DE69223318T2 - RC-Filter für niedrige und sehr niedrige Frequenzanwendungen - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft ein RC-Filter für den Einsatz bei niedrigen oder sehr niedrigen Frequenzen.
• Das Anwendungsgebiet der Erfindung betrifft insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, Telefonsprachschaltungen, die in Telefonteilnehmergeräten eingebaut sind. In der vorliegenden Beschreibung wird aus Gründen der einfachen Darstellung auf dieses Anwendungsgebiet Bezug genommen.
• Speziell in diesem Anwendungsgebiet existiert Bedarf an RC-Filtern, die bei niedriger oder sehr niedriger Frequenz arbeiten. Außerdem geht mit diesem Bedarf häufig das Erfordernis einher, sehr hohe Zeitkonstanten zu erreichen, beispielsweise in der Größenordnung eines Bruchteus einer Sekunde. Beispielhaft hierfür sind solche Fälle, in denen eine Bezugs- Gleichspannung von dem in den Sprachschaltungen empfangenen Telefonsignal getrennt werden muß.
• Wie bekannt, erfordert eine sehr hohe Zeitkonstante, daß auch sehr große Kapazitäten und/oder Widerstände verwendet werden.
• Dies stellt kein besonderes Problem dar, wenn Schaltungen mit diskreten Bauteilen betroffen sind, weil Kapazitäten in der Größenordnung von einigen hundert Microfarad und Widerstände in der Größenordnung von einigen zehn Megaohm kommerziell ohne weiteres verfügbar sind.
• Wenn solche Komponenten allerdings in einer integrierten Schaltung implementiert werden sollen, ergeben sich ernsthafte Probleme bezuglich oder Siliziumfläche, die für die RC-Schaltung zu reservieren ist.
• Im Stand der Technik wurde die Verwendung diskreter Komponenten vorgeschlagen, die extern an die integrierte Schaltung angeschlossen werden. Dies ist eine Vorgehensweise, nach der bislang auch bei Telefon-Sprachschaltungen gearbeitet wurde.
• Allerdings neigt diese zum Stand der Technik gehörige Verfahrensweise zur Verteuerung des Fertigungsprozesses für jedes Silizium-Chip und mithin jeder Schaltung. Außerdem entpuppten sich die früheren Lösungen als wenig genau.
• Eine zum Stand der Technik gehörige Lösung der Realisierung eines Niederfrequenzfilters ist in dem französischen Patent FR-A-2 253 313 offenbart, welches sich auf eine biquadratische Zelle mit zwei in Serie geschalteten Filterstufen bezieht. Jede Filterstufe besitzt einen Eingangs- und einen Ausgangsanschluß, einen ersten Widerstand zwischen dem Filtereingang und -ausgang, einen Verstärker, der dem Widerstand nachgeschaltet ist, und dessen Ausgang zu dem invertierenden Eingang über einen Kondensator zurückgeführt ist.
• Diese Schrift offenbart eine einfache Lösung der Realisierung eines Vierpolfilters, liefert jedoch keinerlei Lehre bezüglich des Problems, die Verwendung großflächiger Kondensatoren und Widerstände für Anwendungen bei integrierten Schaltungen zu vermeiden.
• Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein RC-Filter anzugeben, welches derartige bauliche und betriebliche Merkmale aufweist, daß es sich für integrierte Schaltungen eignet, die sehr hohe Zeitkonstanten erfordern, wobei die den früheren Ausführungsformen anhaftenden Beschränkungen vermieden werden.
• Gelöst wird diese Aufgabe durch ein RC-Filter oben genannter Art, wie es in den beigefügten Ansprüchen definiert ist.
• Die Merkmale und Vorteile eines erfindungsgemäßen Filters ergeben sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung einer Ausführungsform der Erfindung, die ohne Beschränkung als Beispiel unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen dienen soll.
• In den Zeichnungen zeigen:
• Fig. 1 ein Diagramm eines RC-Filters als Ausführungsform der Erfindung;
• Fig. 2 ein Diagramm einer Variante des erfindungsgemäßen Filters;
• Fig. 3 eine Detaildarstellung der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform;
• Fig. 4 ein schematisches Diagramm einer weiteren Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Filters; und
• Fig. 5 eine grafische Darstellung der sogenannten Frequenzantwort des erfindungsgemäßen Filters.
• Bezugnehmend auf die Zeichnungsfiguren, ist allgemein und schematisch bei 1 ein RC-Filter gemäß einer Ausführungsform der Erfindung dargestellt, eingesetzt für Anwendungsfälle bei niedrigen oder sehr niedrigen Frequenzen.
• Das Filter 1 enthält einen Widerstand R zwischen einem Eingangsanschluß Vin und einem Ausgangsanschluß Vout. Außerdem ist dort ein Verstärker 5 hinter dem Widerstand R vorgesehen, der mit einem Ausgang B zu dem Eingang A über einen Kondensator C zurückgeführt ist.
• Dieser Verstärker 5 ist implementiert mit Hilfe eines Transistors T1 vom n-Kanal-MOS-Typ, dessen Gateanschluß G1 von dem Eingang A gebildet wird. Dieser Transistor T1 ist mit seiner Source S 1 über einen Widerstand R1 auf Masse gelegt, sein Drain D1 liegt ebenfalls über einem zweiten Widerstand R2 auf Masse.
• Der Drain D1 bildet den Ausgangsknoten B und ist außerdem über einen Vorstromgenerator Ip an eine Spannungsquelle Vo angeschlossen.
• Der Verstärkungsgrad k des Filters list absichtlich klein gehalten und ist kleiner als 10.
• Diese Verstärkung ist nahezug gleich dem Verhältnis der Widerstände R1 und R2, wenn die Steilheit gm des MOS-Transistors T1 relativ hoch gewählt wird im Vergleich zu solchen Widerständen. Das heißt, das Produkt gm*R1 sollte viel größer als 1 sein.
• Die oben erläuterte Schaltung ist gekennzeichnet durch geringes Rauschen im Fernsprechband, in welchem integrierte Sprachschaltungen üblicherweise arbeiten müssen.
• Tatsächlich liegt die Filter-Polstelle welche das Gleichstrom-Bezugssignal von dem Wechselstromsignal trennt, bei größenordnungsmäßig etwa einigen Hertz, um die Synthese nicht zu beeinflußen durch die Impedanz, die zu der integrierten Telefonschaltung gehört, und die Telefonband-Übertragungsverstärkung.
• Da Rauschen möglicherweise von größerer Bedeutung in dem interessierenden Telefonband ist - das heißt dem Band von 1 bis 2 kHz, wie man es mit einem Geräuschfilter erreicht - arbeitet die erfindungsgemäße Schaltung innerhalb dieses Bandes vollständig äquivalent zu einem Tiefpaßfilter mit einem Widerstand R und einer Kapazität, die einen Wert ( k +1)*C aufweist. Dann hat es den Anschein, als wäre die Kapazität vervielfacht und das Rauschen proportional verringert.
• Dies erklärt auch, warum der Verstärkungswert k kleingehalten wird, d.h. soweit wie möglich die Verstärkung der Gleichstromkomponente zusammen mit der Wechselsignalkomponente vermieden wird. All dies geschieht, um zu vermeiden, daß es am Ausgangsknoten B zu einem Klemm-Phänomen kommt. Eine Entwicklung des Filters gemäß der Erfindung ist in Fig. 2 gezeigt, die einen geringfügig komplizierteren Schaltungsentwurf aufweist.
• Das Eingangssignal Vin wird an den invertierenden (-) Eingang eines Operationsverstärkers A1 über einen Widerstand R gegeben. Der invertierende Eingang ist außerdem mit einem Pol verbunden, von dem die Versorgungsspannung Vo abgenommen wird. Dieser Verstärker A1 ist so ausgewählt, daß er eine hohe Gleichstromverstärkung von vorzugsweise 100 besitzt.
• Der Verstärker A1 hat seinen Ausgang U zu dem invertierenden (-) Eingang über einen Kondensator C zurückgeführt.
• Der andere, nicht-invertierende (+) Eingang des Verstärkers A1 ist einerseits über einen Widerstand R1 mit dem invertierenden (-) Eingang und andererseits über einen Kondensator C1 mit Masse verbunden. Der Verstärker A1 wird in gemischter Bipolarimos-Technik mit einer Differenzzelle 2 implementiert, die Transistoren T1 und T2 in Emitterschaltung enthält. Der Referenzstrom Iref kann so gewählt werden, daß ein gewünschter Gleichstromwert am Ausgang U erhalten wird.
• Der invertierende (-) und der nicht-invertierende (+) Eingang dieser Differenzzelle werden jeweils durch einen entsprechenden n-Kanal-MOS- Transistor M3 und M4 gebildet, deren Sources S3 und S4 an die Basisanschlüsse B3, B4 ihrer korrespondierenden Bipolartransistoren innerhalb der Zelle 2 angeschlossen sind. Solche MOS-Transistoren vermeiden das Auftreten eines Basisstroms deshalb, weil sie als Eingänge mit unendlich hoher Impedanz betrachtet werden können.
• Der Widerstand R1 befindet sich zwischen den Gateanschlüssen G3, G4 dieses MOS-Transistorpaars M3 und M4.
• Alternativ kann man gemäß Fig. 4 zwischen die Eingänge des Verstärkers A1 eine Schaltung 3 legen, die aus einem Filter mit geschalteter Kapazität besteht. Diese Schaltung 3 hat die Wirkung, eine Kapazität Cj in einen äquivalenten Widerstand umzusetzen.
• Die Schaltung 3 enthält ein Paar MOS-Transistoren Mc1 und Mc2, die zusammengeschaltet sind und parallel zu den Eingängen des Verstärkers A1 liegen. Zwischen diesen Transistoren und Masse befindet sich ein Kondensator Cj.
• Bei einer bestimmten Abtastfrequenz fc ergibt sich der äquivalente Widerstand von Cj durch 1/(Cj*fc) und läßt sich sehr groß machen. Dies ermöglicht einen viel höheren Widerstandswert für R1 und R, und als Ergebnis erreicht man auch für gleiche Kapazitätswerte eine Zeitkonstante R1*C1, die viel höher ist als die Zeitkonstante R*C.
• Im folgenden wird die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen RC-Filters erläutert.
• Die Erfindung basiert auf dem Prinzip, welches auch als Miller-Effekt bekannt ist und sich folgendermaßen beschreiben läßt:
• Bei einer Kapazität C zwischen zwei Schaltungsknoten, zwischen denen eine (negative) Verstärkung G existiert, ist die Kapazität C äquivalent einer Kapazität C'=( G + 1)*C, die zwischen dem ersten der genanntne Knoten und Masse liegt und einen Wert G+1 hat, der viel größer ist als ersterer.
• In anderen Worten: wenn zwischen zwei Knoten A und B, an denen eine Verstärkung G vorhanden ist, ein Kondensator geschaltet wird, so ist dies vergleichbar damit, daß eine ( G +1)- mal so große Kapazität zwischen dem ersten Knoten A und Masse gelegt wird.
• Die Ausnutzung dieses Prinzips ergibt sich deutlich aus der Fig. 1, deren Aufbau äquivalent ist zu einern Widerstand R, der zwischen dem Filtereingang und dem Filterausgang liegt, und dem ein Kondensator C1 mit dem Wert ( G + 1)*C zwischen dem Filterausgang und Masse zugeordnet ist.
• Andererseits hat sich das in Fig. 2 gezeigte Beispiel als besonders wirksam erwiesen, wenn das Eingangssignal Vin von einer Gleichstromkomponente und einer Wechselstromkomponente stammt.
• Die dominante Polstelle der Schaltung nach Fig. 2 befindet sich etwa bei 1/[[R*C*(G+1)]] und liegt unterhalb des Frequenzbereichs des Eingangssignals.
• Unter diesen Bedingungen bewirkt das durch den Widerstand R1 und dem Kondensator C1 gebildete Tiefpaßfilter, daß das Gleichstromsignal zwischen den beiden Eingängen des Verstärkers A zu Null wird und dementsprechend nicht verstärkt wird.
• Bei viel höheren Frequenzen als jenen der Polstelle, die durch das Verhältnis 1/(R1*C1) dargestellt wird, wird der nicht-invertierende (+) Eingang des Verstärkers Al auf Masse geklemmt, und auf Grund des Miller-Effekts wird das dem anderen, invertierenden Eingang zugeführte Signal durch die Filterwirkung stark gedämpft.
• Auch hier kommt es zu keiner Sättigung des Verstärker- Ausgangssignals.
• Diese Variante des Filters 1 gemäß der Erfindung ist besonders nützlich in Telefon-Sprachschaltungen deshalb, weil ungeachtet des Vorhandenseins einer Polstelle bei Frequenzen in der Größenordnung von einigen Hertz die Schaltung die Erreichung eingeschwungener Zustände innerhalb einer Zeit von etwa hundert Millisekunden nach dem Einschalten der Schaltung gestattet.
• Üblicherweise muß zur Beschleunigung dieses Übergangs auf spezielle Beschleunigungsmethoden zurückgegriffen werden, d.h. das Filterband muß aufgeweitet werden. Alternativ könnte das Filter beim Einschalten umgangen werden.
• Nun zeigt das erfindungsgemäße Filter unerwartet die Schaffüng einer Beschleunigungsbedingung auf automatischem Wege insofern, als während des Übergangs die Telefonschaltung bei einer Zeitkonstanten arbeitet, die durch die Polstellen des Filters 1 eingestellt werden, wobei diese Polstellen allerdings durch den Miller-Effekt nicht multipliziert werden.
• Wenn man die Gleichstromverstärkung des Verstärkers A1 mit 100 ansetzt, ergibt sich die Frequenzantwort des Filters 1 gemäß Fig. 5, wonach eine Spitze 4 von etwa 10 dB dem Wert von 1/(20*R*C) hervorragend nahekommt.
• Somit erscheint am Verstärkereingang ein Signal mit einer Frequenz, die derjenigen der dominanten Polstelle mit nennenswerter Amplitude nahekommt oder ihr entspricht.
• Allerdings führt die Verstärkung von 100 dazu, daß der Ausgang in einen Klemmzustand gelangt, wodurch der Verstärkungseffekt des Kondensators C zu existieren auffiört. Folglich bewegt sich der dominierende Pol zu Frequenzen, die um etwa 100 Einheiten höherliegen, und in ähnlicher Weise nimmt die Anfahrzeit zu.
• Diese Situation läßt sich für sämtliche Zwecke als einer automatischen Beschleunigung gleichwertig betrachten.
• Bei einigen Anwendungsfällen kann die vorerwähnte Spitze 4 unerwünscht sein, und um sie zu vermeiden, kann man die Ausführungsform nach Fig. 4 verwenden, die es ermöglicht, einen stark erhöhten äquivalenten Widerstand aus der mit der Frequenz fc geschalteten Kapazität Cj zu erhalten, d.h. Req= 1/(Cj*fc).
• Bei dieser Ausführungsform wird das Eingangssignal Vi nicht abgetastet, so daß Maßnahmen wie Antialiasing und/oder Glättungsfilter nicht notwendig sind.
• Das erfindungsgemäße Filter löst in seinen verschiedenen Ausführungsformen die technische Aufgabe und weist eine Reihe von Vorteilen auf, von denen der Umstand hervorzuheben ist, daß bei gleicher Fläche der integrierten Schaltung eine viel größere Zeitkonstante G +1 erreicht werden kann.
• Aus anderer Sichtweise kann man sehen, daß zur Erzielung einer gegebenen Zeitkonstante ein ( G +1)- mal kleinerer Kondensator verwendet werden kann.

Claims (9)

1. RC-Filter für die Verwendung bei niedrigen oder sehr niedrigen Frequenzen, umfassend:

einen ersten Widerstand (R), der mit einem ersten Anschluß an den Filtereingang und mit einem zweiten Anschluß an den Filterausgang geschaltet ist;

einen Verstärker mit einem invertierenden Eingang (-) und einem nicht-invertierenden Eingang (+), von denen der invertierende Eingang direkt an den zweiten Anschluß des Widerstands (R) angeschlossen ist;

einen zweiten Widerstand (R1), der zwischen die Eingänge des Verstärkers gekoppelt ist;

wobei der Verstärkerausgang über einen Kondensator (C) an den invertierenden Eingang zurückgeführt ist.

2. RC-Filter nach Anspruch 1, bei dem der Verstärker aufweist:

einen Transistor (T1) mit einem ersten und einem zweiten Anschluß (A, D1), die über den Kondensator (C) gekoppelt sind, und einem dritten Anschluß (S1), der an den einen Anschluß des zweiten Widerstands (R1) gekoppelt ist; und

einen dritten Widerstand (R2), der zwischen dem zweiten Anschluß (D1) des Transistors (T1) und Masse liegt.

3. RC-Filter nach Anspruch 2, bei dem der Transistor ein MOS Transistor mit einem ersten, einen zweiten und einem dritten Anschluß ist, entsprechend dem Gate (A), dem Drain (D1) bzw. der Source (S1).

4. RC-Filter nach Anspruch 2, bei dem die Verstärkung des Verstärkers gegeben ist durch das Verhältnis des zweiten zu dem dritten Widerstand (R1, R2).

5. RC-Filter nach Anspruch 1, bei dem der zweite Widerstand (R1) zwischen den Eingängen des Verstärkers ausgebildet ist mittels einer geschalteten Kapazitätsschaltung (3), welche die Wirkung hat, eine Kapazität (Cj) in einen äquivalenten Widerstand umzusetzen.

6. RC-Filter nach Anspruch 5, bei dem die geschaltete Kapazitätsschaltung (3) aufweist:

ein Paar MOS-Transistoren (Mc1, Mc2), die in Serie gemeinsam parallel zu den Eingängen des Verstärkers geschaltet sind, wobei ein Kondensator (Cj) an einen Verbindungspunkt zwischen diesen Transistoren und Masse geschaltet ist.

7. RC-Filter nach Anspruch 1, bei dem ein zweiter Kondensator (C1) zwischen dem nicht-invertierenden Eingang (+) und Masse liegt.

8. RC-Filter nach Anspruch 5, bei dem der Operationsverstärker (A1) in gemischter Bipolar/MOS-Technologie mit einer Differenzzelle (2) ausgebildet ist, welche Bipolartransistoren (T3, T4) und außerdem Signaleingänge über entsprechende MOS-Transistoren (M3, M4) aufweist.

9. RC-Filter nach Anspruch 1, bei dem der erste und der zweite Widerstand (R, R1), der Verstärker und der erste und der zweite Kondensator (C, C1) in einer einzigen integrierten Schaltung implementiert sind.