DE68917653T2

DE68917653T2 - Eingangsschutzschaltung für eine Halbleitervorrichtung.

Info

Publication number: DE68917653T2
Application number: DE68917653T
Authority: DE
Inventors: Noriyuki Abe; Norio Fujiki; Takashi Kimura
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1988-06-13
Filing date: 1989-06-13
Publication date: 1995-03-30
Anticipated expiration: 2009-06-14
Also published as: EP0347189A2; US5014155A; EP0347189B1; EP0347189A3; DE68917653D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen eine Schaltung, um einen elektronischen Schaltkreis vor Umgebungs-Störsignalen zu schützen. Im besonderen betrifft die Erfindung eine Schutzschaltung für einen Eingang einer als integrierte Schaltung (IC) hergestellten Halbleitervorrichtung.
Electric Science Series, Technical Report of CMOS Application, Seiten 47 bis 48, veröffentlicht in 1980 von Sanpo Shuppan, offenbart eine Schutzschaltung für elektronische Schaltkreise. Die vorgeschlagene Schaltung umfaßt einen Schutzwiderstand, einen Kondensator und Dioden zur Spannungsklemmung. Die Schutzschaltung wird als eine äußere Schaltung des elektronischen Schaltkreises hergestellt und zwischen einer Eingangssignalquelle und dem Eingang des elektronischen Schaltkreises angeordnet. Die Eingangssignalquelle enthält einen Pull-up Widerstand und einen signalerzeugenden Schalter. Ein Potential an einer Verbindung zwischen dem Pull-up Widerstand und dem signalerzeugenden Schalter, das, abhängig von der Stellung des signalerzeugenden Schalters, veränderlich ist, dient dem elektronischen Schaltkreis als Eingabe. Die Schutzschaltung ist allgemein vorgesehen, um Störsignale, wie z. B. Stoßspannungen, elektrische Wellenverformungen und Prellen bei den Schaltvorgängen, die sich dem Signal auf einer Verdrahtung überlagern, die die Signalquelle und den Eingang des elektronischen Schaltkreises verbindet, zu entfernen. Bei der zuvor vorgeschlagenen Schutzschaltung wird der Störsignalanteil entfernt, indem das Signal in den elektronischen Schaltkreis durch eine Zeitkonstante gefiltert wird, die durch die Kapazität des Kondensators und den Wert des Schutzwiderstandes bestimmt wird. Die Schutzschaltung ist ferner vorgesehen, um den elektronischen Schaltkreis vor Überstrom und/oder Überspannung zu schützen, die andernfalls zur Beschädigung des elektronischen Schaltkreises führen.
Bei der praktischen Anwendung muß die Schutzschaltung verschiedene Funktionen erfüllen. Wenn die Schutzschaltung z. B. bei einer elektronischen Fahrzeugschaltung eingesetzt wird, sind die folgenden Funktionen erforderlich.
1) Es ist erforderlich, einige Hundert Volt an Stoßenergie zu absorbieren, die in verschiedenen Lasten hervorgerufen werden können.
2) Es ist erforderlich, Wellenverformungsstörungen infolge umgebender elektromagnetischer Wellen oder hochfrequente Störsignale infolge von Stromstößen zu entfernen.
3) Als weitere erforderliche Funktion muß die Schutzschaltung für die elektronische Fahrzeugschaltung eine Fähigkeit besitzen, um einen ausreichend hohen Kontaktstrom, z. B. normalerweise 1 bis 2 mA, zum Durchbrechen einer Oxidschicht aufrechtzuerhalten, die zum Schutz der Verdrahtung vor Kurzschluß vorgesehen ist, der andernfalls durch Vibration, Temperatur oder Feuchtigkeit bei der Fahrzeuganwendung verursacht wird.
Eine solche Schutzschaltung ist für die Standfestigkeit des elektronischen Schaltkreises von großer Wichtigkeit. Aus diesem Grunde wurde eine weitere Hochleistungs-Schutzschaltung erforderlich. Außerdem sind für eine solche Schutzschaltung als zusätzliche Teile zu der Herstellung des elektronischen Schaltkreises die Verminderung der Herstellungskosten und der Größe sehr wichtige Aufgaben, die zu erfüllen sind.
Um eine Forderung zur Verminderung der Größe zu erfüllen, ist vorgeschlagen worden, die Schutzschaltung als integrierte Schaltung (IC) zu gestalten. Es kann besonders vorteilhaft sein, die IC-Schutzschaltung dann zu verwenden, wenn eine Mehrzahl von Eingangssignalquellen an den elektronischen Schaltkreis angeschlossen werden. Zum anderen wird aus der Sicht der Herstellungskosten vorgezogen, den IC-Chip der Schutzschaltung als monolithischen IC anstelle eines Hybrid-IC herzustellen, und es wird weiter vorgezogen, ihn nach dem üblichen CMOS- Prozeß, ohne einen besonderen Prozeß zu benötigten, herzustellen.
Bei der praktischen Herstellung des Schutzschaltungs-IC wird bevorzugt, den Pull-up Widerstand in den IC einzubeziehen, aber den Schutzwiderstand, an den einige Hundert Volt direkt angelegt werden, außerhalb vorzusehen. Zu diesem Zweck ist eine CMOS-Schutzschaltung als IC- Schaltung vorgeschlagen worden. Bei einer solchen CMOS-Schutzschaltung wird der Schutzwiderstand als externes Bauteil bereitgestellt, und der Pull-up Widerstand ist in dem IC-Chip als Teil der IC-Schaltung enthalten.
Eine solche zuvor vorgeschlagene Schutzschaltung ist in der Praxis schwer herzustellen und anzuwenden. Der Wert des Schutzwiderstandes muß nämlich groß genug sein, um zu verhindern, daß die Dioden in der Schutzschaltung zum Durchschalten gebracht werden. Angenommen, die mögliche Stoßspannung ist ± 300 V und der durch die Dioden fließende Strom ist größer oder gleich 100 mA, dann kann der benötigte Widerstandswert R der Schutzwiderstandes dargestellt werden durch:
300 (V) / R ≤ 100 (mA)
R ≥ 3 kΩ (1)
Um den Durchbruch der Oxidationsschicht sicherzustellen, muß die Summe der Werte des Schutzwiderstandes und des Pull-up Widerstandes die folgende Bedingung erfüllen:
Angenommen, der Kontaktpunktstrom des IC ist größer oder gleich 1 mA, und die Versorgungsspannung beträgt 5 V, dann wird die Summe der Werte des Schutzwiderstandes und des Pull-up Widerstandes dargestellt durch:
5 (V) / R (R + r) ≥ 1 (mA)
R + r ≤ 5 (kΩ) (2)
Aus den vorangehenden Formeln (1) und (2) wird der erforderliche Wert r des Pull-up Widerstandes kleiner oder gleich 2 kΩ.
Wie hieraus ersichtlich ist, wird es bei der bestimmten Anwendung erforderlich, den Wert R des Schutzwiderstandes auf einen wesentlich größeren Wert zu setzen als der des Pull-up Widerstandes. Dies macht es schwer, den Zustand des Signalerzeugungsschalters zu ermitteln. Wenn nämlich der Signalerzeugungsschalter AUS ist, wird die Eingangsspannung die Quellenspannung VCC, und wenn der Signalerzeugungsschalter EIN ist, wird die Eingangsspannung (R · VCC)/(R + r). Daher wird, wenn der Wert R des Schutzwiderstandes größer ist als der Wert des Pull-up Widerstandes, die Spannungsdifferenz zwischen dem AUS-Zustand und dem EIN-Zustand des Schalters kleiner. Die verursacht Schwierigkeiten beim Einstellen des Schwellenpegels zur Ermittlung des EIN- und AUS-Zustandes des Signalerzeugungsschalters.
Dieses Problem ist besonders schwerwiegend, wenn eine Pufferschaltung vorhanden ist. Im Normalfall wird nämlich die logische Schwellenspannung Vth der CMOS-Pufferschaltung auf die Hälfte der Versorgungsspannung VCC eingestellt. Dies bedeutet, daß die Eingangsspannung niedriger sein muß als die halbe Versorgungsspannung VCC, wenn der Schalter im EIN-Zustand ist, um die Ermittlung des EIN-Zustandes des Schalters zu erlauben. Zudem wird, wenn der Wert R des Schutzwiderstandes größer gesetzt wird als der Wert r des Pull-up Widerstandes, die Eingangsspannung im EIN-Zustand des Schalters größer als die Schwellenspannung Vth. Daher wird in solchen Fall die Ermittlung des Zustandes des Signalerzeugungsschalters unmöglich.
Um dieses Problem zu lösen, muß der Pull-up Widerstand als äußeres Bauteil des IC-Chip eingerichtet werden. Dies erhöht jedoch deutlich den Produktionsprozeß und die zur Herstellung des IC-Chip erforderlichen Teile. Bei einem anderen Verfahren kann es vielleicht möglich sein, das erwähnte Problem zu lösen, indem eine höhere Versorgungsspannung angelegt wird, um den Kontaktpunktstrom zur Sicherstellung des Durchbruchs der Oxidationsschicht zu erhöhen. Da aber im Normalfall die geregelte Spannungsquelle für den elektronischen Schaltkreis auf 5 V eingestellt ist, wird eine weitere Spannungsquelle mit einer höheren Spannung erforderlich, was die Kosten ansteigen läßt und den Chip voluminös werden läßt.
Eine bekannte Schutzschaltung mit Klemmdioden, die einen Eingangsanschluß zu einer Stromversorgungsquelle und Masse überspannen, einem Kondensator, der zwischen den Eingangsanschluß und Masse geschaltet ist, und mit einem Pull-up Widerstand, der mit dem Eingangsanschluß verbunden ist, wird in DE-A-3 611 956 beschrieben.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine neuartige und praktisch nützliche Eingangsschutzschaltung für einen elektronischen Schaltkreis bereitzustellen, die das Problem bei dem Stand der Technik lösen kann, ohne zur Notwendigkeit weiterer Teile oder weiterer Prozeßschritte Anlaß zu geben.
Die vorliegende Erfindung stellt eine Eingangsschutzschaltung für einen elektronischen Schaltkreis zur Verfügung, umfassend:
Klemmdioden, die zwischen einen Eingangsanschluß, der mit einer Eingangssignalquelle, die einen Signalerzeugungsschalter umfaßt, verbunden ist, und einen Stromquellenanschluß und zwischen den Eingangsanschluß und einen Masseanschluß geschaltet sind;
einen Kondensator, dessen eine Elektrode mit dem Eingangsanschluß verbunden ist und dessen andere Elektrode mit dem Stromquellenanschluß oder dem Massenanschluß verbunden ist;
einen Ziehwiderstand, um das Potential an dem Eingangsanschluß entweder hochzuziehen oder herunterzuziehen;
einen Halbleiterschalter, der parallel zu dem Ziehwiderstand angeordnet ist, um einen Umgehungskreis, der den Ziehwiderstand umgeht, herzustellen und zu sperren;
eine Pufferschaltung, die mit dem Eingangsanschluß verbunden ist;
eine Abtastschaltung, die mit dem Ausgang der Pufferschaltung verbunden ist, um den Pufferausgang über eine vorbestimmte Abtastperiode abzutasten;
eine Einrichtung, um den Halbleiterschalter und die Abtastschaltung selektiv zu betreiben, um den Halbleiterschalter während der Abtastperiode der Abtastschaltung in der AUS-Stellung zu halten, und um den Halbleiterschalter in einer Periode außerhalb der Abtastperiode in der EIN-Stellung zu halten, und
einen Schutzwiderstand, der zwischen dem Signalerzeugungsschalter und dem Eingangsanschluß angeordnet ist.
Die vorliegende Erfindung wird aus der folgenden ausführlichen Beschreibung und aus den begleitenden Zeichnungen der bevorzugten Ausführung der Erfindung besser verstanden werden, die jedoch nicht als die Erfindung auf die spezifische Ausführung beschränkend angesehen werden sollten, sondern nur der Erklärung und dem Verständnis dienen.
Fig. 1 ist ein Schaltbild einer Eingangsschutzschaltung für einen elektronischen Schaltkreis.
Fig. 2 ist ein Schaltbild einer Ermittlungsschaltung, die in der Eingangsschutzschaltung von Fig. 1 enthalten ist.
Fig. 3 ist eine Graphik, die die Spannungsänderung in der Schaltung von Fig. 2 zeigt.
Fig. 4 ist ein Schaltbild eines anderen Beispiels der in der Eingangsschutzschaltung von Fig. 1 enthaltenen Ermittlungsschaltung.
Fig. 5 ist eine Graphik, die die Spannungsänderung in der Schaltung von fig. 4 zeigt.
Fig. 6 ist ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Eingangsschutzschaltung für einen elektronischen Schaltkreis.
Fig. 7 Ist ein Zeitdiagramm, das Wellenformen von Signalen an verschiedenen Punkten in der Schaltung von Fig. 6 zeigt.
Fig. 8 ist ein Schaltbild einer integrierten Schaltung der Eingangsschutzschaltung, das die tatsächliche Implementierung der Eingangsschutzschaltung von Fig. 6 veranschaulicht.
Fig. 1 zeigt eine als integrierte Schaltung (IC) hergestellte Eingangsschutzschaltung 21. Die Eingangsschutzschaltung 21 umfaßt einen Kondensator 23, die Dioden 24 und 25, einen Pull-up Widerstand 26 und eine Detektorschaltung 30. Der Kondensator 23 ist vorgesehen, um hochfrequente Störsignale zu entfernen. Zum anderen sind die Dioden 24 und 25 zur Spannungsklemmung angeordnet, um den elektronischen Schaltkreis vor übermäßig hoher Spannung zu schützen. Obwohl nicht unentbehrlich, kann eine Abtastschaltung 31, umrandet von einer unterbrochenen Linie, ebenfalls in der Eingangsschutzschaltung 21 enthalten sein.
Die Eingangsschutzschaltung 21 hat einen Eingangsanschluß A, der über über eine Leitung 27 und einen extern vorhandenen Schutzwiderstand 22 mit einem Signalerzeugungsschalter 29 verbunden ist, der als eine Eingangssignalquelle dient. Zum anderen ist der Ausgangsanschluß B der Eingangsschutzschaltung 21 mit einem elektronischen Schaltkreis 28 verbunden.
Man sollte sich bewußt sein, daß Fig. 1 eine einzige Eingangsschutzschaltung für einen Eingangskanal zeigt. Es ist aber möglich, eine Mehrzahl von Eingangsschutzschaltungen auf einem einzigen IC-Chip zu Integrieren. Die in Fig. 1 gezeigte Schutzschaltung sollte daher nur als Teil des IC-Chips angesehen werden.
Es ist vorteilhaft, die Abtastschaltung 31 In der Eingangsschutzschaltung vorzusehen, um einen die Prellstörsignale entfernenden Effekt zur Verfügung zu stellen. Im Fall eines IC-Chips ist es nämlich schwierig, den Kondensator 23 mit einer großen Kapazität zu versehen. Wegen der begrenzten Kapazität kann die Filterwirkung des Kondensators unzufriedenstellend oder unvollständig werden. Wenn die Filterwirkung unvollständig ist, können sich Prellstörsignale dem Eingangssignal überlagern. Dies kann durch die Abtastschaltung 31 erfolgreich verhindert werden. Die Abtastschaltung 31 vergleicht das augenblickliche Eingangssignal mit einer gegebenen Zahl abgetasteter, unmittelbar vorangehender Eingangssignale, um ein Signal, das dem momentanen Eingangssignal entspricht, nur auszugeben, wenn die Eingangssignale über eine vorbestimmte Zahl von Vorkommnissen konstant bleiben. Indem dies angewandt wird, kann das Zittern, das durch stoßartige Störsignale verursacht werden kann, beseitigt werden.
Die Detektorschaltung 30 ist vorgesehen, um den Zustand des Signalerzeugungsschalters 29 basierend auf dem durch den Schutzwiderstand 22 und den Pull-up Widerstand 26 fließenden Strom zu ermitteln. In der Praxis ermittelt die Detektorschaltung 30 den Eingangssignalpegel am Eingangsanschluß A gleich einem Spannungseingang VCC von einer Stromquelle infolge des Sperrens des Stromes durch den Signalerzeugungsschalter 29. Als Reaktion darauf entscheidet die Detektorschaltung 30, daß sich der Signalerzeugungsschalter 29 In dem AUS-Zustand befindet, um ein HOCH-Pegel-(1)-Detektorsignal zu erzeugen. Die Detektorschaltung 30 ermittelt auch den Spannungsabfall am Eingangsanschluß A unter einen vorbestimmten Schwellenpegel Vth, um zu entscheiden, daß der Signalerzeugungsschalter 29 eingeschaltet ist. In einem solchen Fall gibt die Detektorschaltung 30 ein TIEF-(0)-Pegel- Detektorsignal aus.
Der Schwellenpegel Vth der Detektorschaltung 30 wird auf einen Pegel eingestellt von:
Vth = K · VCC (3)
wo K so bestimmt wird, daß, wenn der Wert des Schutzwiderstandes 22 R ist und der Wert des Pull-up Widerstandes 26 r ist, K die folgende Formel erfüllt:
R/(R + r) < K < 1 (4)
und
R> r (5)
Folglich kann aus den vorangehenden Formeln (3) und (4) die folgende Formel aufgestellt werden:
(R · VCC)/(R + r) < Vth < VCC (6)
Im praktischen Betrieb, wenn der Signalerzeugungsschalter in der AUS- Stellung gehalten wird, wird der Schutzwiderstand 22 im gesperrten Zustand gehalten. Daher wird das Potential Voff am Eingangsanschluß A im AUS-Zustand des Signalerzeugungsschalters 29 auf der Quellenspannung VCC gehalten. Andererseits wird, wenn sich der Schalter 29 im EIN-Zustand befindet, ein Erdungskreis über den Pull-up Widerstand 26, den Schutzwiderstand 22 und den Schalter 29 geschlossen, so daß der Strom dort hindurch fließen kann. Zu dieser Zeit kann die Größe des Stromes I, der über dem Eingangsanschluß A fließt, dargestellt werden durch:
I = VCC/(R + r)
Daher kann das Potential Von am Eingangsanschluß bei dem EIN-Zustand des Signalerzeugungsschalters dargestellt werden durch:
Von = (R · VCC)/(R + r) (7)
Wie hieraus zu ersehen ist, wird der Schwellenpegel beim EIN-Zustand des Signalerzeugungsschalters höher als das Potential Von und beim AUS-Zustand des Signalerzeugungsschalters kleiner als das Potential Voff. Die Ermittlung des Zustandes des Signalerzeugungsschalters kann daher sichergestellt werden.
Da der Wert r des Pull-up Widerstandes 26 auf einen kleineren Wert als der Wert des R des Schutzwiderstandes 22 eingestellt ist, wird außerdem die Bedingung erfüllt:
R ≥ 3 kΩ
(R + r) ≤ 5 kΩ
r ≤ 2 kΩ
Hier wird angenommen, daß R 3.3 kΩ und r 1.5 kΩ ist. Da die vorangehende Formel (6) modifiziert werden kann als:
3.3/(3.3 + 1.5) = 0.69 < K < 1
würde daher 0.8 ein geeigneter Wert für K sein. Dies vorausgesetzt,
Id = 300 (V)/3.3 kΩ = 91 mA < 100 mA
Ic = 5 (V)/3.3 kΩ = 1.04 mA > 1 mA
Daher kann bei ± 300 V einer Stoßspannung der Id niedriger als oder gleich einem Sicherheitspegel, d. h. 100 mA, gehalten werden. Auch kann bei der Normalpegelspannung, d. h. 5V, eine ausreichend hohe Spannung (> 1 mA) zum Durchbruch der Oxidationsschicht bereitgestellt werden.
Wie hieraus ersichtlich ist, kann gemäß der oben beschriebenen Schaltung eine Absorption von mehreren Hundert Volt an Stoßenergie, die in verschiedenen Lasten hervorgerufen werden kann erreicht, werden. Außerdem wird es möglich, Wellenverformungsstörungen infolge umgebender elektromagnetischer Wellen oder Hochfrequenzstörimpulse infolge von Stromstößen zu entfernen. Außerdem wird es möglich, eine Fähigkeit zum Aufrechterhalten eines ausreichend hohen Kontaktstromes, z. B. normal 1 mA bis 2 mA, zu haben, um die Oxidationsschicht zu durchbrechen, die zum Schutz der Verdrahtung vor Kurzschluß bereitgestellt wird, der andernfalls durch Vibration, Temperatur oder Feuchtigkeit bei der Fahrzeuganwendung verursacht wird.
Fig. 2 zeigt ein Beispiel der Detektorschaltung 30, die in der oben dargelegten vorangehenden Eingangsschutzschaltung zu verwenden ist. Wie Fig. 2 zeigt, ist ein Eingangsanschluß 41 mit dem Eingangsanschluß A der Eingangsschutzschaltung 21 von Fig. 1 verbunden. Zum anderen ist der Eingangsanschluß 41 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Komparators 43 verbunden. Zum anderen ist der invertierende Eingang des Komparators 43 mit einer Verbindung zwischen den Spannungsteilerwiderständen RA und RB verbunden. Die Werte der Widerstände RA und RB sind so gewählt, um die an der Verbindung erzeugte Referenzspannung Vf auf den Pegel einzustellen, der dem Schwellenpegel Vth entspricht. Der Ausgang des Komparators 43 ist mit einem Ausgangsanschluß 42 der Detektorschaltung 30 verbunden.
Wenn bei dem oben dargelegten Schaltungsaufbau der Eingang (VIH) für den nichtinvertierenden Eingang über den Eingang 41 höher ist als die an den invertierenden Eingang angelegte Referenzspannung Vf, gibt der Komparator 43 das HOCH-Pegelsignal als das den Schalter-AUS-Zustand anzeigende Signal aus. Der HOCH-Pegelausgang des Komparators 43 dient daher als den AUS-Zustand des Schalters anzeigendes Signal Voff. Zum anderen wird, wenn der Eingangspegel über den Eingangsanschluß 41 niedriger ist als die Referenzspannung Vf, das den Schalter-EIN-Zustand darstellende TIEF-Pegelsignal von dem Komparator 43 ausgegeben. Der TIEF-Pegelausgang des Komparators 43 dient daher als den EIN-Zustand des Schalters anzeigendes Signal Von. Das Ausgangssignal des Komparators 43 wird als das Detektorsignal über den Ausgangsanschluß 42 ausgegeben.
Fig. 4 zeigt ein anderes Beispiel der Detektorschaltung 30. Bei diesem gezeigten Beispiel umfaßt die Detektorschaltung 30 einen CMOS- Inverter. Der Schwellenpegel des CMOS-Inverters wird so festgelegt, daß die oben dargelegte Bedingung erfüllt wird. Der Schwellenpegel VLT des CMOS-Inverters wird allgemein durch die folgende Formel dargestellt:
VLT = (VCC + VTP + VTN x βR)/(1 + βR)
wo VTP die Schwellenspannung des P-Kanal-MOS-Transistors ist, VTN die die Schwellenspannung des N-Kanal-MOS-Transistors ist und βR ein Koeffizient ist, der die Größe des Transistors darstellt und veranschaulicht werden kann durch:
βR α {(W/L)n}/{(W/L)}
wo W eine Breite des Gates des MOS-Transistors ist,
L eine Breite des Kanals des MOS-Transistors ist,
(W/L)n ein W/L-Verhältnis des N-Kanal-MOS-Transistors ist, und
(W/L)p ein W/L-Verhältnis des P-Kanal-MOS-Transistors ist.
Im allgemeinen werden die Prozeßkonstanten so festgelegt daß der Schwellenpegel VLT etwa die Hälfte der Quellenspannung VCC wird. Wie aus der vorangehenden Erörterung hervorgeht, kann der logische Schwellenpegel durch Einstellen von VTP, VTN oder βR festgelegt werden. Der Schwellenpegel VLT kann daher geeignet eingestellt werden, um die vorangehende Bedingung zu erfüllen. Man sollte beachten, daß, um VTP und VTN einzustellen, es nötig wird, die Konzentration der in den Kanalbereich der MOS-Transistoren zu dotierenden Fremdatome einzustellen. Daher würde es bequemer sein, den Schwellenpegel durch Einstellen von βR durch Einstellen der Größe des Transistors einzustellen. Um die vorangehende Bedingung zu erfüllen, wird nämlich die Beziehung (W/L)p> (W/L)n aufgestellt, um βR auf einen kleineren Wert einzustellen, um 0.5 < K < 1 zu erfüllen.
Fig. 5 zeigt die Änderung des CMOS-Inverters gemäß der Änderung des Eingangssignalpegels. In Fig. 5 zeigt die Linie A den ursprünglichen Schwellenpegel (etwa die Hälfte von VCC) des CMOS-Inverters, und die Linie B zeigt den verschobenen Schwellenpegel, um die vorangehende Bedingung zu erfüllen. Wie hieraus ersichtlich ist, liegt der verschobene Schwellenpegel VLT zwischen den Eingangssignalpegeln VOFF und VON, um die Ermittlung des Schaltzustandes des Signalerzeugungsschalters sicherzustellen.
Fig. 6 zeigt eine erfindungsgemäße Eingangsschutzschaltung für den elektronischen Schaltkreis. Bei der folgenden Erörterung werden die Elemente, die der vorangehenden ersten Ausführung entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen und auf ihre Beschreibung wird verzichtet, um Redundanz und Verwirrung zu vermeiden.
Bei der gezeigten Ausführung wird die Detektorschaltung in der vorigen Eingangsschaltung von Fig. 1 erfindungsgemäß durch einen Puffer 50 in Verbindung mit einem Oszillator 51, einer Schalteinrichtung 52 und einem Inverter 53 ersetzt. Der Oszillator 51 erzeugt periodische Signale, um die Abtastschaltung 31 periodisch anzustoßen. Das periodische Signal des Oszillators 51 steuert daher die Abtastperiode der Abtastschaltung 31. Das periodische Signal wird auch über den Inverter 53 an die Schalteinrichtung 52 angelegt, um das EIN- und AUS- Schalten derselben zu steuern. Die Schalteinrichtung 52 wird deshalb durch das invertierte periodische Signal, das gegenüber der Abtastschaltung 31 eine entgegengesetzte Phase besitzt, angesteuert. Wie Fig. 6 zeigt, ist die Schalteinrichtung 52 parallel zu dem Pull-up Widerstand 26 angeordnet. Wenn die Schalteinrichtung 52 eingeschaltet wird, wird daher der Pull-up Widerstand 26 kurzgeschlossen.
Die Pufferschaltung 50 hat im allgemeinen einen logischen Schwellenpegel Vth, der die Hälfte der Quellenspannung VCC beträgt. Die Werte R und r des Schutzwiderstandes 22 und des Pull-up Widerstandes 26 werden ähnlich der vorigen Ausführung so festgelegt, daß sie die folgenden Bedingungen erfüllen:
(r + VCC)/(R + r) < (VCC/2)
und
(VCC/R) > Ic
wo Ic der benötigte Strom, z. B. größer oder gleich 1 mA, ist, um die Oxidationsschicht an dem Steckverbinder 27 zu durchbrechen.
Die vorige Formel muß erfüllt werden, so daß der Schwellenpegel Vth auf einen geeigneten Pegel eingestellt werden kann, um die Ermittlung des EIN- und AUS-Zustands des Signalerzeugungsschalters 29 zu sichern. Wenn sich der Signalerzeugungsschalter im EIN-Zustand befindet, wird nämlich der Eingangssignalpegel am Eingangsanschluß A tiefer gehalten als der Schwellenpegel Vth, wenn die vorige Formel erfüllt ist. Zum anderen muß die letztere Formel erfüllt werden, um den Durchbruch der Oxidationsschicht in dem Steckverbinder 27 zu gewährleisten, um die elektrische Signalübertragung zu sichern.
Fig. 7 zeigt Wellenformen an verschiedenen Punkten in der Eingangsschutzschaltung von Fig. 6.
Fig. 7(a) zeigt eine Wellenform, die eine Veränderung des Potentials am Eingangsanschluß zeigt, während die Schalteinrichtung 52 im AUS- Zustand gehalten wird. Die gezeigte Wellenform tritt beim Umschalten des Signalerzeugungsschalters 29 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand auf. Wie Fig. 7(a) zeigt, sind den Eingangssignalen dreieckige Nadelstörimpulse überlagert, die aus verschiedenen Quellen herrühren.
Fig. 7(b) zeigt die Wellenform des von dem Oszillator erzeugten periodischen Signals. Die Wellenform des Ausgangs des Inverters 53 hat gegenüber dem periodischen Signal des Oszillators 51, wie in Fig. 7(c) gezeigt, eine entgegengesetzte Phase. Während der Inverterausgang auf dem HOCH-Pegel gehalten wird, ist der Schalter 52 im EIN-Zustand, um den Pull-up Widerstand 26 kurzzuschließen. Die Quellenspannung VCC wird daher direkt an den Schutzwiderstand 22 angelegt. Durch Wechseln der Schalterstellung des Schalters 52 zwischen EIN und AUS, verändert sich das Potential am Eingangsanschluß A wie in Fig. 7(d) gezeigt. Wie Fig. 7(d) zeigt, wird das Potential am Eingangsanschluß A ein HOCH-Pegel, ungeachtet der Schalterstellung des Signalerzeugungsschalters 29, wenn der Schalter 52 im EIN-Zustand ist. Durch die Wirkung des Schalters 52 geht daher das Potential am Eingangsanschluß A nur auf TIEF, wenn der Schalter 52 AUS und der Signalerzeugungsschalter 29 EIN ist.
Das Potential am Eingangsanschluß A wird synchron mit dem periodischen Signal des Oszillators 51 periodisch durch die Abtastschaltung 31 abgetastet. Wie mit Verweis auf die vorige Schaltung von Fig. 1 dargelegt, führt die Abtastschaltung 31 eine Vergleichsoperation aus, um die infolge des Wechselns der Schaltstellung des Schalters 52 am Eingangsanschluß A verursachte Änderung des Potentials zu entfernen. Daher extrahiert, wie aus Fig. 7(f) zu ersehen ist, die Abtastschaltung 31 den Faktor, der den EIN- und AUS-Zustand des Signalerzeugungsschalters 29 zeigt. Wie Fig. 7(f) zeigt, wechselt der Ausgangspegel der Abtastschaltung 31 auf den HOCH-Pegel zu einer Zeit t&sub2; mit einer Verzögerungszelt von einer Zelt t&sub1;, bei der der Signalerzeugungsschalter 29 tatsächlich ausgeschaltet wird. Diese Verzögerung entspricht der Anzahl der periodischen Signale, die der Anzahl der in der Abtastschaltung 31 zu vergleichenden abgetasteten Eingangssignaldaten entspricht.
Fig. 7(e) zeigt den Strom, der durch den Schutzwiderstand 22 fließt. Wie zu sehen ist, fließt der Strom in einer impulsartigen form durch den Schutzwiderstand 22. Während der Signalerzeugungsschalter 29 AUS ist, bleibt der Kreis über den Schutzwiderstand 22 unterbrochen. Daher fließt kein Strom durch den Schutzwiderstand 22. Wenn der Schalter 52 sich im EIN-Zustand befindet, fließt der Strom I&sub1; durch den Schutzwiderstand 22. Andererseits, wenn sich der Schalter 52 im AUS- Zustand befindet, fließt ein Strom I&sub2; durch den Schutzwiderstand 22 und den Pull-up Widerstand 26.
Die Werte der Ströme I&sub1; und I&sub2; können durch die folgenden Gleichungen dargestellt werden:
I&sub1; = VCC/R
I&sub2; = VCC/(R + r)
Der durch den Schutzwiderstand 22 fließende Strom ändert sich daher zwischen dem Maximalwert I&sub1; und dem Minimalwert I&sub2; über einem Mittelwert I&sub0;. Der mittlere Stromwert I&sub0; wird auf einen Wert eingestellt, der größer als ein Normalwert, d. h. 1 mA, ist. Es ist jedoch nicht erforderlich, den mittleren Stromwert I&sub0; auf einen größeren Wert als den Normalwert einzustellen. Die Oxidationsschicht hat nämlich die Eigenschaft, daß die Leitfähigkeit aufrechterhalten wird, wenn sie einmal durch einen größeren als den Normalstrom durchbrochen wird, auch wenn der Stromwert unter den Normal wert absinkt. Daher kann, so lange der Maximalstrom I&sub1; größer ist als der Normalwert, der Mittelwert unter dem Normalwert liegen.
Während in der vorangehenden Schaltung die Abtastschaltung 31 die Eingangssignale durch den Eingangsanschluß A abtastet, wird der Schalter 52 im AUS-Zustand gehalten, um den Stromkreis durch den Pull-up Widerstand 26 und den Schutzwiderstand 22 zu errichten. Dadurch wird, abhängig von der Schalterstellung des Signalerzeugungsschalters 29, die relativ große Spannungsänderung verursacht, um das Potential am Eingangsanschluß A während des AUS-Zustandes des Signalerzeugungsschalters 29 unter den Schwellenpegel Vth (= VCC/2) einzustellen. Zum anderen wird, wenn die Abtastschaltung 31 nicht aktiv ist, der Pull-up Widerstand 26 umgangen, um einen erhöhten Strom bereitzustellen, um die Signalübertragung durch den Steckverbinder 27 zu sichern.
Fig. 8 zeigt die praktische Implementlerung der Eingangsschutzschaltung von Fig. 6. Der gezeigte Aufbau der Schutzschaltung wird als IC- Chip hergestellt. Wie Fig. 8 zeigt, sind der Pull-up Widerstand 26 und der Schalterkreis 52 durch MOS-Transistoren gebildet, wobei die praktische Implementierung deren EIN-/AUS-Widerstand ausnutzt. Es ist auch möglich, den Pull-up Widerstand 26 durch einen Diffusionswiderstand zu bilden. Zum anderen wird die Abtastschaltung 31 durch das D-Flip-Flop 60, das JK-Flip-Flop 61 und das UND-Gatter 62 gebildet. Außerdem ist ein Verzögerungselement 63 vorgesehen, um eine Einstell- Haltezeit für das JK-Flip-Flop 61 zur Verfügung zu stellen.
Wie hieraus deutlich wird, können alle Elemente zur Formulierung der Eingangsschutzschaltung durch normale MOS-Prozesse hergestellt werden. Der Herstellungsprozeß kann daher vereinfacht werden, und die Herstellungskosten können somit ohne Herabsetzung der Leistung vermindert werden.

Claims

1. Eingangsschutzschaltung für einen elektronischen Schaltkreis, umfassend:

Klemmdioden (24, 25), die zwischen einen Eingangsanschluß (A), der mit einer Eingangssignalquelle, die einen Signalerzeugungsschalter (29) umfaßt, verbunden ist, und einen Stromquellenanschluß (VCC) und zwischen den Eingangsanschluß (A) und einen Masseanschluß geschaltet sind;

einen Kondensator (23), dessen eine Elektrode mit dem Eingangsanschluß (A) verbunden ist und dessen andere Elektrode mit dem Stromquellenanschluß (VCC) oder dem Massenanschluß verbunden ist, und

einen Ziehwiderstand (26), um das Potential an dem Eingangsanschluß (A) entweder hochzuziehen oder herunterzuziehen, gekennzeichnet durch:

einen Halbleiterschalter (52), der parallel zu dem Ziehwiderstand (26) angeordnet ist, um einen Umgehungskreis, der den Ziehwiderstand (26) umgeht, herzustellen und zu sperren;

eine Pufferschaltung (50), die mit dem Eingangsanschluß verbunden ist;

eine Abtastschaltung (31), die mit dem Ausgang der Pufferschaltung (50) verbunden ist, um den Pufferausgang über eine vorbestimmte Abtastperiode abzutasten;

eine Einrichtung (51), um den Halbleiterschalter (52) und die Abtastschaltung (31) selektiv zu betätigen, um den Halbleiterschalter (52) während der Abtastperiode der Abtastschaltung in der AUS-Stellung zu halten, und um den Halbleiterschalter (52) in einer Periode außerhalb der Abtastperiode in der EIN-Stellung zu halten, und

einen Schutzwiderstand (22), der zwischen dem Signalerzeugungsschalter (29) und dem Eingangsanschluß (A) angeordnet ist.

2. Eingangsschutzschaltung nach Anspruch 1, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (51) zum selektiven Betätigen des Halbleiterschalters (52) einen Oszillator umfaßt.

3. Eingangsschutzschaltung nach Anspruch 1 oder 2, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Ziehwiderstand (26) und der Halbleiterschalter (52) als jeweilige MOS-Transistoren gebildet sind.

4. Eingangsschutzschaltung nach Anspruch 1 oder 2, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Ziehwiderstand (26) ein Diffusionswiderstand ist.

5. Eingangsschutzschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastschaltung (31) ein D- Flip-Flop (60), ein JK-Flip-Flop (61) und ein UND-Gatter (62) umfaßt.

6. Eingangsschutzschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert (R) des Ziehwiderstandes (26) und der Widerstandswert (r) des Schutzwiderstandes (22) gewählt sind, um die Bedingungen

(r · VCC)/(R + r) < (VCC/2) und

(VCC/R) > Ic

zu erfüllen. Wo VCC die Betriebsspannung des Stromquellenanschlusses und Ic der benötigte Strom ist, um den Durchbruch einer Oxidationsschicht an einem Steckverbinder (27) zu bewirken, der mit dem Schutzwiderstand (22) an seinem von dem Eingangsanschluß (A) entfernten Anschluß verbunden ist.