DE2725719C3

DE2725719C3 - Mikrowellensignalverstärker

Info

Publication number: DE2725719C3
Application number: DE2725719A
Authority: DE
Inventors: Kazuo Takahara; Haruo Dipl.-Ing. Kawasaki Kanagawa Yokouchi
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1976-06-15
Filing date: 1977-06-07
Publication date: 1982-07-08
Also published as: JPS5620721B2; FR2355398B1; FR2355398A1; IT1084319B; DE2725719A1; JPS52153364A; US4107621A; DE2725719B2; GB1577467A

Description

4. Verstärker nach einpm der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet daß da: Hochpaßfilter aus einem Serienkondensator und einer Parallelinduktivität besteht, während das Tiefpaßfilter aus einer Serieninduktivität, einer Parallelkapazität und einem Abschlußwiderstand besteht

IO

15

20

25

30

35

40

Die Erfindung betrifft einen Mikrowellenverstärker, wie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegeben ist.

Im allgemeinen zeigt ein einstufiger Transistorverstärker für das Gigahertz-Band einen Abfall in der Frequenzcharakteristik (Frequenz/Verstärkerkennlinie) von —6 dB/Oktave, wenn Eingang und Ausgang eines derartigen Verstärkers innerhalb des gewünschten Frequenzbands angepaßt sind.

Derzeit wird ein derartiger Verstärkungsabfall innerhalb des gewünschten Frequenzbands durch folgende Methoden kompensiert:

1. Es gibt ein Verfahren, bei dem der Frequenzverlauf durch angepaßten Dämpfungsverlauf erreicht wird, in dem eine Fehlanpassung (Reduktion der Verstärkung im unteren Frequenzbereich) durch passende Anpassungsschaltung im Ein· und Ausgang zwischen den Transistorverstärkerstufen innerhalb des gewünschten Frequenzbands vorgesehen ist

2. Ein weiteres Verfahren besteht darin, durch Anpassungsschaltungen die Ein- und Ausgänge innerhalb des gewünschten Frequenzbands anzupassen und dem einzelnen Verstärker mit einem Verstärkungsabfall von —6 dB/Oktave ein zusätzliches Widerstandsglied zur Amplitudenkompensation zuzuordnen.

Das oben unter 1 genannte Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß die Fehlanpassung zwischen Transiuor und den Ein- und Ausgangsanpassungsgliedern sowohl innerhalb des gewünschten Frequenzbands als auch außerhalb des gewünschten Frequenzbereichs erheblich ist Bei der oben unter 2 genannten Methode besteht ebenfalls eine beträchtliche Fehlanpassung zwischen Transistor und den Anpassungsschaltungen im Ein- und Ausgang außerhalb des gewünschten Frequenzbandes. Eine derartige Fehlanpassung bewirkt eine Unstabilität des Verstärkers. In anderen Worten neigt die Schaltung leicht zu Schwingungen infolge thermischen Rauschens oder anderer Störgeräusche. Bei einem Mikrowellensignalverstärker, der einen Transistor verwendet wird, wie oben beschrieben, der Verstärker unstabil, wenn der Betrag der Fehlanpassung zwischen Transistor und Eingangsschaltung (die allgemein die Eingangsanpassungsschaitung enthält) und der Ausgangsschaltung (die allgemein die Ausgangsanpassungsschaltung enthält) innerhalb des gewünschten Frequenzbandes groß ist Dieser Zusammenhang wird zunächst erläutert

Hierzu kann der Eingangsreflexionskocffizient F„ und der AusgangsrefJexionskoeffizient F_1x,, eines Mikrowellensignalverstärkers mit Transistoren durch den 5-Parameter eines einzelnen Transistors ausgedrückt werden

I in —

Hierbei bedeuten:

Sg S₂| / f.

ι - S₂₂1\

Sl2 S₂₁ /'s

ι - S₁₁ r_s

Si 1: Eingangsreflexionskoeffizient bei reflexionsfrei abgeschlossenem Ausgang,

S22: Ausgangsreflexionskoeffizient bei reflexionsfrei abgeschlossenem Eingang,

S12: Übertragungskoeffizient in Gegenrichtung, wenn der Eingang reflexionsfrei abgeschlossen ist,

S21: Übertragungskoeffizient in Vorwärtsrichtung, wenn der Ausgang reflexionsfrei abgeschlossen ist,

Fsr. Reflexionskoeffizient der Eingangsschaltung (Stromversorgungsseite),

Fl- Reflexionskoeffizient der Ausgangsschaltung (Belastungsseite).

Dabei können die Ein- und Ausgangsreflexionskoeffizienten Fm und Fout des vorstehend genannten Mikrowcilensignalverstärkers für den stabilen Bereich als \Tin\, |Γ_οϋ,|<1 und \F_in\, \F„_U,]>\ für den unstabilen Bereich klassifiziert werden.

Aus den obigen Gleichungen läßt sich ableiten, daß die Reflexionskoeffizienten Fs und Γ/. der Ein- und Ausgangsschaltungen die Stabilität des Mikrowellensignalverstärkers beeinflussen. Vornehmlich, wenn die Anpassung der Ein- und Ausgangsschaltungen schlecht ist (dabei sind die Absolutwerte für Γ5 und Γι groß), so wird ]F_in I oder \Foui | > 1. das heißt mindestens einer der Absolutwerte wird groß, und damit wird der Verstärker unstabil.

Wenn bei einem Mikrowellenverstärker die Frequenz ansteigt, so sinkt die Verstärkung eines Verstärkers, zum Beispiel wird der Übertragungskoeffizient in Vorwärtsrichtung Sn klein, und es zeigt sich, daß die

Möglichkeit des Auftretens eines unstabilen Zustands des Verstärkers gering ist, was für den Frequenzbereich mit Fehlanpassung gilt, der höher als das gewünschte Frequenzband liegt Dagegen wird in dem Frequenzbereich unterhalb des gewünschten Frequenzbandes mit Fehlanpassung zwischen Transistor und Ein- und Ausgangsschaltungen die Möglichkeit einer unstabilen Arbeitsweise des Verstärkers groß, da mit Absinken der Frequenz der Koeffizient S21 oes Transistors groß wird.

Im Falle eintj Verstärkers hoher Leistung wird oft ausgenutzt, daß bei einem Eingangspegel in der Größe der Verstärkung eine Kompression beginnt. Wird jedoch ein bipolarer Transistor, beispielsweise mit gemeinsamem Emitter verwendet, und die Eingangsleistung übersteigt einen bestimmten Pegel, so wird eine Eingangskapazität zwischen Emitter und Basis durch das Eingangssignal gepumpt, und die Impedanz des Transistors zeigt manchmal einen negativen Widerstandswert (in diesem Fall \Pm> 11) für eine Frequenz, die der Hälfte oder einem Drittel des Eingangssignals entspricht Wenn in einem derartigen Fall die Impedanz der Eingangsanpassungsscnaitung im Frequenzbereich von der Hälfte oder einem Drittel des Eingatrgssignals klein ist, vornehmlich \Fs\ groß ist, so ist oftmals die Schwingungsbedingung erfüllt

Bei Mikrowellensignalverstärkern mit Transistoren, wie oben beschrieben, wird der Verstärker oft unstabil, wenn die Werte Fs und Fu das heißt das Maß der Fehlanpassung zwischen Transistor und Ein- und Ausgangsschaltungen groß sind. Jedoch wurde bisher dieser Art von unstabiler Arbeitsweise des Verstärkers noch keine besondere Aufmerksamkeit geschenkt

In der Druckschrift Bull. SEV 57 (1966) 25,10. Dez, S. 1178 wird in Fig. 1 ein Transistorverstärker gezeigt der jedoch keine Spannungsversorgungsschaltung besitzt, die mit dem Kollektor des Transistors verbunden und mit einem Widerstand abgeschlossen ist

Der in der Druckschrift Electronics, 16. Okt. 1967, Vol. 40, Heft 21. S. 107 dargestellte Verstärker besitzt ebenfalls keine durch einen Widerstand abgeschlossene Spannungsvei sorgungsschaliung.

Dies gilt auch für den in der ITT-Dnickschrift. Technische Informationen, Halbleiterbauelemente (1969), BestelL-Nr. 6200-44· ID auf Seite 3 im Bild 2 dargestellten Verstärker.

In der Druckschrift Techn. Mitt AEG-Telefunken 61 (1971) 6. S. 345-350 werden Verstärker beschrieben. Dabei werden insbesondere Anpassungsnetzwerke beschrieben. Diese sind jedoch nicht als HochpaCfilter ausgebildet. Der in Bild 6 dargestellte Verstärker besitzt außerdem wiederum keinen durch einen Widerstand abgeschlossenen und mit dem Kollektor verbundenen Spannungsversorgungskreis. Der Widerstand R₂ d'ent nämlich nicht als Abschlußwiderstand, sondern zur Versorgung des Transistors mit einer Gleichspa nnung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Mikrowellensignalverstärker zu schaffen, der sowohl innerhalb des gewünschten Frequenzband» als auch außerhalb stabil arbeitet

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Anspruchs t angegebenen Merkmale gelöst,

Kurzbeschreibung der Zeichnungen:

F i g. I zeigt die Schaltung eines bekannten einzelnen Mikrowellensignalverstärkers,

F i g. J(a), (b) sind Schaltbilder eines einzelnen Mikrowellensignaive^rstärkers als Ausführungsform der Erfindung,

F i g. 3(a), (b) zeigt Bespiele besonderer Schaltungs

ausführungen nach der Erfindung, wobei zwei einzelne Verstärker jeweils als zwei Stufen hintereinander geschaltet sind.

F i g. 1 zeigt die Schaltung eines bekannten diskreten Mikrowellensignalverstärkers.

In F i g. 1 sind mit 5 und 12 die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen bezeichnet 6 und 11 stellen Induktivitäten dar. Mit 7 und 10 sind Kapazitäten bezeichnet während mit 8 der Transistor bezeichnet ist Der Gleichstromversorgungskreis trägt die Bezeichnung 9. Femer sind 1,1' die Eingangsklemmen; 2,2' die Verbindungsklemmen der Eingangsanpassungsschaltung 5 zum Transistor 8.3,3' sind die Verbindungsklemmen des Transistor 8 und der Ausgangsanpassungs-

IS schaltung IZ Mit 4, 4' sind die Ausgangsklemmen bezeichnet

In Fig. 1 bilden die Induktivitäten 6 und U und die Kapazitäten 7 und 10 den Stromversorgungskreis, der ein Tiefpaßfilter enthält Dieses Filter trennt den Gleichstromkreis 9 von den Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen 5 und 12. Dir Mikrcwellenver-

Siärkcrschäiiiiüg besieht SUS dem Tj'a~3i3tOr S νΟίΐΐ

Hochfrequenzgesichtspunkt aus gesehen. In anderen Worten ist der Sti omversorgungskreis derart ausgebil-

2; det daß er unter dem Gesichtspunkt der iiohen Frequenzen des zu verstärkenden Frequenzbandes abgetrennt ist.

Der Transistor 8 ist gegenüber den Eingangsklemmen 1, Γ angepaßt oder in bestimmter Weise fehlangepaßt.

so Das gilt für die Ausgangsklemmen <, 4' in gleicher Weise für das gewünschte Frequenzband des Verstärkers, und dies wird mittels der Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltung 5 und 12 erreicht Aus den obenerwähnten Gründen jedoch kann die Stabilität

j-, des Verstärkers innerhalb oder außerhalb des gewünschten Frequenzbandes des Verstärkers beeinträchtigt werden.

Ist vornehmlich die Anpassung der Eingangs- und A'jsgangsanpzHungsschaltungen außerha'b dir, ge wünschten Frequenzbereiches des Verstärkers oder auch innerhalb des gewünschten Frequenzbereiches sch' .chi, so werden die Absolutwerte von Fs und Γ/. hoch, was folgende Beziehung ermöglicht:

⁴' I l'i,\ > I oder! /·,,, > )

Derzeit werden allgemein als Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen 5, 12 Hochpaßfilter vcr-

v) wendet, und bei einer Anpassung innerhalb des gewünschten, d. h. zu verstärkenden. Frequenzbandes des Verstärkers wird dem niedrigeren Frequenzband außerhalb des zu verstärkenden Frequenzbereiches keine besondere Beachtung geschenkt

·,-, F i g. 2(a), (b) zeigt Schaltungsanordnungen einzelner Mikrowellensignal· irstärker als Ausführu.vpsform der Erfindung. In diesen Figuren sind den Blöcken die gleichen Bezugsr.eichen wie in F i g. I gegeben. In Fig.2(a), (b) sind mit 13 und 16 die Eingangs- und Ausgangsanpassuf.rfsschallungen bezeichnet 14 und 13 bezeichnen die Stromversorgungskreise. Mit 17 und 20 sind Widerstände, mit 18,19, 22 und 23 Kondensatoren bezeichnet wahrend mil 21 und 24 jeweils Induktivitäten bezeichnet sind.

Die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen 13 und 16 bestehen jeweils aus Hochpaßfiltern 22, 21 und 23, 24, die aus einer Spule und einem Kondensator bestehen. Bei der vorliegenden Erfindung beginnt ein

Hochpaßfilter mil einer Kapazität (22, 23 in F i g. 2) vom Transistor 8 aus gesehen. Gleichzeitig ist die Kapazität derart bemessen, daß unterhalb einer bestimmten Frequenz eine Sperrung eintritt. -Somit sind vom Transistor her gesehen bei einer Frequenz, die unterhalb des zu verstärkenden Frequenzbandes liegt, die Eingangs- und Ausgangsanpassungsschaltungen II,

16 geöffnet. Im vorliegenden Falle kann jede Art von HochpaOfilter mit einer anderen Schaltungsausfühning wie in F i g. 2 verwendet werden, sofern die obengenannte Bedingung erfüllt wird.

Zusätzlich können diese llochpnßfilter im gewünschten Frequenzband des Verstärkers angepaßt oder auch fchlangepaßt werden (um einen flachen Verlauf der Verstärkungskennlinic über die Frequenz zu erreichen), und die Anordnung kann so getroffen werden, daß eine dem erstrebten Ziel angepaßte Dämpfung erreicht wird.

Die Stromversorgungskreise 14, 15 besitzen zunächst 2!Ti ΤγΗΠ5*Μ«?Γ ^ InfUiktiviiatrn f>. 11. die leweils in Kombination mit Kondensatoren 7 und IO cm Tiefpaßfilter bilden, und dieses Tiefpaßfilter ist mit Abschlußwiderständen 17 und 20 belastet.

Die Stromversorgungskreise 14 und 15. die mit den Induktivitäten 6, Il beginnen, sind innerhalb des /u verstärkenden Frequenzbandes aus hochfrequenztechtr.scher Sicht offen und vom Verstärker abgetrennt.

Die erwähnten Widerstände 17 und 20 werden hinsichtlich des Widerstandswertes [R_n) gleich dem Wellenwiderstand der (Zn) der Leitung oder einem anderen festen Wert bemessen. Im Falle einer Bemessung des Widerstandswertes gleich dem Wellenwiderstandiwert der Leitung wird das Mikrowellensigiidl im niedrigen Frequenzband außerhalb des zu verstärkenden Frequenzbereiches, welches das Tiefpaß filter durchläuft, ohne Reflexion durch die Widerslände

17 und 20 geschluckt

In diesem Falle ist es möglich, daß die Impedanz der Eingangsschaltung, gesehen von den Klemmen 2, 2' und der Ausgangsschaltung, gesehen von den Klemmen 3, 3' jeweils einen etwa konstanten Widerstandswert bei einer niedrigen Frequenz darstellen, wenn eine spezielle Frequenz betrachtet wird, und dementsprechend kann die IJnstabilität des Verstärkers aufgrund einer Fehlanpassung im Fehlanpassungsfrequenzbereich zwischen Transistor 8 und F.ingangs- und Ausgangsanpa?- sungsschaltung 13, 16 vermieden werden.

Somit gilt in diesem Falle Ts = O, Γ;=0 und schließlich Γ -= S-..Γ ..... =.??:. Daher ist es schwierig, die Beziehung, wie zurr. Beispiel :/*-!>l oder \Γη..,\ > 1 zu erhalten.

Die Eingangs- und Ausgan.gsimpedanzen aus der Sicht der genannten Klemmen 2, 2' und 3, 3' werden jeweils zu einem konstanten Impedanzwert außerhalb und innerhalb des zu verstärkenden gewünschten Frequenzbandes des Verstärkers, wenn die Eingangsanpassungsschaltung 13 und der Stromversorgungskreis 14. gesehen von den Klemmen 2, 2' eine konstante Spannungsteilerschaltung bilden, und wenn die Ausgangsanpassungsschaltung 16 und der Stromversorgungskreis 15 aus Sicht der Klemmen 3, 3' ebenfalls einen Spannungsteiler mit konstantem Widerstandswert darstellen. In anderen Worten kann zum Beispie! der Eingangswiderstand der Eingangsanpassungsschaltung 13 als Wellenwiders'and Z\ angesehen werden, und der Eingangswiderstand des Stromversorgungskreises J4 ais Wellenwiderstand Z^. Ferner sei der Wsderstandswert. der gleich dem Wellenwiderstand der Leitung ist. mit Rr₁ angenommen. Den obigen Erfordernissen genügen die folgenden Beziehungen:

/, /, -- R₁ ², limerses Netzwerk)
/ι * /_, ■■- R₁, !komplementäres Netzwerk)

Sogar, wenn diese Bedingungen nicht vollständig erfüllt sind, läßt sich eine ausreichende Wirkung für die Stabilität des Verstärkers mit Hilfe der in F i g. 2 dargestellten Anordnung gemäß der Erfindung erreichen.

Wenn andererseits ein bipolarer Transistor, beispielsweise in einer Schaltung mit geerdetem Emitter (common emitter), verwendet wird, und die Eingangslei stung einen bestimmten Pegel übersteigt, so wird die Fmgiingskapazilät zwischen Emitter und Basis durch das Eingangssignal gepumpt, und die Impedanz des Transistors zeigt einen negativen Widerstandsweri für Frequenzen, die dem Halben oder einem Drittel der Kineangssienale entsprechen, was dazu führt, daß |/'._ |·>1 wird. Dabei ist es nötig, den Wert der Widerstände 17 und 20 derart zu bemessen, daß die Impedanz der Eingangs- und Ausgangsschaltungen der Transistoren 39 und 57 nicht gleich dem negativen Widerstandswert wird.

In F ι g. 2(a) und F i g. 2(b) sind die Verbindungsfolgen von Widerständen und Kondensatoren 17 und 18 bzw. 20 und 19 umgekehrt. Fs besteht jedoch kein wesen'Scher Unterschied zwischen diesen Figuren, außer daß im Falle von Fig. 2(a) ein Abfall der Gleichstromkomponente verhältnismäßig groß ist. jedoch kann der Nebenschluß der Hochfrequenzkomponente über die .Speisestromschaltung 9 vermieden werden, während im Falle von F i g. 2(b) der Verlust der Gleichspannungskomponente nahezu Null ist. während die Hochfrequenzkomponente ziemlich über die .Stromversorgungssehaltung 9 abfließt.

Die F i g. 3(a) und 3(b) zeigen weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung, bei denen ein zweistufiger Verstärker vorgesehen ist. In Fig. 3(a) und (b) sind mit 26, 40. 44, 58 Kondensatoren bezeichnet, von denen jeder das Anpasstingshochpaßfilter bildet, welches eine passende Dämpfung im gewünschten Frequenzband des Verstärkers jeweils in Kombination mit den Induktivitäten 25, 41. 43 und 59 herstellt. Mit 27, 38, 45 und 56 sind Induktivitäten bezeichnet, von denen jede jeweils ein Tiefpaßfilter in Kombination mit den Kondensatoren 28,37.46 und 55 bildet.

Mit 31, 34, 49 und 54 sind Kondensatoren bezeichnet, die eine so große Kapazität besitzen, daß sie als Trennkapazitäten innerhalb eines genügend breiten Frequenzbereiches innerhalb oder außerha'S des gewünschten Frequenzbandes des Verstärkers wirken. Mit 29, 36, 47 und 53 sind Drosselspulen bezeichnet, die eine genügend große Induktivität innerhalb eines genügend großen Frequenzbandes innerhalb und außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches des Verstärkers aufweisen. Mit 32, 33, 50 und 51 sind Widerstände bezeichnet deren Widerstandswert gleich der charakteristischen Impedanz bzw. dem Wellenwiderstand ist und jeweils dem Belastungswiderstand der Tiefpaßfilter. (27, 28), (37, 38), (45, 46) und (55, 56) entspricht

Mit den Bezugszeichen 30, 35, 48 und 52 sind die Gleichstromversorgungseingangsklemmen bezeichnet, die jeweils gegenüber dem Hochfrequenzsignal aus den TäefpsBiHterp. (27, 2*Y (37, 38V (45, 46) und (55, 56) mittels der genannten Drosselspulen 29, 36, 47 und 53 abgeriegelt sind.

Mit 60 ist die Signaleingangsklemme, mit 42 die Verbindungsklemme /wischen den Stufen, mit 61 die Signalausgangsklemme und mit 39 und 57 Transistoren bezeichnet. Dw Eingangs- und Ausgangsimpedanzen, von den Transistoren 39 und 57 her gesehen, werden auf einem konstanten Wert bei einer Frequenz unterhalb einer Grenzfrequenz gehallen.

JVi der vorliegenden Erfindung ist eine nichtdargestellti Eingangsschaltung mit der Eingangsseite der Signaleingangsklemme 60 verbunden, und diese besitzt allgemein eine Impedanz für trequenze-, außerhalb des Hereiche«· (insbesondere für die I requcn/. die etwa die llälfte (ider ein Drittel der Ein^angssignalfrequen/

beträgt), welche von der charakteristischen Impedanz (Wellenwiderstand) Zj verschieden ist. Beim erfindungsgemäßen Mikrowellensignalverstärker jedoch kann beobachtet werden, daß. was die Impedanz der Eingangsschaltung aus der Sicht des Transistors 39 in der ersten Stufe betrifft, die niedrigen Frequenzen außerhalb des gewünschten Frequenzbereiches durch den Kondensator 26 des Hochpaßfilters und den Widerstand 32 der Stromversorgungsschaltung abgetrennt werden. Daher ist für eine derartige Eingangsschaltung nicht erforderlich, die Übertragungskurve für die niedrigen Frequenzen außerhalb des Frequenzbandes auszulegen.

1 hei/u _' Hl,Mt

Claims

Patentansprüche:

1. Mikrowellensignalverstärker, der mindestens einen Eingangs- und Ausgangsanschlüsse aufweisenden Transistor, Eingangs- und Ausgangsanpassungskreise, die jeweils mit den Eingangs- bzw. Ausgangsanschlüssen verbunden sind, und Speisestromzuführungsschaltungen, die mit den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen verbunden sind und zwei Tiefpaßfilter enthalten, aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Eingangs- und Ausgangsanpassungskreis ein Hochpaßfilter besitzt, daß diese Hochpaßfilter vom Transistor aus gesehen einen in Reihe angeschlossenen Kondensator besitzen und daß jedes Tiefpaßfilter vom Transistor aus gesehen eine in Reihe angeschlossene Induktivität besitzt und durch einen Abschlußwiderstand abgeschlossen ist

2. Verstärker nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des Abschlußwiderstandes Ro derart bemessen ist, daß dieser dem Wellenwiderstand Za der Übertragungsleitung entspricht

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß wenn die Eingangsimpedanz des Hochpaßfilters, das mit dem Widerstand Ro abgeschlossen ist, mit Z\ angekommen ist, und die Eingangsimpedanz des Tiefpaßfilters, welches mit dem Widerstand R& abgeschlossen ist, als Z₂ angenommen wird, die Bemessung folgender Bedingung genügt:

Z₁ + Z₂ = R₀ und Z₁ · Z₂ = R% .