DE3725323A1

DE3725323A1 - Volldifferential-, cmos-operations-leistungsverstaerker

Info

Publication number: DE3725323A1
Application number: DE19873725323
Authority: DE
Inventors: Daniel Prof Senderowicz; Germano Nicollini
Original assignee: SGS Microelettronica SpA
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1986-08-08
Filing date: 1987-07-30
Publication date: 1988-02-11
Anticipated expiration: 2007-07-31
Also published as: US4794349A; GB2194697A; GB8717421D0; GB2194697B; FR2606954B1; FR2606954A1; IT8683636A0; JPS6352506A; DE3725323C2; IT1201839B

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft CMOS-Operations-Leistungs verstärker mit hoher Güte. Im allgemeinen betrifft die vorliegende Erfindung monolithisch integrierte Halbleiter- Verstärker und insbesondere Verstärker, die in komplementä ren MOS (kurz CMOS) -Vorrichtungen integriert sind; d. h. in monolithischen Vorrichtungen, die auf einem einzelnen Chip aus Halbleitermaterial hergestellt werden, typischerweise Silizium, und in denen die aktiven Schaltkreis-Elemente (Transistoren etc.) im allgemeinen vom einpoligen, n-Kanal- und p-Kanal-Typ mit Oberflächen-Feldeffekt sind. Trotzdem ist es möglich, auf demselben Chip oder halbleitenden Substrat ebenso bipolare aktive Elemente vom Übergangs-Typ zu bilden, um besondere Schaltkreis-Anforderungen zu erfül len. Darüber hinaus ist die Erfindung besonders nützlich bei der Schaffung von analogen Untereinheiten in integrierten Schaltkreisen digitalen Typs, d. h. für die Implementierung von analogen Funktionen in integrierten Vorrichtungen digitaler Art.

In letzter Zeit hat sich das Problem gestellt, analoge und digitale Untereinheiten in demselben monolithisch integrier ten Schaltkreis unter Verwendung derselben Herstellungstech nologie zu implementieren. Aus diesem Grund nimmt die Implementierung von analogen Funktionen in der sog. MOS- Technologie (Metall-Oxide-Semiconductor) an Bedeutung immer mehr zu und insbesondere die Entwicklung von Operati onsverstärkern, die mit Oberflächenfeldeffekt-aktiven Elementen hergestellt werden, steigt rasch an.

Der Operationsverstärker ist in der Tat das Schlüsselele ment, ein wirklicher Baustein, in der Mehrzahl der analogen Systeme und seine Eigenschaft bestimmt die Eigenschaften des gesamten Systems entscheidend.

Im allgemeinen sind die Operationsverstärker innerhalb eines analog-digitalen Systems von sehr einfacher Art, weil sie eine Last treiben müssen, die während der Auslegung sehr gut definiert ist, und die sehr oft rein kapazitiv bei Werten von wenigen Picofarad liegt, und daher werden solche "inter nen" Operationsverstärker in ihren Eigenschaften sehr leicht gerade für diese besondere Funktion optimiert. Auf der anderen Seite müssen solche Systeme notwendigerweise Infor mationen mit der Welt außerhalb des integrierten Schaltkrei ses austauschen, und daher brauchen sie eine Art von Schnitt stelle, die einen ordnungsgemäßen Betrieb unter verschiede nen Belastungszuständen (außerhalb des integrierten Schalt kreises) gewährleistet. Die externe Last erreicht leicht einige hundert Picofarad und/oder geht hinunter bis zu einem Minimum von ungefähr 1 Kohm.

Zum Ausgeben von Signalen analogen Typs aus dem IC wird sehr oft ein Operations-Leistungsverstärker verwendet.

Das Wort "Leistung" wird darin benützt, um zu kennzeichnen, daß der Operationsverstärker zum Treiben von differenzierten und schweren Lasten im Vergleich zu denen in der Lage ist, die normalerweise innerhalb des integrierten Schaltkreises selbst getrieben werden.

Eine Vielzahl von unabhängigen und verschiedentlich einsetz baren integrierten Operationsverstärkern sind auf der anderen Seite verfügbar und für viele verschiedene Anwendun gen verwendbar, wenn die Hinweise und Empfehlungen in den diesbezüglichen Datenblättern dieser Geräte genau beachtet werden. Diese integrierten, vielfältig einsetzbaren Operati onsverstärker zeigen im allgemeinen eine ausgezeichnete Güte, wenn keine Eingangsstrom-Pegel vorliegen, die sehr hoch sind und mit den Basiströmen der bipolaren Transisto ren zusammenfallen, die gewöhnlich in der Eingangsstufe des Verstärkers verwendet werden. Wenn man bedenkt, daß in vielen Anwendungen, insbesondere in denen, die eine hohe Präzision erfordern, extrem geringe Eingangs- oder (genauer gesagt) Vorspannungs-Ströme erforderlich sind, haben aus diesem Grunde die meisten IC-Produzenten gemischte Technolo gien entwickelt, um auf demselben Silizium-Chip Feldeffekt- Transistoren (JET-Typ) zusammen mit Übergangstransistoren (BJT) vom Bipolartyp zu integrieren, wodurch sich notwendiger weise die Komplexität des Herstellungsprozesses ebenso wie die Anzahl der Masken erhöht, die zur Herstellung der integrierten Vorrichtung nötig sind.

Weiterhin hat aus Gründen unterschiedlicher Natur im Hin blick auf Probleme, die eng mit den sog. Ausgangspuffern von komplexen integrierten Systemen zusammenhängen, die Entwick lung neuer Typen von Operationsverstärkern unter ausschließ licher Verwendung von Transistoren des MOS-Typs einen großen Aufschwung erfahren. MOS-Transistoren, d. h. Oberflächenfeld- Effekt-Transistoren, haben den großen Vorteil der tatsäch lich vernachlässigbaren Eingangsströme.

Es wird bestätigt, daß seitens der Benutzer ein großer Bedarf nach Operations-Leistungsverstärkern besteht, die hohe Güte- und Präzisionseigenschaften besitzen, und gänz lich mit CMOS-Technologie hergestellt werden, und zwar für die allgemeinsten Anwendungsfelder, d. h. sowohl als Schnitt stellen-Operations-Leistungsverstärker (Ausgangspuffer) in analog-digitalen integrierten Systemen als auch als vielfäl tig verwendbare, integrierte Operationsverstärker.

Typischerweise zeigt das Blockdiagramm eines Operations-Lei stungsverstärkers eine differentielle Eingangsstufe, eine Verstärkungsstufe und eine Ausgangsstufe. Die dynamischen Eigenschaften (Einschwingverhalten, Bandbreite, Einstell zeit) werden ausschließlich bestimmt durch die ersten beiden Stufen. Daher muß die Ausgangsstufe eine große Bandbreite besitzen und darf keine deutliche Phasenverschiebung bei der Offenkreis-Abschneidefrequenz einführen, die durch die beiden ersten Stufen bestimmt ist, um die dynamische Güte des Gesamt-Operationsverstärkers nicht zu verschlechtern.

Andere Anforderungen an die Ausgangsstufe sind eine geringe Ausgangsimpedanz (viel kleiner als die der Last), eine große maximale Schwingungsbreite des Ausgangssignals, d. h. einen hohen Spitzenwert der Ausgangsspannung, bevor die Begrenzung (clipping) einsetzt, und die Fähigkeit, einen hohen Strom an die Last bei einer relativ geringen gesamten Klirrverzerrung abzugeben, d. h. bei hoher Linearität.

Es existiert eine umfangreiche Literatur über die Herstel lung sowohl der ersten beiden Stufen als auch der Ausgangs stufe des Operationsverstärkers unter ausschließlicher Verwendung von MOS-Vorrichtungen, beispielsweise "MOS Operational Amplifier Design - A Tutorial Overview", IEEE Solid State Circuits, Vol. SC-17, No. 6, Dezember 1982; ebenso auch die Datenbücher der IC-Hersteller.

Alle CMOS-Operations-Leistungsverstärker, die in der Litera tur beschrieben sind, sind unsymmetrisch (single-ended).

Häufig ist die verwendete Ausgangsstufe der Source-Folger, d. h. eine Stufe, die aus zwei p-Kanal oder n-Kanal MOS-Tran sistoren in gemeinsamer Drain-Konfiguration gebildet wird, die eine Spannungsverstärkung liefert, welche geringer als 1 ist und eine große Stromverstärkung.

Eine Ausgangsstufe dieses Typs ist gekennzeichnet durch ein äußerst breites Band und führt eine vernachlässigbare Phasenverschiebung an der Offenkreis-Abschneidefrequenz ein.

Andererseits bringt sie einige wichtige Nachteile mit sich, nämlich:

a) Die Spannungs-Schwingungsbreite auf der Last, positiv im Falle einer Source-Folger-Stufe, die mit n-Kanal-Vor richtungen gebildet ist, oder negativ im Falle einer Source-Folger-Stufe, die mit p-Kanal-Vorrichtungen gebildet ist, ist durch eine Summe der intrinsischen Eigenschaften der beiden integrierten MOS-Transistoren beschränkt, d. h. durch den Wert ihrer Zwischenschaltung (cut-in)-Schwellenspannung, durch den Volumeneffekt und durch das Übersteuern;
b) eine beschränkte Fähigkeit zur Aufnahme von Strom von dem diesbezüglichen Stromgenerator.

Bei dem Ziel, den ersten Nachteil zu verhindern, ist vorge schlagen worden, eine Emitter-Folger-Ausgangsstufe unter Verwendung eines Bipolar-Transistors vom Übergangstyp anstel le des MOS-Transistors zu benutzen, d. h. eine absichtliche Bildung eines bipolaren Transistors vom Übergangstyp auf dem CMOS-Chip, der eine bereits gesicherte Technik darstellt und keine weiteren Masken zusätzlich zu den normalerweise im CMOS-Prozeß verwendeten erfordert. Jedoch hat auch diese Lösung einige Nachteile, nämlich:

i) Eine fortwährend begrenzte Fähigkeit, Strom von dem Stromgenerator aufzunehmen;
ii) Das Risiko, die Verstärkung der vorhergehenden Stufen (Operationsverstärker) zu verschlechtern, wenn die Verstärkung des bipolaren Transistors nicht sehr hoch ist, weil die Impedanz von der Basis eines solchen bipolaren Transistors aus gesehen gleich etwa dem Produkt aus seinem β und dem Widerstand der externen Last ist, und die Möglichkeit, Stabilitätsprobleme aufgrund der geringen und kaum steuerbaren Abschneidefrequenz eines solchen integrierten bipolaren Transistors zu erhalten;
iii) Die Möglichkeit eines parasitären SCR (latch-up), das durch den Kollektorstrom hervorgerufen wird, der durch das Substrat des integrierten Schaltkreises fließt.

Eine weitere umfänglich verwendete Lösung ist die Class-AB- Ausgangsstufe. Die Eigenschaften dieser Ausgangsstufe sind in der Praxis denen der einfachen Source-Folger-Stufe sehr ähnlich, obwohl sie die Begrenzungen in der Fähigkeit der Strom-Aufnahme oder -Abgabe jeweils von oder an die Last nicht zeigen. Nichtsdestoweniger hat diese Ausgangsstufe die Nachteile einer Ausgangsimpedanz, die im Vergleich mit der Last relativ hoch ist, und den Nachteil einer maximalen Schwingungsbreite des Ausgangssignals, die hinsichtlich beider Versorgungsschienen begrenzt ist.

Ein Operations-Leistungsverstärker, der gänzlich in CMOS- Technologie gefertigt ist, und der keine der oben genannten Nachteile zeigt, ist beschrieben in "Large Swing CMOS Power Amplifier", IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC- 18, No. 6, Dezember 1985. Solch ein Verstärker hat jedoch eine ziemlich geringe Bandbreite (ungefähr 500 KHz) und eine ziemlich lange Einstellzeit (ca. 5 microsec). Darüber hinaus ist auch in diesem Fall der Verstärker ein Verstärker mit unsymmetrischem Ausgang.

In besonderen Anwendungen, am Ausgang von integrierten analogen Untereinheiten ebenso wie in vielfältig einsetzba ren Operations-Leistungsverstärkern, ist das Treiben einer bestimmten Last in ausgeglichener Weise nötig. In diesen Fällen besteht die verwendete Lösung im allgemeinen darin, das Signal direkt auf den Eingang eines unsymmetrischen (single-ended) Operationsverstärkers zu geben, beispielswei se einen der oben genannten bekannten Typen, und dasselbe Signal invertiert (negiert) auf den Eingang eines anderen unsymmetrischen Operationsverstärkers zu geben, der mit dem ersten identisch ist. Zur Invertierung des Signals, d. h. zur Gewinnung des Negativen daraus, ist es notwendig, einen weiteren Operationsverstärker zu verwenden, der theoretisch ideal sein muß, soweit als er irgendwelche anderen Eigen schaften der Eingangssignale nicht modifizieren darf (z. B. darf er keine deutliche Amplituden- oder Phasenverzerrung der Spektrumskomponenten des Eingangssignals einführen). Ein Blockdiagramm eines solchen Systems ist in Fig. 1 gezeigt.

Eine solche Lösung ist nicht frei von Nachteilen, die im wesentlichen der Asymmetrie des Schaltkreises zuzuschreiben sind.

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen CMOS-Operations-Leistungsverstärker zu schaffen, der frei von den oben genannten Nachteilen ist, die CMOS-Operations- Verstärker im Stand der Technik zeigen.

Die vorliegende Erfindung liefert einen Volldifferential- Operations-Leistungsverstärker, der gänzlich in CMOS-Techno logie gefertigt ist und der schematisch wie in Fig. 2 gezeigt dargestellt werden kann.

Der CMOS-Operations-Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung ist im Gegensatz zu den bekannten CMOS-Verstärkern volldifferential und weist eine differentielle Eingangsstu fe, zwei parallele Verstärkungsstufen, zwei parallele Ausgangsstufen und einen Steuerkreis des Ausgangs-Gleich taktes (output common mode) auf; jede der beiden Ausgangs stufen kann eine individuelle Rückkopplung haben und darf lokal kompensiert sein, um eine ausreichende Stabilität, die durch die Einführung der Rückkopplung beeinträchtigt sein könnte, wiederherzustellen. Ein solcher Ausgangs-Gleichtakt- Steuerkreis kann kontinuierlich betrieben werden oder abwechselnd in Abtastung unter Verwendung eines geeigneten Taktgenerators.

Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist der Verstärker eine Einrichtung zur Stabili sierung des Ruhestroms (quiescent), d. h. des Stroms, der von der Ausgangsstufe in Abwesenheit eines Signals an den Eingängen des Operationsverstärkers aufgenommen wird, durch einen besonderen Steuerkreis, der die Stabilisierung des Ruhestroms auch bei Anwesenheit von deutlichen intrinsischen Ungleichgewichten oder aufgrund anderer zufälliger Ursachen gestattet. Jede der beiden Ausgangsstufen weist wenigstens zwei Ausgangstransistoren auf, die mittels zweier Rückkopp lungskondensatoren kompensiert sind.

Der Operationsverstärker der Erfindung ist völlig symme trisch und zeigt deutliche Vorteile im Vergleich mit herkömm lichen Verstärkern, nämlich:

- Verbesserung der maximalen Spannungsschwingbreite des Ausgangssignals (die maximale Schwingungsbreite ist praktisch verdoppelt);
- Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses (s/n): Dieses ist eine direkte Folge des vorangegangenen Merkmals, denn während die maximale Schwingungsbreite des Ausgangssignals um 6 dB verbessert ist, ist das Rauschen nur um 3 dB erhöht;
- Verbesserung der Klirrverzerrung: Dieser Vorteil ist direkt der Symmetrie des Schaltkreises zuzuschreiben, weil die Verzerrungen gerader Ordnung (insbesondere die zweiten harmonischen Komponenten, die im allgemeinen für die gesamte Klirrverzerrung verantwortlich sind) in vorteilhafter Weise ausgeschaltet sind;
- Verbesserung des Unterdrückungsverhältnisses (rejection ratio) auf der Versorgung (PSRR): Der Vorteil leitet sich ebenfalls von der Symmetrie der integrierten Verstärkerstruktur ab; in der Tat sind die beiden Versorgungsspannungsschienen im gleichen Maße mit den beiden Ausgangsanschlüssen wegen der gleichen "gesehe nen" Strecke gekoppelt; daher ergibt sich die "Diffe renz" zwischen den beiden Kopplungen (was negativ die differentielle Ausgangsspannung beeinflußt) theoretisch zu Null;
- Verbesserung der Unterdrückung (rejection) im Hinblick auf die Kopplungen mit anderen Signalen (z. B. mit Taktsignalen): Diese Verbesserung leitet sich auch von der Symmetrie des Schaltkreises ab;
- Verbesserung der Eingangs-Gleichtakt-Unterdrückung (CMRR): Diese Eigenschaft wird ebenfalls durch die Symmetrie des Verstärkerschaltkreises verbessert.

Für rein erläuternde und nicht beschränkende Zwecke setzt sich die Beschreibung der Erfindung mit Bezug auf die Zeichnung fort, in der einige besonders bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gezeigt sind. In dieser zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines typischen Schaltkreises im Stand der Technik, um aus einem Eingangssignal zwei Ausgangssignale zu erhalten von ebensovielen Operationsverstärkern, wobei der eine die Negation des anderen darstellt;

Fig. 2 ein schematisches Diagramm des Volldifferential-, CMOS-Operations-Leistungs verstärkers der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 ein Blockdiagramm der Stufen, die einen Verstärker bilden, der gemäß der vorliegenden Erfindung gefertigt ist;

Fig. 4 ein Schaltdiagramm der Eingangsstufe des Verstärkers der Fig. 3;

Fig. 5 ein Schaltdiagramm der beiden Verstärkungsstufen des Operationsverstärkers der Fig. 3;

Fig. 6 ein Schaltdiagramm der beiden Ausgangsstufen des Operationsverstärkers der Fig. 3;

Fig. 7 ein Schaltdiagramm des Ausgangsstufen-Ruhestrom-Steuerkreises des Opera tionsverstärkers der Fig. 3;

Fig. 8 ein Schaltdiagramm des Ausgangsgleichtakt-Steuerkreises des Operations verstärkers der Fig. 3.

Ein grundlegendes Blockdiagramm einer bevorzugten Ausfüh rungsform des Volldifferential-Operationsverstärkers der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 3 gezeigt.

In einer voll-differentialen Struktur kann im wesentlichen nur die Differenz der Ausgangs-Potentiale (V _OUT = V _OUT+ - V _OUT-) durch die Differenz der Eingangspoten tiale (V _IN) gesteuert werden, während es unmöglich ist, den Durchschnittswert der Ausgangs-Potentiale zu steuern; d. h.: (V _OUT+ + V _OUT-) ÷ 2, auch genannt der "Ausgang-Gleichtakt" (output common mode).

Um die maximal mögliche Schwingungsbreite der Ausgangssignale (die maximale Dynamik) ohne Begrenzungsprobleme zu erreichen, ist es bevorzugt, einen Ausgangs-Gleichtakt zu haben, der dem Durchschnittswert der Versorgungen eng anliegt. Um dies zu erreichen, ist der Operationsverstärker der Erfindung mit einem bestimmten Schaltkreis ausgestattet, der den Ausgangs- Gleichtakt eng an den Durchschnittswert der beiden Versor gungsspannungen zwingt, ohne dagegen mit dem Differen tialsignal in irgendeiner Weise zu interferieren: V _OUT = V _OUT+ - V _OUT- und umgekehrt. Die Eingangs-Differential stufe des Verstärkers ist daher mit zwei Hilfseingängen ausgestattet, um den Ausgangs-Gleichtakt zu steuern.

Die beiden Verstärkungsstufen (I und II) sind genau iden tisch, ebenso wie die beiden Ausgangsstufen (I und II) des Operationsverstärkers. Jede der beiden Ausgangsstufen kann daher mit einem Rückkopplungs-Netzwerk ausgestattet werden, um die maximale Schwingungsbreite und Linearitätseigenschaf ten des Ausgangssignals zu verstärken. Die Ausgangsstufen sind beide lokal kompensiert, um in ausreichendem Maße die Stabilitätseigenschaften wiederherzustellen, die durch die Einführung der Rückkopplung unterdrückt sind. Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform des Verstärkers ist der Ruhestrom, d. h. der Strom, der von den Ausgangsstufen in Abwesenheit eines Signals an den Eingängen des Operations verstärkers aufgenommen wird, mittels eines besonderen Steuerkreises stabilisiert, der es erlaubt, den Ruhestrom auch in Gegenwart von deutlichen intrinsischen Ungleich gewichten oder von Ungleichgewichten aufgrund anderer zufälliger Ursachen zu stabilisieren, womit der Leistungs verlust überprüft und grundsätzlich vermindert wird.

Beschreibung der einzelnen Blöcke in Ruhe (V _IN = 0 V)

Eine Ausführungsform der Eingangsstufe ist in dem Schaltdia gramm der Fig. 4 gezeigt. Die Schaltung weist die Konstant strom-Generatoren M 1 (4I ₀) und M 8, M 9, M 10 und M 11 (2I ₀) auf.

Bei Ruhe-Bedingungen, d. h. wenn die Eingangsspannung V _IN null ist, verteilt sich der Strom 4I ₀, der durch M 1 erzeugt ist, gleichermaßen zwischen M 2 und M 3, welche die Transisto ren sind, deren Steuerelektroden (Gates) die Hilfseingänge für die Steuerung des Ausgangs-Gleichtaktes darstellen.

Danach verteilt sich der Strom, der durch den Transistor M 2 gelangt, gleichermaßen zwischen den Transistoren M 4 und M 5.

Danach verteilt sich der Strom, der durch den Transistor M 3 gelangt, gleichermaßen zwischen den beiden Transistoren M 6 und M 7.

Die Transistoren M 4 und M 5 haben ihren jeweiligen Steuerelek troden (Gates) gemeinsam verbunden und stellen den positiven Eingangsanschluß des Verstärkers dar. Die Transistoren M 5 und M 6 haben ebenso ihre jeweiligen Steuerelektroden gemein sam verbunden, und solch ein Knoten stellt den negativen Eingangsanschluß des Verstärkers dar.

Die Differenzen zwischen den diesbezüglichen Ruheströmen der Transistoren M 8, M 9, M 10 und M 11 und jeweils der Transisto ren M 4, M 5, M 6 und M 7, angezeigt mit I ₀, fließt in die folgenden Stufen, und zwar bei (1), (2), (3) und (4), d. h. in die beiden Verstärkungsstufen des Verstärkers, wie in Fig. 4 gezeigt.

Die Vorspannungs-Spannungen V _BIAS ₁, V _BIAS ₂ und V _BIAS ₄ sind voreingestellte Konstantspannungen, so wie die beiden Versorgungsspannungen V _DD und V _SS konstant sind.

In Fig. 5 ist das Schaltdiagramm einer bevorzugten Ausfüh rungsform der beiden Verstärkungsstufen des Operationsver stärkers der Erfindung gezeigt.

Die Verstärkungsstufe I ist gebildet durch Transistoren M 26 und M 28, welche den Ruhestrom I ₀ von (1) empfangen; durch Transistoren M 12 und M 14, die den Ruhestrom I ₀ von (3) empfangen; durch Transistor M 16, der als Stromspiegel für die Transistoren M 30, M 32 und M 19 betrieben wird; durch Transistoren M 34 und M 20, die die Vorspannungs-Ströme von den Transistoren M 32 und M 18 jeweils empfangen; und durch Transistor M 22, der als ein Stromspiegel für Transistor M 24 betrieben wird.

Der Drainstrom des Transistors M 30, angezeigt mit (5) und der Drainstrom des Transistors M 28, angezeigt mit (8), fließen in die folgende Ausgangsstufe I. Die beiden Konden satoren C _FF ₂ und C _FF ₄ dienen zur Verbesserung der Hochfre quenz-Eigenschaften der Verstärkungsstufe I.

Die Verstärkungsstufe II ist in ähnlicher Weise durch Transistoren M 27 und M 28 gebildet, die den Ruhestrom I ₀ von (2) empfangen; durch Transistoren M 13 und M 14, welche den Strom I ₀ von (4) empfangen; durch Transistor M 17, der als ein Stromspiegel für die Transistoren M 31, M 33 und M 18 betrieben wird; durch Transistoren M 35 und M 21, die die Ströme von den Transistoren M 33 und M 19 jeweils empfangen; und durch Transistor M 23, der als ein Stromspiegel für Transistor M 25 betrieben wird. Der Drainstrom des Transi stors M 31, angezeigt mit (6), und der Drainstrom des Transi stors M 25, angezeigt mit (7), fließen in die folgende Ausgangsstufe II. Die Kondensatoren C _FF ₁ und C _FF ₃ dienen zur Verbesserung der Hochfrequenz-Eigenschaften dieser Verstär kungsstufe II. Die Spannung V _BIAS ₃ ist eine voreingestellte Konstantspannung.

Eine bevorzugte Ausführungsform der beiden Ausgangsstufen I und II des Operationsverstärkers der Erfindung ist in dem Schaltdiagramm der Fig. 6 gezeigt.

Die Ausgangsstufe I wird durch Transistor M 36 gebildet, dessen Steuerelektrode (Gate) das Signal empfängt, das von dem Drainknoten (5) des Transistors M 30 der vorhergehenden Verstärkungsstufe und von dem Transistor M 38 kommt, dessen Steuerelektrode das Signal empfängt, welches von dem Drain knoten (8) des Transistors M 24 der vorhergehenden Verstär kungsstufe kommt.

Die Abmessungen dieser beiden Transistoren M 36 und M 38 sind so beschaffen, einen Ruhestrom kI ₀ kreisen zu lassen, wobei k geeignet in Verbindung mit den Werten der Kondensatoren CC 2 und CC 4 eingestellt wird, welche die Kompensationskon densatoren darstellen, um in einem ausreichenden Maße die Stabilitätseigenschaften der Strecken V _IN . . . V _OUT+ wieder herzustellen, wenn dem Operationsverstärker ein Rückkopplungs- Netzwerk hinzugefügt wird (welches in den Schaltdiagrammen der Figuren nicht gezeigt ist), um die gewünschte Funktion des Verstärkers für die besondere Anwendung zu bestimmen.

Der gemeinsame Drain der Transistoren M 36 und M 38 stellt den V _OUT+-Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers dar.

Die Ausgangsstufe II, ähnlich der Ausgangsstufe I, wird durch Transistor M 37 gebildet, dessen Steuerelektrode das Signal von dem Drainknoten (6) des Transistors M 31 der vorhergehenden Verstärkungsstufe empfängt und durch Transi stor M 39, dessen Steuerelektrode das Signal empfängt, das von dem Senkenknoten (7) des Transistors M 25 der vorherge henden Verstärkungsstufe kommt. Die Abmessungen dieser beiden Transistoren M 37 und M 39 werden ähnlich zu denen der Transistoren M 36 und M 38 ausgelegt, ebenso wie die Werte der Kompensationskondensatoren CC 1 und CC 3, um die Stabilität der Strecke V _IN . . . V _OUT- zu gewährleisten, wenn der Opera tionsverstärker in geeigneter Weise mit einem Rückkopplungs- Netzwerk ausgestattet wird.

Der gemeinsame Drain der Transistoren M 37 und M 39 stellt den V _OUT-Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers dar.

In beiden Ausgangsstufen I und II können unter besonderen Umständen Differenzen im Pegel des Ruhestroms im Vergleich mit dem gewählten voreingestellten Wert kI ₀ auftreten, der ihm bei der Auslegung des Verstärkers zugeordnet ist.

Beispielsweise können an den Ausgängen der Verstärkungsstu fen, d. h. an den Eingängen der Ausgangsstufen Ungleichgewicht- Zustände in den beiden Paaren von identischen Transistoren M 23 und M 25 oder M 22 und M 24 dergestalt auftreten, daß in Abwesenheit eines Signals an den Eingängen des Operations verstärkers die Steuerelektrode eines der Transistoren der Ausgangsstufen sich bei einem geringeren Potential im Vergleich mit dem Potential befindet, das durch die Ausle gung vorgesehen ist, und ein solcher Umstand würde eine starke Erhöhung des Stroms durch einen solchen Transistor der einen oder der anderen der beiden Ausgangsstufen erzeu gen, im Vergleich mit dem voreingestellten Nominalwert kI ₀.

Unter der Annahme, daß dies in dem Fall des Transistors M 38 der Ausgangsstufe I passiert, und daß zur selben Zeit ein ähnliches Ungleichgewicht durch den Transistor M 36 ebenfalls eine ähnliche Erhöhung des Ruhestroms im Vergleich mit dem voreingestellten Wert kI ₀ bestimmt, wird die Ruhe-Ausgangs spannung V _OUT+ auf der Last grundsätzlich unempfindlich gegen die gleichzeitige Erhöhung des Ruhestroms durch die beiden Zweige der Ausgangsstufe I sein, so daß das Rückkopp lungs-Netzwerk (nicht gezeigt) der Strecke I des Operations verstärkers solch eine Erhöhung des Ruhestroms mit der letztlichen Folge einer ungeprüften Erhöhung des Leistungs verlustes unter Ruhebedingungen durch den Operationsverstär ker nicht kompensieren kann.

Natürlich kann ebenso die umgekehrte Situation eintreten, daß nämlich, verursacht durch gleichzeitige Ungleichgewichte, eine Verminderung des Ruhestroms im Vergleich mit dem voreingestellten Wert kI ₀ mit zugehörigen Instabilitäts problemen auftritt.

Um den Ruhestrom in den Ausgangsstufen des Volldifferential- Verstärkers zu stabilisieren und somit für die Stabilität der Ausgangsstufen zu sorgen, weist eine bevorzugte Ausfüh rungsform des Verstärkers der Erfindung einen speziellen Steuerkreis auf, der zur Erfassung von möglichen Ungleich gewichts-Zuständen in Abwesenheit eines Signals an den Eingängen des Verstärkers und zur Wiederherstellung der korrekten Zustände in der Lage ist.

Der Ausgangs-Ruhestrom-Steuerkreis kann, wie im Schaltdia gramm der Fig. 7 gezeigt, verwirklicht sein.

Der gesamte Schaltkreis wird genauer gesagt durch zwei identische Schaltkreise gebildet: Einer, gebildet durch die Transistoren MST 2, MST 4, MST 6, MST 8, MST 10, MST 12 und MST 14 steuert den Ruhestrom in der Ausgangsstufe I, während der andere, gebildet durch die Transistoren MST 1, MST 3, MST 5, MST 7, MST 9, MST 11 und MST 13 den Ruhestrom in der Ausgangs stufe II steuert.

Durch die Dimensionierung MST 8 = MST 10 = 2 × MST 14 (und gleichermaßen MST 7 = MST 9 = 2 × MST 13), wenn das Drainpo tential von M 30 (M 31), welches mit dem Steuerelektroden potential von M 36 (M 37) zusammenfällt und welches für den Strom kI ₀ durch die Ausgangstransistoren verantwortlich ist, gleich dem Drainpotential von M 16 (M 17) ist, dann wird derselbe Strom durch die beiden Zweige von MST 8 (MST 7) und von MST 14 (MST 13) fließen, weil die Serie von MST 8 (MST 7) und von MST 10 (MST 9) äquivalent mit einem Transistor ist, der dieselben Dimensionen wie MST 14 (MST 13) hat. Der Strom von MST 8 (MST 7) wird ganz in M 22 (M 23) durch MST 4 (MST 3) fließen, wobei dessen Ruhestrom erhöht wird und offenbar in M 24 (M 25) gespiegelt wird; dieser zusätzliche Strom fließt in den Zweig von MST 14 (MST 13), ohne durch MST 2 (MST 1) zu gelangen. Auf diese Weise ist das Drainpotential M 24 (M 25) gleich dem Drainpotential von M 22 (M 23), welches ebenso mit dem Steuerelektrodenpotential von M 38 (M 39) zusammenfällt und daher den Strom kI ₀ durch die Ausgangsstufe I (II) bestätigt. Wenn aus irgendeinem Grunde (Schwellen-Ungleich heiten, Größen-Unterschiede etc.) der Drain von M 30 (M 31) beispielsweise größer ist als das Drainpotential von M 16 (M 17), dann wird ein Strom von MST 8 (MST 7) fließen, der größer ist als der Strom von MST 14 (MST 13).

Der MST 8 (MST 7)-Strom wird immer ganz in M 22 (M 23) fließen, immer durch MST 4 (MST 3), und wird in M 24 (M 25) gespiegelt, aber jetzt, weil er gehindert ist, ganz durch den MST 14 (MST 13)-Zweig zu fließen, wird ein Teil in MST 2 (MST 1) fließen und das Drainpotential von M 24 (M 25) im Vergleich mit dem Drainpotential von M 22 (M 23) heben, d. h. das Steuer elektrodenpotential von M 38 (M 39) wird gehoben, womit der Ausgangs-Ruhestrom vermindert wird.

Der Umstand, daß der Drain von M 30 (M 31), der mit der Steuerelektrode von M 36 (M 37) zusammenfällt, auf einem höheren Potential war als der Drain von M 16 (M 17), sollte mit anderen Worten einen Ausgangsstrom verursachen, der viel größer als der Nominalwert kI ₀ ist. Der Steuerkreis gestat tet jedoch gemäß der beschriebenen Betriebsweise, den korrekten Wert kI ₀ wiederherzustellen. Nur für den erläu ternden Zweck der Erklärung des Betriebs des Steuerkreises ist eine "Fehlanpassung" (Mismatch) zwischen den Transistor paaren M 30 (M 31) und M 16 (M 17) unterstellt worden. Der Steuerkreis wird jedoch in derselben Weise arbeiten, auch wenn irgendein anderer Fehlanpassungs-Zustand an irgendeinem Transistor des Operationsverstärkers vorliegt.

Eine Eigenschaft des Steuerkreises des Ruhestroms ist, daß der Schaltkreis nur und ausschließlich eingreift, wenn ein Signal an den Eingängen des Verstärkers nicht vorliegt; in der Tat deaktiviert die Gegenwart eines Signals an den Eingängen der Verstärker (V _IN ≠ 0) die Ruhestrom-Stabilisie rungsschleife, womit die Ausgangsstufe in die Lage versetzt wird, die gesamte Spannung über der Last zu entwickeln.

Eine bevorzugte Ausführungsform des Ausgangs-Gleichtakt- Steuerkreises ist in dem Schaltdiagramm der Fig. 8 gezeigt. Dieser Schaltkreis wird durch einen "kontinuierlichen" Kondensator (CMCP) gebildet, der zwischen die Steuerelektrode des Transistors M 2 der differentiellen Eingangsstufe der Fig. 4 und einer Bezugsspannung (in dem gezeigten Beispiel entsprechend dem Massepotential) geschaltet ist; durch einen geschalteten Kondensator (CMCSP), der einerseits zwischen die Steuerelektrode des Transistors M 2 und eine Bezugspan nung V _BIAS ₂ geschaltet ist, und andererseits mit derselben Bezugsspannung verbunden ist, mit der der kontinuierliche Kondensator CMCP verbunden ist; durch einen kontinuierlichen Kondensator (CMCN 1), der zwischen den positiven Ausgangsan schluß V _OUT+ und die Steuerelektrode des Transistors M 3 der Eingangsstufe der Fig. 4 geschaltet ist; durch einen konti nuierlichen Kondensator (CMCN 2), der zwischen den negativen Ausgangsanschluß V _OUT- des Verstärkers und die Steuerelek trode des Transistors M 3 geschaltet ist; durch einen geschal teten Kondensator (CMCSN 1), dessen einer Anschluß alternativ von dem Ausgangsanschluß V _OUT+ auf eine Bezugsspannung geschaltet wird (in dem gezeigten Beispiel entsprechend dem Massepotential), wobei der andere Anschluß des Kondensators alternativ von der Steuerelektrode des Transistors M 3 auf die Bezugsspannung V _BIAS ₂ geschaltet wird; und durch einen geschalteten Kondensator (CMCSN 2), dessen einer Anschluß alternativ von dem Ausgangsanschluß V _OUT- auf die Bezugs spannung geschaltet wird (in dem gezeigten Beispiel entspre chend dem Massepotential), wobei der andere Anschluß des geschalteten Kondensators alternativ geschaltet wird zwi schen der Steuerelektrode des Transistors M 3 und der Bezugs spannung V _BIAS ₂.

Die oben erwähnten Kondensatoren haben die unten aufgeführ ten Kapazitätsverhältnisse:

CMCSN 1 = CMCSN 2
CMCN 1 = CMCN 2
CMCSP = 2 × CMCSN 1 = 2 × CMCSN 2
CMCP = 2 × CMCN 1 = 2 × CMCN 2

Die Schalter zum Bewirken der notwendigen Vertauschungen sind in den Schaltdiagrammen der Fig. 8 gezeigt und für jeden von ihnen sind die Taktsignale, welche den Tiefwider stand-Zustand der n-Kanal-Transistorschalter bestimmen, als R ₁ und R ₂ und umgekehrt ₁ und ₂ für p-Kanal-Transistor schalter gezeigt.

Solche Schaltsignale R und ihre Negative (Gegensätze) werden geeignet mittels eines Taktsignal-Generators erzeugt, und die Signale müssen vom nicht-überlappenden Typ sein.

Der Betrieb eines solches Abtast-Steuerkreises des Gleich taktes ist leicht zu verstehen. Der Kondensator CMCSP, der fortfährt, von V _BIAS ₂ auf die Steuerelektrode von M 2 umzu schalten, lädt den Kondensator CMCP auf eine kontinuierliche Spannung gleich V _BIAS ₂ auf.

CMCSN 1 und CMCSN 2 fahren fort, umzuschalten, laden CMCN 1 und CMCN 2 jeweils auf eine kontinuierliche Spannung gleich der Differenz zwischen einer Bezugsspannung (in dem gezeigten Beispiel entsprechend dem Massepotential) und V _BIAS ₂.

Da nun die Steuerelektrode von M 2 auf dem Potential von V _BIAS ₂ liegt, besteht der einzige Gleichgewichtszustand eines solchen Schaltkreises darin, daß die Steuerelektrode von M 3 auch ein Potential gleich V _BIAS ₂ einnimmt, und folglich, daß der andere Anschluß der Kondensatoren CMCN 1 und CMCN 2 ein Potential gleich dem Bezugspotential einnimmt (welches in dem gezeigten Beispiel dem Massepotential entspricht).

Natürlich können andere bekannte Typen von Steuerkreisen für den Gleichtakt, die in getasteter oder in kontinuierlicher Weise arbeiten, auch in dem Operationsverstärker der vorlie genden Erfindung verwendet werden.

Betrieb des Verstärkers in Gegenwart eines Eingangssignals (V _IN ≠ 0)

Die Gegenwart eines Signals, das an die differentiellen Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers angekoppelt ist, wird als ein Ungleichgewicht der Ströme erfaßt, die durch die Eingangsstufen-Transistoren M 4, M 5, M 6 und M 7 fließen, und daher auch der Ströme, die aus den Knoten (1), (2), (3) und (4) fließen.

Wenn man in der Tat annimmt, daß der (+)-Eingangsanschluß positiver ist als der (-)-Eingangsanschluß, erhöhen sich die durch die Transistoren M 7 und M 4 fließenden Ströme, während die Ströme, die durch die Transistoren M 6 und M 5 fließen, abfallen. Folglich erhöhen sich die Ströme auf (3) und ( 2), und die Ströme auf (1) und (4) fallen ab.

Das Ungleichgewicht unter den Strömen ist gleich dem Produkt des Eingangssignal-Pegels und dem Übertragungsleitwert der Eingangs-Differentialstufe des Verstärkers.

Dieses Strom-Ungleichgewicht, nachdem es gespiegelt wurde, wird schließlich an den Knoten indiziert mit (5), (6), (7) und (8) als ein Spannungs-Ungleichgewicht erfaßt.

In dem besonderen, oben beschriebenen Beispiel fällt das Potential der Knoten (5) und (8), während das Potential der Knoten (6) und (7) steigt. Das Spannungs-Ungleichgewicht solcher Knoten ist gleich dem Strom-Ungleichgewicht, multi pliziert mit der von diesen Knoten gesehenen Impedanz, die äußerst hoch ist.

Die Ausgangsstufen des Verstärkers erfassen solch ein Spannungs-Ungleichgewicht der Knoten (5), (6), (7) und (8) und wandeln es in ein Strom-Ungleichgewicht um, das dem Spannungs-Ungleichgewicht, multipliziert mit dem diesbezüg lichen Übertragungsleitwert der Ausgangsstufen, gleich ist.

Für den oben beschriebenen Fall erhöht sich der Strom durch die Transistoren M 37 und M 38 wieder, während der Strom durch die Transistoren M 36 und M 39 abfällt, und ein solcher Stromunterschied zwischen M 36 und M 38 wird auf die externe Last des Verstärkers abgegeben, während die Stromdifferenz zwischen den Transistoren M 37 und M 39 von der externen Last abgezogen wird, womit sich ein positives Signal in dem ersten Fall und ein negatives Signal in dem zweiten Fall über dieselbe externe Last entwickelt.

Natürlich ist es für einen geübten Fachmann klar, daß die Beschreibung des Verhaltens in Gegenwart eines Signals an dem Eingang des Operationsverstärkers für geringe Frequenzen gültig bleibt, wobei kapazitive Effekte vernachlässigt werden können. Natürlich müssen bei hohen Frequenzen solche kapazitiven Effekte berücksichtigt werden und daher ist die Beschreibung des Betriebs des Verstärkers keineswegs so genau, obwohl sie durch einen Fachmann leicht analysiert werden kann. In jedem Fall ist die lokale Kompensation in beiden Ausgangsstufen, die mittels der Kondensatoren CC 1, CC 2, CC 3 und CC 4 verwirklicht ist, in der Lage, eine ausrei chende Stabilität zu gewährleisten, die für einen korrekten Betrieb des Operationsverstärkers notwendig ist, wenn letzterer mit einer angemessenen Rückkopplung ausgestattet ist, die von der Funktion, die der Operationsverstärker auszuführen hat, abhängt.

Der Volldifferential-Operationsverstärker, der Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist, ist gänzlich in CMOS-Techno logie verwirklicht, d. h. mit komplementären MOS-Transistoren, und kann daher leicht in moderne, komplexe analog-digitale Systeme integriert werden. Auch als ein unabhängiger Operationsverstärker, d. h. als eine vielfältig einsetzbare integrierte Vorrichtung, ist der Verstärker der Erfindung äußerst vorteilhaft bei Anwendungen, bei denen das Treiben einer Last in ausgeglichener Weise bevorzugt oder notwendig ist.

Der Verstärker der Erfindung bietet eine Reihe von wichtigen Vorteilen im Vergleich mit traditionellen, unsymmetrischen Operationsverstärkern im Stande der Technik, nämlich:

1. Der Verstärker ist volldifferential und bietet somit alle Vorteile einer symmetrischen Struktur, die schon ausgeführt wurden.
2. Der Verstärker kann ausgeglichene (abgeglichene) Lasten treiben, ohne eines zusätzlichen Verstärkers (ideal) zur Umkehrung des Eingangssignals zu bedürfen;
3. Der Verstärker der Erfindung kann ebenso als ein unsymmetrischer Verstärker verwendet werden, der den einen oder den anderen seiner Ausgangsanschlüsse verwendet, ohne irgendeine Verschlechterung der Ver stärker-Eigenschaften auszulösen;
4. Die Spannungs-Schwingungsbreite des Ausgangssignals kann gleich den Versorgungsspannungen V _DD und V _SS sein;
5. Es besteht keine grundsätzliche Beschränkung des Stroms, der an die externe Last abgegeben wird, weil die Differenz zwischen dem Steuerelektroden- und Sourcepotential der Transistoren der beiden Ausgangs stufen sehr groß sein darf;
6. Die Ausgangsimpedanz ist relativ gering, weil beide Ausgangsstufen lokal kompensiert sind; sie sind daher in der Lage, mit Widerstand behaftete Lasten bis hinaus zu 100 Ohm und kapazitive Lasten bis hinauf zu 400 Picofarad ohne Verschlechterung ihrer Stabilitätseigen schaften zu treiben.

Der CMOS-integrierte Operations-Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung, illustriert mit Bezug auf die Schaltdiagramme der Fig. 4, 5, 6, 7 und 8, kann auch verwirklicht werden, indem die Polaritäten durch geeignetes Verändern der Abmessungen der Transistoren (untereinander) ausgetauscht werden.

Obwohl die Erfindung mit Bezug auf eine besonders bevorzugte Ausführungsform von ihr beschrieben wurde, ist es beabsich tigt, daß die Erfindung nicht auf ein solches Beispiel zu begrenzen ist, sondern daß der Fachmann leicht verschiedene Alternativen und Modifikationen erkennt, die auf die hier beschriebenen Schaltdiagramme anwendbar sind, ohne den Erfindungsgedanken und den Umfang der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

Claims

1. Volldifferential-, CMOS-Operations-Leistungsverstärker, der betriebsfähig ist, um Signale an zwei Differential- Ausgangsanschlüssen gemäß einem Signal, das an die zwei Differential-Eingangsanschlüsse angelegt wird, zu erzeugen, wobei der Verstärker aufweist:

- eine Eingangs-Differentialstufe, mit einem ersten Eingangsknoten, der einen Eingangsanschluß des Verstärkers darstellt, und einem zweiten Eingangs knoten, der den anderen Eingangsanschluß des Ver stärkers darstellt, wobei die Stufe betriebsfähig ist, um Differential-Ausgangssignale an zwei Paa ren von Differential-Ausgangsanschlüssen davon gemäß dem Signal zu erzeugen, das an die Eingangs anschlüsse des Verstärkers angelegt wird;
- eine erste und eine zweite Verstärkungsstufe, von denen jede zwei Differential-Eingangsanschlüsse hat, die mit einem Paar der Differential-Ausgangs anschlüsse der Eingangs-Differentialstufe gekop pelt sind, um Differential-Ausgangssignale an einem Paar von jeweiligen Differential-Ausgangsan schlüssen zu erzeugen;
- eine erste und eine zweite Ausgangsstufe, von denen jede zwei Differential-Eingangsanschlüsse hat, die mit einem der Paare von Differential- Ausgangsanschlüssen einer der zwei Verstärkungs stufen gekoppelt sind, um ein Ausgangssignal an einem der Differential-Ausgangsanschlüsse des Verstärkers gemäß den Differential-Ausgangssigna len von der einen der zwei Verstärkungsstufen zu erzeugen;
- einen Steuerkreis des Gleichstrom-vorspannenden Stroms bei Ruhebedingungen, der durch die Aus gangsstufen fließt, der auf Ungleichgewichte in den Ruhepotentialen der Verstärkungsstufen emp findlich ist und der in der Lage ist, die Wirkun gen der Ungleichgewichte auszugleichen, indem er geeignete Verschiebungen der Ruhepotentiale an den Differential-Eingangsanschlüssen der zwei Ausgangsstufen erzeugt, wenn kein Signal an die Eingangsanschlüsse des Verstärkers angelegt ist; und
- eine Einrichtung zur Steuerung der Ausgangs-Gleich takt-Spannung des Verstärkers.

2. Verstärker nach Anspruch 1, wobei jede der Ausgangs stufen mit einer kapazitiven Kompensierungs-Lokalrück kopplung versehen ist.