DE2115657C3 - Aktive Unipol-Empfangsantenne - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine aktive Unipol-Empfangsantenne, bei der die Ausgangsanschlüsse des passiven Unipols mit den Eingangsanschlüssen eines Verstärkers verbunden sind, wobei die Unipolantenne so kurz ist, daß ihr Innenwiderstand aus einer Kapazität Ca und einem sehr kleinen Wirkwiderstand Ra besteht, wobei ferner der Eingangsblindleitwert des Verstärkers aus einer Kapazität Ce besteht und der Eingangswirkleitwert Ge relativ klein gegenüber diesem kapazitiven Blindleitwert ist, wobei ferner die Eingangsschaltung des Verstärkers ein dreipoliges verstärkendes elektronisches Element 7Ί mit hochohmig-kapazitiver Eingangsimpedanz enthält, und der Steueranschluß dieses dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements mit dem einen Anschluß der Unipolantenne verbunden ist, wobei ferner in der hochfrequenzmäßigen Verbindung

zwischen dem Quellanschluß des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements und dem zweiten Anschluß der Unipolantenne ein Gegenkopplungswiderstand liegt.

In der Nachrichtentechnischen Zeitschrift, Band 19 (1966), Seiten 697-705, dort insbesondere Bild 3, und in der Internationalen elektronischen Rundschau, Band 23 (1969), Seiten 141-144, dort insbesondere Bild la, ist ein an die kurze Unipolantenne angeschlossener Verstärker beschrieben, der aus einer gitterstromfreien Triode besteht, deren Gitter und Kathode die Eingangsanschlüsse des Verstärkers bilden. Die Impedanz der Steuerstrecke Gitter-Kathode ist die Eingangsimpedanz des Verstärkers und besteht aus einer nahezu frequenzunabhängigen Kapazität Ce und einem Eingangswirkleitwert Ge, der im Betriebsfrequenzbereich sehr klein gegenüber dem kapazitiven Blindleitwert des Ce ist. Es erscheint naheliegend, die gitterstromfreie Triode in neuzeitlicher Technologie durch einen Feldeffekttransistor zu ersetzen. Die Erfindung läßt sich jedoch auf alle dreipoligen, verstärkenden, elektronischen Elemente mir hochohmig-kapazitiver Eingangsimpedanz anwenden. In den Figuren ist ein Feldeffekttransistor als Beispiei eines solchen elektronischen Elements gezeichnet

F i g. 1 zeigt die Ersatzschaltung der vorveröffentlichten Antennenanordnung. Die kurze Unipolantenne wirkt wie eine Signalquelle mit der Signalspannung Us= E ■ heiu deren Innenwiderstand aus der Kapazität C_A und einem sehr kleinen Wirkwiderstand R_A besteht. E = elektrische Feldstärke am Ort der Antenne; h_cn = effektive Höhe des Unipols. Der Eingangsleitwert des dreipoligen, verstärkenden, elektronischen Elements Tj ist eine Kapazität Ce mit einem parallelen, sehr kleinen Wirkleitwert Ce- Zum Ce addieren sich in der Praxis. Zuleitungskapazitäten und gegebenenfalls Kapazitäten zusätzlich eingebauter Schaltelemente, z. B. einer an sich bekannten Blitzschutzeinrichtung. Der Steueranschluß 3 des dreipoligen Elements 7Ί ist in F i g. 1 mit dem AnschluP 1 der Unipolantenne und der Quellanschluß 4 des T\ mit dem Anschluß 2 der Unipolantenne verbunden. Solange man die Wirkkomponenten Ra und Ce in der Schaltung von F i g. 1 vernachlässigen kann, entsteht die Steuerspannung U₁ an den Eingangsklemmen 3 und 4 des elektronischen Elements 7Ί aus der Signalspannung Us durch eine nahezu frequenzunabhängige Teilung in dem aus Ca und Obestehenden Spannungsteiler

Eine solche Kombination einer kurzen Unipolantenne mit einem hochohmig-kapazitiven Verstärkereingang ermöglicht also den für manche Empfangsvorgänge vorteilhaften, in einem großen Frequenzbereich nahezu frequenzunabhängigen Empfang.

Breitbandige Empfangsschaltungen solcher Art empfangen neben dem jeweils gewünschten Signal viele andere unerwünschte Signale. Es werden dann in dem elektronischen Element T\ durch seine Nichtlinearität auch Störsignale erzeugt, z. B. durch Kreuzmodulation. Breitbandige Antennen mit Verstärkern benötigen daher Linearisierungsmaßnahmen im Verstärker, um derartige Störsignale klein zu halten. Hierzu benötigt man in bekannter Weise eine Cegenkopplung. Man kann die Gegenkopplung dadurch erzeugen, daß wie in F i g. 2 die Gegenkopplung durch einen Widerstand R\ erfolgt, dessen eines Ende mit dein Quellanschluß 4 des dreipoligen Elements 7Ί und dessen zweites Ende mit dem zweiten Anschluß 2 der Unipolantenne verbunden ist

Durch diesen Gegenkopplungswiderstand R\ fließt der aus dem Quellanschluß 4 austretende und von dem empfangenen Signal der Unipolantenne in dem dreipoligen Element T_x ausgesteuerte Signal-Wechselstrom und erzeugt an Ry die Gegenkopplungsspannung des 7",.

ίο Die Steuerstrecke des dreipoligen Elements T\, beispielsweise die Source-Gate-Strecke eines Feldeffekttransistors, ist ein Zweipol und dieser Strecke kann ein Widerstand R\ als Zweipol in Serie geschaltet werden, was physikalisch bedeutet, daß der Strom dieser lä Steuerstrecke, z.B. der von der Source zum Gate im Transistor fließende Strom, auch durch den in Serie geschalteten Widerstand fließt. Im dreipoligen Element Ti fließt auch noch ein zweiter Strom, nämlich der Strom durch die Ausgangsstrecke, beispielsweise die Source-Drahi-Strecke des Feldeffekttransistors. Wenn dieser Ausgangsstrecke ein Wide»ctand in Serie geschaltet ist, so besteht das physikalische Kennzeichen der Serienschaltung darin, daß der im Transistor von der Source zur Drain fließende Strom auch durch de.i in Serie geschalteten Widerstand fließt Ist der Widerstand wie in Fig.2 an die Quellelektrode des dreipoligen Elements 7Ί, beispielsweise die Source des Feldeffekttransistors, angeschlossen, dann fließen beide Transistorströme, der Strom der Steuerstrecke und der Strom der Ausgangsstrecke, durch den Widerstand R\, und es erscheint möglich und begründet, zur Vereinfachung der Beschreibung dies als eine Serienschaltung des Transistors und des Widerstandes zu bezeichnen.

Kombiniert man eine Unipolantenne mit dem gegengekoppelten Verstärker, so muß das Rauschen des Verstärkers möglichst klein sein, um ein gutes Signal-Rauschverhältnis zu ergeben. Anzustreben ist dabei als optimale Lösung der Fall, bei dem der Unipol und das dreipolige Element 7Ί die einzigen Rauschquellen des Empfangssystems sind und dadurch das bestmögliche Signal-Rauschverhältnis eines solchen Systems entsteht. Fügt man wie in Fig.2 in Serie zum dreipoligen Element 7Ί einen Gegenkopplungswiderstand R\ hinzu, so stellt dieser Widerstand eine zusätzliche Rauschquelle des Empfangssysiems dar, die das Signal-Rauschverhältnis verschlechtert. Je größer R\ ist desto besser ist die Linearisierung des 7Ί durch Gegenkopplung, desto größer aber auch das zusätzliche Rauschen dieses Gegenkopplungswiderstandes. In einer Anordnung nach Fig.2 wird die von dem Unipol zwischen den Anschüssen 1 und 2 erzeugte hochfrequente Signalspannung aufgeteilt in eine Wechselspannung, die zwischen den Anschlüssen 3 und 4 des dreipoligen Elements T\ besteht, und in eine Wechselspannung, die zwischen den Anschlüssen 4 und 5 des gegenkoppelnden Widerstandes R\ besteht Eine wirksam linearisierende Gegenkopplung tritt bekanntlich nur dann ein, wenn die an R\ bestehende Wechselspannung wesentlich gröFir als die an der Steuerstrecke 3,4 des dreipoligen Elements bestehende, Wechselspannung ist Die in Fig.2 dargestellte Gegenkopplungsschaltung mit einem einfachen Widerstand R\ ist für einen rauscharmen Empfang nicht brauchbar, weil bei den heute verfügbaren, dreipoligen, verstärkenden, elektronischen Elemeu'.en der Gegenkopplungswiderstand R\ in der Schaltung der Fig.2.für eine wirksame Gegenkopplung so groß sein muß, daß er wesentlich größer als der äquivalente Rauschwiderstand des

dreipoligen Elements Γι ist und dann dieses R\ das Rauschen des Systems erheblich erhöht. Dadurch entfernt man sich weit von dem bereits erwähnten, bestmöglichen Signal-Rauschverhältnis des Empfangssystems, das allein durch das Rauschen der Unipolantenne und das Rauschen des elektronischen Elements bestimmt ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, für eine aktive Unipol-Empfangsantenne der eingangs genannten Art eine Gegenkopplung anzugeben, die einerseits die Möglichkeit eines in einem großen Frequenzbereich nahezu frequenzunabhängigen Empfangs nach Gl. (1) nicht merklich beeinträchtigt, andererseits wesentlich weniger Zusatzrauschen verursacht als die Gegenkopplung mit einem Widerstand Ri in der Schaltung der Fig. 2.

Diese Aufgabe wird erfindungsjeinäß dadurch gelöst, daß der Gegenkopplungswiders'and Bestandteil einer Gegenkopplungsschaltung ist, die einen den aus dem Quellanschluß des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements tretenden Signal-Wechselstrom verstärkenden ersten bipolaren Transistor enthält, ferner den genannten, zwischen den Emitteranschluß dieses bipolaren Transistors und den zweiten Anschluß der Unipolantenne geschalteten, vom Signal-Wechselstrom der Emitter-Kollektorstrecke des ersten bipolaren Transistors durchflossenen Gegenkopplungswiderstand und einen zwischen den Quellanschluß des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements und den zweiten Anschluß der Unipolantenne geschalteten, für Hochfrequenzströme fast undurchlässigen Gleichstromweg.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen näher erläutert Es zeigt

Fig.3 ein Beispiel einer Schaltung nach der Erfindung,

Fig.4 den zusätzlichen Gleichstromweg in Form eines zweiten bipolaren Transistors T₃ mit einem Spannungsteiler aus Äs und Re zur Erzeugung seiner Basis-Gleichspannung,

Fig.5 den zusätzlichen Gleichstromweg mit dem Transistor T₃. bei dem eine Zenerdiode D den Widerstand A₅ der F i g. 4 ersetzt,

Fig.6 den zusätzlichen Gleichstromweg mit dem Transistor T₃ und einer Induktivität L\ in der Verbindung des Kollektors des Tj mit der Quellelektrode 4 des Γ,,

Fig.7 den Gegenkopplungswiderstand R\ als Parallelschaltung eir.es Widerstandes Rt und einer Serienresonanzschaltung aus Q, L₁ und Ri.

Der Gegenkopplungswiderstand Ri in Fig.3 ist Bestandteil einer Gegenkopplungsschaltung, die zwischen der Quellelektrode 4 des dreipoligen, verstärkenden, elektronischen Elements Ti und dem zweiten Anschluß 2 der Unipolantenne liegt, wobei T_x als Feldeffekttransistor gezeichnet ist. Die Gegenkopphingsschaltung enthält einen ersten bipolaren Transistor T₂. Der aus der Quellelektrode 4 des 7i tretende Signal-Wechselstrom wird der Basis 9 des T₂ zugeführt und fließt anschließend durch die Steuerstrecke 9 — 7 des T₂ in den Gegenkopplungswiderstand R\ zum Punkt 2. Auch der in der Emitter-iCoIlektorstrecke des T₂ ausgesteuerte, verstärkte Signal-Wechselstrom fließt durch R\. Durch R\ fließt also insgesamt ein wesentlich größerer Signal-Wechselstrom als in der Schaltung der F i g. 2. Daher kann man die zwischen den Punkten 4 und 2 geforderte gegenkoppelnde Signal-Wechselspannung in der Schaltung der Fig.3 mit einem wesentlich kleineren und entsprechend weniger rauschenden Gegenkopplungswiderstand Ä| erreichen als in der Schaltung der F i g. 2.

Die weitere Ausgestaltung der Erfindung betrifft s Einzelheiten der Gegenkopplungsschaltung. Die zunächst beschriebenen, vorteilhaften Formen der Schaltung betreffen die bereits erwähnte F i g. 3.

Bei ausreichender Verstärkung des ersten bipolaren Transistors T₂ ist der nahezu ideale Zustand erreichbar,

ίο bei dem der Gegenkopplungswiderstand R\ so klein gewählt werden kann, daß der Rauschbeitrag der Gegenkopplungsschaltung hinsichtlich des Signalrauschverhältnisses der Empfangsanlage kleiner ist als die Summe der Rauschbeiträge der Unipol-Empfangs antenne und des dreipoligen verstärkenden elektroni schen Elements Ti. Der Rauschbeitrag der Gegenkopplungsschaltung verschlechtert dann das Signal-Rauschverhältnis nur noch um einen praktisch bedeutungslosen Faktor.

Es ist bekannt, daß man in elektronischen Schaltungen neben den Wechselstromwegen auch Gleichstromwege benötigt, die teilweise verschieden von den Wechselstromwegen sind. Es ist daher in den meisten Ausführungsformen der Erfindung neben dem Wechsel stromweg über die Punkte 4, 9, 7, 2 ein zusätzlicher Gleichstromweg zwischen den Punkten 4 und 2 vorhanden, um den Arbeitspunkt des T\ unabhängig vom Wechselstromweg optimal einzustellen. Dieser zusätzliche Gleichstromweg ist in Fig.3 durch einen

jo Widerstand R₂ schematisch dargestellt und muß nahezu undurchlässig für den Signal-Wechselstrom sein, damit der Signal-Wechselstrom nahezu vollständig dem T₂ zugeführt wird. Jede Ableitung eines Teils des Signal-Wechselstroms durch R₂ vermindert die Wir kung der durch T₂ und Ri erzeugten Gegenkopplung und würde dazu zwingen, Ri zu vergrößern, urn die gleiche Gegenkopplungsspannung wie ohne R₂ zu erzeugen. Dadurch würde das Rauschen der Gegenkopplung vergrößert. Daß man in elektronischen

Schaltungen oft auch eine Trennkapazität wie Ck im Beispiel der F i g. 3 verwenden muß, um gegebenenfalls Punkte einer elektronischen Schaltung zu trennen, die

verschiedene Gleichspannung führen, ist bekannt

Der zusätzliche Gleichstromweg R₂ Kann ein Wider-

stand sein, der relativ groß ist um Wechselströme weitgehend nicht durchzulassen. Durch ihn fließt aber der Gleichstrom des Γι, der nicht besonders klein ist, damit Ti wenig rauscht An R₂ entsteht so eine hohe Gleichspannung. Dementsprechend ist die zwisc^n den Punkten 10 und 2 zuzuführende Betriebsgleichspannung des Γι groß. Eine solch hohe Spannung bedeutet hohen Aufwand der Stromversorgung oder ist in manchen Fällen eine nicht tragbare Forderung, z. B. wenn die Antenne mit Verstärker an einem Kraftfahrzeug montiert ist und nur die Autobatterie zur Stromversorgung verfügbar ist Man reduziert in einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung die am Punkt 10 erforderliche Betriebsspannung dadurch nennenswert daß man R₂ als Transistorschaltung mit einem zweiten bipolaren Transistor Ti nach Fig.4 gestaltet und den Kollektor des T₃ an den Quellanschluß 4 des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements Ti anschließt Der durch den zusätzlichen Gleichstromweg fließende Gleichstrom ist dann der Koüektorgieichstrom ico des T₃. Der zweite bipolare Transistor T₃ ist ausgangsseitig hochohmig, weil bekanntermaßen Änderungen der Kollektorspannung nur sehr kleine Änderungen des Kollektorstroms zur Folge haben. Dadurch erreicht

man die erforderliche Hochohmigkeit des zusätzlichen Gleichstrumweges bei wesentlich kleineren Gleichspannungen als ein einfacher Widerstand Ri in F i g. 3. Daher kann man am Punkt 10 bei gleichem Gleichstrom eine kleinere Gleichspannung verwenden. Die Widerstände Ri und Ri dienen zur Einstellung der Basisgleichspannung H»s Ti aus einer an den Anschlüssen 11 und 2 zugefbnrten Gleichspannung. Rs ist durch eine Kapazität Ci überbrückt, damit an der Steuerstrecke des 7j keine hochfrequenten Steuerspannungen entstehen.

Der Widerstand R* kann in einer vorteilhaften Ausführungsform der Gegenkopplungsschaltung zusätzlich zwischen dem Emitter des Tt und dem Punkt 2 eingebaut sein, um eine Gegenkopplung des Transistors Ti zu erzeugen. Da zwischen den Punkten 4 und 2 eine hochfrequente Signalspannung liegt, kann der Strom Ico durch Ti auch kleine, von dieser Signalspannung erzeugte Hochfrequenzströme enthalten. Diese fließen dann durch R* und erzeugen so eine hochfrequente Gegenkopplung des Ti, die diese Hochfrequenzströme vermindert, also den Stromweg über Ti für die Hochfrequenz noch undurchlässiger macht. Der zusätzliche Gleichstromweg ist auch eine Rauschquelle des Antennenverstärkers, weil seine Rauschspannung zwischen den Punkten 4 und 2 liegt und sein Rauschen so den ersten bipolaren Transistor 7j aussteuert. Ra bildet auch für die Rauschströme des Ti eine Gegenkopplung, so daß das Gebilde Ri in der Form der Schaltung nach F i g. 4 auch rauscharm wird im Vergleich zum Rauschen des R₂ ^!n einer Schaltung mit einem Widerstand R₂ ■ Der Widerstand Rt der Fig.4 vermindert also auch den Rauschbeitrag des zusätzlichen Gleichstromweges.

Falls eine besondere Konstanthaltung des Gleichstroms des Ti erforderlich ist, wird die Schaltung von F i g. 4 dahingehend abgewandelt, daß der Widerstand Ri des aus Rs und Ri bestehenden Spannungsteilers der F i g. 4 nach F1 g. 5 durch eine Zenerdiode ersetzt wird. Die Diode D stellt eine sehr konstante Gleichspannung an der Basis des T₃ ein und erhöht dadurch die Undurchlässigkeit des zusätzlichen Gleichstromweges für den Signal-Wechselstrom.

Das hochfrequente Ausgangssignal, auch Nutzsignal genannt, kann dem Verstärker an allen Punkten entnommen werden, an denen ein verstärktes, durch die Gegenkopplung linearisiertes Signal vorhanden ist, beispielsweise in bekannter Weise am Ausgangsarisehluß 6 (Fig.3) des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements Ti. Es ist jedoch bei der Schaltung nach der Erfindung vorteilhaft, das Nutzsignal aus der Gegenkopplungsschaltung am Ausgang des Γ2 zu entnehmen, weil dann das Nutzsignal auch noch durch T₂ verstärkt ist

Das hochfrequente Ausgangssignal des Verstärkers, kann dem Verstärker beispielsweise zwischen den Punkten 7 und 2 entnommen werden. In diesem Fall liegt der Eingangswiderstand des nachfolgenden Empfängers oder der Eingangswiderstand einer Leitung, die durch den Eingangswiderstand des nachfolgenden Empfängers abgeschlossen ist, parallel zu dem in die Gegenkopplungsschaltung eingebauten Ri und ist Bestandteil des Gegenkopplungswiderstandes. Dann kann R\ beispielsweise auch identisch sein mit dem Eingangswiderstand des zwischen 7 und 2 angeschlossenen Empfängers oder dem Eingangswiderstand der zum Empfänger führenden Leitung. In diesen Fällen kann man sich also den Einbau eines gesonderten Widerstandes Ä] ersparen.

Das Nutzsignal kann dem Verstärker auch zwischen den Punkten 8 und 2 entnommen werden. Dies ist ein Ausgang mit höherem Innenwiderstand und entsprechend höherer Nutzspannung. Eine solche Entnahme des Nutzsignals aus dem Kollektor des Tj würde die Gegenkopplungsschaltung von allen Wirkungen der angeschlossenen Empfängerimpedanz befreien. Man kann aber auch die beiden Verstärkerausgänge 7 und 8 gleichzeitig für verschiedene Empfänger verwenden, wobei beide Ausgänge voneinander in gewissem Umfang bereits entkoppelt sind, weil sie an verschiedene Punkte des bipolaren Transistors Ti angeschlossen sind.

Bei der speziellen Anwendung dieser Antenne mit Verstärker für den Rundfunkempfang arbeitet sie einerseits im sogenannten Lang-Mittel-Kurz-Bereich (abgekürzt LMK) zwischen etwa 150 kHz und 20 MHz und im Ultrakurzwellenbereich (UKW) zwischen etwa 85 bis 105 MHz. Da es praktisch unmöglich ist. beispielsweise wegen des etwas frequenzabhängigen Impedanzverhaltens und der etwas frequenzabhängigen Verstärkung der Transistoren, die Schaltungen nach der Erfindung für den großen Frequenzbereich zwischen 15OkHz und 105MHz mit reinen Wirkwiderständen aufzubauen, werden in einer für den Rundfunkempfang vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung UKW-Resonanzfilter in die Gegenkopplungsschaltung, und zwar in die den Gegenkopplungswiderstand Ri der Fig.3 realisierende Schaltung oder in die den zusätzlichen Gleichstromweg Ri der Fig.3 realisierende Schaltung eingebaut.

Im Beispiel der F i g. 6 wird eine Induktivität L\ in die Zuleitung vom Kollektor des Ti zum Quellanschluß des Ti eingefügt. Die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors 7j wird bei höheren Frequenzen nicht mehr hochohmig sein, weil 7} eine Emitter-Collector-Kapazität Cec besitzt, deren Blindwiderstand mit wachsender Frequenz abnimmt und das Gebilde Ri für Wechselströme höherer Frequenzen durchlässig macht. Li wird so dimensioniert, daß die Serienresonanz zwischen U und Cec in der Mitte zwischen dem LMK-Bereich und dem UKW-Bereich liegt, so daß dieser Resonanzkreis im UKW-Bereich bereits oberhalb seiner Resonanz liegt und der Widerstand des zusätzlichen Gleichstromweges Ri im UKW-Bereich im wesentlichen durch den Blindwiderstand ω Li des Li bestimmt wird. So erreicht man, daß dieser Schaltungszweig auch im Bereich sehr hoher Frequenzen hochohmig bleibt, während dieses Li bei den niedrigeren Frequenzen des LMK-Bereichs nahezu wirkungslos ist und der Zustand der Schaltung von F i g. 6 bei niedrigen Frequenzen wie der Zustand der Schaltung der F i g. 4 ist.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform des Verstärkers für den Rundfunkempfang soll die Gegenkopplung mit Ri nur bei LMK voll wirksam sein. Bei UKW möchte man eine geringere Gegenkopplung, um höhere Verstärkung im Transistor Tz zu erreichen. Andererseits kann man bei UKW mit geringeren Linearitätsforderungen auskommen, weil die Bandbreite dieses Bereichs kleiner ist und die Störmöglichkeiten durch Nichdinearität insgesamt geringer sind. In der Anordnung nach Fig.7 besteht daher der Gegenkopplungswiderstand Ri aus der Parallelschaltung eines Wirkwiderstandes R% und eines Serienresonanzkreises mit einer Kapazität Gt., einer Induktivität Li und einem Wirkwiderstand A3, der kleiner ist als R*. Die Resonanzfrequenz des aus Qt und Lz gebildeten Serienresonanzkreises liegt in der Mitte des UKW-Bandes, und die Bandbreite dieses Resonanzkreises ist so

groß, daß im ganzen UKW-Bereich das kleinere R} des Serienresonanzkreises als Gegenkopplungs-Widerstand wirksam wird. Im LMK-Bereich ist dieser Resonanzkreis bei hinreichend kleinem Cj so hochohmig, daß dort nur das R» wirkt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Aktive Unipol-Empfangsartenne, bei der die Ausgangsanschlüsse des passiven Unipols mit den Eingangsanschlüssen eines Verstärkers verbunden sind, wobei die Unipolantenne so kurz ist, daß ihr Innenwiderstand aus einer Kapazität Ca und einem sehr kleinen Wirkwiderstand Ra besteht, wobei ferner der Eingangsblindleitwert des Verstärkers aus einer Kapazität Ce -besteht und der Eingangswirkleitwert Ge relativ klein gegenüber diesem kapazitiven Blindleitwert ist, wobei ferner die Eingangsschaltung des Verstärkers ein dreipoliges verstärkendes elektronisches Element 71 mit hochohmig-kapaziüver Eingangsimpedanz enthält und der Steueranschluß dieses dreipoligen verstärkenden elektronischen Element mit dem einen Anschluß der Unipolantenne verbunden ist, wobei ferner in. der hochfrequenzmäßigen Verbindung zwischen dem Quellanschluß des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements und dem zweiten Anschluß der Unipolantenne ein Gegenkopplungswiderstand liegt, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand (Ri) Bestandteil einer Gegeiikopplungsschaltung ist, die einen den aus dem Quellanschluß (4) des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements (Ti) tretenden Signal-Wechselstrom verstärkenden ersten bipolaren Transistor (T₂) enthält, ferner den genannten, zwischen den Emitteranschluß dieses bipolaren Transistor und den zweiten Anschluß der Unipolantenne geschalteten, vom Signal-Wechselstrom der Emitter-Kollekte strecke des ersten bipolaren Transistors durchflossenen Gegenkopplungswiderstand (Ri) und einen zwischen den Quellanschluß (4) des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements (Ti) und den zweiten Anschluß der Unipolantenne geschalteten, für Hochfrequenzströme fast undurchlässigen Gleichstromweg.

2. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der für Hochfrequenzströme fast undurchlässige Gleichstromweg durch einen hohen Widerstand (R₂) realisiert ist.

3. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der für Hochfrequenzströme fast undurchlässige Gleichstromweg durch einen zweiten bipolaren Transistor (Ty) realisiert ist, dessen Kollektor an den Quellanschluß (4) des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements (Ti) angeschlossen ist und zwischen dessen Basis (12) und dem zweiten Anschluß (2) der Unipolantenne ein Kondensator (Ci) Hegt, der so groß gewählt und mit dem zweiten bipolaren Transistor so kombiniert ist, daß er das Entstehen von Signal-Wechselspannungen an der Steuerstrecke (12, 13) des zweiten bipolaren Transistors weitgehend verhindert.

4. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß an den Emitter (13) des zweiten bipolaren Transistors ein Gegenkopplungswiderstand (Ra) mit seinem einen Ende angeschlossen ist und das zweite Ende dieses Gegenkopplungswiderstandes an den zweiten Anschluß (2) der Unipol-Antenne angeschlossen ist.

5. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu dem an die Basis des zweiten bipolaren Transistors angeschlossenen Kondensator (Ci) eine Zenerdiode (D) liegt, deren Betriebsspannung aus einer über einen Widerstand (Rt) zugeführten Gleichspannung stammt

6. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das vom ersten bipolaren Transistor verstärkte Signal am Emitter (7) des ersten bipolaren Transistors entnom-ο men und einem Empfänger zugeführt ist

7. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand der Eingangswiderstand des Empfängers ist

8. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand der Eingangswiderstand eines zum Empfänger führenden Kabels ist

9. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das du^ch den ersten bipolaren Transistor verstärkte Signal am Kollektor (8) des ersten bipolaren Transistors (T₂) entnommen und einem Empfänger zugeführt ist

10. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 3 für defl Rundfunkempfang im Lang-Mittel-Kurzwellenbereich und im Ultrakurzwellenbereich, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Quellelektrode (4) des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements (Ti) und dem Kollektor des zweiten bipolaren Transistors (T3) eine Induktivität (L_x) liegt, die so dimensioniert ist, daß die Serienresonanz zwischen dieser Induktivität (Li) und der Ausgangskapazität (Cec) des zweiten bipolaren Transistors in der Frequenzlücke zwischen dem Lang-Mittel-Kurzwellenbereich und dem Ultrakurzwellenbereich liegt (F i g. 6).

11. Aktive Unipol-Empfan^santenne nach Anspruch 1 für den Rundfunkempfang im Lang-Mittel-Kurzwellenbereich und im Ulirakurzwellenbereich dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand aus der Parallelschaltung eines Wirkwiderstandes (Rt) und eines Serienresonanzkreises (C₂, L₂, R₃) besteht und die Resonanzfrequenz dieses Serienresonanzkreises in der Mitte des Ultrakurzwellenbereichs liegt und seine Bandbreite gleich oder größer als die Bandbreite des Ultrakurzwellenbereichs ist und der Wirkwiderstand dieses Serienresonanzkreises (Ri) kleiner als der parallelgeschaltete Wirkwiderstand (Rs) ist (F i g. 7).