DE2052695C2 - Schaltungsanordnung zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches L

Eine derartige Schaltungsanordnung Ist bekannt, so zum Beispiel aus der DE-OS 18 15 091. Diese SchaltungS' anordnung dient jedoch nur zur Kommutierung,

Auch aus der US-PS 35 29 220 Ist eine Schaltungsanordnung zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors bekannt. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung werden Thyristoren benutzt, wobei Positionsimpulse die Thyristoren zünden und wobei verzögerte Posltlonslmpulse die Thyristoren wieder löschen. Dabei bestimmen die Ausgangsimpulse der Verzögerungsglleder nur das Ende der Stromimpulse durch die Wicklungen, und zwar dadurch, daß sie von differenzierten Positionsimpulsen am Ausgang von Dlfferenzlerglledeni in den leitenden Zustand gebrachte Thyristorschalter wieder In den nicht-leitenden Zustand bringen. Dadurch wird die Länge der Stromimpulse variiert bei gleichbleibendem Anfangszeitpunkt. Bei einer bestimmten Ausgestaltung dieser bekannten Schaltungsanordnung wird der Zündungszeltpunkt variiert und bleibt der Löschzeltpunkt konstant.

Dabei spielt die Dauer der Positions- und Verzögerungsimpulse keine Rolle, da hiervon nur die Vorderflanken bzw. die Hinterflanken zum Ein- bzw. Ausschalten benutzt werden.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung Ist es, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art dahingehend zu verbessern, daß sie nicht nur zur Kommutierung dient, sondern auch zum Steuern der Drehzahl durch gleichzeitige Variierung der Länge der Stromimpulse und deren Anfangszeitpunkte dienen kann.

Zur Lösung dieser Aufgabe werden erfindungsgemäß die Merkmale gemäß dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 vorgeschlagen.

Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Mittels der vorgeschlagenen Maßnahmen und weiterer möglicher Ausführungsformen und/oder Varianten lassen sich die Drehmoment-Drehzahl-Kennllnlen eines gegebenen. In seiner Dimensionierung schon festliegenden Motors In weltgehend beliebiger Welse elektronisch verändern. Indem man die Dauer der Erregerstromlmpulse und Ihre Verzögerung In bezug auf die Positionsimpulse durch elektrische Größen regelt, zum Beispiel In Abhängigkeit von der Drehzahl und/oder von dem Drehmoment des Motors. Zum BelspH sind die Drehmoment-Drehzahl-Kennllnien mit der Verzögerungszelt (Λ t') als Parameter, die man für eluen Motor mit Permanentmagneterregung erhält, denen eines Gleichstromnebenschlußmotors mit Drehzahlregelung oder Steuerung durch Feldschwächung sehr ähnlich. Dies Ist an sich schon ein wichtiges Ergebnis, da sich das Feld eines Permanentmagneten kaum beeinflussen läßt. Darüber hinaus erfolgt die Regelung durch Beeinflussung der Dauer und/oder der Verzögerung der Erregerstrom Impulse praktisch verlustlos.

So Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert.
Es zeigen:

Flg. 1 das Schaltungsschema eines Gleichstrommotors mit elektronischem Kommutator nach der DE-OS 18 15091.

Flg. 2 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungswelse dieses Motors,

Flg. 3 das Schaltungsschema, teilweise In Blockform, eines ersten Ausführungsbelsplels der Schaltungsanordnung nach der Erfindung.

Flg.4 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungswelse dieses Ausführungsbelsplels.

Flg. 5 das Schaltungsschema eines Teils eines zweiten Ausführungsbelsplels,

Flg. 6 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungswelse des Ausführungsbelsplels nach Flg. 5,

Flg. 7 ein Diagramm, das den Verlauf der Spannung an der Wicklung als Funktion des Drehwinkels φ angibt,

Flg. 8 das Schaltungsschema eines Teils eines dritten Ausführungsbelsplels,

FI g. 9 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungswelse des Ausführungsbelsplels nach Flg. 8,

FI g. 10 das Schaltungsschema eines Teils eines vierten Ausführungsbelsplels und einer Variante desselben,

Flg. 11 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Ausfflhrungsbelsplelj und der Variante nach Fig. 9,

Flg. 12 ein Blockschaltbild eines mit einer Steuervorrichtung anderer Ausführung versehenen 4phaslgen Motors,

Flg. 13 die hierzu gehörenden Impulsdiagramme,

Fig. 14 ein Schaltbild, in dem ein Steuerimpuls In mehrere Teilimpulse zerlegt wird, und

Fig. 15 die zugehörigen Impulsdiagramme.

In Flg. 1 1st ein kollektorloser Gleichstrommotor mit einer Steuerschaltung nach der DE-OS 18 15 091 schematisch dargestellt, bei welchem die Schaltungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung vortellbafterweise angewendet werden kann.

• Der bürsteniose Motor hat eine aus vier Teibn bestehende Wicklung 1, 2, 3, 4 zur Erzeugung eines Drehfeldes und einen permanent-magnetischen Rotor 5, z. B. mit zwei Polen N und 5. Er enthält ferner einen elektronischen Kommutator. Zur Gewinnung der notwendigen Information über die jeweilige augenblickliche Stellung des Rotors S enthält dieser einen axial vorzugsgerichteten, permanent-magnetischen Sektor 6, der sich z. B. über 135° erstreckt, und vier Im Bereich dieses Magneten über den Umfang des Stators wie die Wicklungstelle 1 bis 4 verteilte Ringkerne, von denen zwei, nämlich 7 und T dargestellt sind, welche durch den Rotor 5 in diametraler Richtung gesättigt werden können. Auf jedem dieser Ringkerne Ist eine Wicklung 8 in bezug auf die Richtung des Feldes des Magneten 6 vorzugsweise symmetrisch angebracht, so daß eine Änderung der Größe dieses Feldes über der gesamten Wicklung 8 praktisch keine Spannung induziert.

Jede der Wicklungen 8 bildet, zusammen mit einem entsprechenden, damit in Reihe geschalteten Kondensator 9, einen Impedanzkreis 8, 9. Alle Impedanzkreise sind parallelgeschaltet und werden erregt durch Sägezahnschwingungen verhältnismäßig hoher Frequenz, z. B. 270 kHz, erzeugt durch einen RC-Oszillator mit einem »Unljunctlon«-Translstor 10. Die Kapazität dieses Oszillators ist gebildet durch die Parallelschaltung der vier Kondensatoren 9, und sein Ladewiderstand ist der EmItterwlderstand 11. Eine Basis des Transistors 10 Ist an die negative Klemme (0 V) der Speisequelle angeschlossen und seine andere Basis Ist mit einem Widerstand 12 verbunden, welcher andererseits, wie auch der Emitterwiderstand, an der positiven Klemme (+15V) dieser Quelle Hegt.

Bei gesättigtem Ringkern 7 1st die Impedanz jeder der Wicklungen 8 praktisch gleich Null. An der Wicklung oder den Wicklungen 8 mit ungesPttigtem Ringkern 7 erscheint eine Hochfrequenzspannung. Diese wird durch einen Transistor 13, z. B. des npn-Typs, gleichgerichtet, und der durch die Kollektor-Emltter-Strecke dieses Transistors fließende pulsierende Gleichstrom wird durch einen Kondensator 14 geglättet. Sein Kollektor Hegt über einen Widerstand 15 an der Klemme +15 V und sein Emitter 1st unmittelbar mit der Basis eines Schalttrans'istors 16 (Translsior'Schaltelement) verbunden, dessen Emitter an der Klemme 0 V und dessen Kollektor über den entsprechenden Statoiwlcklungstell 1, 2, 3 öder 4 an der Klemme+ 15 V liegt.

Mit dieser Steuerschaltung werden die StatorwlcK-lungstelle mit sehr flankenstellen, praktisch rechteckigen Spannungsinipulsen und entsprechenden Stromlmpulser. gespeist, und demzufolge kann ein verhältnismäßig guter Wirkungsgrad erzielt werden. Die Diagramme der Flg. 2 zeigen die an den Basen der Schalttransistoren 16 auftretenden Steuerimpulse, die In dieser Schaltung mit den Positionsimpulsen K, bis K₄ übereinstimmen, als Funktion des Drehwinkels φ des Rotors 5, wobei die zu

ίο den Wicklungstellen 3 und 4 gehörigen Impulse K₃ und K₄ gestrichelt dargestellt sind.

Bei einem Kommutatormotor kann man die Eigenschaften des Motors, Insbesondere dessen Antriebs- oder Bremsmoment, durch Verdrehen der Bürsten beeinflussen. Dementsprechend könnte man auch die Kerne 7 mit ihren Wicklungen 8 verschieben. Es 1st jedoch zweckmäßiger, den Zusammenhang zwischen den Positionsimpulsen und den über die gesteuerten Schalttransistoren 16 an die Wicklungen gelangenden Stromimpulsen elektronisch zu beeinflussen. Dabei kann mⁿn nämlich nicht allein die Stromlmpulse in bezug aur die Positionsimpulse mehr oder weniger verzögern, sondern man kann sie auch verkürzen oder verlängern. Darüber hinaus kann man die Verzögerung, Verlängerung und/oder Vcvkürzung durch eine elektrische Größe steuern lassen, z. B.

durch eine der Drehzahl proportionale Spannung K, und/oder durch eine dem Drehmoment proportionale Spannung V₀.

Mit einem ersten Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung, schematisch dargestellt In Fig. 3, werden die dem Eingang A zugeführten Positionsimpulse, ohne Verzögerung, durch Zusatzimpulse einstellbarer Breite verlängert, wie gezeigt in Fig. 4.
Für jeden der Schalttransistoren 16 In Fig. 1 enthält die Schaltungsanordnung ein RC-Glled 17, 18 zur Differentiation der durch den elektronischen Kommutator für den entsprechenden Wicklungsteil (z. B. 1) gelieferten Positionsimpulse. Die Eingangsklemme 19 dieses RC-Glledes Ist mit dem Punkt A (Flg. 1) verbunden, und dessen Ausgangsklemme 20 über eine Diode 21 mit dem KoIl- ktor des ersten Transistors 22 einer monostabilen Kippschaltung, die ein Verzögerungsglied (Zeltglied) mit einstellbarer Zeltkonstante bildet. Die gezeigte Kippschaltung enthält einen zweiten Transistor 23. Die EmItter beider Transistoren 22 und 23 des ηρ.ι-Typs sind an die Klemme 0 V angeschlossen und Ihre Kollektoren liegen über einen Widerstand 24 bzw. 25, an der Klemme + 15 V. Die Basis des Transistors 22 ist über einen Widerstand 26. überbrückt durch einen Kondensator 27, mit dem Kollektor des Transistors 23 gekoppelt, und die Basis dieses Transistors 23 ist über einen Kondensator 28 mit dem Kollektor des Transistors 22 gekoppelt und über einen einstellbaren Widerstand 29 mit der Klemme + 15 V verbunden. Schließlich 1st der Kollektor des Transistors 23 übe»· eine Diode 30 mit der Eingangsklemme 19 verbunden. Das Ganze bildet ein Zeltglied, z. B. 31 für einen entsprechenden Wicklungstell, z. B. den Wicklungstell 1.
Bei Abwesenheit jlnes Signals an der Eingangsklemme 19 ist der Transistor 23 leitend und sperrt den Transistor 22. Auch die Diode 30 bleibt nichtleitend.

Die erste Zelle der FIg, 4 zeigt die gleichgerichteten und geglätteten Positionsimpulse K₁, wie sie In der Schaltung nach Flg. 1 der Basis des Schalttransistors 16 des Wicklungsteils 1 zugeführt werden. Die zweite Zeile zeigt die entsprechenden, Im Punkte 20 erscheinenden, differenzierten V₁₀. Der der Rückflanke des Impulses V_x entsprechende negative Impuls K₂₀ wird durch die Diode 21

übertragen und sperrt den Transistor 23 über den geladenen Kondensator 28, bis dieser sich über den Widerstand 29 wieder entladen hat. Sobald dies soweit erfolgt 1st, daß die Basis des Transistors 23 wieder positiv wird, tritt die Kippschaltung In Ihren Ruhestand zurück. Während der Sperrzelt des Transistors 23 gelangt die positive Spannung +15 V über den Widerstand 25 und die Diode 30 an die Basis des Transistors 16 und liefert dort einen Zusatzlmptjls K₁, gezeigt auf der dritten Zelle der Flg. 4, so daß der der Basis des Schalttransistors 16 gelieferte Steuerimpuls K₁₆ (letzte Zelle der Flg. 4) um die Zelt Λ t verlängert Ist gegenüber dem ursprünglichen Steuerimpuls, der dieselbe Länge wie der Positionsimpuls V₁ hat. Dabei Ist die Zelt Δ t gleich der Zeltkonstante der Kippschaltung und wird hauptsächlich durch den Kondensator 28 und den Widerstand 29 bestimmt.

In einem Motor mit elektronischem Kommutator und mit mehreren Witkiuiigätciicn, ίΓί?υ£5ΰπΰεΓ5 mit mehr als drei Wicklungstellen, kann man die Positionsimpulse, z. B. V_x bis V_t, in eine oder mehrere, z. B. zwei. Gruppen einteilen, innerhalb welcher Gruppe oder Gruppen diese Impulse, z. B. V₁ und V₁ bzw. V₂ und K₄ (Flg. 2), einander nicht überschneiden. Es Ist dann möglich, ein einziges Verzögerungsglied und gegebenenfalls auch das zugehörige Differenzierungsnetzwerk mehreren, z. B. zwei Wicklungstellen 1 und 3 bzw. 2 und 4, zuzuordnen. Die Schaltungsanordnung wird hierdurch vereinfacht und verbilligt.

Eine solche Schaltungsanordnung 1st für den Fall der regelbaren Verkürzung der Steuerimpulse in FI g. 5 wiedergegeben. Die gesamte Schaltungsanordnung enthält nur zwei Einheiten 41 und 42 für die Wicklungstelle 1 und 3 bzw. 2 und 4. Jedem der Transistoren 13 der Flg. 1 1st eine umkehrende Verstärkerstufe mit einem Transistor 35 und einem zugehörigen Kollektorwiderstand 36 nachgeschaltet. Die Eingangsklemme 19' der Einheit 41 1st über Trennungsdioden 37 und 37' mit der Kollektorelektrode des dem Wicklungstell 1 bzw. 3 zugeordneten Gleichrichtertransistors 13 verbunen, und die Basis des Schalttransistors 16 für den Wicklungstell 1 bzw. 3 ist am Kollektor des zugehörigen Transistors 35 angeschlossen. Die Kippschaltung steuert eine Umkehrstufe mit einem Transistor 38 und einem zugehörigen Kollektorwiderstand 39, und der Kollektor dieses Transistors Ist über eine Diode 30' bzw. 30" mit dem Kollektor des Verstärkertransistors 35 und mit der Basis des Schalttransistors 16 für jeden der Wicklungstelle 1 und 3 verbunden. Schließlich 1st der einstellbare Widerstand 29 der Fig. 3 ersetzt durch einen festen Widerstand 29' in Reihe mit der Kollektor-EmUter-Strecke eines Regeltransistor 40 des npn-Typs. Der Widerstand dieser Kollektor-Emitter-Strecke wird durch Zufuhr eines veränderbaren Basisstroms über einen Widerstand 55 durch eine gegenüber der Klemme + 15 V negative Spannung V₅ geregelt, die z. B. von einem Tachometergenerator geliefert wird und mit der Drehgeschwindigkeit des Rotors 5 proportional zunimmt.

Da die Steuerspannung für die Differenzierungsnetzwerke 17,18 nun am Kollektor des Transistors 13 statt an dessen Emitter abgenommen wird, werden durch dieses Netzwerk negative Impulse V₁₀, an der Vorderflanke jedes der Positionsimpulse V_x und V₃ erzeugt, wie in F1 g. 6 dargestellt Diese spitzen negativen Impulse steuern die raoiiostabile Kippschaltung mit den Transistoren 22 und 23 an, und während der Verzögerungszelt Δ t' dieser Schaltung werden am Kollektor des Umkehrtransistors 38 negative Verzögerungsimpulse (Abzugsimpulse) V_A erzeugt (dritte Zeile der Fig. 6). Während des Beginns Jedes der Impulse V_x oder V₃ 1st somit die KoI-lektof-Emltlef^Strecke des zugehörigen Umkehrtran* slstörs 35 diarch die des Transistors 38 In Reihe mit der Diode 30' bzw. 30" kurzgeschlossen, so daß der Impuls V\ oder V₃ nicht mehr nach der Basis des zugehörigen Schalttranslistors 16 übertragen werden kann, bevor die Kippschaltung mit den Transistoren 22 und 23 lh Ihren Ruhezustand zurückgekehrt 1st und den Ümkehrtranslstor 38 erneut gesperrt hat. Die der Basis Jedes Schalttransistors 16 zugeführten Steuerimpulse Kj₆ (letzte Zelle der Fig. 6) ergeben sich somit durch Abzug der Impulse V_A von Posftlonslmpulsen V_x bzw. V₁.

Wenn man den Kollektor des Transistors 38 mit dem Block 45 und die Kollektoren der Transistoren 46 und 47 mit den Kollektoren der Schalttransistoren 16 der LeI-stungskomrnutlerungsschaltung verbindet, so werden hiermit die zugehörigen Wtcklungstelle während wenigstens eines Teiles des V5rzO^o2ruri°s!rnⁿu!s?-s |ciir7op.-schlossen, wie angegeben durch die Punkt-Strlch-Linien In FI g. 7, die den Verlauf der Spannung an der Wicklung als Funktion des Drehwinkels angeben.

Dadurch wird erreicht, daß die Drehzahl-Drehmoment-Kennllnlen In der Nähe des Leerlaufes einen stelleren Verlauf annehmen und mit etwa konstanter Steigung In den Generatorbereich übergehen.

Für Jeden Wert des Widerstandes 29' + 40, und somit für jede; Wert der Spannung V, ist die Dauer Δ t' der Abzugsimpulse K_A praktisch konstant und unabhängig von der Drehgeschwindigkeit des Rotors 5. Die entsprechende Anschneldisng der Erreßungslmpulse K₁₆ 1st somit proportional dieser Drehzahl. Bei zunehmender Drehzahl nimmt jedoch die negative Vorspannung V_s und hiermit der Widerstand 29' + 40 zu, und bei zunehmendem Widerstand wächst auch Δ t\ so daß eine quadratlsche Abhängigkeit des Anschnittwinkels Δφ' von der Drehzahl d<p/dt erzielt werden kann.

Flg. 8 zeigt eine Einheit 51 eines dritten Ausfuhrungsbelsplels. Diese Einheit setzt sich zusammen aus einer Einheit 41 nach Flg. 5, die jedoch nur einem einzigen Wicklungstell 1 zugeordnet Ist, so daß die Trennungsdioden 37 und 37' und eine Ausgangsdiode 30" überflüssig sind, und aus einer Einheit 31 nach F1 g. 3, worin der einstellbare Widerstand 29 durch einen festen Widerstand in Reihe mit der Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors 40' den npn-Typs ersetzt Ist, welcher über einen Basiswiderstand 45' durch eine Spannungsquelle V_D gesteuert wird.

Wie in FIg. 5 wird die Einheit 41 durch die Spannung am Kollektor des zugehörigen Glelchrlchtertranslstors 13 gesteuert. Wie In Fig. 3 wird die Einheit 31 duiw'i die Spannung zur Steuerung der Basis des zugehörigen Schalttransistors 16 gesteuert. Zwischen diesem Basisanschluß und der mit dem Kollektor des zugehörigen Umkehrtransistors 35 verbundenen Eingangsklemme 19 der Einheit 31 ist jedoch eine Trenndiode 46 eingeschaltet, damit die Einheit 31 nicht durch das Leitendwerden des Umkehrtransistors 38 der Einheit 41 am Anfang jedes Positionsimpulses V_x angesteuert werden kann.

Fig. 9 veranschaulicht die Wirkungsweise dieses Ausführungsbeispiels. Die drei oberen Zellen entsprechen etwa denjenigen der Fig. 6, falls man dort nur die ausgezogenen Impulse K₁, V₁₀, und K_A berücksichtigt. Die vierte und fünfte Zelle entsprechen der zweiten und drltten Zeile der Flg. 4 und die unterste Zelle zeigt die mit Abzugsimpulsen K_A einer Dauer At angeschnittenen und mit Zusatzimpulsen K₂ einer Dauer At' verlängerten Erregungsimpulse V₁₆.

Selbstverständlich Und wie angedeutet können die Verzögefungsglleder beider Einheiten 31 und 41 voneinander verschiedene Zeltkonstanten besitzen Und können diese Zeltkonstanten unter Einwirkung verschiedener Größen geändert werden. Zum Beispiel kann die Regelspannung V₀ die Einheit 31 vom Drehmoment des Motors, z. B. vom Motorstrom, abgeleitet werden. Dabei können die ZusatMüipulse V_z bei zunehmender Amplitude der Erre^ gungsstromlmpulse verlängert werden, so daß das maximale Antrlebsdrehmoment des Motors erhöht wird, oder sie können verkürzt werden, so daß eine Strombegrenzung eintritt.

In der vierten In Flg. 10 teilweise dargestellten Ausführungsform enthält die Schaltungsanordnung für jeden Wicklungstell oder für jede Gruppe von Wicklungstellen eine Einheit 41 wie die der Figuren 5 und 7 und eine Einheit 31 wie die der Figuren 3 und 7, mit einem als einstellbaren Widerstand dienenden Transistor 40', jedoch ohne Differenzierungsneizwerk. Die Eingangskieriirne 20 der Einheit 31 1st unmittelbar mit der Klemme 20' der Einheit 41 verbunden, der Umkehrtransistor 35 nach den Flg. 5 und 7 ist überflüssig, well die Steuerimpulse V₁₆ für die Basis des zugehörigen Schalttransistors 16 durch Zusatzimpulse V_z unter Abzug von Abzugsimpulsen V_K gebildet werden, so daß der entsprechende Basisanschluß nur mit dem Kollektor des Umkehrtransistors der Einheit 41 (über die Diode 30') und mit dem zweiten Transistor der Kippschaltung der Einheit 31 (über die Diode 30) verbunden Ist.

Wie in Flg. 11 veranschaulicht, beginnen sowohl die Abzugsimpulse V _A wie auch die Zusatzimpulse V₁ mit der Vorderflanke der Positionsimpulse V_x. Die Zusatzimpulse V_z von der Dauer At sind jedoch länger als die Abzugsimpulse V_K mit der Dauer At', und der vordere Teil jedes Zusatzimpulses wird unterdrückt durch den entsprechenden Abzugsimpuls, so daß nur der Steuerimpuls ^₆, gebildet durch den Zusatzimpuls unter Abzug des Abzugsimpulses, der Basis des Transistors 16 zugeleitet wird.

Wie gestrichelt angedeutet, kann man auch die Einheit 31 durch ddle Einheit 41 ansteuern lassen. Hierzu braucht man ein zweites, mit dem Kollektor des zweiten Transistors der Kippschaltung der Einheit 41 verbundenes Differenzierungsnetzwerk 17', 18'. Die Klemme 20 der Einheit 31 wird dann nicht mehr mit dem entsprechenden Punkt der Einheit 41, sondern mit dem Ausgangspunkt 20_z dieses zweiten Netzwerkes verbunden. Die Zusatzimpulse beginnen dann nicht mehr mit der Vorderflanke der Positionsimpulse V_v, sondern, wie auf der vierten Zeile von Fig. 10 gestrichelt und mit At_z angedeutet, mit der Hinterflanke der noch nicht umgekehrten Abzugsimpulse V_A. Der Umkehrtransistor 38, sein Kollektorwiderstand 39 und die Trenndioden 30 und 30' sind dann überflüssig, da die Steuerimpulse V₁₆ durch die Zusatzimpulse V_z gebildet werden. Ein anderer Vorteil 1st, daß es nunmehr nicht notwendig ist, dafür zu sorgen, daß die Zeltkonstante At der Einheit 31 im Betrieb Immer größer bleibt als diejenige At' der Einheit 41.

Abbildung 12 zeigt ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels mit einer Steuervorrichtung für einen 4phasigen Motor.

Elfi Hochfrequenzgenerator/1 liefert seine Spannung an die bewickelten Ringkerne In B, Welche Spannung hierdurch periodisch durchgelassen und In den Blöcken C zu Positionsimpulsen gleichgerichtet und den Gattern F zugeführt wird. Diese Positionsimpulse werden außerdem In den Blöcken D differenziert. Ihre Vorderflanken lösen In Verzögerungsgliedern E Verzögerungsimpulse mit Verzögerungszelten At, aus. Diese Verzögerungsimpulse werden ebenfalls den Gattern F zugeführt.

Hler Ist zur Verzögerung des Positionssignals e als Referenzpunkt für die Auslösung des Verzögerungssignals c der Anfangspunkt des Signals α gewählt. Würde man die Hinterflanke des Signals a als Referenzpunkt verwenden, so wäre eine zusätzliche Umkehrstufe H erforderlich, die in dem gestrichelt eingezeichneten Zweig angedeutet 1st, welcher in diesem Falle an die Stelle des oben eingezeichneten Zweiges treten würden. Der Referenzwinkel kann also beliebig gewählt werden.

L/IG /\U3WfihUlig UIC3C1 ινιαί.

diagramm In Abbildung 13 ersichtlich. Betrachtet man diese Impulsbilder, so sind die Impulse a, e und b in Ihrer Länge und Phasenlage konstant. Dagegen Ist die Länge des Pulses c der Drehzahl proportional. Offenbar hat nun der Impuls c nur dann einen Einfluß auf den Steuerlmpuls/, wenn c und e einander überlappen. Bei niedrigeren Drehzahlen wird also der Impuls e unverzögert durchgelassen. Hierdurch ergibt sich die Möglichkeit, den Motor mit unvermindert hohem Drehmoment anlaufen zu lassen und erst von einer bestimmten, frei wählbaren Drehzahl an das Drehmoment-Drehzahl-Verhalten zu stabilisieren. Dabei können die Verzögerungszelten At dann sehr groß gewählt werden.

in Abbildung 14 Ist ein Schaltbild angegeben, das es ermöglicht, einen von einem Ringkernkanal gelieferten Positionsimpuls α In mehrere Telllmpulse zu zerlegen, die um bestimmte Winkel gegeneinander verschoben und in Ihrer Länge drehzahlabhängig sind. In dem dargestellten Beispiel sind dazu die differenzierten Ausgangssignale von acht Ringkernkanälen auf direkte Eingänge

und zusätzlich von vier dieser Ringkernkanäle auf Invertierende Eingänge eines Oder-Gatters H gegeben, so daß an dessen Ausgang zwölf äquidlstante Impulse pro Periode erscheinen, die jeweils ein Verzögerungsglied E auslösen. Vier der Ringkernsignale werden wie üblich den Und-Gattern F zugeleitet und dort mit dem Signal c der Verzögerungsleitung verknüpft. Das Ergebnis ist der Steuerimpuls /, der, wie aus dem Impulsdiagramm In Fig. 15 ersichtlich, aus vier drehzahlabhängigen Einzelimpulsen besteht.

so Der Vorteil dieser Steuermöglichkeit Hegt vor allem da'ln, daß einer bestimmten Änderung des Gesamtstromflußwlnkels eine relativ kleinere Änderung der Phasenverschiebung φ entspricht. Außerdem ergeben sich aber auch Vorteile, insbesondere bei höheren Drehzahlen, hinsichtlich der Drehmomentschwankungen.

Obwohl In den beschriebenen Ausführungsbeispielen als Positionsindikatoren Induktive Bauelemente verwendet sind, wird es einleuchten, daß alle Arten von Positlonsindlkatoren geeignet sind, wie zum Beispiel HaIl-Elemente und kapazitive Positions-Bauelemente.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors mit einer aus einem oder mehreren Teilen bestehenden Wicklung und mit einem elektronischen Kommutator, der für jedes einzelne Wicklungsteil ein steuerbares Transistor-Schaltelement enthält, das entsprechend der Dauer eines Steuerimpulses leitet und die Stromimpulse durch die Wicklungstelle entsprechend festlegt, und mit einer Steuervorrichtung, die mindestens einen Positionsindikator enthält, aus dem Positionsimpulse entnommen werden, die bestimmten Winkelstellungen des Läufers eindeutig zugeordnet sind, und die Steuerimpulse für die Transistor-Schaltelemente des Kommutators festlegen, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Transistor-Schaltelement (16) ein durch den zugehörigen Positionsimpuls (K₁, K₂, K₃, K₄; a. e) gesteuertes .Zeltglied (31, 32, 33, 34; 41, 51; E) mit fester oder variabler Zeitkonstante zur Erzeugung von Impulsen (Verzögerungsimpulse K_A, c oder Zusatzimpulse V₁) mit einer vorbestimmten Dauer aufweist, und daß ein Netzwerk (30; 30'; 30"; F) zur jeweiligen Verknüpfung dieser Impulse (T_A, c, V₁) mit den Positionsimpulsen (V₁,... K₄; a. e) vorgesehen Ist und die Steuerimpulse (K₁₆, J) aus dieser Verknüpfung resultieren.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine Schal tu ngs- Vorrichtung (45) 'um Kurzschluß der betreffenden Wicklungstelle während wenigstens eines Teiles jedes Impulses (V _A, c, V₁) vorgesehen Ist, der ein den Beginn des Steuerimpulses (V,_f) hinausschiebender Verzögerungsimpuls (VJ Ist (Fl^. 5).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß für mindestens zwei Transistor-Schaltelemente (16) die zugeordneten Zeitglieder (31, ... 34; 41, 51; E) gemeinsam sind, von welchem gemeinsamen Zeltglied (41) die Impulse (K_A, c, V₁) mit jeweils einem Positionsimpuls (V₁ ... K₄; a, e) in dem jeweils zugehörigen Netzwerk (30', 30'") verknüpft werden (Flg. 5).

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Zeltglied (31, ... 34; 41, 51; E) durch eine monostabile Kippschaltung (22, 23) gebildet Ist (Flg. 3, 5, 8. 10).

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4. dadurch gekennzeichnet, daß jedem Wicklungstell (1-4) zwei Zeltglieder (31, ... 34; 41, 51: ' ) zugeordnet sind, wovon eines (41; E) zur Verzögerung der Vorderflanke und das andere (31; 51) zur Verzögerung der Rückflanke des Positionsimpulses (V₁ ... K₄; a, e) herangezogen wird (Flg. 8. 10).