwendbar sind, wenn sie entweder besonders große Verlustleistung
aufnehmen können oder durch sehr aufwendige Schutzschaltungen vor Überspannungen geschützt werden. Die Erfindung bietet
somit die Möglichkeit, in einer so ungünstigen Umgebung, wie im Kraftfahrzeug, auch Halbiert elemente zu verwenden, die
nur eineverhältnismäßig geringe Verlustleistung aufnehmen
können.
- 17 - Patentansprüche
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Claims (8)
- MO125P-1117PatentansprücheÜberspannungsschutzschaltung, vorzugsweise für1 integrierte Schaltungen mit einem zwischen der Versorgungsspannung und einem Bezugspotential liegenden Schutztransistor, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Basis des Schutztransistors und einer Anschlußklemme für die Versorgungsspannung eine Spannungssteuerschaltung in Serie zu einem Basiswiderstand geschaltet ist, wobei die Spannungssteuerschaltung das Einschalten des Schutztransistors verhindert , solange die Spannung zwischen der Anschlußklemme und dem Bezugspotential kleiner als ein vorgegebener Wert ist, und daß ein zweiter Transistor an seiner Basis vom Schutztransistor ansteuerbar ist und mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke zwischen der Anschlußklemme· und dem Bezugspotential liegt.
- 2. Überspannungsschutzschaltung nach AnSpX1UCh 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Schutzschaltung als integrierte Schaltung ausgebildet ist.
- 3. Überspannungsschutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß der zweite Transistor Teil der integrierten Schaltung ist.
- 4. Überspannungsschutzschaltung nach einem der Ansprüche- 18 - bis409836/0796MO125P-1117bis 3, dadurch gekennzeichnet , daß der Kollektor des Schutztransistors mit der Basic des zweiten Transistors über eine Anschlußklemme verbunden ist und daß der zweite Transistor außerhalb der integrierten Schaltung angeordnet ist.
- 5. ■ Überspannungsschutzschaltung nach einem der Ansprüche1 bis H, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannungssteuerschaltung über einen Vorwiderstand an die Basiswiderstände mehrerer Schutztransistoren angeschlossen ist, die parallel zueinander betrieben werden und jeweils mit ihrem Kollektor an Massepotential liegen, und daß die Kollektoren der Schutztransistoren jeweils mit einem separaten, vor einer Oberspannung zu schützenden Transistor verbunden sind.
- 6. Überspannungsschutzschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungssteuerschaltung aus einer Vielzahl als Diode geschalteter Transistoren besteht, die untereinander in Serie geschaltet sind, und daß der Schutztransistor in den leitenden Zustand steuerbar ist, wenn die an die Spannungssteuerschaltung angelegte Spannung die Summe der Emitter-Basis-Durchbruchspannungen aller in Serie geschalteter Dioden übersteigt .
- 7. Überspannungsschutzschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren NPN-Transistoren sind.
- 8. Überspannungsschutzschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeich·- 19 - net409836/0796MO12BP-1117net, daß vor der Schutzschaltung zwischen der Versorgungsspannung und Massepotential eine Zenerdiode und ein Widerstand in Serie geschaltet ist, daß der Verbindungspunkt dieser Zenerdiode mit dem Widerstand die Anschlußklemme für die Versorgungsspannung der Überspannungsschutzschaltung ist, und daß die Durchbruchspannung der Zenerdiode größer als die Kollektor-Durchbruchspannung mit kurzgeschlossenem Emitterübergang des zweiten Transistors ist.409836/0796
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