DE3588172T2

DE3588172T2 - Verstärker mit mehreren Stufen und Frequenzgangkompensation

Info

Publication number: DE3588172T2
Application number: DE3588172T
Authority: DE
Inventors: Johan Hendrik Huijsing
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1984-04-19
Filing date: 1985-04-16
Publication date: 1998-06-25
Anticipated expiration: 2005-04-17
Also published as: EP0159099A2; US4559502A; CA1221747A; JPS60233914A; EP0159099A3; DE3588172D1; EP0159099B1; JPH0588562B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Verstärker zum Verstärken eines wenigstens teilweise an einem invertierenden Eingang desselben empfangenen Eingangssignals zum Erzeugen eines invertierten Ausgangssignal an einem Ausgang desselben, wobei dieser Verstärker die nachfolgenden Elemente aufweist:
einen zusammengesetzten Verstärkerteil mit:
einer ersten Stufe zur Verstärkung eines wenigstens teilweise an einem invertierenden Eingang desselben empfangenen Eingangssignals zum Erzeugen eines Ausgangssignal an einem Ausgang desselben,
einem zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang der ersten Stufe vorgesehenen ersten Kondensator, und
einer zweiten Transkonduktanzstufe zum Verstärken eines wenigstens teileise an einem nicht-invertierenden Eingang empfangenen Eingangssignals zum Erzeugen eines Ausgangssignals an einem Ausgang desselben, wobei der Ausgang einer der ersten und zweiten Stufe mit dem Eingang der anderen der ersten und zweiten Stufe gekoppelt ist, wobei der andere Eingang der ersten und zweiten Stufe mit einem invertierenden Eingang des zusammengesetzten Teils gekoppelt ist und wobei der andere Ausgang der ersten und zweiten Stufe mit einem Ausgang des zusammengesetzten Teils gekoppelt ist,
einem zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des zusammengesetzten Teils vorgesehenen zweiten Kondensator, und
einer dritten Transkonduktanzstufe zum Verstärken eines wenigstens teilweise an einem nicht-invertierenden Eingang desselben empfangenen Eingangssignals zum Erzeugen eines Ausgangssignals an einem Ausgang desselben, wobei der Ausgang des zusammengesetzten Teils oder der dritten Stufe mit dem Eingang der dritten Stufe bzw. des zusammengesetzten Teils gekoppelt ist, wobei der andere Eingang des zusammengesetzten Teils oder der dritten Stufe mit dem Ausgang des Verstärkers gekoppelt ist.
Ein Operationsverstärker mit einem invertierenden (oder negativen) Eingang, einem nicht-invertierenden (oder positiven) Eingang, und einem Ausgang wird typischerweise in einem Verstärkersystem mit einem zwischen dem Ausgang und dem Eingang vorgesehenen Rückkopplungsnetzwerk. Der Operationsverstärker verstärkt ein an den Eingängen empfangenes Eingangssignal zum Erzeugen eines Ausgangssignals an dem Ausgang. Die Verstärkung in der negativen Rückkopplungsschleife ist uβ, wobei u die Vorwärtsverstärkung des Operationsverstärkers ist und β die Verstärkung des negativen Rückkopplungsnetzwerkes ist. Ja nach der Konfiguration können u und β eine Spannungsverstärkung oder eine Stromverstärkung sein.
Wenn das Eingangssignal um einige Frequenzen schwankt, schwankt das Ausgangssignal entsprechend. Wenn die Frequenz zunimmt, bleibt die Phase des Ausgangssignals progressiv hinter der Phase des Eingangssignals. Die Schleifenverstärkung uβ fällt weg. Das System kann unstabil werden. Wenn die Phasendifferenz zwischen den Signalen den Wert von 180º erreicht, ist uβ größer als 1, das System schwingt, weil die Rückkopplung positiv ist.
Die minimal akzeptierbare Stabilitätsgrenze wird auftreten, wenn die Schleifenphasendifferenz 135º beträgt bei einem Punkt, wobei uβ gleich 1 ist. Dies führt grobweg zu der Stabilitätsregel, daß die Schleifenverstärkung nicht mehr als 9 dB/Oktave außerhalb der Verstärkungsfrequenz abfällt.
Ein Rückkopplungsnetzwerk für ein System mit einem Operationsverstärker wird oft vorgesehen, nachdem der Entwurf des Operationsverstärkers beendet ist. Die genauen Amplitudenkennlinien des Netzwerkes können auf diese Weise nicht beim Entwerfen des Operationsverstärkers berücksichtigt werden. Der Entwurf basiert typischerweise auf der "im schlimmsten Fall"-Voraussetzung, daß die negative Rückkopplungsverstärkung eins ist. Das resultierende Stabilitätskriterium ist, daß die Vorwärtsverstärkung u des Operationsverstärkers nicht um mehr als 9 dB/Oktave abrollt bis zur Frequenz, wobei u gleich 1 ist.
Möglicherweise ist der einfachste Weg dieses Kriterium zu erfüllen eine einfache Transkonduktanzverstärkerstufe. Fig. 1 zeigt im allgemeinen eine herkömmliche Differentialstufe A diesen Typs. Fig. 2 zeigt typische innere Einzelheiten für die Stufe A, die sich um emittergekoppelte NPN-Transistoren QX und QY zentriert ist. Die Basis-Elektroden sind mit den Eingängen verbunden zum Empfangen von Spannungen VI- und VI+, deren Differenz das Verstärkereingangssignal VI ist. Obschon die Stufe A im Grunde ein Transkonduktanzverstärker ist, verwandelt die Belastungsimpedanz die Stufe A in einen Spannungsverstärker. Das Ausgangssignal ist eine an der Kollektor-Elektrode von QX gelieferte Spannung VO.
Der Frequenzgang der Stufe A wird weitgehend durch den einfachen Dominantpol bestimmt, abhängig von der Parasitärkapazität CPO an dem Ausgang. Fig. 3 zeigt Asymptoten, wie u mit der Frequenz f für die Stufe A variiert. Die Verstärkung fällt um 6 dB/Oktave wenn die Frquenz f&sub0; des Dominantpols passiert wird und danach um 6 dB/Oktave mehr als die höhere Polfrequenz fL, welche die Bandgröße beschränkt. Die bandbreitenbegrenzende Frequenz fL, die ein Merkmal des gesamten Verstärkersystems ist uns nicht einfach geändert werden kann, tritt hinter der Verstärkungsfrequenz fU auf. Die Stufe A erfüllt auf diese Weise automatisch das obenge nannte Stabilitätskriterium, da der Verstärkungsroll-off kleiner ist als 9dB/Oktave zwischen fO und fU. Es ist keine Frequenzkompensation notwendig. Aber die maximale Verstärkung ist typischerweise in der Größenordnung von 40 dB. Dies ist viel zu niedrig für viele Anwendungsbereiche.
Die Verstärkung kann dadurch vergrößert werden, daß zwei Konduktanzverstärkerstufe in Kaskadenschaltung vorgesehen werden. Fig. 4 zeigt allgemein, wie dies gemacht wird in einem herkömmlichen 741 Operationsverstärker, wie dieser beispielsweise von Gray u.a. in "Analysis and Design of Analog Integrated Circuits" (John Wiley and Sons), 1977, Seiten 420 - 426 und 515 - 521 beschrieben worden ist. In dem 741 wird die Spannung VI differentiell den Eingängen einer differentiellen Stufe A' zugeführt, deren Ausgang mit dem invertierenden Eingang einer invertioerenden Stufe A" verbunden ist. Zwischen dem A"-Eingang und dem Ausgang ist ein Ausgleichkondensator C vorgesehen. Diese Verbindung ermöglicht es, daß die Kombination A" und C als Strom-zu-Spannungswandler wirksam ist. Der Fesamtverstärker schafft dadurch Spannungsverstärkung.
Zwei Dominantpole bestimmen weitgehend den Frequenzgang dieses Zweistufenverstärkers, wobei die eine von der Parasitärkapazität CPO an dem Verstärkerausgang und die andere von der Parasitärkapazität CPA an dem A"-Eingang abhängig ist. Fig. 5 zeigt die asymptotische Verstärkungsvariation für Fig. 4. Die obere Kurve I in Fig. 5 zeigt, wie der Frequenzgang wäre, wenn der Kondensator C fehlen würde, während die unter Kurve den richtigen kompensierten Frequenzgang zeigt. Die den Kapazitäten CPO und CPA zugeordneten Polfrequenzen werden als fO bzw. fA bezeichnet. Beim Passieren jeder der Frequenzen fO, fA und fL nimmt der Verstärkungs-Roll-off um 6 dB/Oktave zu.
Wenn der Kondensator C nicht vorhanden wäre, würden fO und fA sich an den betreffenden Ausgangspunkten fOS bzw. fAS befinden, wobei u größer als 1 ist. Die Kombination A' und A" würde das öbenstehende Stabilitätskriterium nicht erfüllen, da u um 12 dB/Oktave abfällt, nachdem fAS passiert ist.
Der Kondensator C schafft Frequenzkompensation durch weitere Spaltung der Dominantpole. Der untere Pol fO geht nach unten zu der Endlage fOF, während der höhere Pol fA zu der Endlage fAF hinter der Verstärkungsfrequenz fU geht. Die Verstärkung fällt um nicht mehr als 6 dB/Oktave bis fU zum Erfüllen des Stabilitätskriteriums. Die maximale Verstärkung ist typisch von der Größenordnung von 80 dB. Obschon dies eine Verbesserung bedeutet, es ist noch immer zu niedrig für viele Anwendungsbereiche.
In dem US Patent 4.243.943 löst E. Cherry das Verstärkung/Stabilitätsproblem mit einem Verstärker, der typischerweise drei oder mehr Stufen aufweist, die als differenzierende Rückkopplungsschleifen zur Frequenzkompensation verschachtelt sind. Die Schleifen sind normalerweise um die Ausgangsstufe des Verstärkers zentriert. Das Ziel in der Lösung von Cherry ist die Rückdifferenz um die Ausgangsstufe herum zu maximieren. Den Kompensationsplan bei Cherry erfordert Pol- Nullannulierung, wobei Frequenznulle benutzt werden um Frequenzpole zu akzeptierbaren Stellen zu verschieben. Dies ist ein komplexer Prozeß, der den Gebrauch von Cherry stark beschränkt.
Deswegen ist es u.a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen frequenzkompensierten Verstärker mit hoher Verstärkung in einer relativ einfachen Konfiguration zu schaffen. Ein Verstärker der eingangs erwähnten Art weist nach der Erfindung das Kennzeichen auf, daß
jede der ersten, zweiten und dritten Stufen nur einen Pol je Signalstrecke innerhalb des Transitgrenzfrequenzbereichs hat, den die kaskadengeschaltete Stufen haben würden, wenn der erste und der zweite Kondensator fehlen würde,
der Wert des ersten Kondensators derart gewählt ist, daß die Vorwärtsverstärkung des zusammengesetzten Teils um nicht mehr als 9 dB/Oktave bis zur Transitgrenzfrequenz abfällt, und
der Wert des zweiten Kondensators derart gewählt ist, daß die Vorwärtsverstärkung des zusammengesetzten Teils um nicht mehr als 9 dB/Oktave bis zur Transitgrenzfrequenz abfällt.
Nach der Erfindung hat ein Mehrstufenverstärker, insbesondere geeignet zum Gebrauch in einem Operationsverstärker drei oder mehr Verstärkerstufen, gegliedert in einer verschachtelten Konfiguration zum Erzielen von Frequenzkompensation. Der Grundgedanke ist, kapazitiv ein Paar Stufen zu verschachteln zum Bilden einer stabileb Anordnung und danach dasselbe mit dieser Anordnung und einer anderen Stufe zu machen. Die Vorwärtsverstärkungdes Verstärkers fällt nicht mehr als um 9 dB/Oktave bis zur Transitfrequenz ab. Dadurch kann der Verstärker der obengenannten Stabilitätsregel für Schleifenverstärkung entsprechen, wenn die Schaltungs-anordnung bei einem negativen Rückkopplungsnetzwerk mit einer Verstärkung Eins oder weniger verwendet wird.
Die Verschachtelung in dem Verstärker zentriert sich um eine der Stufen, hier als erste Stufe bezeichnet. Die Stufe fünktioniert (wenigstens) als invertierender Verstärker. Diese Stufe hat einen invertierenden Eingang und einen Ausgang. In diesem Zusammenhang bedeutet "invertierender Eingang" ein Anschluß einer Verstärkeranordnung, deren offene-Schleife-Ausgangssignal nahezu invers ist - d.h. in der polarität umgekehrt ungeachtet Phasenverzögerung - entweder gegenüber einem Signal an dem invertierenden Eingang der Anordnung oder, wenn die Schleife einen "nicht- invertierenden Eingang" hat, gegenüber einem Signal an dem invertierenden Eingang gegenüber einem Signal an dem nicht-invertierenden Eingang.
Die restlichen Stufen werden als zweite Stufe, dritte Stufe, usw. bezeichnet. Jede dieser Stufen ist eine Transkonduktanzstufe (d.h. ein Spannung-zu- Stromwandler), die (wenigstens) als nicht-invertierender Verstärker wirksam ist. Also solche hat jede der restlichen Stufen einen nicht-invertierenden Eingang und einen Ausgang. In diesem Zusammenhang bedeutet "nicht-invertierender Eingang" ein Anschluß einer Verstärkeranordnung, deren offene-Schleifenausgangssignal nahezu phasengleich ist mit entweder einem Signal an dem nicht-invertierenden Eingang der Anordnung oder, wenn sie einen "invertierenden Eingang" hat, mit einem Signal, empfangen an dem nicht-invertierenen Eingang gegenüber einem Signal, empfangen an dem invertierenden Eingang.
Die Verschachtelung beginnt mit einem zusammengesetzten Verstärkerteil mit der ersten und der zweiten Stufe. Der Ausgang einer der ersten und zweiten Stufe wird mit dem Eingang der anderen gekoppelt. Der andere Eingang dieser zwei Stufen wird mit einem invertierenden Eingang des zusammengesetzten Verstärkerteils gekoppelt, von dem ein Ausgang mit dem restlichen Ausgang der beiden Stufen gekoppelt wird. Zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang der ersten Stufe ist ein erster kompensierender Kondensator gekoppelt. Der Wert des ersten Kondensators ist derart gewählt, daß die Vorwärtsverstärkung des zusammengesetzten Teils um nicht mehr als 9 dB/Oktave bis zur Transitgrenzfrequenz abfällt. Dadurch wird das obengenante Stabilitätskriterium erfüllt um den zusammengesetzen Teil für weitere Verschachtelung geeignet zu machen.
In dem nächsten Verschachtelungspegel wird der Ausgang des zusammengesetzten Teils oder der dritten Stufe mit dem Eingang des anderen dieser Teile gekoppelt. Dadurch entsteht ein Dreistufenverstärker. Dieser hat einen invertierenden Euingang, der mit dem anderen Eingang des zusammengesetzten Teils und der dritten Stufe gekoppelt ist. Der andere Ausgang dieser beiden Teile ist mit einem Ausgang des Dreistufenverstärkers gekoppelt. Zwischen dem Ausgang un dem invertierenden Eingang des zusammengesetzten Teils ist ein zweiter Kompensationskondensator gekoppelt. Der Wert des zweiten Kondensators ist derart gewählt, daß die Vorwärtsverstärkung des Dreistufenverstärkers um nicht mehr als 9 dB/Oktave bis zur Transitgrenzfrequenz abfällt, damit das Verstärkungsabfallstabilitätskriterium erfüllt wird.
Es sind viele Abwandlungen der Erfindung möglich. So gibt es beispielsweise vier Versionen des Dreistufenverstärkers, je nachdem, wie die Stufen gegenseitig gekoppelt sind. Die Erfindung kann mit vielen Arten von Transistoren ausgebildet sein, wie beispielsweise Bipolartransistoren, Feldeffekttransistoren oder mit beiden. Die Feldeffekttransistoren könnten Isolierschicht-Feldeffekttransistoren Sperrschicht- Feldeffekttransistoren sein.
Jede Anordnung des vorliegenden Verstärkers schafft eine hohe Verstärkung in einer relativ einfachen Konfiguration. Die Kompensationskondensatoren erreuchen eine Frequenzkompensation durch Polspaltung. Es gib keinen Anlaß Frequenznullen zu Schiebepolen einzuführen. Dies vermeidet das Problem der Polnullannulierung wie bei Cherry. Weiterhin gibt es keinen besonderen Vorzug zum Zentrieren der verschachtelung um die Ausgangsstufe herum, wie bei Cherry. Der vorliegende Mehrstufenverstärker ist folglich flexibler als Cherry und schafft eine groß Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1, 2 und 3 ein Blockschaltbild, ein Schaltbild bzw. eine logarithmische Graphik des qualitativen asymtotischen Frequenzgangs für erinen Einstufenverstärker nach dem Stand der Technik,
Fig. 4 und 5 ein Schaltbild bzw. eine logarithmische Graphik des qualitativen asymptotischen Frequenzgangs für einen Zweistufenverstärker nach dem Stand der Technik,
Fig. 6a, 6b, 6c und 6d je ein Blockschaltbild von Ausführungsformen von vier Versionen eines Dreistufenverstärkers mit kapazitiver Verschachtelung zur Frequenzkompensation nach der Erfindung,
Fig. 7a, 7b, 7c und 7d je ein Schaltbild bipolarer Ausführungsformen der betreffenden Verstärker nach den Fig. 6a - 6d,
Fig. 8a, 8b, 8c und 8d je eine logarithmische Graphikdes qualitativen asymptotischen Frequenzgangs für die betreffenden Verstärker nach den Fig. 6a - 6d,
Fig. 9, 10a und 10b je ein Schaltbild für eine allgemeinerer Ausführungsform des Verstärkers nach Fig. 7b, einen typischen Stromfolger, verwendet in dieser Ausführungsform bzw. einen typischen Spannungsfolger, verwendet in dieser Ausführungsform,
Fig. 11 ein Schaltbild einer spezifischen Ausführungsform des Verstärkers nach Fig. 7d mit einer weiteren Zwischenstufenkopplung,
Fig. 12 ein Schaltbild einer bevorzugten bipolaren Ausführungsform des Verstärkers nach Fig. 6d,
Fig. 13 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Vierstufenverstärkers mit kapazitiver Verschachtelung zur Frequenzkompensation nach der Erfindung, und
Fig. 14 eine Feldeffekttransistor-Ausführungsform des Verstärkers nach Fig. 6b.
In der Zeichnung und Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen sind für entsprechende Elemente sind dieselben Bezugszeichen verwendet worden. Kondensatoren sind in der Zeichnung durch Vollinien angegeben, während Parasitärkapazitäten gestrichelt dargestellt sind. Pararsitärkapazitäten sind in bezug auf eine Bezugsspannung VREF, typischerweise Erde, definiert. Nicht dargestellt sind Parasitärkapazitäten, die für die Frequenzkompensation in dieser Erfindung nicht relevant sind.
Bestimmte Elemente, die in der Zeichnung dargestellt sind, deren Wirkung oder der Gebrauchsgrund im allgemeinen selbstverständlich ist, sind nachstehend kaum beschrieben. Insbesondere Widerstände, die durch das Symbol "R" mit einem üblichen tiefgesetzten Zeichen angegeben sind, werden im allgemeinen nicht beschrieben. Die bei den Emitter-Elektroden bipolarer Transistoren oder bei den Source- Elektroden von Feldeffekttransistoren dargestellten Widerstände können richtige Widerstände oder Innenwiderstände sein. Stromquellen, die durch das Symbol "I" mit einem nachfolgenden tiefgesetzten Zeichen mit "E", "C", "S" oder "D" angegeben sind, sind im allgemeinen nicht beschrieben. "E" und "C" bezeichnen Emitter- bzw. Kollektorstromquellen für Bipolartransistoren. "S" und "D" bezeichnen Source- bzw. Drainstromquellen für Feldeffekttransistoren. Jeder Verstärker liegt zwischen Quellen einer niedrigen Speisespannung und einer hohen Speisespannung, angegeben durch "VEE" bzw. "VCC", aber angegeben durch "VSS" bzw. "VDD" für Fig. 14.
Die Fig. 6a - 6d zeigen vier Versionen 21, 22, 23 und 24 eines frequenzkompensierten Dreistufenverstärkers. Jeder der Verstärker 21 - 24 arbeitet (wenigstens) als invertierender Verstärker mit einem invertierenden Eingang zum Empfangen der Spannung VI- und einen Ausgang zum Liefern der Spannung VO. Jeder der Verstärker 21 - 24 hat vorzugsweise einen nicht-invertierenden Eingang zum Empfangen der Spannung VI+. Die Spannungen VB1, VB2 und VB3, die typischerweise, aber nicht notwendigerweise konstant sind, werden vielfältig den yerstärkern 21 - 24 zugeführt.
Das Eingangssignal zu dem Verstärker 21 oder 23 ist der Eingangsstrom II, empfangen an dem invertierenden Eingang. Die Verstärker 21 oder 23 verstärken den Strom II zum Erzeugen eines Ausgangsstroms 10 als Ausgangssignal an dem Ausgang.
Das Eingangssignal zu dem Verstärker 22 oder 24 ist die Spannung VI, die aus der Spannung VI- relativ zu der Spannung VI+ besteht, wenn es einen nicht- invertierenden Eingang gibt. Wenn der Verstärker 22 oder 24 keinen nicht-invertierenden Eingang hat, ist die Spannung VI die Spannung VI relativ zu irgendeiner Bezugsspannung. Der Verstärker 22 oder 24 verstärkt die Spannung VI zum Erzeugen der Spannung VO als Ausgangssignal.
Die Verstärker 21 - 24 sind alle auf dieselbe Basisweise geschaltet. Es sind zwei Transkonduktanzstufen verschachtelt mit einem Kompensationskondensator zum Bilden einer Kombination, die das Stabilitätskriterium erfüllt, daß die Verstärkung der Kombination nicht mehr als um 9 dB/Oktave abfällt bis zu der Transitgrenzfrequenz. Diese Kombination und eine dritte Transkonduktanzstufe werden mit einem anderen Kompensationskondensator verschachtelt zum Bilden einer neuen Kombination - d.h. Verstärker 21, 22, 23 oder 24 - die das Verstärkungsabfallkriterium erfüllt.
Wie in den Fig. 6a und 6b dargestellt, enthalten die Verstärker 21 und 22 je einen zusammengesetzten Verstärkerteil 11, der einen Eingangssignalstrom verstärkt zum Erzeugen eines Ausgangssignalstroms. Der zusammengesetzte Teil 11 funktioniert (wenigstens) als invertierender Verstärker mit einem invertierenden Eingang zum Empfangen des Eingangsstroms und mit einem Ausgang zum Liefern des Ausgangsstroms. Wenn der Verstärker 21 einen nicht-invertierenden Eingang hat, ist dieser mit einem nicht-invertierenden Eingang des Teils 11 verbunden. In dem Verstärker 22, kann der Teil 11 einen nicht-invertierenden Eingang haben zum Empfangen der Spannung VB1.
Der Teil 11 enthält Transkonduktanzverstärkerstufen A1 und A2, die je ein Eingangssignal verstärken zum Liefern eines Ausgangssignals an dem Ausgang. Die Stufe A1 funktioniert (wenigstens) als invertierender Verstärker mit einem invertierenden Eingang, der mit dem invertierenden Eingang des Teils 11 verbunden ist. Wenn der Teil 11 einen nicht-invertierenden Eingang hat, ist dieser mit einem nicht-invertierenden Eingang der Stufe A1 verbunden. Die Stufe A2 fünktioniert (wenigstens) als nicht- invertierender Verstärker mit einem nicht-invertierenden Eingang zum Empfangen der Spannung VB2. Der Ausgang A2 ist mit dem Ausgang des Teils 11 verbunden. Zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang der Stufe A1 ist ein Kompensationskondensator C1 vorgesehen zum Erzeugen von Frequenzkompensation für den Verstärker 11. Diese Verbindung macht die Kombination A1 und C1 zu einem Strom- zu-Spannungswandler über den Frequenzbereich, in dem der Kondensator C1 die Transferfunktion beherrscht. Da die Stufe A2 eine Transkonduktanzanordnung ist - d.h. ein Spannung-zu-Stromwandler -, ist der Teil 11 ein Stromverstärker.
Nebst dem Teil 11 enthält der Verstärker 21 oder 22 einen Kompensationskondensator C2 und eine Transkonduktanzverstärkerstufe A3, die ein Eingangssignal verstärkt zum Schaffen eines Ausgangssignals an dem Ausgang. Die Stufe A3 fünktioniert (wenigstens) als nicht-invertierender Verstärker mit einem nicht-invertierenden Eingang. Der Kondensator C2 ist zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Teils 11 vorgesehen zum Schaffen von Frequenzkompensation für den Verstärker 21 oder 22.
In dem Verstärker 21 ist der invertierende Eingang des Teils 11 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 21 verbunden zum Empfangen des Signalstroms TI. Der nicht-invertierende Eingang A3 ist mit dem Ausgang des Teils 11 verbunden zum Empfangen des Ausgangssignals des Verstärkers 21 zum Schaffen des Signalstroms IO. Die Stufe A3 in dem Verstärker 21 kann einen invertierenden Eingang haben zum Empfangen der Spannung VB3. Die Verbindung des Kondensators C2 über den Teil 11 sorgt dafür, daß die Kombination 11 und C2 als Strom-zu- Spannungswandler über den Frequenzbereich wirksam ist, in dem der Kondensator C2 die Transferfunktion beherrscht. Da die Stufe A3 ein Spannung-zu-Stromwandler ist, ist der Verstärker 21 ein Stromwandler.
In dem Verstärker 22 ist der Ausgang des Teils 11 mit dem Ausgang des Verstärkers 22 verbunden zum Liefern einer Signalspannung VO. Der invertierende Eingang des Teils 11 ist mit dem Ausgang der Stufe A3 verbunden zum Empfangen dessen Ausgangssignals. Der nicht-invertierende Eingang von A3 ist mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 22 verbunden zum Empfangen der Spannung VI. Die Stufe A3 in dem Verstärker 22 hat vorzugsweise einen invertierenden Eingang 22 zum Empfangen der Spannung VI+. Da die Stufe A3 ein Spannung-zu-Stromwandler und der Teil 11 ein Strom-zu-Spannungswandler ist, ist der Verstärker 22 als Spannungsverstärker wirksam.
Die in Fig. 6c und 6d dargestellt, enthalten die Verstärker 23 und 24 je eine Transkonduktanzstufe A1 bzw. A2, wobei der Kompensationskondensator C1 zwischen denselben vorgesehen ist zum Bilden eines frequenzkompensierten zusammengesetzten Verstärkerteils 12, der eine Eingangssignalspannung verstärkt zum Liefern einer Ausgangssignalspannung. Der zusammengesetzte Teil 12 funktioniert (wenigstens) als invertierender Verstärker mit einem invertierenden Eingang und einem Ausgang. Wenn der Verstärker 23 einen nicht-invertierenden Eingang hat, ist dieser mit einem nicht-invertierenden Eingang des Teils 12 verbunden. In dem Verstärker 24 kann der Teil 12 einen nicht-invertierenden Eingang haben, der die Spannung V82 empfängt.
Der invertierende Eingang des Teils 12 ist mit dem nicht-invertierenden Eingang der Stufe A2 verbunden, deren Ausgang mit dem invertierenden Eingang der Stufe A1 verbunden ist. Der Ausgang ist mit dem Ausgang des Verstärkers 12 verbunden. Die Stufe A1 kann einen nicht-invertierenden Eingang haben zum Empfangen der Spannung VB1.
Der Kondensator C1 ist zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang der Stufe A1 vorgesehen zur Frequenkompensation des Verstärkers 12. Da die Kombination A1 und C1 dadurch ein Strom-zu-Spannungswandler ist, ist der Teil 12 ein Spannungsverstärker.
Wie den Verstärkern 21 und 22 sind die übrigen Elemente in den Verstärkern 23 und 24 der Kondensator C2 und die Transkonduktanzstufe A3. Der Kondensator C2 ist zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Teils 12 vorgesehen zum Schaffen von Frequenzkompensation für den Verstärker 23 oder 24. Diese Verbindung sorgt dafür, daß die Kombination 12 und C2 als Strom-zu- Spannungswandler über den Frequenzbereich wirksam ist, in dem der Kondensator C2 die Transferfunktion beherrscht. Die Stufe A3 ist mit dem Teil 12 in den Verstärkern 23 und 24 verbunden, wie die Stufe A3 mit dem Teil 11 in den Verstärkern 21 und 22 verbunden ist. Der Verstärker 23 funktioniert auf diese Weise als Stromverstärker, während der Verstärker 24 als Spannungsverstärker wirksam ist.
Die Fig. 7a - 7d zeigen bipolare Ausführungsformen der Verstärker 21 - 24. Der Hauptteil der Stufe A1 ist ein NPN-Transistor QX1. Die Basis-Elektrode und die Kollektor-Elektrode ist mit dem invertierenden Eingang bzw. dem Ausgang der Stufe A1 verbunden. Der Transistor QX1 ist mit einem NPN-Transistor QY1 verbunden. Der Transistor QX1 ist mit einem NPN-TransistorQY1 emittergekoppelt, dessen Basis-Elektrode mit dem nicht-invertierenden Eingang von A1 verbunden ist. Die Transistoren QX1 und QY1 sind als herkömmliche Differenzverstärker in Kombination mit den Elementen RX1, RY1, IE1 und ICX1 wirksam. Die Stufe A2 zentriert sich um emittergekoppelte NPN-Transistoren QX2 und QY2. Die Basis-Elektroden sind mit dem invertierenden bzw. nicht-invertierenden Eingang der Stufe A2 verbunden, deren Ausgang von der Kollektor-Elektrode von QX2 herrührt. Die Transistoren QX2 und QY2 funktionieren als herkömmliche Differenzverstärker in Kombination mit den Elementen RX2, RY2, IE2 und ICX2. Auf gleiche Weise zentriert die Stufe A3 sich um die emittergekoppelten NPN-Transistoren QX3 und QY3. Die Basis-Elektroden sind mit dem invertierenden bzw. nicht-invertierenden Eingang der Stufe A3 verbunden, deren Ausgang von der Kollektor-Elektrode des Transistors QX3 herrührt. Die Transistoren QX3 und QY3 funktionieren als herkömmlicher Differenzverstärker in Kombination mit den Elementen RX3, RY3, IE3 und ICX3.
Drei dominierende Pole bestimmen weitgehend den Frequenzgang jedes der Verstärker 21 - 24. Die asyniptotischen Verstärkungen als Funktion der Frequenz für die Verstärker 21 - 24 sind in den Fig. 8a - 8d dargestellt. Die oberen Kurven I in den Fig. 8a - 8d stellen je dar, wie die Verstärkung u für die jeweiligen Verstärker 21 - 24 asymptotisch ändern würden, wenn weder der Kondensator C1 noch C2 vorgesehen wäre. Die mittleren Kurven II zeigen, wie u ändern würde, wenn der Kondensator C1 vorhanden wäre, nicht aber der Kondensator C2. Die unteren Kurven III zeigen die aktuellen kompensierten asymptotischen Verstärungsänderungen.
In den Fig. 8a - 8d und in der zugeordneten Analyse der Polspaltung wird die nachfolgende Vereinbarung benutzt. Die den parasitären Kapazitäten CPI, CPO, CPA, CPB, CPC und CPD zugeordneten Polfrequenzen sind durch fI, fO, fA, fB, fC bzw. fD bezeichnet. Sie würden sich auf den betreffenden Startfrequenzen fIS, fOS, fAS, fBS, fCS und fDS befinden, wenn die Kondensatoren C1 und C2 fehlen würden und befinden sich auf den betreffenden Endfrequenzen fIF, fOF, fAF, fBF, fCF bzw. fDF. Geeigneterweise würden die Pole fI, fD, fA und fO sich auf Zwischenfrequenzen FIM, FDM, FAM und fOM befinden, wobei der Kondensator C1 vorgesehen ist zum Kompensieren des zusammengesetzten Teils 11 oder 12, wobei aber der Kondensator C2 fehlt.
Der Eingangs- und Ausgangskondensator CPI und CPO sind (normalerweise) größer als die inneren Kondensatoren CPA - CPD. Auf entsprechende Weise ist jede Startfrequenz fIS oder fOS (vorausgesetzt)kleiner als jede der Startfrequenzen fAS - fDS.
In den nachfolgenden Gleichung sind C1 und C2 die betreffenden Werte der Kondensatoren C1 und C2. CPI, CPO, CPA, CPB, CPC und CPD sind die betreffenden Werte der Kapazitäten CPI, CPO und CPA - CPD.
GM1, GM2 und GM3 sind die betreffenden Transkonduktanzen der Stufen A1 - A3.
Die Transitgrenzfrequenz fU für jeden der Verstärker 21 - 24 beträgt etwa:
fU = GM3/2πC&sub2;
Diese Transitgrenzfrequenz gilt für alle unteren Kurven in den Fig. 8a - 8d.
Das Gesamtverstärkungssystem für jeden der Verstärker 21 - 24 wird gekennzeichnet durch die bandbreitenbegrenzende Frequenz fL, die hinter fU auftritt. Die Verstärkung fällt um 6 dB/Oktave ab beim Passieren dieses ersten dominierenden Pols und danach um 6 dB/ Oktave weiter wenn jeder weitere Pol einschließlich fL passiert ist. Die Endfrequenzen, zu denen die dominierenden Pole für die Verstärker 21 - 24 bewegt werden, können normalerweise fL nicht übersteigen. Wenn irgendeine aus den nachfolgenden Gleichungen berechnete Polfrequenz den Wert fL übersteigt, wird diese Endfrequenz als gleich fL vorausgesetzt.
Die dominierenden Pole für den Verstärker 21 sind abhängig von den parasitären Kapazitäten CPI an dem Verstärkereingang, CBP an dem A1-Ausgang, und CPC an dem Ausgang des Teils 11. Zur Erläuterung wird von fBS vorausgesetzt, daß diese kleiner ist als fCS. Das Umgekehrte könnte auf gleiche Weise gelten. Wie in Fig. 8a dargestellt, treten fIS, fBS und fCS alle dort auf, wo u den Wert 1 übersteigt. Wenn die Kondensatoren C1 und C2 beide fehlen würden, würde u um mehr als 9 dB/Oktave abfallen nach dem Passieren von fBS, aber vor dem Erreichen von dem Wert 1. Die Kombination A1 - A3 ohne die Kondensatoren C1 und C2 würde das Verstärkungsabrollstabilitätskriterium nicht erfüllen.
Das Einfügen des Kondensators C1 spaltet die Pole fI und fB weiter auseinander, damit der Teil 11 des Verstärkers 21 das Stabilitätskriterium erfüllt. Der niedrigste Pol fI fällt ab bis fIM. Der höhere Pol fB geht hoch zu fBF bis hinter den Punkt, an dem fU in dem völlig kompensierten Verstärker 21 auftritt. Der Teil 11 würde dann stabil sein, wenn benutzt mit negativer Rückkopplung, welche den Ausgang des Teils 11 unmittelbar mit dem invertierenden Eingang verbindet.
Wenn der Kondensator C1 vorhanden ist, spaltet das Einfügen des Kondensators C2 auf dieselbe Art und Weise die Pole fI und fC weiter auseinander in dem Verstärker 21. Der niedrigste Pol fI verlagert sich weiter nach unten bis fIF. der höchste Pol fC verlagert sich nach oben bis hinter fU zu fCF. Die Verstärkung fällt nicht weiter als um 9 dB/Oktave ab vor dem Erreichen des Wertes fU. Unter der Bedingung, daß fU < fCF ≤ fBF, erfüllt der Verstärker das Verstärkungsabrollstabilitätskriterium und würde unbedingt stabil sein, wenn mit negativer Rückkopplung benutzt mit einer Verstärkung von 1 (oder weniger).
Die Werte vpn C&sub1; und C&sub2;, erforderlich zum Erreichen der obengenannten Kompensation in dem Verstärker 21 kann ungefägr berechnet werden aus den nachfolgenden Gleichungen:
fBF = GM1/2π CPI(1+CPB/C&sub1;)
fCF= GM2/2π C&sub1;(1+CPC/C&sub2;)
Die obenstehenden Gleichungen gelten, wenn fBS kleiner ist als fCS oder nicht.
Die Situation ist ähnlich aber etwas komplexer für fen Verstärker 22. Die dominierenden Pole sind abhängig von den parasitären Kapazitäten CPO an dem Verstärkerausgang, CPB an dem A1-Ausgang und CPD an dem Eingang des Teils 11. Zur Erläuterung wird vorausgesetzt, daß fDS kleiner ist als fBS, obschon das Entgegengesetzte auch gelten könnte. Ohne die Kondensatoren C1 und C2 würde die Kombination A1 - A3 wieder nicht das Stabilitätskriterium erfüllen, wie in Fig. 8b dargestellt.
Das Einfügen des Kondensators C1 spaltet die Pole fD und fB, damit der Teil 11 des Verstärkers 22 das Stabilitätskriterium erfüllen kann. Der Pol fD bewegt sich abwärts zu fDM unter fOS, d.h. fD kreuzt fO. Der niedrigste Pol ist nun fD. Der höchste Pol fB bewegt sich zu fBF hinter die Frequenz für fU in dem völlig kompensierten Verstärker 22. Das Einfügen des Kondensators C2 spaltet auf gleiche Weise fD und fO. Der niedrigste Pol fD bewegt sich weiter abwärts zu fDF. Der höhere Pol fO bewegt sich aufwärts bis hinter fU zu fOF. Der Verstärker 22 erfüllt das Stabilitätskriterium unter der Bedingung, daß fU < fOF ≤ fBF.
Die Werte C&sub1; und C&sub2; für den Verstärker 22 können ungefähr berechnet werden aus den nacfolgenden Gleichungen:
fBF = GM1/2π CPD(1+CPD/C&sub1;+CPD/CPD)
fOF = GM2/2π C&sub1;(1+CPO/C&sub2;)
Wenn fBS kleiner wäre als fDS, würde einer der Pole fB und fD abwärst in die Position bewegen, die für fDF dargestellt ist, während der andere aufwärts bewegen würde in die Position angegeben für fBF. Die erste der beiden obenstehenden Gleichungen gibt dennoch den Wert für den höheren Pol.
Die Situationen für die Verstärker 23 und 24 sind ziemiich selbstverständlich, wenn die obenstehende Symbole für die Fig. 8a - 8d verwendet werden. Der Verstärker 23 hat dominierende Pole abhängig von den parasitären Kapazitäten CPI an dem Verstärkereingang, CPA an dem A1-Eingang, und CPC an dem Ausgang des zusammengesetzten Teils 12. Der Verstärker 24 hat dominierende Pole abnhängig von den parasitären Kapazitäten CPO an dem Verstärkerausgang, CPA an dem A1- Ausgang, und CPD an dem Eingang des Teils 12. Ohne die Kondensatoren C1 und C2 würde die Kombination A1 - A3 das Stabilitätskriterium, die in Fig. 8c und 8d angegeben nicht erfüllen. Die Kompensation in dem Verstärker 23 and in dem Teil 12 ist im Grunde dieselbe wie die Kompensation in dem Verstärker 22 und in dessen Teil 11. Die Kompensation in dem Verstärker 24 und in dessen Teil 12 ist im Grunde dieselbe wie die in dem Verstärker 21 und in dessen Teil 11.
Das Stabilitätskriterium für den Verstärker 23 ist, daß FU< fIF≤fCF, unter der Voraussetzung, daß fAS kleiner ist als fCS. Die nachfolgenden Gleichungen geben Annäherungswerte für C&sub1; und C&sub2; für den Verstärker 23:
fCF = GM1/2π CPC(1+CPA/C&sub1;+CPA/CPC)
fIF = GM2/2π C&sub1;(1+CPI/C&sub2;)
Wenn fCS kleiner wäre als fAS, würde einer der Pole fA und fC abwärts bewegen in die angegebene Position für fAF, während der andere aufwärts bewegen würde in die Position, dargestellt für fCF. Die erste der beiden obenstehenden Gleichungen gibt dennoch den Wert für den höheren Pol.
Die Stabilitätsbedingung für den Verstärker 24 ist, daß FU< fDF≤fAF. Die nachfolgenden Gleichungen geben annähernde Wert für C&sub1; und C&sub2; für den Verstärker 24:
fAF = GM1/2π CPO(1+CPA/C&sub1;)
fDF = GM2/2π C&sub1;(1+CPD/C&sub2;)
Diese Gleichungen gelten, wenn fAS kleiner ist als fDS oder umgekehrt.
Die dominierenden Polfrequenzenfür die in den Fig. 7a - 7d dargestellten Verstärkertypen werden nicht richtig beeinträchtigt, wenn die Spannungsfolger in den Eingangsstufen vorgesehen werden. Auf gleiche Weise ändern sich die dominierenden Pole für diese Verstärkertypen nicht wesentlich, wenn Stromfolger in den Ausgangsstufe vorgesehen sind.
Fig. 9 zeigt eine Basisausführungsform des Verstärkers 22 nach Fig. 7b, wobei Spannungs- und Stromfolger an den Eingängen und Ausgängen vorgesehen sind. Jeder Spannungsfolger ist durch ein Symbol angegeben, das aus VF mit den zwei letzten Buchstaben des Symbols für den Transistor besteht, dessen Basis-Elektrode mit diesem Spannungsfolger verbunden ist. Jeder Stromfolger ist auf gleiche Weise durch ein Symbol, bestehend aus CF mit den letzten zwei Buchstaben des Symbols für den Transistor besteht, dessen Kollektor-Elektrode mit diesem Stromfolger verbunden ist. Zusätzlich zu dem regulären oder nicht-invertierenden Ausgang kann jede der Stufen A1 - A3 ebenfalls einen invertierenden Ausgang aufweisen, der ein Signal liefert, das invers ist zu dem Ausgangssignal an dem nicht-invertierenden Ausgang. Diese Situation ist in Fig. 9 dargestellt, wo die Signale von dem invertierenden und dem nicht- invertierenden Ausgang durch "+" bzw."-" differenziert werden. Wie in Fig. 9 dargestellt, müssen die Kollektorstromquellen ebenfalls für jeden der Transistoren QY1 - QY3 geliefert werden, woraus ein Signal des invertierenden Ausgangs verfügbar gemacht wird. Zum Schluß zeigt Fig. 9 typische Konfigurationen für die Emitter- und die Kollektorstromquellen.
Die Fig. 10a und 10b, sie zum großen Teil selbstverständlich sind, zeigen typische Strom- bzw. Spannungsfolger CFX und VFX, geeignet für die vorliegende Bipolarverstärker, wie den aus Fig. 9. Der Stromfolger CFX hat Eingangs- und Ausgangsanschlüsse, die Ströme IIX und IOX führen und die mittels des Kollektors des zugeordneten "QX" Transistors und dessen Kollektorstromquelle mit dem Verstärker verbunden sind. Der Spannungsfolger VFX hat Eingangs- und Ausgangsanschlüsse, die sich auf Spannungen VIX und VOX befinden und die mittels des Stufeneingangs und der Basis des zugeordneten "QX" Transistors mit dem Verstärker verbunden sind.
In den vorliegenden Verstärkern ist die "Vorstufe" einer Kette von Verstärkerstufen diejenige Stufe, die das Eingangssignal zu der Kette empfängt. Die Stufe, die das Ausgangssignal der Kette liefert ist die "Nachstufe". Jede Stufe zwischen der Vorstufe und der Nachstufe ist eine Zwischenstufe.
Wenn die Vorstufe in jedem der Verstärker 21 - 24 einen invertierenden Ausgang hat und wenn die Zwischenstufe einen invertierenden und einen nicht- invertierenden Eingang hat, kann der invertierende Ausgang mit dem Eingang der Zwischenstufe verbunden werden, die nicht mit dem nicht-invertiernden Ausgang der Vorstufe verbunden ist. Dasselbe kann gemacht werden mit der Zwischen- und Nachstufe. Dies verbessert die Auswuchtung zur Steigerung des Gleichtaktunterdrückungsverhältnisses.
Die Fig. 11 zeigt eine Ausführungsform der Fig. 7d, wobei die Vor- und die Zwischenstufe weiterhin mit der Zwischen- und Nachstufe verbunden ist. Insbesondere ist die Kollektor-Elektrode des Transistors QY3 in der Vorstufe A3 mit der Basis- Elektrode des Transistors QX2 in der Zwischenstufe A2 verbunden. Die Kollektor Elektrode des Transistors QY2 in der Zwischenstufe A2 ist mit der Basis-Elektrode des Transistors QY1 in der Nachstufe A1 verbunden.
Diese Verbindungen introduzieren drei weitere symmetrische Pole, wobei der eine abhängig ist von der parasitären Kapazität CPO' am invertierenden Verstärkerausgang, ein anderer abhängig ist von der parasitären Kapazität CPA' an dem nicht-invertierenden A1 Eingang, und wobei der dritte abhängig ist von der parasitären Kapazität CPD' an dem nicht-invertierenden Eingang des Teils 12 des Verstärkers 24. Auf entsprechende Weise ist zwischen dem nicht-invertierenden Eingang und dem invertierenden Ausgang der Stufe A1 ein weiterer Kondensator C' vorgesehen zur Frequenzkompensation des Teils 12 in der oben für den Kondensator C' beschriebene Art und Weise. Auf gleiche Weise ist ein weiterer Kondensator C2' zwischen dem nicht- invertierenden Eingang und dem invertierenden Ausgang des Teils 12 vorgesehen zur Frequenzkompensation des Verstärkers 24 auf die oben für den Kondensator C2 beschriebene Art und weise. Außerdem müssen die Emitterstromquellen normalerweise mit bestimmten Spannungen arbeiten, was durch Verbindung der Stromquellen erreicht werden kann, wie in Fig. 11 angegeben. Die obenstehende Erwägung gillt ebenfalls für die anderen Verstärker nach der Erfindung.
Fig. 12 zeigt eine bevorzugte bipolare Ausführungsform des Verstärkers 24. Die Stufe A3 schafft hier nicht-invertierende und invertierende Ausgangssignale V&sub0;&sub3;&sbplus; und V&sub0;&sub3;&submin; von gefalteten Stromfolgern, die mit den Kollektor-Elektroden von QX3 und QY3 verbunden sind. Diese Stromfolger bestehen aus PNP-Transistoren QFX und QFY, die mit Stromquellen NPN-Transistoren QSX und QSY kollektorgekoppelt sind. Die Signale V&sub0;&sub3;&submin; und V&sub0;&sub3;&sbplus; werden der Stufe A2 an dem invertierenden und nicht- invertierenden Eingang zugeführt, die über Spannungsfolger VFX2 und VFY2 mit dem Verstärkungstransistorpaar QX2J und QYJ2 und dem Verstärkungstransistorpaar QX2K und QY2k gekoppelt sind (wobei die Stufe A2 ein Paar von Hilfsstufen halbiert). Die Stufe A2 schafft ein Paar nicht-invertierender Ausgangssignal V02J und V02K von den Kollektor-Elektroden von QX2J und QX2K.
Die Stufe A1 besteht hier aus einem Paar paralleler Hilfsstufen A1J und A1K, die je einen invertierenden Eingang haben. In der Hilfsstufe A1J erhält der invertierende Eingang ein Signal V02J und ist über einen Spannungsfolger VFX1J mit einem PNP-Transistor QX1J gekoppelt. In der Hilfsstufe A1K erhält der invertierende Eingang das Signal V02K und ist über einen Spannungsfolger VFX1K mit einem NPN- Transistor QX1K gekoppelt. Die QX1J- und QX1K-Kollektor-Elektroden, die das A1J bzw. das A1K-Ausgangssignal liefern, sind miteinander verbunden zum Erzeugen der Spannung V&sub0;.
Nebst den dominierenden Polen, die von den Kapazitäten CPO und CPD abhängig sind und die durch den Kondensator C2 gespaltet sind, hat der Verstärker 24 in Fig. 12 ein Paar dominierender Pole, abhängig von den parasitären Kapazitäten CPAJ und CPAK an dem invertierenden Eingang A1J und A1K. Die Kondensatoren C1J und C1K sind zwischen dem Verstärkerausgang und den betreffenden Eingängen A1J und A1K vorgesehen zum Abspalten des der Kapazität CPO zugeordneten Pols von den den Kapazitäten CPAJ und CPAK zugeordneten Polen. Dies schafft Frequenzkompensation für die Stufen A1 und A2 auf die oben beschriebene Art und Weise. Zwischen dem VEE-Speiseeingang und dem invertierenden A2-Eingang ist ein Kondensator C2" vorgesehen um diesen bei hoher Frequenz zu einer virtuellen Erde zu machen.
In Fig. 12 sind die Speisespannungen VEE und VCC größer als 0,9 Volt bzw. kleiner als -0.9 Volt. Die Widerstände R1X/R1Y, RCX3/RCY3, RSX/RSY, RX2J/RY2J und RX2K/RY2K sind 3000, 50.000, 50.000, 5000 bzw. 5000 Ohm. Die Stromquellen IE3, IE2 und ICX2J/ICX2K sind 2, 20 bzw. 5 uAmp. Die Kondensatoren C1J und C1K sind je 3 pF. Die Kondensatoren C2 und C2" sind je 10 pF. Die kapazitäten CPO, CPAJ/CPAK und CPD sind etwa 200, 3 bzw. 3 pF. Die Verstärkung u ist etwa 110 dB bei niedriger Frequenz, während fU etwa 1 MHz beträgt.
Die in den Verstärkern 21 - 24 angewandten Frequenzkompensationstechniken können zu Verstärkern mit mehr als drei Stufen erweitert werden, damit eine höhere Verstärkung erhalten wird. Jede weitere Stufe fügt einen weiteren dominierenden Pol zu, der auf geeignete Weise entsprechend der vorliegenden kapazitivern Technik zum Schaffen von Frequenzkompensation verlagert wird.
Fig. 13 zeigt einen Vier-Stufen-Verstärker 34, bestehend aus dem Drei- Stufen-Verstärker 22, einer Transkonduktanzverstärkerstufe A4 und einem kompensierenden Kondensator C3. Die Stufe A4 arbeitet auf dieselbe Art und Weise wie die Stufe A3 und ist auf dieselbe Art und Weise mit dem inneren Verstärker 22 verbunden, wie die Stufe A2 mit dem Teil 11 verbunden ist. Auf gleiche Weise ist der Kondensator C3 zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des inneren Verstärkers 22 vorgesehen zum Schaffen von Frequenzkompensation für den dominierenden Pol, abhängig von der parasitären Kapazität CPG an dem invertierenden Eingang des Verstärkers 22 auf dieselbe Art und Weise wie der Kondensator C2 den Verstärker 22 frequenzkompensiert.
Die vorliegenden Verstärker können völlig oder teilweise in einer Technologie anders als der bipolaren Technologie ausgebildet sein. Feldeffekttransistoren vom Isolierschichttyp sowie vom Sperrschichttyp sind verwendbar. Jeder Transistor hat dann eine erste Flußelektrode, eine zweite Flußelektrode und eine Steuerelektrode, die den Stromtransport zwischen den Flußelektroden regelt. Für einen Bipolartransistor sind die Basis-Elektrode, die Emitter-Elektrode und die Kollektor-Elektrode duie erste, zweite bzw. Steuerelektrode. Diese Elektroden sind die Gate-Elektrode, die Source- Elektrode bzw. die Drain-Elektrode eines Feldeffekttransistors.
Fig. 14 zeigt beispielsweise eine Feldeffekttransistor-Ausführungsform der Fig. 6b, entsprechend Fig. 7b. Jedes Paar emittergekoppelter Transistoren in Fig. 7b wird durch ein entsprechendes Paar sourcegekoppelter Feldeffekttransistoren vom Isolierschichttyp in Fig. 14 ersetzt, wie durch die Verwendung der Akzent-Notierung in Fig. 14 angegeben.
Methoden zum herstellen der jeweiligen Elemente des vorliegenden Verstärkers sind in dem Haibleiterbereich durchaus bekannt. Jeder Verstärker wird vorzugsweise als Teil einer monolithischen integrierten Schaltung unter Verwendung von PN-Sperrschichtisolierung zum Trennen aktiver Gebiete in einem Wafer hergestellt.
Obschon die Erfindung anhand spezieller Ausführungsformen beschrieben wordne ist, dient diese Beschreibung nur zur Erläuterung und soll nicht im Rahmen der unten beanspruchten Erfindung beschränkend wirken. So können beispielsweise Halbleiterelemente mit einer gegenüber der beschriebenen Polarität entgegengesetzten Polarität zum Erreichen derselben Ergebnisse benutzt werden. Wenn die Kennlinien des mit einem der vorhandenen Verstärker zu verwendenden negativen Rückkopplungsnetzwerkes vor dem Entwurf dieses Verstärkers bekannt sind, können die Werte der kompensierenden Kondensatoren auf geeignete Weise angepaßt werden zum Erfüllen der Stabilitätsregel für Schleifenverstärkung ohne daß unbedingt das Verstärkungs-Roll- Off-Stabilitätskriterium für offene Schleifen erfüllt werden soll.

Claims

1. Verstärker (21, 22, 23, 24) zum Verstärken eines Eingangssignals (VI-, VI+) empfangen wenigstens teilweise an einem invertierenden Eingang (-) desselben zum Erzeugen eines invertierten Ausgang (V&sub0;) an einem Ausgang desselben, wobei der Verstärker die nachfolgenden Elemente aufweist:

einen zusammengesetzten Teil (11, 12) mit:

einer ersten Stufe (A1) zum Verstärken eines Eingangssignals, empfangen wenigstens teilweise an einem invertierenden Eingang (-) derselben zum Erzeugen eines Ausgangssignals an einem Ausgang derselben,

einem ersten Kondensator (C1), der zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang (-) der ersten Stufe (A1) vorgesehen ist, und

einer zweiten Transkonduktanzstufe (M) zum Verstärken eines Eingangssignals, empfangen wenigstens teilweise an einem nicht-invertierenden Eingang (+) derselben zum Erzeugen eines Ausgangssignals an einem Ausgang derselben, wobei der Ausgang einer der ersten (A1) und zweiten (A2) Stufen mit dem Eingang der anderen der ersten (A1) und zweiten (A2) Stufen gekoppelt ist, wobei der andere Eingang der ersten (A1) und zweiten (A2) Stufen mit einem invertierenden Eingang (-) des zusammengesetzten Teils (11, 12) gekoppelt ist und der andere Ausgang der ersten (A1) und zweiten (A2) Stufen mit einem Ausgang des zusammengesetzten Teils gekoppelt ist,

einem zweiten Kondensator (C2), der zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des zusammengesetzten Teils (11, 12) gekoppelt ist, und

einer dritten Transkonduktanzstufe (A3) zum Verstärken eines Eingangssignals, das wenigstens teilweise an einem nicht-invertierenden Eingang (+) derselben empfangen worden ist zum Erzeugen eines Ausgangssignals an einem Ausgang derselben, wobei der Ausgang des zusammengesetzten Teils (11, 12) oder der dritten Stufe (A3) mit dem Eingang des zusammengesetzten Teils (11, 12) bzw. der dritten Stufe (A3) gekoppelt ist, wobei der andere Eingang des zusammengesetzten Teils (11, 12) und der dritten Stufe (A3) mit dem Eingang des Verstärkers (21, 22, 23, 24) gekoppelt ist und der andere Ausgang des zusammengesetzten Teils (11, 12) und der dritten Stufe (A3) mit dem Ausgang des Verstärkers (21, 22, 23, 24) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß

jede der ersten (A1), zweiten (A2) und dritten (A3) Stufen nur einen Pol je Signalstrecke innerhalb des Transitgrenzfrequenzbereichs hat, den die kaskadengeschalteten Stufen (A1, A2, A3) beim Fehlen des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) haben würde,

der Wert des ersten Kondensators (C1) selektiert ist, damit die Vorwärtsverstärkung des zusammengesetzten Teils (11, 12) um nicht mehr als 9 dB/Oktave zu der Transitgrenzfrequenz abfällt, und

der Wert des zweiten Kondensators (C2) selektiert ist, damit die Vorwärtsverstärkung des Verstärkers (21, 22, 23, 24) um nicht mehr als 9 dB/Oktave zu der Transitgrenzfrequenz abfällt.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der ersten Stufe (A1) mit dem nicht-invertierenden Eingang (+) der zweiten Stufe (A2) gekoppelt ist, deren Ausgang mit dem nicht-invertierenden Eingang (+) der dritten Stufe (A3) gekoppelt ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der dritten Stufe (A3) mit dem invertierenden Eingang (-) der ersten Stufe (A1) gekoppelt ist, deren Ausgang mit dem nicht-invertierenden Eingang (+) der zweiten Stufe (A2) gekoppelt ist.

4. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der zweiten Stufe (A3) mit dem invertierenden Eingang (-) der ersten Stufe (A1) gekoppelt ist, deren Ausgang mit dem nicht-inveryierenden Eingang (+) der dritten Stufe (A3) gekoppelt ist.

5. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der dritten Stufe (A3) mit dem nicht-invertierenden Eingang (+) der zweiten Stufe (A2) gekoppelt ist, deren Ausgang mit dem invertierenden Eingang (-) der ersten Stufe (A1) gekoppelt ist.

6. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stufe eine Transkonduktanzstufe ist.

7. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker zwischen der ersten Spannungsspeisung (VEE) und einer zweiten Spannungsspeisung (VCC) vorgesehen ist; daß jede der zweiten (A2) und dritten (A3) Stufe einen invertierenden Eingang (-) hat; daß jede der zweiten (A2) und dritten (A3) Stufe einen ersten (QX2, QX3) und einen zweiten (QY2, QY3) Transistor gleicher Polarität hat, die je eine erste Flußelektrode, eine zweite Flußelektrode und eine Steuerelektrode haben zur Regelung des Stromtransportes zwischen den Flußelektroden, wobei die ersten Elektroden miteinander sowie mit der ersten Speisung (VEE) gekoppelt sind, wobei die Steuerelektroden des ersten (QX2, QX3) und des zweiten (QY2, QY3) Transistors mit dem invertierenden (-) bzw. nicht-invertierenden (+) Eingang dieser Stufe gekoppelt sind, wobei die zweite Elektrode des ersten Transistors (QX2, QX3) mit dem Ausgang dieser Stufe gekoppelt ist, und die zweite Elektrode des zweiten Transistors (QY2, QY3) mit der zweiten Speisung (VCC) gekoppelt ist.

8. Verstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stufe einen ersten Transistor (QX1) aulweist, von dem eine erste Flußelektrode mit der ersten Speisung (VEE) gekoppelt ist, von dem eine zweite Flußelektrode mit dem Ausgang der ersten Stufe (A1) gekoppelt ist, und der eine Steuerelektrode hat, die den Stromtransport zwischen den Flußelektroden des ersten Transistors (QX1) in der ersten Stufe (A1) regelt und mit dem invertierenden Eingang (-) verbunden ist.

9. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stufe (A1) einen zweiten Transistor (QY1) aufweist mit einer ersten Flußelektrode, einer zweiten Flußelektrode, die mit der zweiten Speisung (VCC) gekoppelt ist, und mit einer Steuerelektrode, die den Stromtransport zwischen den Flußelektroden des zweiten Transistors (QY1) in der ersten Stufe (A1) regelt und mit einem nicht- invertierenden Eingang (+) derselben gekoppelt ist, wobei die Transistoren (QX1, QY1) in der ersten Stufe (A1) dieselbe Polarität haben, wobei die ersten Elektroden miteinander gekoppelt sind.

10. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Stufe einen weiteren Eingang hat, der ein nicht-invertierender Eingang (+) für die erste Stufe (A1) ist und ein invertierender Eingang (-) für jede der zweiten (A2) und dritten (A3) Stufen ist; wobei jede Stufe ebenfalls das Eingangssignal verstärkt zum Erzeugen an einem weiteren Ausgang derselben ein Signal, das zu dem Ausgangssignal invers ist; wobei der weitere Ausgang der Vorstufe der Stufen mit dem weiteren Eingang der Zwischenstufe der Stufen gekoppelt ist, deren weiterer Ausgang mit dem weiteren Eingang der Nachstufe der Stufen gekoppelt ist; wobei ein weiterer erste Kondensator (C1) in dem zusammengesetzten Teil (12) zwischen dem weiteren Ausgang und dem weiteren Eingang der ersten Stufe (A1) vorgesehen ist; und wobei ein weiterer zweiter Kondensator (C2') zwischen dem weiteren Eingang der Vorstufe der ersten (A1) und der zweiten (A2) Stufe und dem weiteren Ausgang der Nachstufe der ersten (A1) und der zweiten (A2) Stufe vorgesehen ist.

11. Verstärker nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des weiteren Kondensators (C1') derart selektiert ist, daß die Vorwärtsverstärkung des zusammengesetzten Teils (12) um nicht mehr als 9 dB/Oktave zu der Transitgrenzfrequenz abfällt; und daß der Wert des weiteren Kondensators (C2') derart selektiert ist, daß die Vorwärtsverstärkung des Verstärkers um nicht mehr als 9 dB/Oktave zu der Transitgrenzfrequenz abfällt.

12. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stufe (A1) eine erste (A1J) und eine zweite (A1K) Hilfsstufe aufweist zur Verstärkung der betreffenden Eingangssignale, empfangen wenigstens teilweise an den betreffenden einzelnen invertierenden Eingängen (-) derselben zum Erzeugen jeweiliger Ausgangssignale an den betreffenden Auisgängen derselben, die mit dem Ausgang der ersten Stufe gekoppelt sind, wobei die Eingänge der ersten Hilfsstufe (A1J) und der ersten Stufe (A1) miteinander gekoppelt sind ; und wobei der zusammengesetzte Teil einen zusätzlichen ersten Kondensator (C1K) aufweist, der zwischen dem invertierenden Eingang (-) der zweiten Hilfsstufe (A1K) und dem Ausgang der ersten Stufe vorgesehen ist, welche die Nachstufe der ersten und zweiten Stufen ist.

13. Verstärker nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des zusätzlichen ersten (C1K) Kotidensators derart selektiert worden ist, daß die Vorwärtsverstärkung des zusammengesetzten Teils um nicht mehr als 9 dB/Oktave zuder Transitgrenzfrequenz abfällt.

14. Verstärker nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß jede Hilfsstufe einen Transistor (QX1J, QX1K) aufweist mit einer ersten Flußelektrode, einer zweiten Flußelektrode, und mit einer Steuerelektrode zur Regelung des Stromtransportes zwischen den Flußelektroden, wobei die Transistoren entgegengesetzte Polarität haben, wobei von jedem Transistor die Steuerelektrode und die zweite Elektrode mit dem Eingang bzw. dem Ausgang der Hilfsstufe gekoppelt ist.

15. Verstärker nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Stufe (A2) ebenfalls das Eingangssignal verstärkt zum Erzeugen eines zusätzlichen Ausgangssignals (VO2K) an einem zusätzlichen Ausgang, der mit dem Eingang der zweiten Hilfsstufe gekoppelt ist.

16. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Transistor ein Bipolartransistor ist mit einer Basis-Elektrode, einer Emitter-Elektrode und einer Kollektor-Elektrode, welche die Steuerelektrode, die erste bzw. zweite Elektrode dieses Transistors sind.

17. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Transistor ein Feldeffekttransistor ist mit einer Gate-Elektrode, einer Source-Elektrode und einer Drain-Elektrode, welche die Steuerelektrode, die erste bzw. zweite Elektrode dieses Transistors sind.