DE19758013A1 - Adaptiver Kanalentzerrer zur Verwendung in einem das OFDM-Verfahren anwendenden digitalen Kommunikationssystem - Google Patents
Adaptiver Kanalentzerrer zur Verwendung in einem das OFDM-Verfahren anwendenden digitalen KommunikationssystemInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Empfänger in ei
nem digitalen Kommunikationssystem, das ein orthogonales
Frequenzmultiplexverfahren (OFDM = "Orthogonal Frequency
Division Multiplexing") anwendet, und insbesondere einen
adaptiven Kanalentzerrer ("adaptive channel equalizer")
zum adaptiven Entzerren eines empfangenen OFDM-Signals
entsprechend einer Kanalschwankung unter Verwendung eines
Pilotsignals ("pilot signal"), um eine Zwischenabtast-
Störung ("inter-sample interference") innerhalb eines
Symbols, d. h. eine Intra-Symbolstörung ("intra-symbol in
terference") zu unterdrücken.
In einem drahtlosen Kommunikationskanal und einem hoch
auflösenden TV-Übertragungskanal (sog. HDTV-Übertra
gungskanal, HDTV = high definition television) ist es
bekannt, daß eine durch einen Mehrwege-Schwund ("multi
path fading") in einem Empfangssignal verursachte Zwi
schensymbolstörung oder -interferenz (ISI = "inter-symbol
interference", d. h. Zwischensymbolstörung) auftritt.
Falls insbesondere Daten für das HDTV über den Kanal mit
hoher Geschwindigkeit übertragen werden, steigt die ISI
an und verursacht Fehler, die während der empfangsseiti
gen Datenwiedergewinnung erzeugt werden. Um dieses Pro
blem zu lösen, ist kürzlich ein OFDM-Verfahren als ein
Übertragungsverfahren zur Anwendung in dem digitalen Au
dio-Rundfunkstandard (DAB = "digital audio broadcasting",
d. h. digitaler Audio-Rundfunk) und dem digitalen terre
strischen Fernsehrundfunkstandard (DTTB = digital terre
strial television broadcasting", d. h. digitaler terre
strischer Fernsehrundfunk) vorgeschlagen worden.
Bei dem OFDM-Verfahren werden seriell eingegebene Symbol
ströme in einen vorgegebenen Einheitsblock aufgeteilt.
Die aufgeteilten Symbolströme jedes Einheitsblocks werden
in N parallele Symbole umgewandelt. Die N parallelen Sym
bole werden gemultiplext und addiert, indem mehrere Un
terträger mit jeweils unterschiedlichen Frequenzen ver
wendet werden, gemäß dem inversen schnellen Fourier-
Transformationsalgorithmus (IFFT = "inverse fast Fourier
transformation", d. h. inverse schnelle Fourier-
Transformation). Die addierten Daten werden über den Ka
nal übertragen. Das heißt, die N parallelen Symbole wer
den als ein Einheitsblock definiert, und jeder Unterträ
ger des Einheitsblocks hat eine orthogonale Eigenschaft,
die keinen Einfluß auf Unterkanäle hat. Verglichen mit
einem herkömmlichen Einzelträger-Übertragungsverfahren
kann das OFDM-Verfahren die durch den Mehrwege-Schwund
verursachte ISI vermindern, indem es dieselbe Symbolüber
tragungsrate aufrechterhält und die Symbolperiode um die
Anzahl an Unterkanälen (N) erhöht. Insbesondere wird beim
OFDM-Verfahren ein Schutzintervall (SI) zwischen die
übertragenen Symbole eingefügt, um die Fähigkeit der ISI-
Verminderung zu erhöhen, was einen vereinfachten Aufbau
eines Kanalentzerrers zuläßt. Im Gegensatz zu einer her
kömmlichen Frequenzmultiplexart (FDM = "frequency divisi
on multiplexing", d. h. Frequenzmultiplexverfahren) hat
das OFDM-Verfahren die Eigenschaft, daß die Spektren je
des Unterkanals überlagert werden, um diesen zu einer hö
heren Bandeffizienz zu verhelfen. Außerdem weist das
Spektrum eine Welle mit Rechteckform auf, und die elek
trische Leistung ist gleichmäßig bei jedem Frequenzband
verteilt, was eine Beeinflussung durch die Gleichkanal
störung verhindert. Das OFDM-Verfahren wird gewöhnlich
mit Modulationsarten wie Pulsamplitudenmodulation (PAM),
Frequenzumtastung (FSK = "Frequency Shift Keying"), Pha
senumtastung (PSK = "Phase Shift Keying") und Quadratu
ramplitudenmodulation (QAM) kombiniert.
Fig. 1 zeigt ein Formatdiagramm eines Übertragungssymbols
mit dem Schutzintervall in einem OFDM-Kommunikations
system. Jedes senderseitig übertragene Symbol weist einen
nutzbaren Teil und das Schutzinterval auf. Der nutzbare
Teil enthält nutzbare OFDM-Abtastwerte ("OFDM samples"),
das Schutzintervall wird an deren vorderem Ende zum Auf
teilen des OFDM-Abtastwertes in Symboleinheiten einge
fügt. Das Schutzintervall kopiert und verwendet Abtast
werte, die innerhalb des unteren Abschnitts des nutzbaren
Teils angeordnet sind.
Fig. 2 zeigt das Unterdrücken der ISI durch Einfügen des
Schutzintervalls. Wenn das Schutzintervall zwischen fort
laufende nutzbare Teile, wie in Fig. 1 gezeigt, eingefügt
wird, wird ein Empfangssignal nicht durch ein Echosignal
beeinflußt. Das heißt, daß die durch den Mehrweg mit der
kürzeren Länge als das Schutzintervall verursachte ISI
unterdrückt werden kann.
Wie oben beschrieben, kann die durch den Mehrwege-Schwund
verursachte ISI einfach unterdrückt werden, indem das
Schutzintervall zwischen die Übertragungssymbole einge
fügt wird, allerdings kann die Intra-Symbolstörung in dem
OFDM-Verfahren nur schwer unterdrückt werden. Folglich
ist an der Empfangsseite des OFDM-Kommunikationssystems
ein spezifischer Kanalentzerrer zum Unterdrücken der In
tra-Symbolstörung erforderlich. Der Kanalentzerrer sollte
eine Verzerrung erfassen und unterdrücken, die entspre
chend einer sich ändernden Kanalumgebung erzeugt wird, da
jeder Abtastwert innerhalb eines Symbols unterschiedliche
Unterträger aufweist.
In dem OFDM-Verfahren kann das Pilotsymbol-Einfügungsver
fahren (PSI = "Pilot Symbol Insertion", d. h. Pilotsymbol-
Einfügung) als wirksames Kanalentzerrungsverfahren vorge
schlagen werden, das noch weiter fortentwickelt wird. In
dem PSI-Verfahren, wenn ein Pilotsymbol periodisch von
der Senderseite übertragen wird, kennt die Empfangsseite
die Sendezeit des Pilotsymbols im voraus, und decodiert
das übertragene Pilotsymbol, um die durch die Kanalumge
bung verursachte Verzerrung abzuschätzen. Auf der Basis
eines Schätzwertes wird die Verzerrung in dem nutzbaren
Datensymbol kompensiert.
Dabei senkt eine gesteigerte Anzahl an Pilotsymbolen die
Übertragungsrate des nutzbaren Datensymbols. Daher sollte
die Anzahl an Pilotsymbolen auf eine geeignete Anzahl zum
Durchführen einer exakten Kanalschätzung vermindert wer
den.
Fig. 3A bis 3B sind Rahmen-Strukturdiagramme zum Be
schreiben eines Kanalentzerrungsverfahrens gemäß einem
herkömmlichen PSI-Verfahren. Dabei stellt H(n, k) eine
Übertragungsfunktion für den k-ten Abtastwert innerhalb
des n-ten Symbols dar.
Fig. 3A zeigt ein Strukturdiagramm zum Zuteilen von Pi
lotzellen an alle Abtastwerte innerhalb eines Symbols
entlang der Zeitachse. Das Pilotsymbol wird nämlich in
jedem T-ten Symbol entlang der Zeitachse eingefügt, und
hier wird es bei jedem T=16-ten Symbol eingefügt. Bei
diesem Verfahren ist es wichtig, einen T-Parameter ent
sprechend der Zeitvariation eines Kanals zu wählen. Die
ses Verfahren verwendet Kanalübertragungsfunktionen H(n,
k) und H(n+T, k) für Pilotsymbole n und n+T, und detek
tiert Kanalübertragungsfunktionen für T-1 nutzbare Daten
symbole zwischen zwei Pilotsymbolen mittels Interpolati
on. Dabei wird eine Menge Speicher zum Speichern der
(T-1) nutzbaren Datensymbole benötigt. Unter ökonomischen
Gesichtspunkten macht eine solch große Speichermenge die
Realisierung dieses Verfahrens schwierig.
Fig. 3B zeigt eine Struktur der bei jedem T=4-ten Symbol
entlang der Zeitachse periodisch eingefügten Pilotzelle,
indem die Pilotzelle entlang der Frequenzachse in Inter
vallen von 16 Abtastwerten innerhalb des Symbols und von
4 Abtastwerten zwischen benachbarten Symbolen zugeteilt
wird. Diese Struktur verwendet ein Minimum an Pilotzellen
durch Anwenden einer Abtasttheorie, und weist an die
Doffler-Effekte angepaßte Eigenschaften auf. Verglichen
mit Fig. 3A weist die in Fig. 3B dargestellte Struktur
eine kurze Pilotzellen-Einfügungsperiode auf und es wer
den lediglich T-1=3 Symbole gespeichert, was die Spei
cherkapazität senkt, und es möglich macht, eine Interpo
lation hardwaremäßig zu implementieren, was bekanntlich
in der sog. STERNE-Ausrüstung angewendet wurde. Zusätz
lich senkt die Verwendung verstärkter (geboosteter)
Pilotzellen, welche eine höhere elektrische Leistung als
das nutzbare Datensymbol erfordern, das Rauschen zur ge
nauen Schätzung der Kanäle.
Das herkömmliche, in den Fig. 3A bis 3B dargestellte Ka
nalentzerrungsverfahren fügt periodisch die Pilotzelle in
einige Abtastwerte (Unterträgerkanal) in jedem Symbol
ein, ermittelt die Übertragungsfunktion des Kanals unter
Verwendung der Pilotzelle, und die Übertragungsfunktionen
der übrigen Kanäle unter Verwendung einer Interpolations
technik. Jedoch ist das Kanalschätzungsverfahren, das mit
der Interpolationstechnik implementiert ist, für das
OFDM-Signal problematisch, da es sich nicht an abrupte
Änderungen in der Kanalumgebung anpassen kann.
Im Hinblick auf obige Ausführungen ist es Aufgabe der
vorliegenden Erfindung, einen adaptiven Kanalentzerrer
zum adaptiven Entzerren eines empfangenen OFDM-Signals
entsprechend einer Kanalschwankung unter Verwendung eines
Pilotsignals zu schaffen, um in einem Empfänger eines di
gitalen das OFDM-Verfahren anwendende Kommunikationssy
stems die Intra-Symbolstörung zu unterdrücken.
Die Erfindung löst diese Aufgabe mit dem Gegenstand des
Anspruchs 1. Demnach stellt die Erfindung einen adaptiven
Kanalentzerrer zur Verwendung in einem digitalen, das
OFDM-Verfahren anwendenden Kommunikationssystem bereit,
welches gekennzeichnet ist durch: einen ersten komplexen
Multiplizierer zum Ausgeben eines ersten komplexen In-
Phase-Multiplikationssignals und eines ersten komplexen
Quadratur-Phase-Multiplikationssignals, indem eine kom
plexe Multiplikation für das empfangene In-Phase- und
Quadratur-Phase-Kanalsignal und den In-Phase- und Quadra
tur-Phase-Koeffizienten durchgeführt wird; einen Refe
renzsignal-Generator zum Erzeugen eines Referenzsignals;
eine Fehlerberechnungseinrichtung zum Ausgeben eines In-
Phase-Fehlersignals und eines Quadratur-Phase-Fehler
signals, indem ein Phasenfehler aus dem ersten komplexen
In-Phase- und Quadratur-Phase-Multiplikationssignal und
dem Referenzsignal berechnet wird; eine Verzögerungsein
heit zum Ausgeben eines In-Phase-Verzögerungssignals und
eines Quadratur-Phase-Verzögerungssignals, indem das emp
fangene In-Phase- und Quadratur-Phase-Kanalsignal verzö
gert werden; eine Verstärkungssteuereinrichtung zum Aus
geben eines In-Phase-Verstärkungssteuerungssignals und
eines Quadratur-Phase-Verstärkungssteuerungssignals, in
dem eine Verstärkung des In-Phase- und des Quadratur-
Phase-Verzögerungssignals gesteuert bzw. geregelt wird;
einen zweiten komplexen Multiplizierer zum Ausgeben eines
zweiten komplexen In-Phase-Multiplikationssignals und ei
nes zweiten komplexen Quadratur-Phase-Multiplikations
signals, indem eine komplexe Multiplikation für das In-
Phase- und das Quadratur-Phase-Fehlersignal und das In-
Phase- und das Quadratur-Phase-Verstärkungssteuerungs
signal durchgeführt wird; einen Addierer zum Ausgeben ei
nes aktualisierten In-Phase- und Quadratur-Phase-
Koeffizienten, nachdem jeweils das zweite komplexe In-
Phase- und Quadratur-Phase-Multiplikationssignal und der
In-Phase- und der Quadratur-Phase-Koeffizient addiert
wurden; einen Adreß-Generator zum Erzeugen eines Schrei
badreßsignals und eines Leseadreßsignals; eine Spei
chereinheit zum Speichern des aktualisierten In-Phase-
und Quadratur-Phase-Koeffizienten gemäß dem Schreibadreß
signal und zum Ausgeben der entsprechend dem Leseadreßsi
gnal gespeicherten aktualisierten Koeffizienten; einen
Startkoeffizienten-Generator zum Erzeugen von Startkoef
fizienten; einen Auswahlsignal-Generator zum Erzeugen ei
nes Auswahlsignals entsprechend einem Symbolsynchronsi
gnal; und eine Multiplexeinheit zum Auswählen entweder
der Anfangskoeffizienten oder der aktualisierten Koeffi
zienten aus der Speichereinheit gemäß dem Auswahlsignal.
Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen
angegeben.
Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung werden nun
mehr anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele mit Bezug
auf die beigefügte Zeichnung näher erläutert. In der
Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Formatdiagramm eines Übertragungssym
bols mit Schutzintervall in einem OFDM-
Kommunikationssystem,
Fig. 2 ein Diagramm zum Erläutern der Unterdrüc
kung der Zwischensymbolstörung durch Einfü
gen des Schutzintervalls;
Fig. 3A, 3B Rahmenstruktur-Diagramme zum Beschreiben
eines Kanalentzerrungsverfahrens gemäß ei
nem bekannten Pilotsymbol-Einfügungsver
fahren,
Fig. 4 ein Diagramm zum Darstellen einer verstreu
ten Pilotzelle, die als ein Referenzsignal
in der vorliegenden Erfindung verwendet
werden;
Fig. 5 ein Blockdiagramm zum Darstellen eines ad
aptiven Kanalentzerrers des OFDM-Empfängers
gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 ein detailliertes Diagramm eines ersten in
Fig. 5 dargestellten Komplex-Multipli
zierers; und
Fig. 7 bis 7G Diagramme zum Darstellen von Wellenformen
eines in der vorliegenden Erfindung verwen
deten Signals.
In der Figurenbeschreibung werden für gleiche oder ähnli
che Teile gleiche Bezugszeichen verwendet.
Ein als ein Referenzsignal für die Kanalentzerrung gemäß
der vorliegenden Erfindung verwendete Pilotzelle weist
verstreute Pilotzellen (SPC = "Scattered Pilot Cells",
d. h. verstreute Pilotzellen), fortlaufende Pilotträger
(CPC = "Continual Pilot Carriers") und/oder Übertragungs
parameter-Signalisierungspiloten (TPS = "Transmission
Parameter Signalling", d . h. Übertragungsparametersignali
sierung) auf. Diese Pilotzellen werden für die Rahmensyn
chronisation, die Frequenzsynchronisation, die Zeitsyn
chronisation, die Kanalschätzung und die Übertragungsmo
dus-Identifikation verwendet, sowie zum Detektieren eines
Phasenrauschens. Die Pilotzellen sind zusammen mit Sende
signalen innerhalb eines OFDM-Rahmens enthalten. Für die
sen Fall ist ein zu der Empfangsseite übertragener Refe
renzinformationswert bekannt. Den Referenzinformations
wert enthaltende Zellen werden mit dem 1,4-fachen des
Leistungspegels von Übertragungsdaten übertragen, d. h. mit
einem "geboosteten" Leistungspegel. In einem Ausführungs
beispiel der vorliegenden Erfindung wird die SPC, unter
anderen Pilotzellen als das Referenzsignal definiert.
Fig. 4 stellt SPCs dar, die als ein Referenzsignal in der
vorliegenden Erfindung verwendet werden. kmin=0 bis
kmax=1704 stellt die Zahl an Trägern in einem 2K-
Größenmodus einer schnellen Fourier-Transformation (FFT =
"Fast Fourier Transformation") dar, und S0, S1, S2, S3,
. . . S67 stellen jeweils ein Symbol dar. Außerdem stellt
"DATA" übertragene Daten und "SPC" eine verstreute Pilot
zelle dar. Die SPC innerhalb jedes Symbols wiederholt
sich nach 12 Abtastwerten, und die Wiederholperiode der
SPC innerhalb aufeinanderfolgender benachbarter Symbole
unterscheidet sich um 3 Abtastwerte.
Fig. 5 zeigt ein Blockdiagramm, das einen adaptiven
Kanalentzerrer des OFDM-Empfängers gemäß einem Ausfüh
rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt. In
dem Ausführungsbeispiel wendet der adaptive Kanalentzer
rer einen Algorithmus des kleinsten mittleren quadrati
schen Fehlers an. Der adaptive Kanalentzerrer weist einen
ersten komplexen Multiplizierer 511, einen Referenz
signal-Generator 512, eine Fehlerberechnungseinrichtung
513, eine Verzögerungseinheit 514, eine Verstärkungssteu
ereinrichtung 515, einen zweiten komplexen Multiplizierer
516, einen Addierer 517, einen Adreßgenerator 518, eine
Speichereinheit 519, einen Auswahlsignal-Generator 520,
einen Startkoeffizienten-Generator 521 und eine Multiple
xeinheit 522 auf.
Der erste komplexe Multiplizierer 511 empfängt ein In-
Phase-Kanalsignal XI, ein Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ,
und In-Phase- und Quadratur-Phase-Filterkoeffizienten WI
und WQ, um eine komplexe Multiplikation durchzuführen,
und er gibt ein erstes komplexes In-Phase-
Multiplikationssignal (C1XI=XIWI+XQWQ) und ein erstes kom
plexes Quadratur-Phase-Multiplikationssignal (C1XQ=XQWI-XIWQ)
aus. Die von dem ersten komplexen Multiplizierer
511 ausgegebenen Signale werden einer Synchronisations
einheit (nicht dargestellt) und der Fehlerberechnungsein
richtung 513 eingegeben.
Der Referenzsignal-Generator 512 erzeugt ein Referenz
signal RI, das als ein Pilotsignal verwendet wird. Gemäß
dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird
eine verstreute Pilotzelle (SPC) als das Referenzsignal
verwendet.
Die Fehlerberechnungseinrichtung 513 empfängt die ersten
komplexen In-Phase- und Quadratur-Phase-Multiplikations
signale C1XI=XIWI+XQWQ und C1XQ=XQWI-XIWQ, die in dem er
sten komplexen Multiplizierer 511 ermittelt wurden, emp
fängt das Referenzsignal RI von dem Referenzsignal-
Generator 512 für die Berechnung eines Fehlers, und gibt
ein In-Phase-Fehlersignal EI=CRI-RI und ein Quadratur-
Phase-Fehlersignal EQ=CRQ aus. An dieser Stelle wird ein
für das Referenzsignal verwendetes Pilotsignal aus einem
Signal ermittelt, das mittels einer binären Phasenumta
stung-Modulationsart (BPSK = "Binary Phase Shift Keying",
d. h. binäre Phasenumtastung) senderseitig moduliert wur
de, und es weist den Wert "±1 (reelle Zelle)" und "0
(imaginäre Zelle)" auf. Ein Fehlersignal EI der In-Phase
ist nämlich ein Ergebnis der Subtraktion des von dem Re
ferenzsignal-Generator 512 ausgegebenen Referenzsignals
RI von dem durch den Kanal laufenden Referenzsignal CRI,
und das Fehlersignal EQ der Quadratur-Phase wird durch
Subtraktion eines Imaginärwertes, der "0" ist, des Refe
renzsignals RI von CRQ erhalten, wobei EQ gleichwertig zu
CRQ ist.
Die Verzögerungseinheit 514 verzögert die In-Phase- und
Quadratur-Phase-Kanalsignale XI und XQ, und gibt ein In-
Phase-Verzögerungssignal DXI und ein Quadratur-Phase-
Verzögerungssignal DXQ aus.
Die Verstärkungssteuereinrichtung 515 empfängt die In-
Phase- und Quadratur-Phase-Verzögerungssignale DXI und
DXQ, und gibt ein In-Phase-Verstärkungssteuerungssignal
µDXI und ein Quadratur-Phase-Verstärkungssteuerungssignal
µDXQ aus. Hier wird eine die der Verstärkung entsprechen
de Konvergenzkonstante µ des Entzerrers für eine stabile
Konvergenz des Entzerrers benötigt. Im allgemeinen kon
vergiert der Entzerrer schneller, wenn die Konvergenzkon
stante µ groß ist, läuft jedoch in das Risiko einer Di
vergenz. Auf der anderen Seite konvergiert der Entzerrer
langsamer, wenn die Konvergenzkonstante µ klein ist. Dem
entsprechend ist es wichtig, eine geeignete Konvergenz
konstante µ zu wählen. Gemäß dem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung wird die Konvergenzkonstante µ mit
einem ungefähren Wert von 2n ausgewählt, was einen einfa
chen Hardwareaufbau zuläßt.
Der zweite komplexe Multiplizierer 516 empfängt die In-
Phase- und Quadratur-Phase-Fehlersignale EI=CRI=RI und
EQ=CRQ und die In-Phase- und Quadratur-Phase-Verstär
kungssteuerungssignale µDXI und µDXQ, führt die komplexe
Multiplikation durch, und gibt ein zweites komplexes In-
Phase-Multiplikationssignal C2EI=µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und ein
zweites komplexes Quadratur-Phase-Multiplikationssignal
C2EQ=µ[EQ.DXI-EI.DXQ] aus.
Der Addierer 517 empfängt von dem zweiten komplexen Mul
tiplizierer 516 die zweiten komplexen In-Phase- und Qua
dratur-Phase-Multiplikationssignale C2EI=µ[EI.DXI+EQ.DXQ]
und C2EQ=µ[EQ.DXI-EI.DXQ], und von der Multiplexeinheit 520
die In-Phase- und Quadratur-Phase-Filterkoeffizienten
WI(n) und WQ(n) oder "1" und "0" bei der Initialisierung,
um diese zu addieren, und gibt einen aktualisierten In-
Phase-Filterkoeffizienten WI(n+1)=WI(n)+C2EI=WI(n)+µ
[EI.DXI+EQ.DXQ] und einen aktualisierten Quadratur-Phase-
Filterkoeffizienten WQ(n+1)=WQ(n)+C2EQ=WQ(n)+µ[EQ.DXI-EI.DXQ]
aus.
Der Adressen-Generator 518 erzeugt ein Schreibadreß
signal WRITE und ein Leseadreßsignal READ und gibt diese
aus.
Die Speichereinheit 519 speichert die aktualisierten Fil
terkoeffizienten WI(n+1) und WQ(n+1) gemäß dem Schreib
adreßsignal WRITE, und gibt die aktualisierten Filter
koeffizienten WI(n+1) und WQ(n+1) gemäß dem Leseadreß
signal READ aus.
Der Auswahlsignal-Generator 520 erzeugt ein Auswahlsignal
entsprechend einem Symbolsynchronsignal. Da kein Koeffi
zient vorliegt, wenn der Entzerrer im ersten Stadium ar
beitet, ist das Auswahlsignal "niedrig (0)", um die
Startkoeffizienten ("1" und "0") auszuwählen, bis die er
sten vier Symbole durchgekommen sind, und das Auswahlsi
gnal ist "hoch (1)" zum Auswählen der aktualisierten Fil
terkoeffizienten, wenn alle ersten vier Symbole durchge
kommen sind.
Der Startkoeffizienten-Generator 521 erzeugt die Start
koeffizienten "1 (Realteil)" und "0 (Imaginärteil)".
Die Multiplexeinheit 522 wählt einen der Startkoeffizien
ten ("1" und "0") von dem Startkoeffizienten-Generator
521 und die erneuerten Filterkoeffizienten von der Spei
chereinheit 519 gemäß dem Auswahlsignal von dem Auswahl
signal-Generator 520 aus, und führt die ausgewählten
Koeffizienten dem ersten komplexen Multiplizierer 511 und
dem Addierer 517 zurück.
Fig. 6 ist ein detailliertes Diagramm eines in Fig. 5
dargestellten ersten komplexen Multiplizierers 511. Der
erste komplexe Multiplizierer 511 weist ein erstes Filter
mit endlicher Impulsantwort 61 (FIR-Filter = "Finite Im
pulse Response Filter"), ein zweites FIR-Filter 62, ein
drittes FIR-Filter 63, ein viertes FIR-Filter 64, einen
Addierer 65 und einen Subtrahierer 66 auf.
Das erste FIR-Filter 61 empfängt das In-Phase-Kanalsignal
XI und den In-Phase-Filterkoeffizienten WI und gibt ein
erstes Filtersignal XI.WI aus. Das zweite FIR-Filter 62
empfängt das In-Phase-Kanalsignal XI und den Quadratur-
Phase-Filterkoeffizienten WQ und gibt ein zweites Filter
signal XI.WQ aus. Das dritte FIR-Filter 63 empfängt das
Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ und den Quadratur-Phase-
Filterkoeffizienten WQ und gibt ein drittes Filtersignal
XQ.WQ aus. Das vierte FIR-Filter 64 empfängt das Quadra
tur-Phase-Kanalsignal XQ und den In-Phase-Filter
koeffizienten WI und gibt ein viertes Filtersignal XQ.WI
aus.
Der Addierer 65 empfängt das erste Filtersignal XI.WI von
dem ersten FIR-Filter 61 und das dritte Filtersignal XQ.WQ
von dem dritten FIR-Filter 63 gibt ein Additionssignal
C1XI=XIWI+XQWQ aus. Der Subtrahierer 66 empfängt das zwei
te Filtersignal XI.WQ von dem zweiten FIR-Filter 62 und
das vierte Filtersignal XQ.WI von dem vierten FIR-Filter
64 und gibt ein Subtraktionssignal C1XQ=XQWI-XIWQ aus.
Wie in Fig. 2 gezeigt, wird in einem OFDM-Kommunikations
system die durch eine Mehrwege-Übertragung verursachte
ISI durch Einfügen von Schutzintervallen unterdrückt.
Dementsprechend benötigt der erste komplexe Multiplizie
rer 511 in dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Er
findung lediglich einen Abgriff ("tap") zum Unterdrücken
der Störung zwischen Abtastwerten innerhalb des Symbols.
Dementsprechend ist, wie im Detail für den ersten komple
xen Multiplizierer 511 aus Fig. 5 beschrieben, für den
ersten FIR-Filter 61, den zweiten FIR-Filter 62, den
dritten FIR-Filter 63 und den vierten FIR-Filter 64 ein
Abgriff ausreichend.
Fig. 7A bis 7G stellen eine Wellenform eines in der vor
liegenden Erfindung verwendeten Signals dar. Fig. 7A
stellt ein Rahmensynchronsignal dar, wobei in diesem
Fall ein Rahmen 68 Symbole S0 bis S67 umfaßt. Fig. 7B
stellt das Symbolsynchronsignal dar, das dem in Fig. 5
dargestellten Auswahlsignal-Generator 520 eingegebenen
Signal entspricht, wobei im Falle des 2K-FFT-Größenmodus
ein Symbol aus 2560 Abtastwerten zusammengesetzt ist, von
denen der nutzbare Teil 2048 Abtastwerte und das
Schutzintervall 512 Abtastwerte hat. Fig. 7C stellt das
SPC-Signal des ersten Symbols S0 dar. Fig. 7D stellt das
SPC-Signal des zweiten Symbols S1 dar. Fig. 7E stellt das
SPC-Signal des dritten Symbols S2 dar. Fig. 7F stellt das
SPC-Signal des vierten Symbols S3 dar. Fig. 7G stellt das
Auswahlsignal dar, das in die in Fig. 5 dargestellte Mul
tiplexeinheit 522 eingegeben wird. Wie in Fig. 7C bis 7F
mit Bezug auf Fig. 4 gezeigt ist, liegt eine Differenz
zwischen aufeinanderfolgenden SPC-Signalen innerhalb ei
nes Symbols bei 12 Abtastwerten, und eine Differenz des
SPC-Signals zwischen benachbarten Symbolen bei 3 Ab
tastwerten.
Nachfolgend wird mit Bezug auf Fig. 5 bis 7 eine Funk
tionsweise des adaptiven Kanalentzerrers der vorliegenden
Erfindung im Detail beschrieben.
Mit Bezug auf Fig. 5 werden zuerst, wenn der OFDM-
Empfänger eingeschaltet wird, das Symbolsynchronsignal
(Fig. 7B) und ein Reset-Signal in den Auswahlsignal-
Generator 520 eingegeben, und das eingegebene Symbolsyn
chronsignal wird in dem Auswahlsignal-Generator 520 ge
zählt. Das Auswahlsignal wird als "niedrig" von dem Aus
wahlsignal-Generator 520 ausgegeben, bis vier Symbole S0,
S1, S2, S3 eingegeben werden. Wenn das Auswahlsignal
"niedrig" von dem Auswahlsignal-Generator 520 in die Mul
tiplexeinheit 522 eingegeben wird, wählt die Multiplex
einheit 522 die Startkoeffizienten "1" (Realteil) und "0"
(Imaginärteil) von dem Startkoeffizienten-Generator 521
aus. Die Startkoeffizienten werden anstelle der aktuali
sierten Koeffizienten ausgewählt, da keine aktualisierten
Koeffizienten vorliegen, wenn der Entzerrer sich in der
Startphase befindet. Der in der Multiplexeinheit 522 aus
gewählte Startkoeffizient "1" wird anstelle des In-Phase-
Filterkoeffizienten WI in den ersten komplexen Multipli
zierer 511 eingegeben. Ein weiterer, in der Multiplexein
heit 522 ausgewählter Startkoeffizient "0" wird in den
ersten komplexen Multiplizierer 511 eingegeben, anstelle
des Quadratur-Phase-Filterkoeffizienten WQ. Zusätzlich
werden die empfangenen In-Phase- und Quadratur-Phase-
Kanalsignale XI und XQ in den ersten komplexen Multipli
zierer 511 eingegeben.
Wenn das In-Phase-Kanalsignal XI und der in den ersten
komplexen Multiplizierer 511 eingegebene Startkoeffizient
"1" in den ersten FIR-Filter 61 eingegeben werden, wird
lediglich das In-Phase-Kanalsignal XI ausgegeben. Wenn
das Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ und der in den ersten
komplexen Multiplizierer 511 eingegebene Startkoeffizient
"0" in den dritten FIR-Filter 63 eingegeben werden, wird
lediglich eine "0" ausgegeben. Wenn das In-Phase-Kanal
signal XI und der in den ersten komplexen Multiplizierer
511 eingegebene Startkoeffizient "0" in den zweiten FIR-
Filter 62 eingegeben werden, wird lediglich eine "0" aus
gegeben. Falls das Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ und der
in den ersten komplexen Multiplizierer 511 eingegebene
Startkoeffizient "l" in den vierten FIR-Filter 64 einge
geben werden, wird lediglich das Quadratur-Phase-Kanal
signal XQ ausgegeben. Der Addierer 66 empfängt das Aus
gangssignal XI von dem ersten FIR-Filter 61 und das Aus
gangssignal 0 von dem dritten FIR-Filter 63, um diese zu
addieren, und in diesem Fall ist das Additionsergebnis
C1XI gleich dem In-Phase-Kanalsignal XI. Dementsprechend
wird das von dem ersten komplexen Multiplizierer 511 aus
gegebene Signal das In-Phase- und das Quadratur-Phase-Ka
nalsignal XI und XQ.
Mittlerweile wird mit Bezug auf Fig. 5 das Auswahlsignal
(Fig. 7G) von dem Auswahlsignal-Generator 520 als "hoch"
ausgegeben, wenn ein fünftes Symbolsynchronsignal (Fig.
7B) erzeugt wird, nachdem der Auswahlsignal-Generator 520
fortlaufend das Symbolsynchronsignal gezählt hat und alle
vier Symbole S0, S1, S2 und S3 eingegeben sind. Wenn das
Auswahlsignal "hoch" von dem Auswahlsignal-Generator 520
in die Multiplexeinheit 522 eingegeben wird, wählt die
Multiplexeinheit 522 die In-Phase- und Quadratur-Phase-
Filterkoeffizienten WI und WQ aus der Speichereinheit
519. Die gewählten In-Phase und Quadratur-Phase-
Filterkoeffizienten WI und WQ werden in den ersten kom
plexen Multiplizierer 511 und den Addierer 517 eingege
ben.
Der erste komplexe Multiplizierer 511 empfängt das
empfangene In-Phase- und Quadratur-Phase-Kanalsignal XI
und XQ, und die gewählten In-Phase- und Quadratur-Phase-
Filterkoeffizienten WI und WQ. Das erste Filtersignal
XI.WI wird nämlich nach dem In-Phase-Kanalsignal XI ausge
geben, und der In-Phase-Filterkoeffizient WI wird in den
ersten FIR-Filter 61 eingegeben. Das zweite Filtersignal
XI.WQ wird ausgegeben, nachdem das In-Phase-Kanalsignal XI
und der Quadratur-Phase-Filterkoeffizient WQ in den zwei
ten FIR-Filter 62 eingegeben sind. Das dritte Filtersi
gnal XQ.WQ wird ausgegeben, nachdem das Quadratur-Phase-
Kanalsignal XQ und der Quadratur-Phase-Filterkoeffizient
WQ in den dritten FIR-Filter 63 eingegeben sind, und das
vierte Filtersignal XQ.WI wird ausgegeben, nachdem das
Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ und der In-Phase-
Filterkoeffizient WI in den vierten FIR-Filter 64 einge
geben sind. Wenn das erste Filtersignal XI.WI von dem er
sten FIR-Filter 61 und das dritte Filtersignal XQ.WQ von
dem dritten FIR-Filter 63 in den Addierer 65 eingegeben
sind, um diese zu addieren, wird das Additionssignal,
nämlich das erste komplexe In-Phase-Multiplikationssignal
C1XI=XIWI+XQWQ ausgegeben. Wenn das zweite Filtersignal
XI.WQ von dem zweiten FIR-Filter 62 und das vierte Filter
signal XQ.WI von dem vierten FIR-Filter 64 in den Subtra
hierer 66 eingegeben sind, um diese zu subtrahieren, wird
das Subtraktionssignal, nämlich das erste komplexe Qua
dratur-Phase-Multiplikationssignal C1XQ=XQWI-XIWQ ausgege
ben. Dementsprechend werden das erste komplexe In-Phase-
Multiplikationssignal C1XI=XIWI+XQWQ und das erste komple
xe Quadratur-Phase-Multiplikationssignal C1XQ=XQWI-XIWQ,
die von dem ersten komplexen Multiplizierer 511 ausgege
ben werden, in die Synchronisationseinheit (nicht darge
stellt) und die Fehlerberechnungseinrichtung 513 eingege
ben.
Wenn das dem Referenzsignal RI entsprechende SPC-Signal
SPC von dem Referenzsignal-Generator 512 ausgegeben wird,
wird das Referenzsignal RI in die Fehlerberechnungsein
richtung 513 eingegeben. Die Fehlerberechnungseinrichtung
513 empfängt das erste komplexe In-Phase-Multiplika
tionssignal C1XI=XIWI+XQWQ und das erste komplexe Quadra
tur-Phase-Multiplikationssignal C1XQ=XQWI-XIWQ, die von
dem ersten komplexen Multiplizierer 511 ausgegeben wer
den, und das von dem Referenzsignal-Generator 512 ausge
gebene Referenzsignal RI berechnet den Fehler und gibt
das In-Phase-Fehlersignal EI=CRI-RI und das Quadratur-
Phase-Fehlersignal EQ=CRQ aus.
Zusätzlich empfängt die Verzögerungseinheit 514 das In-
Phase-Kanalsignal XI und das Quadratur-Phase-Kanalsignal
XQ, verzögert diese und gibt das In-Phase-Verzögerungs
signal DXI und das Quadratur-Phase-Verzögerungssignal DXQ
aus. Die Verstärkungssteuereinrichtung 515 empfängt die
In-Phase- und Quadratur-Phase-Verzögerungssignale DXI und
DXQ, steuert bzw. regelt deren Verstärkung, und gibt das
In-Phase-Verstärkungssteuerungssignal µ DXI und das Qua
dratur-Phase-Verstärkungssteuerungssignal µ DXQ aus.
Der zweite komplexe Multiplizierer 516 empfängt die In-
Phase- und Quadratur-Phase-Fehlersignale EI=CRI-RI und
EQ=CRQ, die von der Fehlerberechnungseinrichtung 513 aus
gegeben werden, und die In-Phase- und Quadratur-Phase-
Verstärkungssteuerungssignale µ DXI und µ DXQ, die von
der Verstärkungssteuereinrichtung 515 ausgegeben werden,
führt die komplexe Multiplikation mit diesen durch, und
gibt das zweite komplexe In-Phase-Multiplikationssignal
C1EI=µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und das zweite komplexe Quadratur-
Phase-Multiplikationssignal C2EQ=µ[EQ.DXI äEI.DXQ] aus. Der
Addierer 517 empfängt die zweiten komplexen In-Phase- und
Quadratur-Phase-Multiplikationssignale
C2EI=µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und C2EQ=µ[EQ.DXI-EI.DXQ], die von dem
zweiten komplexen Multiplizierer 516 ausgegeben werden,
und die in der Multiplexeinheit 520 ausgewählten In-
Phase- und Quadratur-Phase-Koeffizienten WI(n) und WQ(n),
addiert diese und gibt den aktualisierten In-Phase-
Koeffizienten WI(n+1)=WI(n)+µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und den ak
tualisierten Quadratur-Phase-Koeffizienten
WQ(n+1)=WQ(n)+µ[EQ.DXI-EI.DXQ] aus.
Wenn das von dem Schreibadreßgenerator 518 erzeugte
Schreibadreßsignal WRITE zu der Speichereinheit 519 ge
sendet wird, um die aktualisierten Koeffizienten auszuge
ben, speichert die Speichereinheit 519 die von dem Addie
rer 517 ausgegebenen aktualisierten In-Phase- und Quadra
tur-Phase-Koeffizienten WI(n+1)=WI(n)+µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und
WQ(n+1)=WQ(n)+µ[EQ.DXI-EI.DXQ]. Wenn das von dem Adreß
generator 518 erzeugte Leseadreßsignal READ zu der Spei
chereinheit 519 gesendet wird, um die gespeicherten Koef
fizienten auszugeben, gibt die Speichereinheit 519 der
Multiplexeinheit 522 die aktualisierten In-Phase- und
Quadratur-Phase-Koeffizienten WI(n+1)=WI(n)+µ[EI.DXI
+EQ.DXQ] und WQ(n+1)=WQ(n)+µ[EQ.DXI-EI.DXQ] aus. Schließlich
werden die in die Multiplexeinheit 522 eingegebenen er
neuerten Koeffizienten von dem von dem Auswahlsignal-
Generator 520 ausgegebenen Auswahlsignal ausgewählt, und
dem ersten komplexen Multiplizierer 511 und dem Addierer
517 zurückgeführt, um den oben beschriebenen Prozeß zu
wiederholen.
Wie oben beschrieben, kann der adaptive Kanalentzerrer
der vorliegenden Erfindung eine Intra-Symbolstörung wirk
sam unterdrücken, selbst bei Vorliegen von abrupten Ände
rungen in der Kanalumgebung, indem die In-Phase- und Qua
dratur-Phase-Filterkoeffizienten unter Verwendung des Pi
lotsignals in dem OFDM-Empfänger erneuert werden, welcher
Mehrfachträger verwendet.
Claims (5)
1. Adaptiver Kanalentzerrer zur Verwendung in einem di
gitalen Kommunikationssystem, welches das OFDM-
Verfahren anwendet, gekennzeichnet durch:
erste Komplexmultipliziermittel (511) zum Ausgeben eines ersten komplexen In-Phase-Multiplika tionssignals (C1XI) und eines ersten komplexen Qua dratur-Phase-Multiplikationssignals (C1XQ), indem ei ne komplexe Multiplikation für das empfangene In- Phase- (XI) und Quadratur-Phase-Kanalsignal (XQ) und den In-Phase- (WI) und Quadratur-Phase-Koeffizienten (WQ) durchgeführt wird;
Referenzsignal-Generatormittel (512) zum Erzeugen eines Referenzsignals (RI);
Fehlerberechnungsmittel (513) zum Ausgeben eines In- Phase-Fehlersignals (EI) und eines Quadratur-Phase- Fehlersignals (EQ), indem ein Phasenfehler aus dem ersten komplexen In-Phase- (C1XI) und Quadratur- Phase-Multiplikationssignal (C1XQ) und dem Referenz signal (RI) berechnet wird;
Verzögerungsmittel (514) zum Ausgeben eines In- Phase-Verzögerungssignals und eines Quadratur-Phase- Verzögerungssignals, indem das empfangene In-Phase- (XI) und Quadratur-Phase-Kanalsignal (XQ) verzögert werden;
Verstärkungssteuermittel (515) zum Ausgeben eines In-Phase-Verstärkungssteuerungssignals und eines Quadratur-Phase-Verstärkungssteuerungssignal, indem die Verstärkung des In-Phase- und des Quadratur- Phase-Verzögerungssignals gesteuert wird;
zweite Komplexmultipliziermittel (516) zum Ausgeben eines zweiten komplexen In-Phase-Multi plikationssignals (C2EI) und eines zweiten komplexen Quadratur-Phase-Multiplikationssignals (C2EQ), indem eine komplexe Multiplikation für das In-Phase- (EI) und Quadratur-Phase-Fehlersignal (EQ) und das In- Phase- und Quadratur-Phase-Verstärkungssteue rungssignal durchgeführt wird;
Addiermittel (517) zum Ausgeben eines aktualisierten In-Phase- (WI(n+1)) und Quadratur-Phase- Koeffizienten (WQ(n+1)), nachdem jeweils das zweite komplexe In-Phase- (C2EI) und Quadratur-Phase- Multiplikationssignal (C2EQ) und der In-Phase- (WI(n)) und der Quadratur-Phase-Koeffizient (WQ(N)) addiert wurden;
Adreßgeneratormittel (518) zum Erzeugen eines Schreibadreßsignals (WRITE) und eines Leseadreß signals (READ);
Speichermittel (519) zum Speichern des aktualisier ten In-Phase- (WI(n+1)) und Quadratur-Phase- Koeffizienten (WQ (n+1) gemäß dem Schreibadreßsignal (WRITE) und zum Ausgeben der entsprechend dem Lese adreßsignal (READ) gespeicherten aktualisierten Koeffizienten;
Startkoeffizienten-Generatormittel (521) zum Erzeu gen von Startkoeffizienten;
Auswahlsignal-Generatormittel (520) zum Erzeugen ei nes Auswahlsignals entsprechend einem Symbolsyn chronsignal; und
Multiplexmittel (522) zum Auswählen entweder der An fangskoeffizienten oder der aktualisierten Koeffizi enten aus den Speichermitteln (519) gemäß dem Aus wahlsignal, um sie den ersten Komplexmultiplizier mitteln (511) als den In-Phase- (WI) und Quadratur- Phase-Koeffizienten (WQ) zu liefern.
erste Komplexmultipliziermittel (511) zum Ausgeben eines ersten komplexen In-Phase-Multiplika tionssignals (C1XI) und eines ersten komplexen Qua dratur-Phase-Multiplikationssignals (C1XQ), indem ei ne komplexe Multiplikation für das empfangene In- Phase- (XI) und Quadratur-Phase-Kanalsignal (XQ) und den In-Phase- (WI) und Quadratur-Phase-Koeffizienten (WQ) durchgeführt wird;
Referenzsignal-Generatormittel (512) zum Erzeugen eines Referenzsignals (RI);
Fehlerberechnungsmittel (513) zum Ausgeben eines In- Phase-Fehlersignals (EI) und eines Quadratur-Phase- Fehlersignals (EQ), indem ein Phasenfehler aus dem ersten komplexen In-Phase- (C1XI) und Quadratur- Phase-Multiplikationssignal (C1XQ) und dem Referenz signal (RI) berechnet wird;
Verzögerungsmittel (514) zum Ausgeben eines In- Phase-Verzögerungssignals und eines Quadratur-Phase- Verzögerungssignals, indem das empfangene In-Phase- (XI) und Quadratur-Phase-Kanalsignal (XQ) verzögert werden;
Verstärkungssteuermittel (515) zum Ausgeben eines In-Phase-Verstärkungssteuerungssignals und eines Quadratur-Phase-Verstärkungssteuerungssignal, indem die Verstärkung des In-Phase- und des Quadratur- Phase-Verzögerungssignals gesteuert wird;
zweite Komplexmultipliziermittel (516) zum Ausgeben eines zweiten komplexen In-Phase-Multi plikationssignals (C2EI) und eines zweiten komplexen Quadratur-Phase-Multiplikationssignals (C2EQ), indem eine komplexe Multiplikation für das In-Phase- (EI) und Quadratur-Phase-Fehlersignal (EQ) und das In- Phase- und Quadratur-Phase-Verstärkungssteue rungssignal durchgeführt wird;
Addiermittel (517) zum Ausgeben eines aktualisierten In-Phase- (WI(n+1)) und Quadratur-Phase- Koeffizienten (WQ(n+1)), nachdem jeweils das zweite komplexe In-Phase- (C2EI) und Quadratur-Phase- Multiplikationssignal (C2EQ) und der In-Phase- (WI(n)) und der Quadratur-Phase-Koeffizient (WQ(N)) addiert wurden;
Adreßgeneratormittel (518) zum Erzeugen eines Schreibadreßsignals (WRITE) und eines Leseadreß signals (READ);
Speichermittel (519) zum Speichern des aktualisier ten In-Phase- (WI(n+1)) und Quadratur-Phase- Koeffizienten (WQ (n+1) gemäß dem Schreibadreßsignal (WRITE) und zum Ausgeben der entsprechend dem Lese adreßsignal (READ) gespeicherten aktualisierten Koeffizienten;
Startkoeffizienten-Generatormittel (521) zum Erzeu gen von Startkoeffizienten;
Auswahlsignal-Generatormittel (520) zum Erzeugen ei nes Auswahlsignals entsprechend einem Symbolsyn chronsignal; und
Multiplexmittel (522) zum Auswählen entweder der An fangskoeffizienten oder der aktualisierten Koeffizi enten aus den Speichermitteln (519) gemäß dem Aus wahlsignal, um sie den ersten Komplexmultiplizier mitteln (511) als den In-Phase- (WI) und Quadratur- Phase-Koeffizienten (WQ) zu liefern.
2. Adaptiver Kanalentzerrer nach Anspruch 1, bei wel
chem die ersten Komplexmultipliziermittel (511) auf
weisen:
ein erstes FIR-Filter (61) zum Ausgeben eines ersten Filtersignals (XIWI) durch Filtern des In-Phase- Kanalsignals (XI) entsprechend dem In-Phase- Koeffizienten (WI);
ein zweites FIR-Filter (62) zum Ausgeben eines zwei ten Filter-Signals (XIWQ) durch Filtern des In- Phase-Kanalsignals (XI) entsprechend dem Quadratur- Phase-Koeffizienten (WQ);
ein drittes FIR-Filter (63) zum Ausgeben eines drit ten Filtersignals (XQWQ) durch Filtern des Quadra tur-Phase-Kanalsignals (XQ) entsprechend dem Quadra tur-Phase-Koeffizienten (WQ);
ein viertes FIR-Filter (64) zum Ausgeben eines vier ten Filtersignals (XQWI) durch Filtern des Quadra tur-Phase-Kanalsignals (XQ) entsprechend dem In- Phase-Koeffizienten (WI);
einen Addierer (65) zum Addieren des ersten Filter signals (XIWI) zu dem dritten Filtersignal (XQWQ); und
einen Subtrahierer zum Subtrahieren des zweiten Fil tersignals (XIWQ) von dem vierten Filtersignal (XQWI).
ein erstes FIR-Filter (61) zum Ausgeben eines ersten Filtersignals (XIWI) durch Filtern des In-Phase- Kanalsignals (XI) entsprechend dem In-Phase- Koeffizienten (WI);
ein zweites FIR-Filter (62) zum Ausgeben eines zwei ten Filter-Signals (XIWQ) durch Filtern des In- Phase-Kanalsignals (XI) entsprechend dem Quadratur- Phase-Koeffizienten (WQ);
ein drittes FIR-Filter (63) zum Ausgeben eines drit ten Filtersignals (XQWQ) durch Filtern des Quadra tur-Phase-Kanalsignals (XQ) entsprechend dem Quadra tur-Phase-Koeffizienten (WQ);
ein viertes FIR-Filter (64) zum Ausgeben eines vier ten Filtersignals (XQWI) durch Filtern des Quadra tur-Phase-Kanalsignals (XQ) entsprechend dem In- Phase-Koeffizienten (WI);
einen Addierer (65) zum Addieren des ersten Filter signals (XIWI) zu dem dritten Filtersignal (XQWQ); und
einen Subtrahierer zum Subtrahieren des zweiten Fil tersignals (XIWQ) von dem vierten Filtersignal (XQWI).
3. Adaptiver Kanalentzerrer nach Anspruch 2, bei wel
chem jeder der ersten bis vierten FIR-Filter (61,
62, 63, 64) durch einen Abgriff implementiert ist.
4. Adaptiver Kanalentzerrer nach einem der vorhergehen
den Ansprüche, bei welchem das von dem Referenzsi
gnal-Generatormitteln (512) erzeugte Referenzsignal
(RI) ein SPC-Signal ist.
5. Adaptiver Kanalentzerrer nach Anspruch 1, bei wel
chem die Auswahlsignal-Generatormittel (520) Symbole
entsprechend dem Symbolsynchronsignal zählt, das
Auswahlsignal zum Auswählen der Startkoeffizienten
bis zum vierten Symbol ausgibt, wohingegen das Aus
wahlsignal zum Auswählen der aktualisierten Koeffi
zienten mit dem fünften Symbol ausgibt.
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