DE2115657B2

DE2115657B2 - Aktive Unipol-Empfangsantenne

Info

Publication number: DE2115657B2
Application number: DE2115657A
Authority: DE
Inventors: Hans Heinrich Prof. Dr. 8035 Gauting Meinke
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1971-03-31
Filing date: 1971-03-31
Publication date: 1980-10-02
Also published as: DE2115657C3; DE2115657A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine aktive Unipol-Empfangsantenne, bei der die Ausgangsanschlüsse des passiven Unipols mit den Eingangsanschlüssen eines Verstärkers verbunden sind, wobei die Unipolantenne so kurz ist, daß ihr Innenwiderstand aus einer Kapazität Ca und einem sehr kleinen Wirkwiderstand Ra besteht, wobei ferner der Eingangsblindleitwert des Verstärkers aus einer Kapazität Ce besteht und der Eingangswirkleitwert Gn relativ klein gegenüber diesem kapazitiven Blindleitwer· ist, wobei ferner die Eingangsschaltung des Verstärkers ein dreipoliges verstärkendes elektronisches Element T\ mit hochohmig-kapazitiver Eingangs-

M impedanz enthält, und der Steueranschluß dieses dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements mit dem einen Anschluß der Unipolantenne verbunden ist, wobei ferner in d>sr hochfrequenzmäßigen Verbindung

zwischen dem Quellanschluß des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements und dem zweiten Anschluß der Unipolantenne ein Gegenkopplungswiderstand liegt

In der Nachrichtentechnischen Zeitschrift, Band 19 (1966), Seiten 697-705, dort insbesondere Bild 3, und in der Internationalen elektronischen Rundschau, Band 23 (1969), Seiten 141-144, dort insbesondere Bild la, ist ein an die kurze Unipolantenne angeschlossener Verstärker beschrieben, der aus einer gitterstromfreien Triode besteht, deren Gitter und Kathode die Eingangsanschlüsse des Verstärkers bilden. Die Impedanz der Steuerstrecke Gitter-Kathode ist die Eingangsimpedanz des Verstärkers und besteht aus einer nahezu frequenzunabhäugigen Kapazität Ce und einem Eingangswirkleitwert Ge, der im Betrisbsfrequenzbereich sehr klein gegenüber dem kapazitiven Blindleitwert des Ce ist Es erscheint naheliegend, die gitterstiOHifteie Triode in neuzeitlicher Technologie durch einen Feldeffekttransistor zu ersetzen. Die Erfindung läßt sich jedoch auf alle dreipoligen, verstärkenden, elektronischen Elemente mit hochohmig-kapazitiver Eingangsimpedanz anwerden. In den Figuren ist ein Feldeffekttransistor als Beisoiel eines solchen elektronischen Elements gezeichnet

F i g. 1 zeigt die Ersatzschaltung der vorveröffentlichten Antennenanordnung. Die kurze Unipolantenne wirkt wie eine Signalquelle mit der Signalspannung Us- E · hen, deren Innenwiderstand aus der Kapazität Ca und einem sehr kleinen Wirkwiderstand R \ besteht E — elektrische Feldstärke am Ort der Antenne; h_en = effektive Höhe des Unipols. Der Eingangsleitwert des dreipoligen, verstärkenden, elektronischen Elements 71 ist eine Kapazität Ce mit einem parallelen, sehr kleinen Wirkleitwert Ge- Zum Ce addieren sich in der Praxis Zuleitungskapazitäten und gegebenenfalls Kapazitäten zusätzlich eingebauter Schaltelemente, z.B. einer an sich bekannten Blitzschutzeinrichtung. Der Steueranschluß 3 des dreipoligen Elements 71 ist in F i g. 1 mit dem Anschluß 1 der Unipolantenne und der Quellanschluß 4 des 71 mit dem Anschluß 2 der Unipolantenne verbunden. Solange man die Wirkkomponenten Ra und Ge in der Schaltung von F i g. 1 vernachlässigen kann, entsteht die Steuerspannung U< an den Eingangsklemmen 3 und 4 des elektronischen Elements T) aus der Signalspannung Us durch eine nahezu frequenzunabhängige Teilung in dem aus C_A und Qbestehenden Spannungsteiler

Eine solche Kombination einer kurzen Unipolantenne mit einen: hochohmig-kapazitiven Verstärkereingang ermöglicht also den für manche Empfangsvorgänge vorteilhaften, in einem großen Frequenzbereich nahezu frequenzunabhängigen Empfang.

Breitbandige Empfangsschaltungen solcher Art empfangen neben dem jeweils gewünschten Signal viele andere unerwünschte Signale. Es werden dann in dem elektronischen Element 71 durch seine Nichtlinearität auch Störsignale erzeugt, z. B. durch Kreuzmodulation. Breitbandige Antennen mit Verstärkern benötigen daher Linearisierungsmaßnahmen im Verstärker, um derartige Störsignale klein zu halten. Hierzu benötigt man in bekannter Weise eine Gegenkopplung. Man kann die Gegenkopplung dadurch erzeugen, daß wie in Fig. 2 die Gegenkopplung durch einen Widerstand R] erfolgt, dessen eines En.'.e (nit dem Quellanschluß 4 des dreipoligen Elements 71 und dessen zweites Ende mit dem zweiten Anschluß 2 der Unipolantenne verbunden ist
Durch diesen Gegenkopplungswiderstand R\ fließt der aus dem Quellanschluß 4 austretende und von dem empfangenen Signal der Unipolantenne in dem dreipoligen Element 71 ausgesteuerte Signal-Wechselstrom und erzeugt an R\ die Gegenkopplungsspannung des 71.

ίο Die Steuerstrecke des dreipoligen Elements 71, beispielsweise die Source-Gate-Strecke eines Feldeffekttransistors, ist ein Zweipol und dieser Strecke kann ein Widerstand R\ als Zweipol in Serie geschaltet werden, was physikalisch bedeutet, daß der Strom dieser

Steuerstrecke, z. B. der von der Source zum Gate im Transistor fließende Strom, auch durch den in Serie geschalteten Widerstand fließt Im dreipoligen Element 71 fließt auch noch ein zweiter Strom, nämlich der Strom durch die Ausgangsstrecke, beispielsweise die Source-Drain-Strecke des Feldeffekttransistors. Wenn dieser Ausgangsstrecke ein Wi^rstand in Serie geschaltet ist, so besteht das physikalische Kennzeichen der Serienschaltung darin, daß der im Transistor von der Source zur Drain fließende Strom auch durch den in Serie geschalteten Widerstand fließt Ist der Widerstand wie in Fig.2 an die Quellelektrode des dreipoligen Elements 71, beispielsweise die Source des Feldeffekttransistors, angeschlossen, dann fließen beide Transistorströme, der Strom der Steuerstrecke und der Strom der Ausgangsstrecke, durch den Widerstand R\, und es erscheint möglich und begründet, zur Vereinfachung der Beschreibung dies als eine Serienschalturig des Transistors und des Widerstandes zu bezeichnen.
Kombiniert man eine Unipolantenne mit dem gegengekoppelten Verstärker, so muß da? Rauschen des Verstärkers möglichst klein sein, um ein gutes Signal-Rauschverhältnis zu ergeben. Anzustreben ist dabei als optimale Lösung der Fall, bei dem der Unipol und das dreipolige Element Ti die einzigen Rauschquellen des Empfangssystems sind und dadurch das bestmögliche Signal-Rauschverhältnis eines solchen Sy-iems entsteht Fügt man wie in F i g. 2 in Serie zum dreipoligen Element 71 einen Gegenkopplungswiderstand R\ hinzu, so stellt dieser Widerstand eine zusätzliche Rauschquelle des Empfangssystems dar, die das Signal-Rauschverhältnis verschlechtert Je größer R\ ist, desto besser ist die Linearisierung des 71 durch Gegenkopplung, desto größer aber auch das zusätzliche Rauschen dieses Gegenkopplungswiderstandes. In einer Anordnung nach Fig.2 wird die von dem Unipol zwischen den Anschlüssen 1 und 2 erzeugte hochfrequente Signalspannung aufgeteilt in eine Wechselspannung, die zwischen den Anschlüssen 3 und 4 des dreipoligen Elements 71 besteht, und in eine Wechselst spannung, die zwischen den Anschlüssen 4 und 5 des gegenkoppelnden Widerstandes /?i bester.t. Eine wirksam linearisierende Gegenkopplung tritt bekanntlich nur dann ein, wenn die an R\ bestehende Wechselspannung wesentlich größer als die an der Steuerstrecke 3,4 des dreipoligen Elements bestehende, Wechselspannung ist. Die in Fig.2 dargestellte Gegenkopplungsschaltung mit einem einfachen Widerstand y?i ist für einen rauscharmen Empfang nicht brauchbar, weil bei den heute verfügbaren, dreipoligen, verstärkenden,

*>"> elektronischen Elementen der Gegenkopplunpswiderstand R] in der Schaltung der F i g. 2 für eine wirksame Gegenkopplung so groß sein muß, daß er wesentlich größer als der äquivalente Rauschwiderstand des

dreipoligen Elements Ti ist und dann dieses R\ das Rauschen des Systems erheblich erhöht. Dadurch entfernt man sich weit von dem bereits erwähnten, bestmöglichen Signal-Rauschverhältnis des Empfangssystems, das allein durch das Rauschen der Unipolantenne und das Rauschen des elektronischen Elements bestimmt ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, für eine aktive Unipol-Empfangsantenne der eingangs genannten Art eine Gegenkopplung anzugeben, die einerseits die Möglichkeit eines in einem großen Frequenzbereich nahezu frequenzunabhängigen Empfangs nach Gl. (1) nicht merklich beeinträchtigt, andererseits wesentlich weniger Zusatzrauschen verursacht als die Gegenkopplung mit einem Widerstand R\ in der Schaltung der Fig. 2.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Gegenkopplungswiderstand Bestandteil einer Gegenkopplungsschaltung ist, die einen den aus dem Queiianschiuü des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements tretenden Signal-Wechselstrom verstärkenden ersten bipolaren Transistor enthält, ferner den genannten, zwischen den Emitteranschluß dieses bipolaren Transistors und den zweiten Anschluß der Unipolantenne geschalteten, vom Signal-Wechselstrom der Emitter-Kollektorstrecke des ersten bipolaren Transistors durohflossenen Gegenkopplungswiderstand und einen zwischen den Quellanschluß des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements und den zweiten Anschluß der Unipolantenne geschalteten, für Hochfrequenzströme fast undurchlässigen Gleichstromweg.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 3 ein Beispiel einer Schaltung nach der Erfindung,

F i g. 4 den zusätzlichen Gleichstromweg in Form eines zweiten bipolaren Transistors Tj mit einem Spannungsteiler aus A₅ und R* zur Erzeugung seiner Basis-Gleichspannung,

F i g. 5 den zusätzlichen Gleichstromweg mit dem Transistor Ti, bei dem eine Zenerdiode D den Widerstand Rs der F i g. 4 ersetzt,

Fig.6 den zusätzlichen Gleichstromweg mit dem Transistor Ti und einer Induktivität L\ in der Verbindung des Kollektors des T₃ mit der Quellelektrode 4 des T,,

F i g. 7 den Gegenkopplungswiderstand R\ als Parallelschaltung eines Widerstandes R» und einer Serienresonanzschaltung aus C₂ , L₂ und A3.

Der Gegenkopplungswiderstand R\ in Fig.3 ist Bestandteil einei Gegenkopplungsschaltung, die zwischen der Quellelektrode 4 des dreipoligen, verstärkenden, elektronischen Elements Γι und dem zweiten Anschluß 2 der Unipolantenne liegt, wobei T₁ als Feldeffekttransistor gezeichnet ist Die Gegenkopplungsschaltung enthält einen ersten bipolaren Transistor Ti. Der aus der Quellelektrode 4 des T\ tretende Signal-Wechselstrom wird der Basis 9 des Ti zugeführt und fließt anschließend durch die Steuerstrecke 9 — 7 des Ti in den Gegenkopplungswiderstand R\ zum Punkt 2. Auch der in der Emitter-Kollektorstrecke des T₂ ausgesteuerte, verstärkte Signal-Wechselstrom fließt durch Äi. Durch Ri fließt also insgesamt ein wesentlich größerer Signal-Wechselstrom als in der Schaltung der F i g. 2. Daher kann man die zwischen den Punkten 4 und 2 geforderte gegenkoppelnde Signal-Wechselspannung in der Schaltung der Fig.3 mit einem wesentlich kleineren und entsprechend weniger rauschendei Gegenkopplungswiderstand Λι erreichen als in de Schaltung der F ig. 2.

Die weitere Ausgestaltung der Erfindung betriff Einzelheiten der Gegenkopplungsschaltung. Die zu nächst beschriebenen, vorteilhaften Formen der Schal tung betreffen die bereits erwähnte F i g. 3.

Bei ausreichender Verstärkung des ersten bipolarei Transistors T₂ ist der nahezu ideale Zustand erreichbar

in bei dem der Gegenkopplungswiderstand R₁ so kleii gewählt werden kann, daß der Rauschbeitrag de Gegenkopplungsschaltung hinsichtlich des Signal rauschverhältnisses der Empfangsanlage kleiner ist al die Summe der Rauschbeiträge der Unipol-Empfangs

π antenne und des dreipoligen verstärkenden elektroni sehen Elements 7Ί. Der Rauschbeitrag der Gegenkopp lungsschaltung verschlechtert dann das Signal-Rausch verhältnis nur noch um einen praktisch bedeutungsloser Faktor.

Es ist bekannt, daß man in elektronischen Schal tungen neben den Wechselstromwegen auch Gleich Stromwege benötigt, die teilweise verschieden von der Wechselstromwegen sind. Es ist daher in den meistet Ausführungsformen der Erfindung neben dem Wechsel stromweg über die Punkte 4, 9, 7, 2 ein zusätzliche] Gleichstromweg zwischen den Punkten 4 und ; vorhanden, um den Arbeitspunkt des 7Ί unabhängig vom Wechselstromweg optimal einzustellen. Diesel zusätzliche Gleichstromweg ist in F i g. 3 durch einet

in Widerstand R₂ schematisch dargestellt und muß nahezi undurchlässig für den Signal-Wechselstrom sein, dami der Signal-Wechselstrom nahezu vollständig dem T zugeführt wird. Jede Ableitung eines Teils de: Signal-Wechselstroms durch R₂ vermindert die Wir kung der durch T₂ und /?i erzeugten Gegenkopplun; und würde dazu zwingen. R\ zu vergrößern, um di< gleiche Gegenkopplungsspannung wie ohne R₂ zi erzeugen. Dadurch würde das Rauschen der Gegen kopplung vergrößert. Daß man in elektronischei

Schaltungen oft auch eine Trennkapazität wie Ck in Beispiel der F i g. 3 verwenden muß, um gegebenenfall: Punkte einer elektronischen Schaltung zu trennen, di<

verschiedene Gleichspannung führen, ist bekannt.

Der zusätzliche Gleichstromweg R₂ kann ein Wider

stand sein, der relativ groß ist, um Wechselstrom* weitgehend nicht durchzulassen. Durch ihn fließt abei der Gleichstrom des T\, der nicht besonders klein ist damit 71 wenig rauscht. An R₂ entsteht so eine hohl Gleichspannung. Dementsprechend ist die zwischen der Punkten 10 und 2 zuzuführende Betriebsgleichspannunf des T\ groß. Eine solch hohe Spannung bedeutet hohei Aufwand der Stromversorgung oder ist in mancher Fällen eine nicht tragbare Forderung, z. B. wenn du Antenne mit Verstärker an einem Kraftfahrzeug montiert ist und nur die Autobatterie zur Stromversor gung verfügbar ist Man reduziert in einer vorteilhaftet Ausführungsform der Erfindung die am Punkt K erforderliche Betriebsspannung dadurch nennenswert daß man R₂ als Transistorschaltung mit einem zweiter bipolaren Transistor 7j nach Fig.4 gestaltet und dei Kollektor des T₃ an den Quellanschluß 4 des dreipoliger verstärkenden elektronischen Elements 7Ί anschließt Der durch den zusätzlichen Gleichstromweg fließend« Gleichstrom ist dann der Kollektorgleichstrom Ico de:

T3. Der zweite bipolare Transistor T3 ist ausgangsseitij hochohmig, weil bekanntermaßen Änderungen dei Kollektorspannung nur sehr kleine Änderungen de: Kollektorstroms zur Folge haben. Dadurch erreich

man die erforderliche Hochohmigkeit des zusätzlichen Gleichstromweges bei wesentlich kleineren Gleichspannungen als ein einfacher Widerstand Ri in F i g. 3. Daher kann man am Punkt 10 bei gleichem Gleichstrom eine kleinere Gleichspannung verwenden. Die Widerstände ■-, /?5 und Ri, dienen zur Einstellung der Basisgleichspannung des Ti aus einer an den Anschlüssen 11 und 2 zupeführten Gleichspannung. Λ5 ist durch eine Kapazität Ci überbrückt, damit an der Steuerstrecke des Ti keine hochfrequenten Steuerspannungen entstehen. in

Der Widerstand Rt kann in einer vorteilhaften Ausführungsform der Gegenkopplungsschaltung zusätzlich zwischen dem Emitter des Tj und dem Punkt 2 eingebaut sein, um eine Gegenkopplung des Transistors Ti zu erzeugen. Da zwischen den Punkten 4 und 2 eine η hochfrequente Signalspannung liegt, kann der Strom l₍< > durch Ti auch kleine, von dieser Signalspannung erzeugte Hochfrequenzströme enthalten. Diese fließen dann durch Ra und erzeugen so eine hochfrequente Gegenkopplung des Ti, die diese Hochfrequenzströme vermindert, also den Stromweg über Tj für die Hochfrequenz noch undurchlässiger macht. Der zusätzliche Gleichstromweg ist auch eine Rauschquelle des Antennenverstärkers, weil seine Rauschspannung zwischen den Punkten 4 und 2 liegt und sein Rauschen so 2> den ersten bipolaren Transistor T₂ aussteuert. Rt bildet auch für die Rauschströme des Tj eine Gegenkopplung, so daß das Gebilde R₂ in der Form der Schaltung nach F i g. 4 auch rauscharm wird im Vergleich zum Rauschen des R₂ in einer Schaltung mit einem Widerstand R₂. Der jo Widerstand Rt der F i g. 4 vermindert also auch den Rauschbeitrag des zusätzlichen Gleichstromweges.

Falls eine besondere Konstanthaltung des Gleichstroms des Tj erforderlich ist, wird die Schaltung von Fig.4 dahingehend abgewandelt, daß der Widerstand ü /?i des aus /?s und Rt, bestehenden Spannungsteilers der F i g. 4 nach F i g. 5 durch eine Zenerdiode ersetzt wird. Die Diode D stellt eine sehr konstante Gleichspan ung an der Basis des Tj ein und erhöht dadurch die Undurchlässigkeit des zusätzlichen Gleichstromweges für den Signal-Wechselstrom.

Das hochfrequente Ausgangssignal, auch Nutzsignal genannt, kann dem Verstärker an allen Punkten entnommen werden, an denen ein verstärktes, durch die Gegenkopplung linearisiertes Signal vorhanden ist, <5 beispielsweise in Dekannter Weise am Ausgangsanschluß 6 (Fig.3) des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements Ti. Es ist jedoch bei der Schaltung nach der Erfindung vorteilhaft, das Nutzsignal aus dir Gegenkopplungsschaltung am Ausgang des T₂ zu entnehmen, weil dann das Nutzsignal auch noch durch T₂ verstärkt ist

Das hochfrequente Ausgangssignal des Verstärkers, kann dem Verstärker beispielsweise zwischen den Punkten 7 und 2 entnommen werden. In diesem Fall liegt der Eingangswiderstand des nachfolgenden Empfängers oder der Eingangswiderstand einer Leitung, die durch den Eingangswiderstand des nachfolgenden Empfängers abgeschlossen ist, parallel zu dem in die Gegenkoppiungsschaltung eingebauten R\ und ist Bestandteil des Gegenkoppiungswiderstandes. Dann kann R\ beispielsweise auch identisch sein mit dem Eingangswiderstand des zwischen 7 und 2 angeschlossenen Empfängers oder dem Eingangswiderstand der zum Empfänger führenden Leitung. In diesen Fällen kann man sich also den Einbau eines gesonderten Widerstandes R\ ersparen.

Das Nutzsignal kann dem Verstärker auch zwischen den Punkten 8 und 2 entnommen werden. Dies ist ein Ausgang mit höherem Innenwiderstand und entsprechend höherer Nutzspannung. Eine solche Entnahme des Nutzsignals aus dem Kollektor des T₂ würde die Gegenkopplungsschaltung von allen Wirkungen der angeschlossenen Empfängerimpedanz befreien. Man kann aber auch die beiden Verstärkerausgänge 7 und 8 gleichzeitig für verschiedene Empfänger verwenden, wobei beide Ausgänge voneinander in gewissem Umfang bereits entkoppelt sind, weil sie an verschiedene Punkte des bipolaren Transistors Ti angeschlossen sind.

Bei der speziellen Anwendung dieser Antenne mit Verstärker für den Rundfunkempfang arbeitet sie einerseits im sogenannten Lang-Mittel-Kurz-Bereich (abgekürzt LMK) zwischen etwa 150 kHz und 20 MHz und im Ultrakurzwellenbereich (UKW) zwischen etwa 85 bis 105MHz. Da es praktisch unmöglich ist, beispielsweise wegen des etwas frequenzabhängigen Impedanzverhaltens und der etwas frequenzabhängigen Verstärkung der Transistoren, die Schaltungen nach der Erfindung für den großen Frequenzbereich zwischen 15OkHz und 105MHz mit reinen Wirkwiderständen aufzubauen, werden in einer für den Rundfunkempfang vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung UKW-Resonanzfilter in die Gegenkopplungsschaltung, und zwar in die den Gegenkopplungswiderstand R\ der Fig. 3 realisierende Schaltung oder in die den zusätzlichen Gleichstromweg R₂ der Fig. 3 realisierende Schaltung eingebaut.

Im Beispiel der F i g. 6 wird eine Induktivität L\ in die Zuleitung vom Kollektor des T₃ zum Quellanschluß des Τ eingefügt. Die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors Tj wird bei höheren Frequenzen nicht mehr hochohmig sein, weil Ti eine Emitter-Collector-Kapazität Cec besitzt, deren Blindwiderstand mit wachsender Frequenz abnimmt und das Gebilde R₂ für Wechselströme höherer Frequenzen durchlässig macht. L\ wird so dimensioniert, daß die Serienresonanz zwischen L\ und Cec in der Mitte zwischen dem LMK-Bereich und dem UKW-Bereich liegt, so daß dieser Resonanzkrt's im UKW-Bereich bereits oberhalb seiner Resonanz liegt und der Widerstand des zusätzlichen Gleichstromweges R₂ im UKW-Bereich im wesentlichen durch den Blindwiderstand ω L\ des L\ bestimmt wird. So erreicht man, daß dieser Schaltungszweig auch im Bereich sehr hoher Frequenzen hochohmig bleibt, während dieses L\ bei den niedrigeren Frequenzen des LMK-Bereichs nahezu wirkungslos ist und der Zustand der Schaltung von F i g. 6 bei niedrigen Frequenzen wie der Zustand der Schaltung der F i g. 4 ist.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform des Verstärkers für den Rundfunkempfang soll die Gegenkopplung mit Rt nur bei LMK voll wirksam sein. Bei UKW möchte man eine geringere Gegenkopplung, um höhere Verstärkung im Transistor T₂ zu erreichen. Andererseits kann man bei UKW mit geringeren Linearitätsforderungen auskommen, weil die Bandbreite dieses Bereichs kleiner ist und die Störmöglichkeiten durch Nichtlinearität insgesamt geringer sind. In der Anordnung nach Fig.7 besteht daher der Gegenkopplungswiderstand R\ aus der Parallelschaltung eines Wirkwiderstandes Rs und eines Serienresonanzkreises mit einer Kapazität Ci, einer Induktivität Li und einem Wirkwiderstand A3, der kleiner ist als Rg. Die Resonanzfrequenz des aus C₂ und L₂ gebildeten Serienresonanzkreises liegt in der Mitte des UKW-Bandes, und die Bandbreite dieses Resonanzkreises ist so

groß, daß im ganzen UKW-Bereich das kleinere ti_s des Serienresonanzkreises als Gegenkopplungs-Widerstand wirksam wird. Im LMK-Bereich ist dieser Resonanzkreis bei hinreichend kleinem C2 so hochohmig, daß dort nur das Rg wirkt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche;

1. Aktive Unipol-Empfangsantenne, bei der die Ausgangsanschlüsse des passiven Unipols mit den Eingangsanschlüssen eines Verstärkers verbunden sind, wobei die Unipolantenne so kurz ist, daß ihr Innenwiderstand aus einer Kapazität C_A und einem sehr kleinen Wirkwiderstand R_A besteht, wobei ferner der Eingangsblindleitwert des Verstärkers aus einer Kapazität Ce besteht und der Eingangswirkleitwert Ge relativ klein gegenüber diesem kapazitiven Blindleitwert ist, wobei ferner die Eingangsschaltung des Verstärkers ein dreipoliges verstärkendes elektronisches Element Tl mit hochohmig-kapazitiver Eingangsimpedanz enthält und der Steueranschluß dieses dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements mit dem einen Anschluß der Unipolantenne verbunden ist, wobei ferner in der hochfrequenzmäßigen Verbindung zwischen dem QueUanschluß des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements und dem zweiten Anschluß der Unipolantenne ein Gegenkopplungswiderstand liegt, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand (R]) Bestandteil einer Gegenkopplungsschaltung ist, die einen den aus dem Quellanschluß (4) des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements (T]) tretenden Signal-Wechselstrom verstärkenden ersten bipolaren Transistor (T₂) enthält, ferner den genannten, zwischen den Emitteranschluß dieses bipolaren Transistors und den zweiten Anschluß der Unipolantenne geschalteten, vom Signal-Wechselstrom der Emitter-Kollektorstrecke des ersten bipolaren Transistor!) durch:/ossenen Gegenkopplungswiderstand (R\) und einen zwischen den QueUanschluß (4) des dreipcgen verstärkenden elektronischen Elements (Ti) und den zweiten Anschluß der Unipolantenne geschalteten, für Hochfrequenzströme fast undurchlässigen Gleichstromweg.

2. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der für Hochfrequenzströrne fast undurchlässige Gleichstromweg durch einen hohen Widerstand (R₁) realisiert ist

3. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der für Hochfrequenzströme fast undurchlässige Gleichstromweg durch einen zweiten bipolaren Transistor (Ti) realisiert ist, dessen Kollektor an den Quellanschluß (4) des dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements (T\) angeschlossen ist und zwischen dessen Basis (12) und dem zweiten Anschluß (2) der Unipolantenne ein Kondensator (Q) liegt, der so groß gewählt und mit dem zweiten bipolaren Transistor so kombiniert ist, daß er das Entstehen von Signal-Wechselspannungen an der Steuerstrecke (12, 13) des zweiten bipolaren Transistors weitgehend verhindert.

4. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß an den Emitter (13) des zweiten bipolaren Transistors ein Gegenkopplungswiderstand (R*) mit seinem einen Ende angeschlossen ist und das zweite Ende dieses Gegenkopplungswiderstandes an den zweiten Anschluß (2) der Unipol-Antenne angeschlossen ist.

5. Aktive Unipol-Empfangsanienne nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu dem an die Basis des zweiten bipolaren Transistors angeschlossenen Kondensator (Q) eine Zenerdiode (D) liegt, deren Betriebsspannung aus einer über einen Widerstand (Rs) zugeführten Gleichspannung stammt

6, Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das vom ersten bipolaren Transistor verstärkte Signal am Emitter (7) des ersten bipolaren Transistors entnom-

men und einem Empfänger zugeführt ist

7. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand der Eingangswiderstand des Empfängers ist

8. Aktive Unipoi-Empfangsantenne nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungswiderstand der Eingangswiderstand eines zum Empfänger führenden Kabels ist

9. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das durch den ersten bipolaren Transistor verstärkte Signal am Kollektor (8) des ersten bipolaren Transistors (T₁) entnommen und einem Empfänger zugeführt ist

10. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 3 für den Rundfunkempfang im Lang-Mittel-Kurzwellenbereich und im Ultrakurzwellenbereich, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Quellelektrode (4) dss dreipoligen verstärkenden elektronischen Elements (71) und dem Kollektor des zweiten bipolaren Transistors (Ts) eine Induktivität (Li) liegt, die so dimensioniert ist, daß die Serienresonanz zwischen dieser Induktivität (L\) und der Ausgangskapazität (Cec) des zweiten bipolaren Transistors in der Frequenzlücke zwischen dem Lang-Mittel-Kurzwellenbereich und dem Ultrakurzwellenbereich liegt (F i g. 6).

11. Aktive Unipol-Empfangsantenne nach Anspruch 1 für den Rundfunkempfang im Lang-Mittel-Kurzwellenbereich und im Ultrakurzwellenbereich dadurch gekennzeichnet, daß fcr Gegenkopplungswiderstand aus der Parallelschaltung eines Wirkwiderstandes (Rs) und eines Serienresonanzkreises (Ci, Li, Ri) besteht und die Resonanzfrequenz dieses Serienresonanzkreises in der Mitte des Ultrakurzwellenbereichs liegt und seine Bandbreite gleich oder größer als die Bandbreite des Ultrakurzwellenbereichs ist und der Wirkwiderstand dieses Serienresonanzkreises (Ri) kleiner als der parallelgeschaltete Wirkwiderstand (R₉) ist (F i g. 7).