DE3635602A1 - Aktive antenne fuer zwei frequenzbereiche mit extrem linearem verstaerker - Google Patents
Aktive antenne fuer zwei frequenzbereiche mit extrem linearem verstaerkerInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine aktive Unipol-Empfangsantenne für
den Empfang in zwei durch eine Frequenzlücke getrennten
Frequenzbereichen, bei der die beiden Ausgangsanschlüsse des
passiven Unipols mit den Eingangsanschlüssen eines Verstärkers
verbunden sind und die Eingangsschaltung des Verstärkers eine
aktive Schaltung (6) mit einem Steueranschluß (1), einem
Quellanschluß (2) und mit einem Senkenanschluß (4) enthält und
in der hochfrequenzmäßigen Verbindung zwischen dem
Quellanschluß (2) der aktiven Schaltung und dem zweiten
Anschluß (1′) der passiven Unipol-Antenne eine
Gegenkopplungsschaltung vorhanden ist und am Verstärkerausgang
getrennte, jeweils für einen der beiden durch eine
Frequenzlücke getrennten Frequenzbereiche bestimmte
Übertragungswege angeschlossen sind, daß am Anschluß der
Übertragungswege Filter eingebaut sind und daß der
Übertragungsweg für den niedrigeren Frequenzbereich am
Quellanschluß (2) und der Übertragungsweg für den höheren
Frequenzbereich am Senkenanschluß (4) der aktiven Schaltung (6)
angeschlossen ist.
Eine derartige Antenne ist bekannt aus der deutschen
Patentschrift DE 21 67 276 C2. Sie findet vorzugsweise
Anwendung für den Rundfunkempfang. Dieser betrifft den sog.
Lang-, Mitt-, Kurzwellenbereich, abgekürzt LMK-Bereich genannt
und den Ultrakurzwellenbereich abgekürzt UKW-Bereich genannt.
Der niedrige Frequenzbereich (LMK) erstreckt sich von 150 kHz
bis 20 MHz und der höhere Frequenzbereich (UKW) zwischen etwa
85 bis 110 MHz. Da bei diesen Antennen der Empfang in zwei
Frequenzbereiche aufgeteilt ist, die durch eine Frequenzlücke
getrennt sind, sind aus Gründen der Linearität getrennte
Übertragungswege vorteilhaft. Bei der DE 21 67 276 C2 werden
die Signale der beiden Frequenzbereiche am Quell- und
Senkenanschluß über entsprechende Filter abgegriffen. Für die
Linearität, d. i. insbesondere die Vermeidung von Mischprodukten
aus Signalanteilen der beiden Frequenzbereiche, ist hierbei die
Linearität des verstärkenden elektronischen Elements (T 1 in
Bild 2 der DE 21 67 276 C2) von ausschlaggebender Bedeutung.
Wird das elektronische Element mit Hilfe eines
Feldeffekttransistors realisiert, wie es in der DE 21 67 276 C2
vorgeschlagen ist, so ist die sich dabei einstellende
Linearität für eine Verwendung im Rundfunkbereich i. a. nicht
ausreichend. Insbesondere bringt die Nichtlinearität der
zwischen Gate und Drain befindlichen inneren
Transistorkapazität große Verzerrungen mit sich. Obgleich in
einer Antenne nach der DE 21 67 276 C2 eine Gegenkopplung
vorgesehen ist, läßt sich, auch bei weiterer Vergrößerung des
Gegenkopplungswiderstands, die Linearität über ein bestimmtes
Maß hinaus nicht steigern. Es treten deshalb
Nichtlinearitätserscheinungen in Form von Intermodulation und
Kreuzmodulation auf.
Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, die durch die
Nichtlinearität des verstärkenden elektronischen Elements
hervorgerufenen Störungen zu vermeiden, ohne dadurch die
Empfindlichkeit des Verstärkers merklich zu mindern.
Diese Aufgabe wird bei einer Antenne nach dem Oberbegriff des
Anspruchs 1 dadurch gelöst, daß die aktive Schaltung (6) aus
mindestens zwei Transistoren besteht und der Steueranschluß des
ersten Transistors (T 1) den Steueranschluß (1) der aktiven
Schaltung bildet und der Senkenanschluß (3) des ersten
Transistors (T 1) mit dem Quellanschluß des zweiten Transistors
(T 2) hochfrequenzmäßig verbunden ist und der Quellanschluß des
zweiten Transistors (T 2) den Quellanschluß (2) der aktiven
Schaltung bildet und der Steueranschluß (5) des zweiten
Transistors (T 2) mit einem geeigneten Anschlußpunkt im
Verstärker hochfrequenzmäßig verbunden ist, der eine nahezu
gleiche oder genau gleiche Spannung führt wie der
Steueranschluß des ersten Transistors (T 1).
Die Erfindung ist in den folgenden Bildern dargelegt. Im
einzelnen stellen dar:
Bild 1: Ausführungsform einer Antenne nach der Erfindung zur
Vermeidung der nichtlinearen Wirkung der Gate-Drain-Strecke des
Transistors T 1 durch dynamische Nachführung der
Drain-Elektrode.
Bild 2: Aktive Antenne mit hochohmig kapazitiver Gegenkopplung
im niedrigen Frequenzbereich und niederohmiger Gegenkopplung im
oberen Frequenzbereich mit Auskopplung der niedrigen Frequenzen
an der Source und der hohen Frequenzen am Kollektor.
Bild 3: Antenne mit weiterführendem Verstärker-Transistor T 3 am
Ausgang des Filters 7.
Bild 4: Antenne mit einem Filter mit Querimpedanzschaltung im
Übertragungsweg des Frequenzbereichs der niedrigen Frequenzen
mit Transistor T 3 in Emitter-Folgerschaltung und dynamischer
Nachführung des Drains des Transistors T 1 über den
Quellanschluß des Transistors T 2 mit Hilfe des Transistors T 3.
Bild 5: Gegenkopplung des weiterführenden Verstärkertransistors
mit Hilfe der Eingangsimpedanz des Filters im Übertragungsweg
des Frequenzbereichs der niedrigen Frequenzen.
Bild 6: Doppelfunktion des Transistors T 2 für die dynamische
Nachführung des Drains und für die weitere Verstärkung der
Signale im niedrigen Frequenzbereich.
Aus Bild 1 ist die Wirkungsweise einer Schaltung nach der
Erfindung ersichtlich. Anstelle des Transistors T 1 in der
DE 21 67 276 C2 ist in der vorliegenden Erfindung eine aktive
Schaltung 6, die mindestens zwei Transistoren enthält, wirksam.
Ein Transistor besitzt grundsätzlich einen Steueranschluß,
einen Quellanschluß und einen Senkenanschluß. Im Fall eines
Bipolartransistors sind dies die Anschlüsse Basis, Emitter und
Kollektor. In Analogie hierzu wird in der vorliegenden
Erfindung der aktiven Schaltung 6 ebenso ein Steueranschluß 1,
ein Quellanschluß 2 und ein Senkenanschluß 4 zugeordnet. Die
nichtlineare Strecke zwischen den Klemmen 1 und 3 des in seinem
Quellenzweig mit der Impedanz Z gegengekoppelten
Verstärkertransistors T 1 bewirkt bei Unterschiedlichkeit der
Spannungen Ud und Ug einen nichtlinearen Strom am
Steueranschluß 1 des Transistors. Zusammen mit der im
allgemeinen hochohmigen Impedanz ZA des passiven Unipols ergibt
sich über die somit nichtlineare Eingangsimpedanz der
Verstärkerschaltung ein nichtlinearer Spannungsteiler. Die
Empfangsspannung E heff des passiven Unipols erscheint somit um
das Spannungsteilerverhältnis reduziert als Eingangsspannung Ug
des Verstärkers, wobei diese Eingangsspannung in Folge der
Nichtlinearität dieses Spannungsteilers Verzerrungen aufweist
und das System auch bei sehr großer Gegenkopplung Z durch
nichtlineare Effekte gestört ist. Zusätzlich bewirkt die
Aussteuerung der Strecke zwischen dem Steueranschluß 1 und dem
Senkenanschluß 3 des verstärkenden Elements T 1 eine
nichtlineare Stromverstärkung zwischen dem Strom in der
Steuerelektrode und der Senkenelektrode. Aufgrund dieser beiden
Effekte kann bei Unterschiedlichkeit Ug und Ud auch bei
vollkommener Gegenkopplung im Quellenzweig nur eine begrenzte
Linearität erreicht werden. Der Grundgedanke der Erfindung
besteht somit darin, Maßnahmen zu ergreifen, die eine
Nachführung des Potentials am Senkenanschluß mit dem Potential
des Steueranschlusses bewirkt. Diese Potentialnachführung kann
auf mannigfache Weise geschehen und wird im folgenden anhand
der Bilder für eine Antenne nach dem Oberbegriff des Anspruchs
1 näher erläutert.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird zum
Zwecke der Potentialnachführung in den Senkenanschluß des
Transistors T 1 eine steuerbare elektronische Dreipolschaltung
eingebracht, die durch den Bipolartransistor T 2 dargestellt
ist, aber auch durch alle bekannten Schaltungen bzw. aktiven
Elemente mit ähnlicher Wirkung, wie z. B. Feldeffekttransistoren
und Kombinationen von Transistoren, wie z. B.
Darlingtonschaltungen u. ä., realisiert sein kann. Hierzu wird
der Steueranschluß (Basis) dieses Transistors T 2 an einen
geeigneten Anschlußpunkt im Verstärker angeschlossen derart,
daß die Spannung Ud nahezu gleich oder genau gleich der
Spannung Ug am Verstärkereingang ist. Der Senkenanschluß 4
(Kollektor) des Transistors T 2 wird an den einen
Eingangsanschluß des Filters 8 für den Übertragungsweg des
höheren Frequenzbereichs angeschlossen. Die niederohmige
Emitterelektrode ist mit dem Senkenanschluß 3 des verstärkenden
elektronischen Elements T 1 verbunden. Der Steueranschluß 5 des
Transistors T 2 wird zum Zwecke der Erzeugung der Spannung Ud
auf einfachste Weise, wie in Bild 1, mit dem Anschluß 3 mit der
Quellelektrode 2 des Transistors T 2 verbunden. Der
Kollektoranschluß 4 von T 2 wird über den Eingang des Filters 8
mit der Stromquelle 11 verbunden. Die Spannung zwischen dem
Quellanschluß 2 und dem zweiten Anschluß der passiven Antenne
1′ ist bei hinreichendem Gegenkopplungsgrad nahezu gleich der
Verstärkereingangsspannung Ug. Damit ist auch die Spannung
zwischen dem Anschluß 3 und dem zweiten Anschluß der Antenne 1′
durch die Emitterfolgerwirkung des Transistors T 5 praktisch
gleich der Spannung Ug am Verstärkereingang. Als gegenkoppelnde
Impedanz Z zwischen der Quellelektrode 2 des Transistors T 1
wirkt die Eingangsimpedanz des Filters 7 im Übertragungsweg des
Frequenzbereichs der niedrigen Frequenzen.
Im Interesse einer guten Linearisierung ist die Impedanz Z am
Filtereingang bei niedrigen Frequenzen zumindest außerhalb des
Frequenzbereichs des Empfangskanals möglichst hochohmig zu
wählen. Bei hohen Frequenzen soll der Gegenkopplungsgrad durch
Wahl einer niedrigen Impedanz für Z klein gehalten werden. Die
Verstärkung ergibt sich für den höheren Frequenzbereich durch
Auskopplung der Signale im Kollektor des Transistors T 2. Die
niedrigen Frequenzen werden demzufolge zweckmäßig bei
breitbandiger Verstärkung mit Hilfe hochohmiger Schaltungen an
der Source des Transistors T 1 ausgekoppelt. Die Impedanz ZL,
die die Eingangsimpedanz der weiterführenden Schaltung im
Bereich niedriger Frequenzen repräsentiert, muß demnach so
gewählt sein, daß die Impedanz Z in ihren gewünschten
Eigenschaften nicht beeinträchtigt wird.
Eine sehr einfache Realisierung für ein derartiges Filter ist
in Bild 2 als Weiterbildung einer Antenne nach der Erfindung
dargestellt. In diesem Fall ist das Filter durch eine
Querimpedanzschaltung realisiert. Die einfachste
Realisierungsform für eine solche Querimpedanzschaltung ist ein
Serienresonanzkreis, gebildet aus L 7, C 7, R 7. Wird C 7
hinreichend klein gewählt, so ergibt sich die nötige
Gegenkopplung bei niedrigen Frequenzen, sofern die
weiterführende Verstärkerschaltung hochohmig genug ist. Mit
Hilfe von R 7 kann der Gegenkopplungsgrad im höheren
Frequenzbereich eingestellt werden. Durch geeignete Wahl von
L 7, C 7 und R 7 können die Resonanzfrequenz und die Bandbreite
derart eingestellt werden, daß die gewünschten Impedanzwerte
sowohl im niedrigen als auch im höheren Frequenzbereich
auftreten.
Bild 3 zeigt eine Antenne nach der Erfindung mit T 3 als
weiterem Verstärkertransistor im Übertragungsweg für die
niedrigen Frequenzen. Durch geeignete Ausgestaltung des
Filters 7 werden die Impedanzwerte für Z, wie beschrieben,
erreicht. In einer besonders einfachen Ausgestaltung der
Erfindung besteht das Filter 7 aus einem Resonanzkreis, wie er
bereits bei der Behandlung von Bild 2 beschrieben wurde. Um die
Stromverstärkung des weiterführenden Verstärkertransistors T 3
auch für die Nachführung der Drain-Elektrode 3 des Transistors
T 1 zu benutzen, ist es, gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung
der Erfindung, möglich, die Steuerelektrode 5 des Transistors
T 2 nicht mit dem Source 2 von T 1 zu verbinden, sondern
hochfrequent mit dem Emitteranschluß des Transistors T 3 zu
verbinden. Diese Verbindung erzwingt die Gleichheit bzw.
Ähnlichkeit der Spannungen am Eingang und am Ausgang des
Filters 7. In einer besonders einfachen Ausgestaltung ist das
Filter 7 durch eine Querimpedanzschaltung realisiert. Dadurch
ist es möglich, die zusätzliche Belastung, die durch Anschluß
der Basis 5 des Transistors T 2 an der Source 2 des Transistors
T 1 entsteht, zu vermeiden. Dies ist in Bild 4 dargestellt.
Vielfach ist es zweckmäßig, die selektive Gegenkopplung nicht
zwischen der Source-Elektrode von T 1 und dem zweiten Anschluß
des passiven Unipols 1′ anzubringen, wie es in Bild 5
dargestellt ist. In einer vorteilhaften Ausgestaltung der
Erfindung wird zu diesem Zweck das Filter 7 nicht zwischen
Transistor T 1 und T 3 eingefügt, sondern mit seinem Eingang
zwischen den Emitteranschluß 12 des Transistors T 3 und den
zweiten Anschluß 1′ des passiven Unipols geschaltet. Der
Transistor T 1 ist demnach mit der Eingangsimpedanz des
Verstärkers T 3 gegengekoppelt, der seinerseits mit der
Eingangsimpedanz des Filters 7 gegengekoppelt ist. Der
Transistor T 3 wirkt somit als rauscharme Gegenkopplung für den
Transistor T 1. Am Ausgang des Filters 7 wird die weiterführende
Verstärkerschaltung bzw. die Antennenanschlußleitung
angeschaltet. Bezüglich der Eingangsimpedanz des Filters 7
gelten ähnliche Anforderungen wie sie bereits beschrieben
wurden. Zur Erstellung der Hochohmigkeit im Bereich niedriger
Frequenzen und der Niederohmigkeit bei den höheren Frequenzen
ist die Anwendung einer Schaltung mit dem Charakter eines
Serienresonanzkreises vorteilhaft. Um im Bereich der höheren
Frequenzen mit dieser Schaltung hohe Verstärkung erzielen zu
können, ist es vorteilhaft, den Kollektor des Transistors T 3
mit dem Kollektor des Transistors T 2 in der aktiven Schaltung 6
zu verbinden, so daß die Summe der beiden Kollektorströme über
das Filter 8 für die höheren Frequenzen fließt. Aus Gründen
eines einfacheren Aufbaus und der besseren Beherrschung der
Stabilität der Schaltung ist es manchmal vorteilhaft, auf den
Strombeitrag des Transistors T 2 am Filtereingang zu verzichten
und den Eingangsklemmen des Filters 8 lediglich den Strom des
Transistors T 3 zuzuführen.
In einer besonders einfachen Ausführungsform der Erfindung wird
der Transistor T 2 innerhalb der aktiven Schaltung 6 sowohl als
Transistor zur dynamischen Nachführung der Drain-Elektrode 3
einzusetzen, als auch als Verstärker für die Signale des
niedrigen Frequenzbereichs zu verwenden. Dies ist in Bild 6
dargestellt. Die Signalauskopplung und die selektive
Gegenkopplung erfolgen am Emitter 3 des Transistors T 2. Der
Transistor T 1 ist mit der Eingangsimpedanz des Transistors T 2
gegengekoppelt, der seinerseits mit der Eingangsimpedanz Z des
Filters 7 gegengekoppelt ist. Die Gleichstromquelle 10 steht
symbolhaft für eine hochfrequenzmäßig hochohmige Schaltung, die
die Quellelektrode 2 des Transistors T 2 mit Gleichstrom
versorgt. Auf ähnliche Weise kann der Transistor T 2 an seiner
Quellelektrode mit Hilfe einer hochfrequenzmäßig hochohmigen
Stromquelle mit einem zusätzlichem Gleichstrom versorgt werden.
Dies ist manchmal vorteilhaft, wenn der Strom im Transistor T 1
kleiner gewählt werden soll als im Transistor T 2. Bezüglich der
Eingangsimpedanz Z des Filters 7 gelten die bereits
besprochenen Gesichtspunkte. Das Filter 7 für den niedrigen
Frequenzbereich ist beispielhaft als Serienresonanzkreis
(C 7, L 7, R 7) mit Resonanz im Frequenzbereich der höheren
Frequenzen ausgeführt. Die Auskopplung der Signale im niedrigen
Frequenzbereich erfolgt vorteilhaft mit Hilfe eines
Übertragers, an dessen Ausgang eine weiterführende
Verstärkerschaltung oder die Antennenanschlußleitung für den
niederen Frequenzbereich angeschlossen ist. Bei Verwendung
eines Empfängers mit abstimmbarem Eingangsresonanzkreis für den
LMK-Empfang kann mit Hilfe einer Serienkapazität Cs am
Übertragereingang eine Serienresonanz im Empfangskanal des
LMK-Bereichs erzeugt werden. Damit ist die Eingangsimpedanz des
Filters 7 im LMK-Bereich nur im Empfangskanal niederohmig.
Außerhalb des Frequenzbereichs des Empfangskanals ist die
Impedanz Z vorteilhaft hochohmig und bewirkt somit die
Unterdrückung von Kreuzmodulation und Intermodulation durch
Gegenkopplung im LMK-Bereich.
Der Übertragungsweg für den höheren Frequenzbereich (UKW)
besitzt ein Filter 8, das in diesem Beispiel als Hochpaßfilter
mit der Induktivität L 8 und der Kapazität C 8 und dem
Arbeitswiderstand R 8 dargestellt ist. Schließlich können in
einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung die
Übertragungswege auf an sich bekannte Weise über
Filtermaßnahmen zusammengefaßt werden und die Signale für den
oberen und unteren Frequenzbereich einer gemeinsamen
Antennenanschlußleitung zugeführt werden.
Claims (16)
1. Aktive Unipol-Empfangsantenne für den Empfang in zwei durch
eine Frequenzlücke getrennten Frequenzbereichen, bei der die
beiden Ausgangsanschlüsse des passiven Unipols mit den
Eingangsanschlüssen eines Verstärkers verbunden sind und die
Eingangsschaltung des Verstärkers eine aktive Schaltung (6) mit
einem Steueranschluß (1), einem Quellanschluß (2) und mit einem
Senkenanschluß (4) enthält und in der hochfrequenzmäßigen
Verbindung zwischen dem Quellanschluß (2) der aktiven Schaltung
und dem zweiten Anschluß (1′) der passiven Unipol-Antenne eine
Gegenkopplungsschaltung vorhanden ist und am Verstärkerausgang
getrennte, jeweils für einen der beiden durch eine
Frequenzlücke getrennten Frequenzbereiche bestimmte
Übertragungswege angeschlossen sind, daß am Anschluß der
Übertragungswege Filter eingebaut sind und daß der
Übertragungsweg für den niedrigen Frequenzbereich am
Quellanschluß (2) und der Übertragungsweg für den höheren
Frequenzbereich am Senkenanschluß (4) der aktiven Schaltung (6)
angeschlossen ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß die aktive Schaltung (6) aus mindestens zwei Transistoren
besteht und der Steueranschluß des ersten Transistors (T 1) den
Steueranschluß (1) der aktiven Schaltung bildet und der
Senkenanschluß (3) des ersten Transistors (T 1) mit dem
Quellanschluß des zweiten Transistors (T 2) hochfrequenzmäßig
verbunden ist und der Quellanschluß des zweiten Transistors
(T 2) den Quellanschluß (2) der aktiven Schaltung bildet und der
Steueranschluß (5) des zweiten Transistors (T 2) mit einem
geeigneten Anschlußpunkt im Verstärker hochfrequenzmäßig
verbunden ist, der eine nahezu gleiche oder genau gleiche
Spannung führt wie der Steueranschluß des ersten Transistors
(T 1).
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der
niedrigeren Frequenzen ein Übertragungsvierpol ist, der mit
seinen Eingangsklemmen zwischen dem Quellanschluß (2) der
aktiven Schaltung (6) und dem zweiten Anschluß (1′) der
passiven Unipolantenne geschaltet ist und die Eingangsimpedanz
(Z) des Übertragungsvierpols derart ausgebildet ist, daß seine
Eingangsimpedanz (Z) im Frequenzbereich der höheren Frequenzen
den Charakter einer Serienresonanz besitzt derart, daß der
Betrag der Impedanz (Z) innerhalb dieses Frequenzbereichs klein
ist und im Frequenzbereich der niedrigen Frequenzen zumindest
außerhalb des Empfangskanals groß ist
(Bild 1).
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der
niedrigeren Frequenzen als eine Querimpedanzschaltung
ausgebildet ist, deren Impedanz im Frequenzbereich der höheren
Frequenzen den Charakter einer Serienresonanz besitzt derart,
daß der Betrag der Impedanz innerhalb dieses Frequenzbereichs
klein ist und im Frequenzbereich der niedrigen Frequenzen
zumindest außerhalb des Empfangskanals groß ist
(Bild 2).
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Querimpedanzschaltung als ein aus einer Kapazität (C 7)
und einer Induktivität (L 7) und einem Widerstand (R 7)
bestehender Serienresonanzkreis ausgebildet ist, dessen
Resonanzfrequenz in der Mitte der höheren Frequenzen liegt und
dessen Bandbreite so zumindest außerhalb des Empfangskanals
groß ist, daß sie gleich oder größer ist als die Breite des
Frequenzbereichs der höheren Frequenzen
(Bild 2).
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Steueranschluß (5) des zweiten Transistors (T 2)
hochfrequent mit dem Quellanschluß (2) des ersten Transistors
(T 1) verbunden ist
(Bild 1, Bild 2).
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß an den Ausgang des Filters (7) im Übertragungsweg des
Frequenzbereichs der niedrigeren Frequenzen für die Verstärkung
dieser Signale ein Transistor (T 3) in Emitter- bzw.
Sourcefolgerschaltung geschaltet ist und die Signalauskopplung
des Verstärkers für den Frequenzbereich der niedrigen
Frequenzen an diesem Quellanschluß ( 12) erfolgt
(Bild 3).
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter (7) derart gestaltet ist, daß zwischen seinen
Eingangsklemmen und seinen Ausgangsklemmen die gleiche oder
nahezu die gleiche Spannung liegt und, daß der Steueranschluß
(5) des zweiten Transistors (T 2) in der aktiven Schaltung (6)
hochfrequent nicht mit dem Quellanschluß (2) des ersten
Transistors (T 1), sondern hochfrequent mit dem Quellanschluß
(12) des dritten Transistors (T 3) verbunden ist
(Bild 4).
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter (7) als eine Querimpedanzschaltung ausgebildet
ist, deren Impedanz (Z) im Frequenzbereich der höheren
Frequenzen den Charakter einer Serienresonanz besitzt derart,
daß der Betrag der Impedanz (Z) innerhalb dieses
Frequenzbereichs klein ist und im Frequenzbereich der
niedrigen Frequenzen zumindest außerhalb des Empfangskanals
groß ist
(Bild 4).
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Querimpedanzschaltung als ein aus einer Kapazität (C 7)
und einer Induktivität (L 7) und einem Widerstand (R 7)
bestehender Serienresonanzkreis ausgebildet ist, dessen
Resonanzfrequenz in der Mitte der höheren Frequenzen liegt und
dessen Bandbreite so groß ist, daß sie gleich oder größer ist
als die Breite des Frequenzbereichs der höheren Frequenzen
(Bild 4).
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 7,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der
niedrigeren Frequenzen nicht zwischen der aktiven Schaltung (6)
und dem dritten Transistor (T 3) eingebracht ist, sondern mit
seinen Eingangsklemmen zwischen dem Quellanschluß (12) des
dritten Transistors (T 3) und dem zweiten Anschluß (1′) der
passiven Unipolantenne liegt und der Quellanschluß (2) des
ersten Transistors (T 1) mit dem Steueranschluß (10) des dritten
Transistors (T 3) verbunden ist und der Kollektoranschluß des
Transistors (T 3) mit dem Senkenanschluß (4) des Transistors
(T 2) hochfrequent verbunden ist
(Bild 5).
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der
niedrigeren Frequenzen derart ausgebildet ist, daß seine
Eingangsimpedanz (Z) im Frequenzbereich der höheren Frequenzen
den Charakter einer Serienresonanz besitzt derart, daß der
Betrag der Impedanz (Z) innerhalb dieses Frequenzbereichs klein
ist und im Frequenzbereich der niedrigen Frequenzen zumindest
außerhalb des Empfangskanals groß ist
(Bild 5).
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter (7) aus einer Querimpedanzschaltung besteht und
als ein aus einer Kapazität (C 7) und einer Induktivität (L 7)
und einem Widerstand (R 7) bestehender Serienresonanzkreis
ausgebildet ist, dessen Resonanzfrequenz in der Mitte der
höheren Frequenzen liegt und dessen Bandbreite so groß ist, daß
sie gleich oder größer ist als die Breite des Frequenzbereichs
der höheren Frequenzen.
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter (7) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der
niedrigeren Frequenzen mit seinen Eingangsklemmen nicht
zwischen den Quellanschluß (2) der aktiven Schaltung (6) und
den zweiten Anschluß (1′) der passiven Unipolantenne geschaltet
ist, sondern zwischen dem Quellanschluß (3) des zweiten
Transistors (T 2) und dem zweiten Anschluß (1′) der passiven
Unipolantenne liegt und der Ausgang für die Signale des
Frequenzbereichs der niedrigen Frequenzen an dem Quellanschluß
des zweiten Transistors (T 2) vorliegt
(Bild 6).
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Eingangsimpedanz (Z) des Filters (7) im Frequenzbereich
der höheren Frequenzen den Charakter einer Serienresonanz
besitzt derart, daß der Betrag der Impedanz (Z) innerhalb
dieses Frequenzbereichs klein ist und im Frequenzbereich der
niedrigen Frequenzen zumindest außerhalb des Empfangskanals
groß ist
(Bild 6).
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter (7) als ein aus einer Kapazität (C 7) und einer
Induktivität (L 7) und einem Widerstand (R 7) bestehender
Serienresonanzkreis ausgebildet ist, dessen Resonanzfrequenz in
der Mitte der höheren Frequenzen liegt und dessen Bandbreite so
groß ist, daß sie gleich oder größer ist als die Breite des
Frequenzbereichs der höheren Frequenzen und ein
Ankoppelübertrager (ü) zur Auskopplung der Signale im
niedrigeren Frequenzbereich vorhanden ist
(Bild 6).
16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 15,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter (8) im Übertragungsweg des Frequenzbereichs der
höheren Frequenzen ein Hochpaßfilter enthält, bestehend aus
einer Querinduktivität (L 8) und einer Längskapazität (C 8),
dessen untere Grenzfrequenz in der Frequenzlücke zwischen den
beiden Frequenzbereichen liegt.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19863635602 DE3635602A1 (de) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | Aktive antenne fuer zwei frequenzbereiche mit extrem linearem verstaerker |
Applications Claiming Priority (1)
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---|---|---|---|
DE19863635602 DE3635602A1 (de) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | Aktive antenne fuer zwei frequenzbereiche mit extrem linearem verstaerker |
Publications (2)
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DE3635602A1 true DE3635602A1 (de) | 1988-04-21 |
DE3635602C2 DE3635602C2 (de) | 1993-07-29 |
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ID=6312048
Family Applications (1)
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DE19863635602 Granted DE3635602A1 (de) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | Aktive antenne fuer zwei frequenzbereiche mit extrem linearem verstaerker |
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---|---|
DE (1) | DE3635602A1 (de) |
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DE2115657A1 (de) * | 1971-03-31 | 1972-10-12 | Flachenecker G | Rauscharmer, linearer Antennenverstärker |
DE2166898A1 (de) * | 1971-03-31 | 1976-08-26 | Flachenecker Gerhard Prof Dr | Unipol-empfangsantenne mit verstaerker fuer zwei frequenzbereiche |
DE2167276C2 (de) * | 1971-03-31 | 1984-04-26 | Gerhard Prof. Dr.-Ing. 8012 Ottobrunn Flachenecker | Aktive Unipol-Empfangsantenne für den Empfang in zwei durch eine Frequenzlücke getrennten Frequenzbereichen |
DE3514052A1 (de) * | 1985-04-18 | 1986-10-23 | Gerhard Prof. Dr.-Ing. 8012 Ottobrunn Flachenecker | Aktive antenne mit extrem linearem verstaerker |
Non-Patent Citations (3)
Title |
---|
Datenbuch Siliconix, Ausg. 1/86 "Small-Signal FET Data Book" S. 7-35 * |
MEINKE, H.H. et al: Störwirkungen von Fremdsendernbei Autoradios, In: Funkschau 1978, H.25, S.1254/86 bis 1258/90 * |
TIETZE/SCHENK: Halbleiterschaltungstechnik, 4. Aufl., S. 330-331 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3635602C2 (de) | 1993-07-29 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
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