DE3787994T2 - Kommunikationssystem, Empfänger und Sender und Methode zur Datenrückgewinnung. - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft Empfänger zur Verwendung in einem digitalen Übertragungssystem, Sender zur Verwendung in einem Kommunikationssystem sowie Kommunikationssysteme und Verfahren zur Wiedergewinnung von Datensignalelementen Digitale Kommunikationssysteme benutzen unzählig viele Modulationsformate. Nach einem weitverbreiteten Format modulieren Datensignalelemente in Quadraturbeziehung stehende Trägersignale. Dieser Modulationstyp besitzt eine Vielzahl von Namen, wie zum Beispiel Phasenumtastung (PSK, Phase Shift Keying), Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM, Quadratur Amplitude Modulation) sowie Amplituden- und Phasenumtastung (APSK, Amplitude and Phase Shift Keying). Die durch das Datensignal übermittelten Informationen sind natürlich nahezu unbegrenzt, wobei sie Sprache, Video, Facsimile und dergleichen enthalten können. Zudem ist auch der die modulierten Träger übertragende Übertragungskanal nicht begrenzt, wobei das Übertragungsmedium gegenwärtig Luft, eine Leitung oder ein Lichtwellenleiter sein kann.
• Bei fast allen Kommunikationssystemen besteht ein Problem darin, daß der Übertragungskanal bandbegrenzt ist. Das heißt, es gibt ein begrenztes Frequenzintervall, das zur Übermittlung von Informationen benutzt werden kann. Diese Beschränkung ergibt sich aus den System- und/oder Geräteanforderungen. Obwohl die Bedeutung dieses Problems von System zu System variiert, kann dennoch gesagt werden, daß es höchst wünschenswert ist, noch mehr Informationen in einem gegebenen Frequenzintervall übertragen zu können.
• Eine Technik zur Erhöhung der Informations- Übertragungskapazität eines digitalen Systems, das modulierte, in Quadraturbeziehung stehende Träger überträgt, sieht vor, die Anzahl zulässiger Modulationszustände zu erhöhen. Ein Beispiel für diese Technik ist der Entwurf von 64-QAM-Systemen und deren Einsatz anstelle von 16-QAM- Systemen in Anwendungen, die eine größere Kapazität verlangen. Dieser Technik haftet das Problem an, daß durch das Ändern der Anzahl von Modulationszuständen zumindest der Entwurf und die Entwicklung neuer Modulatoren und Demodulatoren erforderlich wird. Diese Anstrengungen sind oft teuer und im Einsatz befindliche Systeme können zur Zeit ohne größere Kosten nicht nachträglich mit den resultierenden Geräte ausgestattet werden.
• Eine weitere Technik benutzt zur Erhöhung der Systemkapazität Einseitenband- oder Restseitenbandsignale anstelle von Zweiseitenbandsignalen. Diese Technik ist recht leicht zu realisieren und wurde routinegemäß in Formaten verwendet, die ein einziges Trägersignal modulieren. Leider konnte diese Technik nicht in Systemen eingesetzt werden, die in Quadraturbeziehung stehende Träger benützen, da kein Weg bekannt war, das Empfangssignal nach dem Filtern auf intelligente Weise zu decodieren.
• Die US-PS 3522537 offenbart ein Restseitenband- Übertragungssystem, bei dem jedes Signal eines Paares von Übertragungssignalen am empfängerseitigen Ende durch einen separaten Demodulator, ein Tiefpaßfilter, eine Abtasteinrichtung und eine Gleichstromsignal-Füllschaltung (DC Signal Fill-In Circuit) verarbeitet wird, bevor es mit dem anderen Signal des Paares zur Bildung des ursprünglichen Datenstroms zusammengesetzt wird. Der Wert eines jeden Datensignalelements wird unter Benutzung der Signale, die lediglich einem gewählten Zeitpunkt, das heißt dem gegenwärtigen Zeitpunkt, zugeordnet sind, hergeleitet.
• Die US-PS 4479258 offenbart eine Kreuzpolarisations- Rückumsetzungsanordnung (Cross-Polarization Cancellers Arrangement), die ein Paar von Empfangssignalelementen (Ho und Vo) empfängt und unter Verwendung eines geänderten Wertes des anderen Empfangssignalelements ein zugeordnetes Datensignalelement (Ne) bildet. Den geänderten Wert erhält man durch Multiplizierung eines kompensierenden Koeffizientenwerts mit dem anderen Empfangssignalelementenwert, der danach mit dem ersten Empfangssignalelement kombiniert wird, um das dem ersten Empfangssignalelement zugeordnete Datensignalelement zu erhalten. Wie die US-PS 3522537 betrifft auch diese Veröffentlichung die Kombination von nur einem gewählten Zeitpunkt zugeordneten Signalen.
• Nach einem ersten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Empfänger geschaffen, wie er in Anspruch 1 umschrieben ist.
• Nach einem zweiten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Verfahren zur Wiedergewinnung eines Paars von Datensignalelementen verfügbar gemacht, wie es in Anspruch 14 umschrieben ist.
• Nach einem dritten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Sender zur Verwendung in Kommunikationssystemen geschaffen, wie er in Anspruch 18 umschrieben ist.
• Nach einem vierten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Kommunikationssystem geschaffen, wie es in Anspruch 21 umschrieben ist.
• Die Gesichtspunkte der vorliegenden Erfindung sind für den Einsatz in digitalen Kommunikationssystemen bestimmt, bei denen Datensignalelemente in Quadraturbeziehung stehende Trägersignale zur Bildung eines Zweiseitenbandsignals modulieren. Um die erforderliche Bandbreite zu reduzieren, wird ein Seitenband des Zweiseitenbandsignals unterdrückt. Diese Unterdrückung kann vollständig sein, wenn ein Einseitenbandsignal erzeugt wird, oder teilweise sein, um ein Restseitenbandsignal zu bilden. Nach der Übertragung über den Übertragungskanal wird das empfangene, unterdrückte Zweiseitenbandsignal in Empfangssignalelemente demoduliert. Jedes Empfangssignalelement enthält ein Datensignalelement, das nachfolgend als das zugeordnete Datensignalelement bezeichnet wird, sowie ein durch die Seitenbandunterdrückung eingeführtes Störsignal. Im Empfänger wird der Wert eines der Empfangssignalelemente zu gewählten Zeitpunkten geändert, um das zugeordnete Datensignalelement zu jedem gewählten Zeitpunkt zu bilden. Dieses Datensignalelement zu bestimmten gewählten Zeitpunkten wird danach mit dem anderen Empfangssignalelement zu einem entsprechenden Zeitpunkt kombiniert, um das verbleibende Datensignalelement wiederzugewinnen.
• Die Erfindung kann in bestehenden digitalen Kommunikationssystemen verwirklicht werden und so eine wesentliche Erhöhung der Informations-Übertragungskapazität innerhalb einer vorgewählten Bandbreite erzielen.
• Die Erfindung kann zusammen mit herkömmlichen Demodulations- und Entzerrungstechniken verwendet werden.
• Die Erfindung wird nunmehr unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
• Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild eines die Erfindung verwirklichenden Kommunikationssystems,
• Fig. 2 eine graphische Darstellung der vom Kommunikationssystem nach Fig. 1 übertragenen Signalpegel in einem Signal-Zustandsraum,
• Fig. 3 ein ausführliches schematisches Diagramm einer Ausführungsform der Dekodierer 118 und 119, die in dem Kommunikationssystem nach Fig. 1 gezeigt sind und
• Fig. 4 ein ausführliches schematisches Diagramm der bevorzugten Ausführungsform der Decodierer 118 und 119, die im Kommunikationssystem nach Fig. 1 gezeigt sind.
• Fig. 1 zeigt ein beispielhaftes, die Erfindung verwirklichendes QAM-Kommunikationssystem. In einem Sender 10 wird ein digitales Datensignal auf einer Leitung 120 an einen modifizierten QAM-Modulatur 101 angelegt. In dem Modulator 101 verteilt ein Serien-zu-Parallel-Wandler 121 aufeinanderfolgende Bits des Datensignals auf der Leitung 120 auf vier Pfade 131, 132, 133 bzw. 134.
• Bei einem konventionellen QAM-Modulator werden die Bits auf den Leitungen 131 und 132 unmittelbar an einen (D/A)-Wandler 122 angelegt, während die Bits auf den Leitungen 133 und 134 unmittelbar an den D/A-Wandler 123 angelegt werden. Jeder Wandler quantisiert seine jeweiligen Eingangsbits in eine Vielzahl von Signalspannungen. Um jedoch beim Decodieren mehrdeutige Ergebnisse zu vermeiden, die bei der Übertragung eines unterdrückten Zweiseitenbandsignals auftreten, die nachfolgend noch beschrieben werden, sind programmierbare Festwertspeicher (PROM, Programmable Read Only Memory) 163 und 175 zwischen den Serien-zu-Parallel- Wandler 121 und die D/A-Wandler 122 und 123 geschaltet. Jeder PROM liest unter Ansprechen auf eine Adresse eine Vielzahl von digitalen Wörtern aus.
• Der PROM 163 wird durch die Bits auf den Leitungen 168, 169, 133, 134, 170 und 171 adressiert. Diese sechs Leitungen übertragen die vom Serien-zu-Parallel-Wandler 121 auf die Leitungen 131, 132, 133 und 134 ausgegebenen Bits, die in einer vorbeschriebenen zeitlichen Beziehung zueinander stehen. Insbesondere werden die Bits auf den Leitungen 131 und 132 durch Verzögerungselemente 161 und 162 um ein Baud- Intervall T verzögert, bevor sie auf den Leitungen 168 und 169 erscheinen. Auf ähnliche Weise werden die Bits auf den Leitungen 133 und 134 über Verzögerungselemente 164, 166, 165 und 167 um zwei Baud-Intervalle verzögert, bevor sie auf den Leitungen 170 und 171 erscheinen.
• Zu Erläuterungszwecken werden wir die auf den Leitungen 131 und 132 erscheinenden Bits mit "I" oder In- Phase-Datensignalelement und die auf den Leitungen 133 und 134
• erscheinenden Bits mit "Q" oder als Quadraturphasen- Datensignalelement bezeichnen. I und Q sind zeitveränderliche Zeitfunktionen, die durch i(kT) und q(kT) ausgedrückt werden können, wobei k eine ganze Zahl ist. Normiert man diese Funktionen bezüglich den gleichzeitig auf den Leitungen 168, 169, 173 und 174 erscheinenden Bits, dann können die Bits auf den Leitungen 168 und 169 durch i(kT), die Bits auf den Leitungen 170 und 171 durch q((k-1)T) und die Bits auf den Leitungen 133 und 134 durch q((k+1)T) ausgedrückt werden. Betrachtet man die gleichzeitig auf den Leitungen 168, 169, 173 und 174 erscheinenden Bits als den augenblicklichen Zustand der Datensignalelemente I und Q, dann wird der PROM 163 durch den augenblicklichen Zustand des Datensignalelements I und des Datensignalelements Q vor und nach seinem augenblicklichen Zustand adressiert. Auf ähnliche Weise wird der PROM 175 durch den augenblicklichen Zustand des Datensignalelements Q adressiert.
• Die aus den PROMs 163 und 175 ausgelesenen Digitalwörter werden an die D/A-Wandler 122 und 123 angelegt, wo sie in analoge Signalspannungen umgewandelt werden, die auf Leitungen 135 bzw. 136 erscheinen. Multiplizierer 127 und 128 empfangen die Signalspannungen auf den Leitungen 135 und 136, nachdem sie durch Nyquist-Filter 124 und 125 entsprechend geglättet worden sind. Der Multiplizierer 127 moduliert die Amplitude eines durch einen Oszillator 126 erzeugten Trägersignals mit den Signalen auf der Leitung 135 nach dem Filtern. Auf ähnliche Weise moduliert der Multiplizierer 128 die Amplitude eines zweiten Trägersignals mit den Signalen auf der Leitung 136, nachdem sie durch das Nyquist-Filter 125 geglättet worden sind. Das zweite an den Multiplizierer 128 angelegte Trägersignal wird dadurch erzeugt, daß das vom Oszillator 126 erzeugte Trägersignal über einen Phasenschieber 129 um minus pi/2 rad verschoben wird. Deshalb sind die beiden an die Multiplizierer 127 und 128 angelegten Trägersignale in ihrer Phase um 900 gegeneinander versetzt, wobei die durch die Multiplizierer 127 und 128 gelieferten Produkte jeweils Zweiseitenbandsignale sind. Ein Addierer 130 addiert anschließend die von den Multiplizierern 127 und 128 gelieferten Produkte und legt diese Summe, ebenfalls ein Zweiseitenbandsignal, auf die Leitung 102.
• Überprüft man die Signalverarbeitung, die durch die bisher diskutierten Senderkomponenten ausgeführt wird, so kann man sagen, daß diese Komponenten in Quadraturbeziehung stehende Träger mit Datensignalelementen modulieren, wobei ein Datensignalelement die auf den Leitungen 131, 132, 135 oder 137 erscheinenden Signale umfaßt, während das andere Datensignalelement die auf den Leitungen 133, 134, 136 oder 138 erscheinenden Signale umfaßt.
• Bei den Kommunikationssystemen nach dem Stand der Technik wird das Ausgangssignal des Addierers 130 auf einen Übertragungskanal gegeben, der die Informationen zu einem Systemempfänger 11 überträgt. Im vorliegenden Fall ist ferner jedoch noch ein Filter 103 dem Sender hinzugefügt, das ein Seitenband des Zweiseitenbandsignals am Ausgang des Addierers 130 unterdrückt und damit die für die Signalübertragung geforderte Bandbreite verringert. Diese Seitenbandunterdrückung kann durch die Wahl des Flankenabfall-Faktors (Roll-Off-Faktor) des Filters 103 entweder vollständig oder zum Teil erfolgen. Beispielsweise wird für ein ideales Filtern mit einem Flankenabfall-Faktor von 0 ein Einseitenbandsignal am Ausgang des Filters 103 erzeugt, während für ein Filter mit einem Flankenabfall- Faktor < 1 und > 0 ein Restseitenband am Filterausgang erscheint. Demzufolge kann für eine vollständige Seitenbandunterdrückung ein zweites Einseitenband des QAM- Signals in dem wiedergewonnenen Frequenzintervall übertragen werden. Die sich ergebende Kapazität der zwei 16-QAM- Einseitenbandsignale ist gleich der Kapazität eines 256-QAM- Zweiseitenbandsignals. Andererseits können bei einer teilweisen Seitenbandunterdrückung QAM-Signale mit einer höheren Symbolrate und deshalb mit mehr Informationen pro Zeiteinheit innerhalb des Frequenzspektrums des Zweiseitenbandsignals übertragen werden. Allerdings ist bei der teilweisen oder vollständigen Seitenbandunterdrückung der Betrieb einer herkömmlichen QAM-Empfängerschaltung beeinträchtigt und eine zusätzliche funktionelle Fähigkeit für den Empfänger erforderlich, um die Datensignalelemente auf eine intelligente Weise wiederzugewinnen. Zu diesem Zeitpunkt sollte verständlich sein, daß die vorliegende Erfindung auch in Funksystemen anwendbar ist, wobei eine zusätzliche Schaltungsanordnung häufig zwischen dem Addierer 130 und dem Übertragungskanal angeordnet ist, um die Frequenz der übertragenen Träger in ein höheres Frequenzband zu verschieben. Die vorliegende Erfindung ist auch nicht auf QAM-Systeme begrenzt, sondern sie kann in der Tat in jedem System verwendet werden, welches ein Signal mit modulierten, in Quadraturbeziehung stehenden Trägern überträgt, die bezüglich der Phase oder der Amplitude oder bezüglich einer Kombination aus Phase und Amplitude moduliert werden.
• Um die vorliegende Erfindung besser zu verstehen, ist es zunächst notwendig, die Wirkungen des Filterns eines Seitenbandes des beispielhaften Zweiseitenbands des QAM- Signals und ein anschließendes Übertragen des sich ergebenden unterdrückten Zweiseitenbandsignals über einen Übertragungskanal zu betrachten.
• Das am Ausgang des Addierers 130 erscheinende QAM Signal kann durch eine Zeitfunktion s(t) mit
• s(t) = i(t) cos wct - q/t) sin wct; (1)
• ausgedrückt werden, wobei wc die durch den Oszillator 126 erzeugte Trägerfrequenz bezeichnet, und
• i(t) bzw. q(t) die Werte der Datensignalelemente I und Q als Zeitfunktion bezeichnen.
• Wenn s(t) durch das Filter 103 mit einer Impulsantwort h(t) gelaufen ist, um eines der Seitenbänder vollständig oder teilweise zu unterdrücken, können wir das resultierende unterdrückte Seitenbandsignal durch [s(t)]SSB mit
• [s(t)]SSB = h(&tau;)i(t-&tau;)cos[wc(t-&tau;)]d&tau;
• - h(&tau;)q(t-&tau;)sin[wc(t-&tau;)]d&tau; (2)
• ausgedrücken, wobei &tau; eine Scheinvariable für die Integration darstellt. Unter Verwendung der trigonometrischen Additionstheoreme
• cos[w (t-&tau;)] = cos wct cos wc&tau; + sin wct sin wc&tau;
• und
• sin[wc(t-&tau;)] = sin wct cos wc&tau; - cos wct sin wc&tau; (3)
• kann die Gleichung (2) wie folgt umgeschrieben werden:
• [s(t)]SSB = {h(&tau;)i(t-&tau;)cos wc&tau; d&tau;}cos wct
• + {h(&tau;)q(t-&tau;)sin wc&tau; d&tau;}cos wct
• + {h(&tau;)i(t-&tau;)sin wc&tau; d&tau;}sin wct
• - {h(&tau;)q(t-&tau;)cos wc&tau; dT}sin wct. (4)
• Die Gleichung (4) kann ihrerseits wie folgt geschrieben werden:
• [s(t)]SSB = 1/2{i(t) + (t)}cos wct
• - 1/2{q(t) - (t)}sin wct, (5)
• wobei (t) und t) Funktionen von i(t) bzw. von q(t) sind. Für den Fall, daß das Filter 103 ein ideales Tiefpaß- oder Hochpaß-Filter mit einer Grenzfrequenz wc ist, stellen (t) bzw. (t) die Hilbert-Transformationen von i(t) und q(t) dar.
• Ein Vergleich der Gleichung (5) mit der Gleichung (1) zeigt, daß das Unterdrücken eines Seitenbandes des QAM- Signals nach Gleichung (1) i(t) mit einer Funktion von q(t) und q(t) mit einer Funktion von i(t) mit einer Funktion von i(t) stört. Infolgedessen muß der Empfänger nach Fig. 1 in der Lage sein, (t) und (t) zu eliminieren, um die Komponenten i(t) und q(t) entsprechend wiederzugewinnen.
• Wir kehren zu Fig. 1 zurück und betrachten den allgemeinen Fall, bei dem der Übertragungskanal 105 gestört ist und eine Verzerrung verursacht, die eine Zwischenzeichenstörung (151, Intersymbol Interference), eine Cross-Rail-Störung (X-rail 151) und Gaußsches Rauschen (n(t)) umfaßt. Wenn [s(t)]SSB an einen konventionellen QAM- Demodulator 107 angelegt wird, werden zwei Empfangsdatenelemente i'(t) und q'(t) auf den Leitungen 110 und 111 gebildet. Die Empfangsdatenelemente i'(t) und q'(t) werden dadurch erzeugt, daß die in Quadraturbeziehung stehenden Träger unter Verwendung allgemein bekannter Trägerrückgewinnungstechniken aus dem Empfangssignal gewonnen werden. Die Signale auf den Leitungen 110 und 111 können ausgedrückt werden durch:
• i'(t) = [i(t) + (t)] + ISI + X-rail ISI + nI(t), (6)
• und
• q'(t) = [q(t) - (t)) + ISI + X-rail ISI + nQ(t), (7)
• wobei nI(t) und nQ(t) das in i(t) bzw. q(t) eingeführte Gaußsche Rauschen darstellen.
• Die ISI und X-rail ISI. in den Gleichungen (6) und (7) können dadurch eliminiert werden, daß i'(t) und q'(t) durch konventionelle Transversalentzerrer 112 und 113 geschickt werden, die derart ausgebildet sind, daß sie mit i'(t) und q'(t) so operieren, als ob [i(t) + (t)] und [q(t) - (t)] die Informationssignale wären.
• Vorteilhafterweise werden die gewichteten Anzapfkoeffizienten der Entzerrer 112 und 113 derart eingestellt, daß sie die Verzerrung in dem Übertragungskanal über eine allgemein bekannte Schaltung, die nicht gezeigt ist, nachführen. Die am Ausgang der Entzerrer 112 und 113 erscheinenden entzerrten Signale iE(t) und qE(t) werden dann mittels einer Abtasteinrichtung 114 mit einer Baudrate 1/T abgetastet. Der kte Abtastwert, wobei k eine ganze Zahl ist, kann für die Leitung 116 durch
• iE(kT) = [i(kT) + (kT)] + nIE(kT) (8)
• und für die Leitung 117 durch
• qE(kT) = [q(kT) - i(kT)] + nQE(kT) (9)
• ausgedrückt werden. Die Ausdrücke nIE(kT) und nQE(kT) stellen das Gaußsche Rauschen in den Empfangssignalkomponenten nach der Entzerrung zum kten Abtastzeitpunkt dar. Die Abtasteinrichtung 114 wird durch ein Taktsignal auf der Leitung 108 gesteuert, das durch eine konventionelle Taktrückgewinnungsschaltung (nicht gezeigt) in dem Empfänger erzeugt wird.
• Um die Information, die Komponenten von i(kT) und q(kT) trägt, wiederzugewinnen, müssen (kT) und (kT) eliminiert werden. Es kann gezeigt werden, daß (kT) und (kT) nur eine begrenzte Anzahl von Werten annehmen können, und daß diese Werte eine Funktion der durch die D/A-Wandler 122 und 123 gebildeten quantisierten Werte sind. Der Satz von Werten für (kT) und (kT) für jedes Kommunikationssystem, das eine Nyquist-Filterung ausführt und Filter 103 benutzt, kann wie folgt ausgedrückt werden:
• wobei N eine große vorbestimmte ganze Zahl ist, i((k-N)T) . . . i((k-1)T) bzw. q((k-N)T . . . q((k-1)T) den Wert für i(t) und q(t) zu den Abtastzeitpunkten N bis 1 vor dem gegenwärtigen Abtastzeitpunkt,
• i((k+1)T) . . . i((k+N)T) bzw. q((k+1)T) . . . q((k+N)T) den Wert für i(t) und q(t) zu Abtastzeitpunkten 1 bis N nach dem gegenwärtigen Abtastzeitpunkt bezeichnen, und a-N . . . aN die jedem Abtastzeitpunkt zugeordneten Konstanten sind, die aus einer Analyse der Wellenform von (t) und (t) ermittelt werden können.
• Das heißt, (kt) und (k) stellen je eine gewichtete Kombination aus i(t) bzw. q(t) zu einer großen Anzahl von Abtastzeitpunkten dar, die dem gegenwärtigen Abtastzeitpunkt vorausgehen und nachfolgen. Für den Fall, daß das Filter 103 einen Flankenabfall-Faktor von 0.5 hat und das Zweiseitenband des QAM-Signals in ein bestimmtes Restseitenbandsignal transformiert, werden die Gleichungen (10) und (11) reduziert zu:
• Das heißt, (t) zum k-ten Abtastzeitpunkt ist eine Funktion von i(t) zu den Abtastzeitpunkten (k-1) und (k+1), wobei die Abtastzeitpunkte (k-1) und (k+1) einen Abtastzeitpunkt darstellen, der dem k-ten Abtastzeitpunkt unmittelbar vorausgeht bzw. dem k-ten Abtastzeitpunkt unmittelbar nachfolgt. (t) zum k-ten Abtastzeitpunkt ist eine Funktion von q(t) zu den Abtatszeitpunkten (k-1) und (k+1), wobei die Abtastzeitpunkte (k-1) und (k+1) dem Abtastzeitpunkt entsprechen, der dem k-ten Abtastzeitpunkt unmittelbar vorausgeht bzw. dem k-ten Abtastzeitpunkt unmittelbar nachfolgt.
• Zu Zwecken der Vereinfachung wird für die restliche Diskussion angenommen, daß das Filter 103 nach Fig. 1 einen Flankenabfall-Faktor von 0.5 hat.
• Aus den Gleichungen (12) und (13) folgt, daß bei dem beispielhaften 16 QAM-Kommunikationssystem i(t) und q(t) jeweils Werte von ±1 und ±3 Volt und (kT) und (kT) jeden Wert aus der Menge {0, -1, -2, -3, 1, 2, 3} annehmen können. Zu jedem Abtastzeitpunkt kT können daher (kT) und (kT) einen von sieben möglichen Werte annehmen.
• Wir betrachten nunmehr Fig. 3, die ein detailliertes Schaltungsschema der Decodierer 118 und 119 nach Fig. 1 zeigt. Beim Decodieer 118 wird der k-te Abtastwert iE(kT) an sieben Addierer 301, 302, . . . 307 angelegt, um sieben Schätzwerte für i(kT) auf den Leitungen 311 bis 317 zu erzeugen. Jeder Addierer bildet einen Schätzwert, indem er einen anderen der sieben möglichen Werte für q(t) von iE(kT) subtrahiert. Jede der Leitungen 321-327 erhält einen unterschiedlichen Wert für (t) von einer Referenzspannungsquelle (nicht gezeigt). Eine Auswahlschaltung 318 mit mehreren Schwellenwertdetektoren vergleicht jeden Schätzwert mit den zulässigen Werten für i(kT), namentlich den Werten ±1 und ±3 Volt, und wählt den Schätzwert für i(kT) aus, der einem der zulässigen Werte am nächsten kommt. Dieser ausgewählte Schätzwert wird, nachdem er über ein Verzögerungselement 319 um ein Baud-Intervall verzögert worden ist, auf einer Leitung 150 ausgegeben.
• TEXT FEHLT
• TEXT FEHLT
• TEXT FEHLT
• i(kT) zu bilden. Der Decodierer könnte natürlich auch nur einen Addierer aufweisen, der sequentiell sieben Schätzwerte für i(kT) bildet. Bei diesem seriellen Signalverarbeitungsverfahren vergleicht die Auswahlschaltung 318 jeden Schätzwert mit den zulässigen Werten eines Datenelements und gibt anschließend jeden Schätzwert aus, der in ein vorbestimmtes Intervall, das jeden zulässigen Datenelementwert umgibt, fällt. Nach dem Ausgeben eines Schätzwertes unterbricht die Auswahlschaltung 318 das Ausgeben jedes weiteren Schätzwerts, bis der nächste Abtastwert von der Abtasteinrichtung 114 erhalten wird.
• Wir betrachten nunmehr die Fig. 4, die die bevorzugte Ausführungsform der Decodierer 118 und 119 zeigt. Für diese Ausführungsform wird angenommen, daß die Abtasteinrichtung 114 einen A/D-Wandler enthält, der das abgetastete Signal in eine Vielzahl von Signalpegeln quantisiert. Wie gezeigt ist der k-te Abtastwert iE(kT) an den PROM 401 angelegt. Beim Codieren, das durch den PROM 163 der Fig. 1 ausgeführt wird, kann die Störgröße, das heißt (kT) oder (kT) unter Ansprechen auf den Wert iE(kT) eliminiert werden.
• Entsprechend liest der PROM 401 den Wert für i(kT) unter Ansprechen auf jede Adresse iE(kT) aus. Der Decodierer 119 und der Ausgleichsdecodierer 118 in Fig. 4 arbeiten genau so, wie dies bezüglich der Fig. 3 beschrieben worden ist.
• Es versteht sich natürlich, daß die vorliegende Erfindung nicht auf die offenbarte besondere Ausführungsform beschränkt ist und daß einem Durchschnittsfachmann zahlreiche Abwandlungen einfallen. Als erstes ist beispielsweise der Einsatz von Transfersalentzerrern in dem Empfänger nicht erforderlich, wenn die Größe der ISI und X-rail ISI bezüglich der Differenz zwischen den zulässigen Datenelementwerten nicht groß ist. Dies ist häufig bei Lichtwellenleiter- und Leitungssystemen der Fall, bei denen sich die Übertragungsfunktion des Übertragungskanals zeitlich nicht verändert. Zweitens können, obwohl Nyquist-Filter lediglich im Sender 10 gezeigt sind, Halb-Nyquist-Filter auch im Sender 10 und im Empfänger 11 verwendet werden. Schließlich versteht es sich, obwohl in der beschriebenen Ausführungsform des Empfängers ein Übertragungsfilter mit einem Flankenabfall- Faktor von 0.5 angenommen wurde, daß die vorliegende Erfindung auch für ein Filter 103 mit einem Flankenabfall- Faktor &ge;0 und < 1 anwendbar ist. Deshalb ist das Übertragungssignal entweder ein Einseitenbandsignal oder ein Signal aus verschiedenen Restseitenbandsignalen. Der Einsatz eines Filters mit einem Flankenabfall-Faktor, der nicht 0.5 ist, erfordert die Bildung von Schätzwerten für i(kT) und q(kT) gemäß den Gleichungen (10) und (11) unter Verwendung eines großen PROMs oder unter Verwendung aller möglichen Werte für i(t) und q(t) zu den 2N verschiedenen Abtastzeitpunkten. Wie bei der offenbarten Ausführungsform können die Schätzwerte gleichzeitig oder sequentiell gebildet werden.

Claims (24)

1. Empfänger zur Verwendung in einer digitalen Übertragungsanlage, bei der ein Paar von Datensignalelementen in Quadraturbeziehung stehende Träger moduliert und bei der die modulierten Träger in ein Signal mit einem Seitenband und einem weiteren, unterdrückten Seitenband transformiert werden, mit einer Einrichtung (107) zur Demodulation der transformierten Träger und Bildung eines Paares von Empfangssignalelementen durch Beseitigung der in Quadraturbeziehung stehenden Träger, wobei jedes der Empfangssignalelemente ein zugeordnetes Datensignalelement und ein Störsignal umfaßt, das durch die Transformation der Träger verursacht worden ist, und mit einer Einrichtung (114, 301-307, 318), die eines der Empfangssignalelemente zu gewählten Zeitpunkten ändert, um das zugeordnete Datensignalelement zu jedem gewählten Zeitpunkt zu bilden, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (323, 325) zum Kombinieren des zugeordneten, durch die Änderungseinrichtung zu einer Vielzahl der gewählten Zeitpunkte gebildeten Datensignalelements und des anderen Empfangssignalelements zu einem zugeordneten Zeitpunkt, um das andere Datensignalelement zu dem zugeordneten Zeitpunkt zu bilden.

2. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem der zugeordnete Zeitpunkt einer der gewählten Zeitpunkte ist.

3. Empfänger nach Anspruch 2, bei dem die Vielzahl von gewählten Zeitpunkten dem zugeordneten Zeitpunkt vorausgeht und nachfolgt.

4. Empfänger nach Anspruch 2, bei dem die Vielzahl der gewählten Zeitpunkte ein gewählter Zeitpunkt ist, der dem zugeordneten Zeitpunkt vorausgeht, und ein gewählter Zeitpunkt, der dem zugeordneten Zeitpunkt nachfolgt.

5. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Änderungseinrichtung das eine Empfangssignalelement zu jedem gewählten Zeitpunkt um einen vorgewählten Betrag ändert, der mit dem Empfangssignalelement variiert.

6. Empfänger nach Anspruch 5, bei dem die Datensignalelemente zugeordnete Werte besitzen und die zugeordneten Werte für ein Datensignalelement von den zugeordneten Werten für das andere Datensignalelement verschieden sind.

7. Empfänger nach Anspruch 6, bei dem der vorgewählte Betrag eine Funktion der zugeordneten Werte ist.

8. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem das Störsignal eine von Null verschiedene Funktion eines nicht zugeordneten Elements der Datensignalelemente ist.

9. Empfänger nach Anspruch 8, bei der die von Null verschiedene Funktion die Hilbert-Transformation ist.

10. Empfänger nach Anspruch 6, bei dem der vorgewählte Betrag sich in einem Satz von Zahlen befindet, den man durch eine algebraische Kombination aller möglichen Permutationen für die zugeordneten Werte eines der Datensignalelemente erhält.

11. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die transformierten Träger ein Einseitenbandsignal sind.

12. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die transformierten Träger ein Restseitenbandsignal sind.

13. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Änderung des einen Empfangssignalelementes zu jedem der gewählten Zeitpunkte unabhängig von den Änderungen des einen Empfangssignalelementes zu anderen gewählten Zeitpunkten ist.

14. Verfahren zur Wiedergewinnung eines Paares von Datensignalelementen, bei dem die Elemente in Quadraturbeziehung stehende Träger modulieren und die modulierten Träger dann in ein Signal mit einem Seitenband und einem weiteren unterdrückten Seitenband transformiert werden, mit den Schritten:

Demodulieren (107) der transformierten Träger und Bildung von Empfangssignalelementen durch Beseitigung der in Quadraturbeziehung stehenden Träger, wobei jedes Empfangssignalelement ein zugeordnetes Datensignalelement und ein Störsignal umfaßt, das durch die Transformation der Träger erzeugt wird, und

ändern (114, 301-307, 318) eines der Empfangssignalelemente zu gewählten Zeitpunkten zur Bildung des zugeordneten Datensignalelements zu jedem der gewählten Zeitpunkte, gekennzeichnet durch

kombinieren (323, 325) des zugeordneten, durch die Änderungseinrichtung zu einer Vielzahl gewählter Zeitpunkte gebildeten Datensignals und des anderen Empfangssignalelementes zu einem zugeordneten Zeitpunkt, um das andere Datensignalelement zu dem zugeordneten Zeitpunkt zu bilden.

15. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem die transformierten Träger ein Restseitenbandsignal bilden.

16. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem die transformierten Träger ein Einseitenbandsignal bilden.

17. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem die Änderung des einen Empfangssignalelementes zu jedem gewählten Zeitpunkt unabhängig von den Änderungen des einen Empfangssignalelementes zu anderen gewählten Zeitpunkten ist.

18. Sender zur Verwendung in Kommunikationsanlagen gekennzeichnet durch

eine Einrichtung (163) zur Änderung eines gewählten Elementes eines Datensignals zu einem vorgeschriebenen Zeitpunkt unter Ansprechen auf ein anderes Element des Datensignals zu anderen vorgeschriebenen Zeitpunkten, wobei das gewählte und das andere Element je voneinander unabhängig Informationen darstellen,

eine Einrichtung (127), die abhängig von der Änderungseinrichtung in Quadraturbeziehung stehende Trägersignale mit dem geänderten Element und dem anderen Element zur Bildung eines Zweiseitenbandsignals moduliert und

eine Einrichtung (103) die abhängig von der Modulationseinrichtung das Zweiseitenbandsignal in ein Signal mit einem Seitenband und einem weiteren unterdrückten Seitenband transformiert.

19. Sender nach Anspruch 18, bei dem die Transformationseinrichtung das Zweiseitenbandsignal in ein Restseitenbandsignal transformiert.

20. Sender nach Anspruch 18, bei dem die Transformationseinrichtung das Zweiseitenbandsignal in ein Einseitenbandsignal transformiert.

21. Kommunikationsanlage mit einem Sender und einem Empfänger, bei der der Sender einer Einrichtung (127, 128) zur Modulation von in Quadraturbeziehung stehenden Trägersignalen mit einem Paar von Datensignalelementen zur Bildung eines Zweiseitenbandsignals und einer Einrichtung (103) zur Transformation des Zweiseitenbandsignals in ein Signal mit einem Seitenband und einem weiteren unterdrückten Seitenbandsignal umfaßt, und bei der der Empfänger eine Einrichtung (107) zur Demodulation des transformierten Zweiseitenbandsignals und Bildung eines Paares von Empfangssignalelementen durch Beseitigung der in Quadraturbeziehung stehenden Träger umfaßt, wobei jedes Empfangssignalelement ein zugeordnetes Datensignalelement und ein Störsignal enthält, das durch Transformation des Zweiseitenbandsignals erzeugt worden ist, sowie eine Einrichtung (114, 301-307, 318) zur Änderung eines der Empfangssignalelemente zu gewählten Zeitpunkten zur Bildung des zugeordneten Datensignalelements zu jedem gewählten Zeitpunkt, gekennzeichnet durch

eine Einrichtung (323, 325) zur Kombination des zugeordneten, durch die Änderungseinrichtung zu einer Vielzahl gewählter Zeitpunkte gebildeten Datensignalelements und des anderen Empfangssignalelements zu einem zugeordneten Zeitpunkt zwecks Bildung des anderen Datensignalelements zu dem zugeordneten Zeitpunkt.

22. Kommunikationsanlage nach Anspruch 21, bei der die Änderung des einen Empfangssignalelementes zu jedem gewählten Zeitpunkt unabhängig von den Änderungen des Empfangssignalelementes zu anderen gewählten Zeitpunkten ist.

23. Kommunikationsanlage nach Anspruch 21, bei der die Transformationseinrichtung das Zweiseitenbandsignal in ein Einseitenbandsignal transformiert.

24. Kommunikationsanlage nach Anspruch 21, bei der die Transformationseinrichtung das Zweiseitenbandsignal in ein Restseitenbandsignal transformiert.