DE3635602A1 - Aktive antenne fuer zwei frequenzbereiche mit extrem linearem verstaerker - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine aktive Unipol-Empfangsantenne für den Empfang in zwei durch eine Frequenzlücke getrennten Frequenzbereichen, bei der die beiden Ausgangsanschlüsse des passiven Unipols mit den Eingangsanschlüssen eines Verstärkers verbunden sind und die Eingangsschaltung des Verstärkers eine aktive Schaltung (6) mit einem Steueranschluß (1), einem Quellanschluß (2) und mit einem Senkenanschluß (4) enthält und in der hochfrequenzmäßigen Verbindung zwischen dem Quellanschluß (2) der aktiven Schaltung und dem zweiten Anschluß (1′) der passiven Unipol-Antenne eine Gegenkopplungsschaltung vorhanden ist und am Verstärkerausgang getrennte, jeweils für einen der beiden durch eine Frequenzlücke getrennten Frequenzbereiche bestimmte Übertragungswege angeschlossen sind, daß am Anschluß der Übertragungswege Filter eingebaut sind und daß der Übertragungsweg für den niedrigeren Frequenzbereich am Quellanschluß (2) und der Übertragungsweg für den höheren Frequenzbereich am Senkenanschluß (4) der aktiven Schaltung (6) angeschlossen ist.

Eine derartige Antenne ist bekannt aus der deutschen Patentschrift DE 21 67 276 C2. Sie findet vorzugsweise Anwendung für den Rundfunkempfang. Dieser betrifft den sog. Lang-, Mitt-, Kurzwellenbereich, abgekürzt LMK-Bereich genannt und den Ultrakurzwellenbereich abgekürzt UKW-Bereich genannt. Der niedrige Frequenzbereich (LMK) erstreckt sich von 150 kHz bis 20 MHz und der höhere Frequenzbereich (UKW) zwischen etwa 85 bis 110 MHz. Da bei diesen Antennen der Empfang in zwei Frequenzbereiche aufgeteilt ist, die durch eine Frequenzlücke getrennt sind, sind aus Gründen der Linearität getrennte Übertragungswege vorteilhaft. Bei der DE 21 67 276 C2 werden die Signale der beiden Frequenzbereiche am Quell- und Senkenanschluß über entsprechende Filter abgegriffen. Für die Linearität, d. i. insbesondere die Vermeidung von Mischprodukten aus Signalanteilen der beiden Frequenzbereiche, ist hierbei die Linearität des verstärkenden elektronischen Elements (T 1 in Bild 2 der DE 21 67 276 C2) von ausschlaggebender Bedeutung. Wird das elektronische Element mit Hilfe eines Feldeffekttransistors realisiert, wie es in der DE 21 67 276 C2 vorgeschlagen ist, so ist die sich dabei einstellende Linearität für eine Verwendung im Rundfunkbereich i. a. nicht ausreichend. Insbesondere bringt die Nichtlinearität der zwischen Gate und Drain befindlichen inneren Transistorkapazität große Verzerrungen mit sich. Obgleich in einer Antenne nach der DE 21 67 276 C2 eine Gegenkopplung vorgesehen ist, läßt sich, auch bei weiterer Vergrößerung des Gegenkopplungswiderstands, die Linearität über ein bestimmtes Maß hinaus nicht steigern. Es treten deshalb Nichtlinearitätserscheinungen in Form von Intermodulation und Kreuzmodulation auf.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, die durch die Nichtlinearität des verstärkenden elektronischen Elements hervorgerufenen Störungen zu vermeiden, ohne dadurch die Empfindlichkeit des Verstärkers merklich zu mindern.

Diese Aufgabe wird bei einer Antenne nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 dadurch gelöst, daß die aktive Schaltung (6) aus mindestens zwei Transistoren besteht und der Steueranschluß des ersten Transistors (T 1) den Steueranschluß (1) der aktiven Schaltung bildet und der Senkenanschluß (3) des ersten Transistors (T 1) mit dem Quellanschluß des zweiten Transistors (T 2) hochfrequenzmäßig verbunden ist und der Quellanschluß des zweiten Transistors (T 2) den Quellanschluß (2) der aktiven Schaltung bildet und der Steueranschluß (5) des zweiten Transistors (T 2) mit einem geeigneten Anschlußpunkt im Verstärker hochfrequenzmäßig verbunden ist, der eine nahezu gleiche oder genau gleiche Spannung führt wie der Steueranschluß des ersten Transistors (T 1).

Die Erfindung ist in den folgenden Bildern dargelegt. Im einzelnen stellen dar:

Bild 1: Ausführungsform einer Antenne nach der Erfindung zur Vermeidung der nichtlinearen Wirkung der Gate-Drain-Strecke des Transistors T 1 durch dynamische Nachführung der Drain-Elektrode.

Bild 2: Aktive Antenne mit hochohmig kapazitiver Gegenkopplung im niedrigen Frequenzbereich und niederohmiger Gegenkopplung im oberen Frequenzbereich mit Auskopplung der niedrigen Frequenzen an der Source und der hohen Frequenzen am Kollektor.

Bild 3: Antenne mit weiterführendem Verstärker-Transistor T 3 am Ausgang des Filters 7.

Bild 4: Antenne mit einem Filter mit Querimpedanzschaltung im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der niedrigen Frequenzen mit Transistor T 3 in Emitter-Folgerschaltung und dynamischer Nachführung des Drains des Transistors T 1 über den Quellanschluß des Transistors T 2 mit Hilfe des Transistors T 3.

Bild 5: Gegenkopplung des weiterführenden Verstärkertransistors mit Hilfe der Eingangsimpedanz des Filters im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der niedrigen Frequenzen.

Bild 6: Doppelfunktion des Transistors T 2 für die dynamische Nachführung des Drains und für die weitere Verstärkung der Signale im niedrigen Frequenzbereich.

Aus Bild 1 ist die Wirkungsweise einer Schaltung nach der Erfindung ersichtlich. Anstelle des Transistors T 1 in der DE 21 67 276 C2 ist in der vorliegenden Erfindung eine aktive Schaltung 6, die mindestens zwei Transistoren enthält, wirksam. Ein Transistor besitzt grundsätzlich einen Steueranschluß, einen Quellanschluß und einen Senkenanschluß. Im Fall eines Bipolartransistors sind dies die Anschlüsse Basis, Emitter und Kollektor. In Analogie hierzu wird in der vorliegenden Erfindung der aktiven Schaltung 6 ebenso ein Steueranschluß 1, ein Quellanschluß 2 und ein Senkenanschluß 4 zugeordnet. Die nichtlineare Strecke zwischen den Klemmen 1 und 3 des in seinem Quellenzweig mit der Impedanz Z gegengekoppelten Verstärkertransistors T 1 bewirkt bei Unterschiedlichkeit der Spannungen Ud und Ug einen nichtlinearen Strom am Steueranschluß 1 des Transistors. Zusammen mit der im allgemeinen hochohmigen Impedanz ZA des passiven Unipols ergibt sich über die somit nichtlineare Eingangsimpedanz der Verstärkerschaltung ein nichtlinearer Spannungsteiler. Die Empfangsspannung E heff des passiven Unipols erscheint somit um das Spannungsteilerverhältnis reduziert als Eingangsspannung Ug des Verstärkers, wobei diese Eingangsspannung in Folge der Nichtlinearität dieses Spannungsteilers Verzerrungen aufweist und das System auch bei sehr großer Gegenkopplung Z durch nichtlineare Effekte gestört ist. Zusätzlich bewirkt die Aussteuerung der Strecke zwischen dem Steueranschluß 1 und dem Senkenanschluß 3 des verstärkenden Elements T 1 eine nichtlineare Stromverstärkung zwischen dem Strom in der Steuerelektrode und der Senkenelektrode. Aufgrund dieser beiden Effekte kann bei Unterschiedlichkeit Ug und Ud auch bei vollkommener Gegenkopplung im Quellenzweig nur eine begrenzte Linearität erreicht werden. Der Grundgedanke der Erfindung besteht somit darin, Maßnahmen zu ergreifen, die eine Nachführung des Potentials am Senkenanschluß mit dem Potential des Steueranschlusses bewirkt. Diese Potentialnachführung kann auf mannigfache Weise geschehen und wird im folgenden anhand der Bilder für eine Antenne nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 näher erläutert.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird zum Zwecke der Potentialnachführung in den Senkenanschluß des Transistors T 1 eine steuerbare elektronische Dreipolschaltung eingebracht, die durch den Bipolartransistor T 2 dargestellt ist, aber auch durch alle bekannten Schaltungen bzw. aktiven Elemente mit ähnlicher Wirkung, wie z. B. Feldeffekttransistoren und Kombinationen von Transistoren, wie z. B. Darlingtonschaltungen u. ä., realisiert sein kann. Hierzu wird der Steueranschluß (Basis) dieses Transistors T 2 an einen geeigneten Anschlußpunkt im Verstärker angeschlossen derart, daß die Spannung Ud nahezu gleich oder genau gleich der Spannung Ug am Verstärkereingang ist. Der Senkenanschluß 4 (Kollektor) des Transistors T 2 wird an den einen Eingangsanschluß des Filters 8 für den Übertragungsweg des höheren Frequenzbereichs angeschlossen. Die niederohmige Emitterelektrode ist mit dem Senkenanschluß 3 des verstärkenden elektronischen Elements T 1 verbunden. Der Steueranschluß 5 des Transistors T 2 wird zum Zwecke der Erzeugung der Spannung Ud auf einfachste Weise, wie in Bild 1, mit dem Anschluß 3 mit der Quellelektrode 2 des Transistors T 2 verbunden. Der Kollektoranschluß 4 von T 2 wird über den Eingang des Filters 8 mit der Stromquelle 11 verbunden. Die Spannung zwischen dem Quellanschluß 2 und dem zweiten Anschluß der passiven Antenne 1′ ist bei hinreichendem Gegenkopplungsgrad nahezu gleich der Verstärkereingangsspannung Ug. Damit ist auch die Spannung zwischen dem Anschluß 3 und dem zweiten Anschluß der Antenne 1′ durch die Emitterfolgerwirkung des Transistors T 5 praktisch gleich der Spannung Ug am Verstärkereingang. Als gegenkoppelnde Impedanz Z zwischen der Quellelektrode 2 des Transistors T 1 wirkt die Eingangsimpedanz des Filters 7 im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der niedrigen Frequenzen.

Im Interesse einer guten Linearisierung ist die Impedanz Z am Filtereingang bei niedrigen Frequenzen zumindest außerhalb des Frequenzbereichs des Empfangskanals möglichst hochohmig zu wählen. Bei hohen Frequenzen soll der Gegenkopplungsgrad durch Wahl einer niedrigen Impedanz für Z klein gehalten werden. Die Verstärkung ergibt sich für den höheren Frequenzbereich durch Auskopplung der Signale im Kollektor des Transistors T 2. Die niedrigen Frequenzen werden demzufolge zweckmäßig bei breitbandiger Verstärkung mit Hilfe hochohmiger Schaltungen an der Source des Transistors T 1 ausgekoppelt. Die Impedanz ZL, die die Eingangsimpedanz der weiterführenden Schaltung im Bereich niedriger Frequenzen repräsentiert, muß demnach so gewählt sein, daß die Impedanz Z in ihren gewünschten Eigenschaften nicht beeinträchtigt wird.

Eine sehr einfache Realisierung für ein derartiges Filter ist in Bild 2 als Weiterbildung einer Antenne nach der Erfindung dargestellt. In diesem Fall ist das Filter durch eine Querimpedanzschaltung realisiert. Die einfachste Realisierungsform für eine solche Querimpedanzschaltung ist ein Serienresonanzkreis, gebildet aus L 7, C 7, R 7. Wird C 7 hinreichend klein gewählt, so ergibt sich die nötige Gegenkopplung bei niedrigen Frequenzen, sofern die weiterführende Verstärkerschaltung hochohmig genug ist. Mit Hilfe von R 7 kann der Gegenkopplungsgrad im höheren Frequenzbereich eingestellt werden. Durch geeignete Wahl von L 7, C 7 und R 7 können die Resonanzfrequenz und die Bandbreite derart eingestellt werden, daß die gewünschten Impedanzwerte sowohl im niedrigen als auch im höheren Frequenzbereich auftreten.

Bild 3 zeigt eine Antenne nach der Erfindung mit T 3 als weiterem Verstärkertransistor im Übertragungsweg für die niedrigen Frequenzen. Durch geeignete Ausgestaltung des Filters 7 werden die Impedanzwerte für Z, wie beschrieben, erreicht. In einer besonders einfachen Ausgestaltung der Erfindung besteht das Filter 7 aus einem Resonanzkreis, wie er bereits bei der Behandlung von Bild 2 beschrieben wurde. Um die Stromverstärkung des weiterführenden Verstärkertransistors T 3 auch für die Nachführung der Drain-Elektrode 3 des Transistors T 1 zu benutzen, ist es, gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung, möglich, die Steuerelektrode 5 des Transistors T 2 nicht mit dem Source 2 von T 1 zu verbinden, sondern hochfrequent mit dem Emitteranschluß des Transistors T 3 zu verbinden. Diese Verbindung erzwingt die Gleichheit bzw. Ähnlichkeit der Spannungen am Eingang und am Ausgang des Filters 7. In einer besonders einfachen Ausgestaltung ist das Filter 7 durch eine Querimpedanzschaltung realisiert. Dadurch ist es möglich, die zusätzliche Belastung, die durch Anschluß der Basis 5 des Transistors T 2 an der Source 2 des Transistors T 1 entsteht, zu vermeiden. Dies ist in Bild 4 dargestellt.

Vielfach ist es zweckmäßig, die selektive Gegenkopplung nicht zwischen der Source-Elektrode von T 1 und dem zweiten Anschluß des passiven Unipols 1′ anzubringen, wie es in Bild 5 dargestellt ist. In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird zu diesem Zweck das Filter 7 nicht zwischen Transistor T 1 und T 3 eingefügt, sondern mit seinem Eingang zwischen den Emitteranschluß 12 des Transistors T 3 und den zweiten Anschluß 1′ des passiven Unipols geschaltet. Der Transistor T 1 ist demnach mit der Eingangsimpedanz des Verstärkers T 3 gegengekoppelt, der seinerseits mit der Eingangsimpedanz des Filters 7 gegengekoppelt ist. Der Transistor T 3 wirkt somit als rauscharme Gegenkopplung für den Transistor T 1. Am Ausgang des Filters 7 wird die weiterführende Verstärkerschaltung bzw. die Antennenanschlußleitung angeschaltet. Bezüglich der Eingangsimpedanz des Filters 7 gelten ähnliche Anforderungen wie sie bereits beschrieben wurden. Zur Erstellung der Hochohmigkeit im Bereich niedriger Frequenzen und der Niederohmigkeit bei den höheren Frequenzen ist die Anwendung einer Schaltung mit dem Charakter eines Serienresonanzkreises vorteilhaft. Um im Bereich der höheren Frequenzen mit dieser Schaltung hohe Verstärkung erzielen zu können, ist es vorteilhaft, den Kollektor des Transistors T 3 mit dem Kollektor des Transistors T 2 in der aktiven Schaltung 6 zu verbinden, so daß die Summe der beiden Kollektorströme über das Filter 8 für die höheren Frequenzen fließt. Aus Gründen eines einfacheren Aufbaus und der besseren Beherrschung der Stabilität der Schaltung ist es manchmal vorteilhaft, auf den Strombeitrag des Transistors T 2 am Filtereingang zu verzichten und den Eingangsklemmen des Filters 8 lediglich den Strom des Transistors T 3 zuzuführen.

In einer besonders einfachen Ausführungsform der Erfindung wird der Transistor T 2 innerhalb der aktiven Schaltung 6 sowohl als Transistor zur dynamischen Nachführung der Drain-Elektrode 3 einzusetzen, als auch als Verstärker für die Signale des niedrigen Frequenzbereichs zu verwenden. Dies ist in Bild 6 dargestellt. Die Signalauskopplung und die selektive Gegenkopplung erfolgen am Emitter 3 des Transistors T 2. Der Transistor T 1 ist mit der Eingangsimpedanz des Transistors T 2 gegengekoppelt, der seinerseits mit der Eingangsimpedanz Z des Filters 7 gegengekoppelt ist. Die Gleichstromquelle 10 steht symbolhaft für eine hochfrequenzmäßig hochohmige Schaltung, die die Quellelektrode 2 des Transistors T 2 mit Gleichstrom versorgt. Auf ähnliche Weise kann der Transistor T 2 an seiner Quellelektrode mit Hilfe einer hochfrequenzmäßig hochohmigen Stromquelle mit einem zusätzlichem Gleichstrom versorgt werden. Dies ist manchmal vorteilhaft, wenn der Strom im Transistor T 1 kleiner gewählt werden soll als im Transistor T 2. Bezüglich der Eingangsimpedanz Z des Filters 7 gelten die bereits besprochenen Gesichtspunkte. Das Filter 7 für den niedrigen Frequenzbereich ist beispielhaft als Serienresonanzkreis (C 7, L 7, R 7) mit Resonanz im Frequenzbereich der höheren Frequenzen ausgeführt. Die Auskopplung der Signale im niedrigen Frequenzbereich erfolgt vorteilhaft mit Hilfe eines Übertragers, an dessen Ausgang eine weiterführende Verstärkerschaltung oder die Antennenanschlußleitung für den niederen Frequenzbereich angeschlossen ist. Bei Verwendung eines Empfängers mit abstimmbarem Eingangsresonanzkreis für den LMK-Empfang kann mit Hilfe einer Serienkapazität Cs am Übertragereingang eine Serienresonanz im Empfangskanal des LMK-Bereichs erzeugt werden. Damit ist die Eingangsimpedanz des Filters 7 im LMK-Bereich nur im Empfangskanal niederohmig. Außerhalb des Frequenzbereichs des Empfangskanals ist die Impedanz Z vorteilhaft hochohmig und bewirkt somit die Unterdrückung von Kreuzmodulation und Intermodulation durch Gegenkopplung im LMK-Bereich.

Der Übertragungsweg für den höheren Frequenzbereich (UKW) besitzt ein Filter 8, das in diesem Beispiel als Hochpaßfilter mit der Induktivität L 8 und der Kapazität C 8 und dem Arbeitswiderstand R 8 dargestellt ist. Schließlich können in einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung die Übertragungswege auf an sich bekannte Weise über Filtermaßnahmen zusammengefaßt werden und die Signale für den oberen und unteren Frequenzbereich einer gemeinsamen Antennenanschlußleitung zugeführt werden.

Claims (16)

1. Aktive Unipol-Empfangsantenne für den Empfang in zwei durch eine Frequenzlücke getrennten Frequenzbereichen, bei der die beiden Ausgangsanschlüsse des passiven Unipols mit den Eingangsanschlüssen eines Verstärkers verbunden sind und die Eingangsschaltung des Verstärkers eine aktive Schaltung (6) mit einem Steueranschluß (1), einem Quellanschluß (2) und mit einem Senkenanschluß (4) enthält und in der hochfrequenzmäßigen Verbindung zwischen dem Quellanschluß (2) der aktiven Schaltung und dem zweiten Anschluß (1′) der passiven Unipol-Antenne eine Gegenkopplungsschaltung vorhanden ist und am Verstärkerausgang getrennte, jeweils für einen der beiden durch eine Frequenzlücke getrennten Frequenzbereiche bestimmte Übertragungswege angeschlossen sind, daß am Anschluß der Übertragungswege Filter eingebaut sind und daß der Übertragungsweg für den niedrigen Frequenzbereich am Quellanschluß (2) und der Übertragungsweg für den höheren Frequenzbereich am Senkenanschluß (4) der aktiven Schaltung (6) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die aktive Schaltung (6) aus mindestens zwei Transistoren besteht und der Steueranschluß des ersten Transistors (T 1) den Steueranschluß (1) der aktiven Schaltung bildet und der Senkenanschluß (3) des ersten Transistors (T 1) mit dem Quellanschluß des zweiten Transistors (T 2) hochfrequenzmäßig verbunden ist und der Quellanschluß des zweiten Transistors (T 2) den Quellanschluß (2) der aktiven Schaltung bildet und der Steueranschluß (5) des zweiten Transistors (T 2) mit einem geeigneten Anschlußpunkt im Verstärker hochfrequenzmäßig verbunden ist, der eine nahezu gleiche oder genau gleiche Spannung führt wie der Steueranschluß des ersten Transistors (T 1).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der niedrigeren Frequenzen ein Übertragungsvierpol ist, der mit seinen Eingangsklemmen zwischen dem Quellanschluß (2) der aktiven Schaltung (6) und dem zweiten Anschluß (1′) der passiven Unipolantenne geschaltet ist und die Eingangsimpedanz (Z) des Übertragungsvierpols derart ausgebildet ist, daß seine Eingangsimpedanz (Z) im Frequenzbereich der höheren Frequenzen den Charakter einer Serienresonanz besitzt derart, daß der Betrag der Impedanz (Z) innerhalb dieses Frequenzbereichs klein ist und im Frequenzbereich der niedrigen Frequenzen zumindest außerhalb des Empfangskanals groß ist (Bild 1).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der niedrigeren Frequenzen als eine Querimpedanzschaltung ausgebildet ist, deren Impedanz im Frequenzbereich der höheren Frequenzen den Charakter einer Serienresonanz besitzt derart, daß der Betrag der Impedanz innerhalb dieses Frequenzbereichs klein ist und im Frequenzbereich der niedrigen Frequenzen zumindest außerhalb des Empfangskanals groß ist (Bild 2).

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Querimpedanzschaltung als ein aus einer Kapazität (C 7) und einer Induktivität (L 7) und einem Widerstand (R 7) bestehender Serienresonanzkreis ausgebildet ist, dessen Resonanzfrequenz in der Mitte der höheren Frequenzen liegt und dessen Bandbreite so zumindest außerhalb des Empfangskanals groß ist, daß sie gleich oder größer ist als die Breite des Frequenzbereichs der höheren Frequenzen (Bild 2).

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Steueranschluß (5) des zweiten Transistors (T 2) hochfrequent mit dem Quellanschluß (2) des ersten Transistors (T 1) verbunden ist (Bild 1, Bild 2).

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des Filters (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der niedrigeren Frequenzen für die Verstärkung dieser Signale ein Transistor (T 3) in Emitter- bzw. Sourcefolgerschaltung geschaltet ist und die Signalauskopplung des Verstärkers für den Frequenzbereich der niedrigen Frequenzen an diesem Quellanschluß ( 12) erfolgt (Bild 3).

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (7) derart gestaltet ist, daß zwischen seinen Eingangsklemmen und seinen Ausgangsklemmen die gleiche oder nahezu die gleiche Spannung liegt und, daß der Steueranschluß (5) des zweiten Transistors (T 2) in der aktiven Schaltung (6) hochfrequent nicht mit dem Quellanschluß (2) des ersten Transistors (T 1), sondern hochfrequent mit dem Quellanschluß (12) des dritten Transistors (T 3) verbunden ist (Bild 4).

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (7) als eine Querimpedanzschaltung ausgebildet ist, deren Impedanz (Z) im Frequenzbereich der höheren Frequenzen den Charakter einer Serienresonanz besitzt derart, daß der Betrag der Impedanz (Z) innerhalb dieses Frequenzbereichs klein ist und im Frequenzbereich der niedrigen Frequenzen zumindest außerhalb des Empfangskanals groß ist (Bild 4).

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Querimpedanzschaltung als ein aus einer Kapazität (C 7) und einer Induktivität (L 7) und einem Widerstand (R 7) bestehender Serienresonanzkreis ausgebildet ist, dessen Resonanzfrequenz in der Mitte der höheren Frequenzen liegt und dessen Bandbreite so groß ist, daß sie gleich oder größer ist als die Breite des Frequenzbereichs der höheren Frequenzen (Bild 4).

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der niedrigeren Frequenzen nicht zwischen der aktiven Schaltung (6) und dem dritten Transistor (T 3) eingebracht ist, sondern mit seinen Eingangsklemmen zwischen dem Quellanschluß (12) des dritten Transistors (T 3) und dem zweiten Anschluß (1′) der passiven Unipolantenne liegt und der Quellanschluß (2) des ersten Transistors (T 1) mit dem Steueranschluß (10) des dritten Transistors (T 3) verbunden ist und der Kollektoranschluß des Transistors (T 3) mit dem Senkenanschluß (4) des Transistors (T 2) hochfrequent verbunden ist (Bild 5).

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der niedrigeren Frequenzen derart ausgebildet ist, daß seine Eingangsimpedanz (Z) im Frequenzbereich der höheren Frequenzen den Charakter einer Serienresonanz besitzt derart, daß der Betrag der Impedanz (Z) innerhalb dieses Frequenzbereichs klein ist und im Frequenzbereich der niedrigen Frequenzen zumindest außerhalb des Empfangskanals groß ist (Bild 5).

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (7) aus einer Querimpedanzschaltung besteht und als ein aus einer Kapazität (C 7) und einer Induktivität (L 7) und einem Widerstand (R 7) bestehender Serienresonanzkreis ausgebildet ist, dessen Resonanzfrequenz in der Mitte der höheren Frequenzen liegt und dessen Bandbreite so groß ist, daß sie gleich oder größer ist als die Breite des Frequenzbereichs der höheren Frequenzen.

13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der niedrigeren Frequenzen mit seinen Eingangsklemmen nicht zwischen den Quellanschluß (2) der aktiven Schaltung (6) und den zweiten Anschluß (1′) der passiven Unipolantenne geschaltet ist, sondern zwischen dem Quellanschluß (3) des zweiten Transistors (T 2) und dem zweiten Anschluß (1′) der passiven Unipolantenne liegt und der Ausgang für die Signale des Frequenzbereichs der niedrigen Frequenzen an dem Quellanschluß des zweiten Transistors (T 2) vorliegt (Bild 6).

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsimpedanz (Z) des Filters (7) im Frequenzbereich der höheren Frequenzen den Charakter einer Serienresonanz besitzt derart, daß der Betrag der Impedanz (Z) innerhalb dieses Frequenzbereichs klein ist und im Frequenzbereich der niedrigen Frequenzen zumindest außerhalb des Empfangskanals groß ist (Bild 6).

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (7) als ein aus einer Kapazität (C 7) und einer Induktivität (L 7) und einem Widerstand (R 7) bestehender Serienresonanzkreis ausgebildet ist, dessen Resonanzfrequenz in der Mitte der höheren Frequenzen liegt und dessen Bandbreite so groß ist, daß sie gleich oder größer ist als die Breite des Frequenzbereichs der höheren Frequenzen und ein Ankoppelübertrager (ü) zur Auskopplung der Signale im niedrigeren Frequenzbereich vorhanden ist (Bild 6).

16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (8) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der höheren Frequenzen ein Hochpaßfilter enthält, bestehend aus einer Querinduktivität (L 8) und einer Längskapazität (C 8), dessen untere Grenzfrequenz in der Frequenzlücke zwischen den beiden Frequenzbereichen liegt.