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Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Eine derartige Verstärkerschaltung ist aus der
US 4,785,237 bekannt und umfasst einen Verstärker sowie einen Rückkopplungspfad bzw. eine ”Rückkopplungseinheit” zur Verminderung eines Offsetanteils im Ausgangssignal des Verstärkers.
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Die Veröffentlichung ”Lundberg K. H.: Internal and external Op-Amp compensation: A Control-Centric tutorial. Proceedings of the 2004 American Control Conference IEEE, 2004, S. 5197–5211” beschreibt Verstärkerschaltungen umfassend Operationsverstärker, bei denen zur Frequenzkompensation eine Rückkopplung vorgesehen ist.
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Ganz allgemein kann bei Verstärkern das Problem auftreten, dass ein Eingangsoffset des Verstärkers (wie auch ein Offset des Eingangssignals) durch den Verstärker mitverstärkt wird, so dass das Ausgangssignal des Verstärkers einen unerwünschten Gleichanteil aufweist. Dieses Problem tritt insbesondere bei Verstärkern auf, welche für die Verstärkung hochfrequenter Signalkomponenten ausgelegt sind. Bei derartigen Breitbandverstärkern müssen die Transistoren sehr klein dimensioniert werden, damit Frequenzkomponenten beispielsweise im Gigahertz-Bereich verstärkt werden können. Wegen dieser relativ kleinen Dimensionierung der Transistoren kommt es zu signifikanten Schwankungen der Transistorschwellspannungen, und dadurch wird ein nicht unerheblicher Eingangsoffset verursacht. Wenn dieser Eingangsoffset dann mitverstärkt wird, kann der am Ausgang erhaltene Gleichanteil durchaus in die Größenordnung des Aussteuerbereichs kommen. Beispielsweise führt ein Eingangsoffset von bis zu 10 mV bei einer Verstärkung von etwa 30 dB zu einem Gleichanteil von etwa 300 mV am Ausgang, was rund der Hälfte des Aussteuerbereichs entspricht.
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Diese Problematik wird durch die gattungsgemäße Ausbildung einer Verstärkerschaltung entschärft, und es ist damit vorteilhaft möglich, einen Verstärker mit verbesserter Offsetunterdrückung zur Verfügung zu stellen.
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Bei derartigen aus dem Stand der Technik bekannten Verstärkerschaltungen ist es jedoch in vielen Anwendungsfällen als Nachteil zu betrachten, dass die Grenzfrequenz der Tiefpasscharakteristik durch den Verstärkungsfaktor der Verstärkerstufe zu größeren Frequenzen hin verschoben wird (Dieser Effekt wird nachfolgend noch mit Bezug auf 4 erläutert).
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Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, bei einer Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art die Gestaltungsfreiheit hinsichtlich der Tiefpasscharakteristik zu erhöhen und insbesondere vergleichsweise niedrige Grenzfrequenzen der Tiefpasscharakteristik zu ermöglichen.
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Diese Aufgabe der Erfindung wird durch eine Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.
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Bei der Erfindung bewirkt der Rückkopplungspfad eine (”negative”) Rückkopplung von einem Ausgang bzw. Ausgängen eines Verstärkers zu einem Eingang bzw. Eingängen des Verstärkers zur Verminderung eines Offsetanteils im Ausgangssignal des Verstärkers. Der Rückkopplungspfad weist eine Tiefpasscharakteristik auf und umfasst eine Verstärkerstufe sowie mindestens eine zwischen einem Eingang und einem Ausgang der Verstärkerstufe geschaltete Miller-Kapazität.
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Der Rückkopplungspfad ist hierbei dazu ausgelegt, das Ausgangssignal des Verstärkers tiefpassgefiltert zu dessen Eingang rückzukoppeln, so dass ein Gleichanteil des Eingangssignals ganz oder teilweise kompensiert werden kann. Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters sollte dabei so gewählt werden, dass lediglich der Gleichanteil durchgelassen wird, während niederfrequente Signalanteile nicht zum Eingang rückgekoppelt werden. Wenn der Tiefpass in der Rückkopplungseinheit mit Hilfe eines RC-Glieds realisiert wird, muss die Kapazität im Rückkopplungspfad ent-sprechend groß dimensioniert werden, um eine hinreichend kleine Grenzfrequenz zu erzielen. Derartige Lösungen haben den Nachteil, dass die erforderlichen Kondensatoren sehr viel Platz auf dem Siliziumchip beanspruchen.
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Bei dem Rückkopplungspfad ist anstelle eines großen Kondensators eine zusätzliche Verstärkerstufe vorgesehen, zwischen deren Eingänge und Ausgänge mindestens ein vergleichsweise klein dimensionierter Miller-Kondensator geschaltet ist. Da die Verstärkerstufe eine angelegte Spannung um einen Verstärkungsfaktor, im Folgenden als A2 bezeichnet, verstärkt und insofern eine wesentlich höhere Spannung an den Anschlüssen des Miller-Kondensators anliegt, vermag der relativ klein dimensionierte Miller-Kondensator eine Ladungsmenge zu speichern, die der Ladung eines um den Faktor (1 + A2) größeren Kondensators entspricht. Die Zusammenschaltung einer Verstärkerstufe und mindestens eines klein dimensionierten Kondensators wirkt daher wie eine wesentlich größere Kapazität. Der Platzbedarf der zusätzlichen Verstärkerstufe ist relativ gering, so dass sich durch Ausnutzung des Miller-Effekts eine signifikante Verringerung der vom Tiefpass benötigten Siliziumfläche erzielen lässt. Damit lässt sich die Rückkopplungseinheit zur Offsetunterdrückung kleiner und kostengünstiger realisieren als bisher.
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Es ist von Vorteil, wenn die Rückkopplungseinheit als invertierende Rückkopplungseinheit ausgeführt ist, die das tiefpassgefilterte Ausgangssignal mit negativer Polarität zu mindestens einem Eingang des Verstärkers rückkoppelt. Da das rückgekoppelte Signal ein umgekehrtes Vorzeichen aufweist als das Eingangssignal, kann durch Überlagerung des Eingangssignals mit dem negativen Rückkopplungssignal eine zumindest teilweise Kompensation des Eingangsoffsets erzielt werden.
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Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung ist die Verstärkerstufe zur Verstärkung differentieller Signale ausgelegt. Um die Auswirkungen von kapazitiven oder induktiven Einkopplungen zu reduzieren, sind Signale im Hochfrequenzbereich vorzugsweise als differentielle Signale ausgeführt. Bei der differentiellen Signalübertragung werden zwei Signalleitungen für die Übertragung verwendet, wobei das hochfrequente Nutzsignal als Differenzsignal der beiden übertragenen Signalkomponenten erhalten wird. Mit Hilfe der differentiellen Übertragungstechnik lassen sich alle kapazitiven oder induktiven Störungen eliminieren, die auf beide Signalleitungen gleichzeitig einwirken. Die bei der Erfindung vorgesehene Rückkopplungseinheit ist insbesondere dazu geeignet, aus einem differentiellen Ausgangssignal eines Verstärkers ein differentielles Rückkopplungssignal zu erzeugen und zum Eingang des Verstärkers rückzukoppeln.
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Es ist von Vorteil, wenn die Verstärkerstufe einen nicht-invertierenden Eingang, einen invertierenden Eingang, einen negativen Ausgang und einen positiven Ausgang aufweist, wobei der negative Ausgang über eine erste Miller-Kapazität mit dem nichtinvertierenden Eingang verbunden ist, und wobei der positive Ausgang über eine zweite Miller-Kapazität mit dem invertierenden Eingang verbunden ist. Wenn an den nichtinvertierenden Eingang eine Spannung u angelegt wird, dann erscheint am negativen Ausgang eine um den Verstärkungsfaktor A2 verstärkte Spannung –A2 × u. An der ersten Miller-Kapazität liegt daher eine Spannung (1 + A2) × u an, und deshalb wird auf der ersten Miller-Kapazität eine um den Faktor (1 + A2) erhöhte Ladung gespeichert werden. Entsprechendes gilt für die zweite Miller-Kapazität.
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Entsprechend einer vorteilhaften Ausführungsform umfasst die Rückkopplungseinheit mindestens eine Transkonduktanzstufe, die gegen eine Widerstandslast arbeitet. Transkonduktanzstufen wandeln ein Spannungssignal in ein proportionales Stromsignal um. Sie eignen sich wegen ihrer genau festgelegten Verstärkung für die Verwendung im Rückkopplungspfad.
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Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform wird die Grenzfrequenz der Tiefpasscharakteristik durch die effektive Kapazität Ceff = (1 + A2) × C beeinflusst, wobei A2 den Verstärkungsfaktor der Verstärkungsstufe und C die Miller-Kapazität bezeichnet.
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Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform umfasst die Rückkopplungseinheit mindestens einen ohmschen Widerstand, der mit der Verstärkerstufe in Reihe geschaltet ist. Bei dieser Ausführungsform wirkt der ohmsche Widerstand zusammen mit der Verstärkerstufe und den Miller-Kapazitäten als RC-Glied, wobei die Grenzfrequenz des Tiefpasses sowohl durch den Widerstand R als auch durch die effektive Kapazität Ceff festgelegt ist.
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Zusammenfassend ist der bei der Erfindung vorgesehene Verstärker dazu ausgelegt, ein Eingangssignal entsprechend einem definierten Verstärkungsfaktor zu verstärken und ein Ausgangssignal zu erzeugen. Zur Verringerung eines Offsetanteils des Ausgangssignals umfasst die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ferner einen Rückkopplungspfad, der eine Tiefpasscharakteristik aufweist und das Ausgangssignal tiefpassgefiltert zu einem Eingang des Verstärkers zurückführt. Dabei weist der Rückkopplungspfad eine Verstärkerstufe sowie mindestens eine zwischen einen Eingang und einen Ausgang der Verstärkerstufe geschaltete Miller-Kapazität auf. Die erfindungsgemäße Auslegung des Rückkopplungspfads ermöglicht eine deutliche Reduzierung des Gleichanteils des Ausgangssignals und ermöglicht es so, den zur Verfügung stehenden Aussteuerbereich besser auszunutzen. Entsprechend der Erfindung ist darüber hinaus wesentlich, dass das Eingangssignal der Verstärkerstufe zu einem Eingang des Verstärkers rückgekoppelt wird bzw. die Verstärkerstufe nicht in den Rückkopplungspfad eingeschleift ist. Der Verstärkungsfaktor A2 der Verstärkerstufe hat daher keinen Einfluss auf die Schleifenbandbreite im Rückkopplungspfad. Insbesondere wird bei der Erfindung vermieden, dass die Schleifenbandbreite, welche das nutzbare Frequenzspektrum nach unten beschränkt, angehoben wird.
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Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Verstärker dazu ausgelegt, das Eingangssignal mit einem vom Rückkopplungspfad gelieferten Rückkopplungssignal zu überlagern. Indem der Verstärker aus dem Eingangssignal und dem Rückkopplungssignal ein Überlagerungssignal erzeugt, wird der Offset des Eingangssignals reduziert bzw. eliminiert.
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Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform umfasst der Verstärker erste Eingänge für ein Eingangssignal sowie zweite Eingänge für das vom Rückkopplungspfad gelieferte Rückkopplungssignal. Bei dieser Ausführungsform der Erfindung wird innerhalb des Verstärker aus dem Eingangssignal und dem Rückkopplungssignal ein Überlagerungssignal erzeugt.
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Nachfolgend wird die Erfindung anhand mehrerer in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele weiter beschrieben. Es zeigen:
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1 eine erste, erfindungsgemäße Ausführungsform,
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2 eine zweite, erfindungsgemäße Ausführungsform, bei der der Rückkopplungspfad eine Transkonduktanz umfasst,
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3 eine dritte, nicht-erfindungsgemäße Ausführungsform, bei der der Rückkopplungspfad eine Verstärkerstufe sowie eine weitere Dämpfungsstufe umfasst,
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4 eine Darstellung der Tiefpasscharakteristik des Rückkopplungspfads, welche den Einfluss der Verstärkung A2 auf die Schleifenbandbreite veranschaulicht,
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5 eine vierte, nicht-erfindungsgemäße Ausführungsform, und
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6 eine fünfte, nicht-erfindungsgemäße Ausführungsform.
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In 1 ist eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung gezeigt. Bei Verstärkern tritt das Problem auf, dass ein Eingangsoffset vOS mit verstärkt wird, was zu einem unerwünschten Gleichanteil im Ausgangssignal des Verstärkers führt. Im Extremfall kann der Verstärker sogar durch seinen eigenen Offset übersteuert werden. Dieses Problem tritt insbesondere bei Breitband-Verstärkern mit Bandbreiten von beispielsweise 8,5 GHz auf, weil die Transistoren wegen der hochfrequenten Signalanteile sehr klein dimensioniert werden müssen. Die statistischen Schwankungen der Transistorschwellspannungen verursachen bei derartigen Verstärkern einen Eingangsoffset von bis zu 10 mV. Bei einer Verstärkung von etwa 30 dB würde das zu einem Gleichanteil von etwa 300 mV am Ausgang führen, was etwa der Hälfte des Aussteuerbereichs entspräche.
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Der in 1 gezeigte Verstärker 1 weist erste Eingänge 2, 3 auf, an die das Eingangssignal vin angelegt wird. Das Eingangssignal vin wird durch den Verstärker 1 entsprechend einem definierten Verstärkungsfaktor A1 verstärkt, und das verstärkte Ausgangssignal vout kann an den Ausgängen 4, 5 abgegriffen werden. Um den Offset vOS des Eingangssignals zumindest teilweise zu kompensieren, ist ein negativer Rückkopplungspfad vorgesehen, der das Ausgangssignal vout mit umgekehrter Polarität zu den zweiten Eingängen 6, 7 des Verstärkers 1 rückkoppelt. Dazu ist der positive Ausgang 4 des Verstärkers 1 über den Widerstand 8 mit dem negativen zweiten Eingang 7 des Verstärkers 1 verbunden, während der negative Ausgang 5 des Verstärkers 1 über den Widerstand 9 mit dem positiven zweiten Eingang 6 des Verstärkers 1 verbunden ist. Außerdem umfasst der Rückkopplungspfad eine Verstärkerstufe 10 mit definiertem Verstärkungsfaktor A2. Der positive Eingang 11 der Verstärkerstufe 10 ist mit dem zweiten positiven Eingang 6 des Verstärkers 1 sowie mit dem Widerstand 9 verbunden, und der negative Eingang 12 ist mit dem zweiten negativen Eingang 7 des Verstärkers 1 sowie mit dem Widerstand 8 verbunden. Der positive Eingang 11 der Verstärkerstufe 10 ist über einen ersten Miller-Kondensator 13 mit dem negativen Ausgang 14 der Verstärkerstufe 10 verbunden, und der negative Eingang 12 der Verstärkerstufe 10 ist über einen zweiten Miller-Kondensator 15 mit dem positiven Ausgang 16 der Verstärkerstufe 10 verbunden.
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Durch die in 1 gezeigte Schaltungsanordnung wird der Gleichanteil des Ausgangssignals vout mit umgekehrter Polarität zu den zweiten Eingängen 6, 7 des Verstärkers 1 rückgekoppelt und im Verstärker mit dem Eingangssignal vin überlagert. Dadurch wird erreicht, dass der in 1 durch die Spannungsquelle vOS dargestellte Eingangsoffset des Verstärkers zumindest teilweise unterdrückt wird. Um zu vermeiden, dass auch relevante Signalanteile unterdrückt werden, muss der Rückkopplungspfad eine Tiefpasscharakteristik aufweisen, deren Grenzfrequenz entsprechend niedrig gewählt wird.
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Bei der in 1 gezeigten Ausführungsform der Erfindung sind das Eingangssignal vin, das Ausgangssignal vout sowie das Rückkopplungssignal als differentielle Signale ausgeführt. Da das Signal als Differenzsignal übermittelt wird, können Störungen, die gleichmäßig auf beide Signalleitungen einwirken, eliminiert werden.
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Zur Absenkung der Grenzfrequenz fgrenz des Tiefpasses im Rückkopplungspfad könnten den Widerstände 8, 9 erhöht werden. Große Widerstände bzw. kleine Leitwerte in integrierten Schaltungen verursachen jedoch eine hohe Empfindlichkeit gegenüber Leckströmen und gegenüber der Einkopplung von Störungen. Insofern ist es von Vorteil, die effektive Kapazität im Tiefpass zu erhöhen, um auf diese Weise zu einer Verringerung der Grenzfrequenz fgrenz zu gelangen.
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Bei der in 1 gezeigten Ausführungsform der Erfindung wird die effektive Kapazität im Tiefpass unter Ausnutzung des Miller-Effekts erhöht. Zur Veranschaulichung des Miller-Effekts soll angenommen werden, dass am positiven Eingang 11 der Verstärkerstufe 10 eine Eingangsspannung u1 anliegt. Diese Eingangsspannung u1 wird durch die Verstärkerstufe 10 um den Verstärkungsfaktor A2 verstärkt, so dass am negativen Ausgang 14 eine Spannung –A2 × u1 ausgegeben wird. Insofern liegt an dem mit dem positiven Eingang 11 der Verstärkerstufe verbundenen Anschluss des Miller-Kondensators 13 die Spannung u1 an, während an dem mit dem negativen Ausgang 14 verbundenen Anschluss des Miller-Kondensators 13 die Spannung –A2 × u1 anliegt. Die über dem Miller-Kondensator 13 abfallende Spannung U ergibt sich daher zu U = u1 × (1 + A2), und die vom Miller-Kondensator 13 gespeicherte Ladung Q berechnet sich zu Q = C·U = C·(1 + A2)·u1
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Würde man anstelle der Verstärkerstufe
10 und des zwischen Eingang und Ausgang des Verstärkers geschalteten Miller-Kondensators
13 eine effektive Kapazität C
eff einzeichnen, dann müsste diese Kapazität C
eff die oben berechnete Ladung Q speichern können, wenn an ihr die Spannung u
1 anliegt. Der Wert dieser Ersatzkapazität ergibt sich daher zu
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Die Anordnung aus Verstärkerstufe 10 und Miller-Kondensator 13 wirkt daher wie eine wesentlich größere effektive Kapazität Ceff = C × (1 + A2). Der gleiche Effekt ergibt sich für den zweiten Miller-Kondensator 15, der zwischen den negativen Eingang 12 und den positiven Ausgang 16 der Verstärkerstufe 10 geschaltet ist. Bei der erfindungsgemäßen Lösung können durch Ausnutzen des Miller-Effekts relativ große effektive Kapazitäten Ceff mittels einer Parallelschaltung einer Verstärkerstufe 10 und eines ersten und zweiten Miller-Kondensators realisiert werden, wobei das Verhältnis zwischen den relativ klein dimensionierten Miller-Kondensatoren und den effektiven Kapazitäten Ceff maßgeblich durch den Verstärkungsfaktor A2 der Verstärkerstufe 10 bestimmt wird.
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Wegen der hohen effektiven Kapazitäten Ceff im Rückkopplungspfad wird die Grenzfrequenz fgrenz hinreichend klein, so dass nur der Gleichanteil von den Ausgängen zu den Eingängen des Verstärkers 1 rückgekoppelt wird. Signalanteile oberhalb der Grenzfrequenz fgrenz werden nicht zum Eingang des Verstärkers 1 rückgekoppelt.
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Bei der erfindungsgemäßen Lösung wird der Flächenverbrauch für die Kapazitäten um den Faktor 1/(1 – A2) reduziert, weil anstelle der relativ großen Fläche für Ceff nur die vergleichsweise kleine Fläche für die Miller-Kondensatoren 13 und 15 bereitgestellt werden muss. Dies ist insbesondere dann von Vorteil, wenn die in 1 gezeigte Schaltungsanordnung mittels eines integrierten Schaltkreises realisiert wird, weil durch den stark verminderten Flächenverbrauch für die Kapazität im Rückkopplungspfad die Stückkosten signifikant gesenkt werden können.
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In 2 ist ein zweite Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Der Verstärker 17 weist erste Eingänge 18, 19 auf, an denen das Eingangssignal vin anliegt. Der Offset des Eingangssignals vin ist durch eine Spannungsquelle vOS am positiven ersten Eingang 18 des Verstärkers 17 dargestellt. Das um den Verstärkungsfaktor A1 verstärkte Eingangssignal vin wird an den Ausgängen 20, 21 des Verstärkers 17 als Ausgangssignal vout ausgegeben. Wie bei der in 1 gezeigten ersten Ausführungsform sind auch bei der zweiten Ausführungsform der Erfindung das Eingangssignal vin, das Ausgangssignal vout und das Rückkopplungssignal als differentielle Signale ausgeführt, welche jeweils eine positive und eine negative Signalkomponente umfassen. Das eigentliche Eingangs- bzw. Ausgangssignal ergibt sich dann jeweils als Differenz der beiden Signalkomponenten.
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Bei der in 2 gezeigten Ausführungsform umfasst der Rückkopplungspfad eine Transkonduktanzstufe 22, welche auch als „Operational Transconductance Amplifier” (OTA), Transkonduktanzelement oder Transkonduktor bezeichnet wird. Die Transkonduktanzstufe wandelt ein an Eingängen 23, 24 anliegendes Spannungssignal vg in ein entsprechendes Stromsignal ig am Ausgang der Transkonduktanzstufe 22 um. Dabei gilt ig = gm × vg, wobei gm die Transkonduktanz der Transkonduktanzstufe 22 bezeichnet. Die Ausgänge 25, 26 der Transkonduktanzstufe 22 sind mit den zweiten Eingängen 27, 28 des Verstärkers 17 so verbunden, dass sich eine negative Rückkopplung ergibt: Der positive Ausgang 20 des Verstärkers 17 wird zum negativen zweiten Eingang 28 rückgekoppelt, während der negative Ausgang 21 mit dem positiven zweiten Eingang 27 in Verbindung steht.
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Zur Erzielung einer Tiefpasscharakteristik im Rückkopplungspfad werden hochfrequente Anteile des an den Ausgängen 25, 26 erhaltenen Signals über effektive Kapazitäten gegen Masse abgeleitet, wobei die effektiven Kapazitäten wiederum mit Hilfe eines Verstärkers 29 und Miller-Kondensatoren 30, 31 realisiert sind. Der Miller-Kondensator 30 verbindet den positiven Eingang mit dem negativen Ausgang des Verstärkers 29, während der Miller-Kondensator 31 den negativen Eingang mit dem positiven Ausgang verbindet. Die effektive Kapazität Ceff ergibt sich zu Ceff = C × (1 + A2), wobei A2 den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 29 bezeichnet, und wobei C die Kapazität der Miller-Kondensatoren 30, 31 bezeichnet.
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Zur korrekten Bemessung der in 2 gezeigten Schaltung kann es erforderlich sein, zusätzliche Widerstände 32, 33 vorzusehen. Der Widerstand 32 verbindet den negativen Ausgang 21 des Verstärkers 17 mit dem positiven Eingang 23 der Transkonduktanzstufe 22, während der Widerstand 33 den positiven Ausgang 20 des Verstärkers 17 mit dem negativen Eingang 24 der Transkonduktanzstufe 22 verbindet. Da die Widerstände 32, 33 je nach Auslegung der in 2 gezeigten Schaltung auch weggelassen werden können, sind sie gestrichelt eingezeichnet.
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In 3 ist ein nicht-erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel einer Verstärkerschaltung gezeigt. Ein Eingangssignal vin mit einem Eingangsoffset vOS liegt an ersten Eingängen 34, 35 des Verstärkers 36 an. An den Ausgängen 37, 38 des Verstärkers 36 kann das verstärkte Ausgangssignal vout abgegriffen werden. Zur Realisierung eines negativen Rückkopplungspfads ist der positive Ausgang 37 über einen Widerstand 39 mit einem negativen Eingang einer Verstärkerstufe 40 verbunden, während der negative Ausgang des Verstärkers 38 über einen Widerstand 41 mit einem positiven Eingang der Verstärkerstufe 40 verbunden ist. Ein erster Miller-Kondensator 42 verbindet den negativen Ausgang mit dem positiven Eingang der Verstärkerstufe 40, und ein zweiter Miller-Kondensator 43 verbindet den positiven Ausgang mit dem negativen Eingang der Verstärkerstufe 40. Entsprechend dem oben beschriebenen Miller-Effekt wirken die Miller-Kondensatoren 42, 43 zusammen mit der Verstärkerstufe 40 wie effektive Kapazitäten Ceff, die um den Faktor (1 + A2) größer sind als die Kapazität C der Miller-Kondensatoren 42, 43. Die effektiven Kapazitäten Ceff dienen dazu, höhere Frequenzkomponenten gegen Masse abzuleiten.
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Allerdings wirkt der Miller-Effekt bei höheren Frequenzkomponenten weniger stark als bei niedrigeren Frequenzkomponenten. Um die höheren Frequenzkomponenten im Rückkopplungspfad dennoch wirkungsvoll unterdrücken zu können, kann man sich zunutze machen, dass die Verstärkerstufe 40 bei genau diesen höheren Frequenzkomponenten als Tiefpass wirkt. Aus diesem Grund wird das zum Verstärker 36 rückgekoppelte Signal bei der in 3 gezeigten Ausführungsform nicht an den Eingängen, sondern an den Ausgängen 44, 45 der Verstärkerstufe 40 abgegriffen. Höhere Frequenzkomponenten, bei denen der Miller-Effekt an Wirksamkeit zu verlieren beginnt, werden daher bereits durch die Verstärkerstufe 40 unterdrückt. Durch diese Maßnahme wird allerdings eine zusätzliche Verstärkung A2 in den Rückkopplungspfad eingefügt. Um diese Verstärkung A2 wieder zu kompensieren, umfasst der Rückkopplungspfad zusätzlich eine Dämpfungsstufe 46. Der negative Ausgang 44 der Verstärkerstufe 40 ist mit dem positiven Eingang der Dämpfungsstufe 46 verbunden, während der positive Ausgang 45 der Verstärkerstufe 40 mit dem negativen Eingang der Dämpfungsstufe 46 verbunden ist. Die um den Faktor A3 gedämpften Signale am Ausgang der Dämpfungsstufe 46 sind mit den zweiten Eingängen 47, 48 des Verstärker 36 verbunden. Dabei ist der negative Ausgang der Dämpfungsstufe 46 mit dem positiven zweiten Eingang 47 und der positive Ausgang mit dem negativen zweiten Eingang 48 verbunden.
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Anhand von 4 soll im folgenden erklärt werden, warum es bei dem in 3 gezeigten Ausführungsbeispiel von Vorteil ist, eine zusätzliche Dämpfungsstufe in den Rückkopplungspfad zu integrieren. In 4 ist die Verstärkung des Rückkopplungspfads logarithmisch als Funktion der Frequenz aufgetragen. Für den Fall, dass der Rückkopplungspfad keine zusätzliche Verstärkung A2 aufweist, ergibt sich eine Tiefpasscharakteristik 49. Der Schnittpunkt 50 der Tiefpasscharakteristik 49 mit der Frequenzachse entspricht dabei der Schleifenbandbreite, die beispielsweise bei ca. 20 kHz liegen könnte. Die Schleifenbandbreite entspricht der Rate, mit der die durch den Rückkopplungspfad festgelegte Regelschleife arbeitet. Durch Einfügen einer zusätzlichen Verstärkung A2 in den Rückkopplungspfad wird die Tiefpasscharakteristik 49 nach oben verschoben (51), so dass sich eine veränderte Tiefpasscharakteristik 52 ergibt. Durch diese Verschiebung der Tiefpasscharakteristik nach oben wird der Schnittpunkt der Tiefpasscharakteristik mit der Frequenzachse nach rechts verschoben, und es ergibt sich ein veränderter Schnittpunkt 53. Diese durch Einfügen der Verstärkung A2 verursachte Erhöhung der Schleifenbandbreite ist jedoch nicht erwünscht, weil sie zu einer Einschränkung des nutzbaren Frequenzspektrums führt. Durch Einfügen einer zusätzlichen Dämpfung A3 kann die veränderte Tiefpasscharakteristik 52 nach unten abgesenkt werden (54), um wieder die ursprüngliche Schleifenbandbreite zu erhalten.
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Bei den bisher beschriebenen Ausführungsbeispielen wurden das Eingangssignal und das Rückkopplungssignal dem Verstärker über separate erste und zweite Eingänge zugeführt. Innerhalb des Verstärkers wurden die beiden Signale dann überlagert. Im Gegensatz dazu weist der in 5 gezeigte Verstärker 57 nur ein Paar von Eingängen 55, 56 auf. Bei dieser Ausführungsform wird das differentielle Eingangssignal vin mit dem differentiellen Rückkopplungssignal überlagert, bevor es den Eingängen 55, 56 des Verstärkers 57 zugeführt wird. Der Verstärker 57 weist deshalb bei dieser Ausführungsform keine zusätzlichen Eingänge für das Rückkopplungssignal auf. An den Ausgängen 58, 59 des Verstärkers 57 kann das verstärkte Ausgangssignal vout abgegriffen werden. Zur Erzeugung einer negativen Rückkopplung ist der positive Ausgang 58 des Verstärkers 57 über einen Widerstand 60 mit einem negativen Eingang 61 einer Verstärkerstufe 62 verbunden, während der negative Ausgang 59 des Verstärkers 57 über einen Widerstand 63 mit dem positiven Eingang 64 der Verstärkerstufe 62 verschaltet ist. Ein erster Miller-Kondensator 65 ist zwischen den positiven Eingang 64 und den negativen Ausgang 66 der Verstärkerstufe 62 geschaltet. Der zweite Miller-Kondensator 67 ist zwischen den negativen Eingang 61 und den positiven Ausgang 68 der Verstärkerstufe 62 geschaltet. Die Widerstände 60, 63 wirken zusammen mit den durch den Miller-Effekt erzeugten effektiven Kapazitäten Ceff als Tiefpass, welcher Frequenzen oberhalb der Grenzfrequenz fgrenz = 1/(R × Ceff) unterdrückt. Um das tiefpassgefilterte Rückkopplungssignal mit dem Eingangssignal zu überlagern, wird das an den Ausgängen 66, 68 der Verstärkerstufe 62 abgreifbare Spannungssignal ug durch eine Transkonduktanzstufe 69 in ein Stromsignal ig umgesetzt. Die Eingangsleitungen für das differentielle Eingangssignal vin werden durch einen Abschlusswiderstand 70 terminiert. Der zusätzliche Strom ig durch den Abschlusswiderstand 70 verursacht einen zusätzlichen Spannungsabfall, der sich mit dem Eingangssignal vin überlagert. Durch diese Überlagerung des Eingangssignals vin mit dem tiefpassgefilterten Rückkopplungssignal kann der Eingangsoffset vOS zumindest größtenteils unterdrückt werden.
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Auch bei dem in 6 dargestellten nicht-erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel weist der Verstärker 71 ein Paar von differentiellen Eingängen 72, 73 auf, an die ein Überlagerungssignal angelegt wird, welches durch Überlagerung des Eingangssignals vin mit dem Rückkopplungssignal erzeugt wird. Anders als bei dem in 5 gezeigten Ausführungsbeispiel sind die Ausgänge 74, 75 des Verstärkers 71 mit Eingängen 76, 77 einer ersten Transkonduktanzstufe 78 verschaltet. Das Eingangssignal der ersten Transkonduktanzstufe 78 wird entsprechend der Transkonduktanz gm1 in ein hierzu proportionales Stromsignal ig1 umgewandelt, welches den Eingängen 79, 80 des Verstärkers 81 zugeführt wird. Die Eingänge 79, 80 des Verstärkers 81 sind über erste und zweite Miller-Kondensatoren 82, 83 mit den Ausgängen 84, 85 verbunden. Durch eine zweite Transkonduktanzstufe 86 wird das an den Ausgängen 84, 85 anliegende Spannungssignal entsprechend der Transkonduktanz gm2 in einen Strom ig2 übersetzt, welcher dann gegen den Abschlusswiderstand 87 arbeitet. Auf diese Weise kann eine Überlagerung des Eingangssignals vin mit dem negativen Rückkopplungssignal erzeugt werden.
