JPH10209931A - 直交周波数分割多重化(ofdm)方式を用いるデジタル通信システムにおける適応チャンネル等化器 - Google Patents
直交周波数分割多重化(ofdm)方式を用いるデジタル通信システムにおける適応チャンネル等化器Info
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Abstract
位相チャンネル信号、及びこれらの係数値を入力されて
第1複素乗算信号を出力する第1複素乗算器511と、基
準信号を発生させる基準信号発生器512と、位相エラー
を計算するエラー計算器513と、遅延器514と、遅延信号
の利得を制御して利得制御信号を出力する利得制御器51
5と、エラー信号及び利得制御信号を入力されて第2複
素乗算信号を出力する第2複素乗算器516と、第2複素
乗算信号及びチャンネル信号の係数値とを入力されて各
々加算して、更新された係数値を出力する加算器517
と、アドレス発生器518と、アドレス信号に応じて更新
された係数値を格納又は読み出す格納部519と、シンボ
ル同期信号に応じて選択信号を発生するための選択信号
発生器520と、初期係数値発生器521と、選択信号に応じ
て初期係数値と更新された係数値を選択的に出力するた
めの多重化部522とから構成する。
Description
化(orthogonal frequency division multiplexing:以
下、OFDMと略する)方式を用いるデジタル通信シス
テムの受信器に係り、特に受信されたOFDM信号をパ
イロット信号にてチャンネルの変動に応じて適応的に等
化させることによりシンボル内のサンプル間の干渉を取
り除くための適応チャンネル等化器に関する。
ル高画質テレビ(以下、HDTVという)の伝送チャンネ
ルでは多重経路フェージングにより受信された信号でシ
ンボル間の干渉(intersymbol interference:ISI)が
起こる。特に、HDTVのようにデータが高速で伝送さ
れる場合、シンボル間の干渉は更に深化して受信側での
データ復元時に深刻な誤謬を招く。この問題を解決する
方法として、最近欧州ではデジタルオーディオ放送(D
AB)及びデジタル地上テレビ放送(DTTB)の伝送方
式として多重経路フェージングに強力に動作できるOF
DM方式が提案されている。
ボル列が所定の単位ブロックに分割された後、前記分割
された各ブロックのシンボル列がN個の並列シンボルに
変換される。このN個の並列シンボルは逆高速フーリエ
変換(inverse fast fouriertransform)により各々相異
なる周波数を有する副搬送波を用いて多重化された後に
加算されチャンネルを通して伝送される。すなわち、N
個の並列シンボルを一つの単位ブロックとして定義し、
単位ブロックの各副搬送波は相互直交性を有するように
して副チャンネル間の影響を無くす。したがって、従来
の単一搬送波伝送方式に比べると、同一なシンボル伝送
率を保ちながらもシンボル周期を副チャンネル数(N)だ
け増加させることができるので、多重経路フェージング
によるシンボル間の干渉を減らし得る。特に、伝送され
るシンボルの間に保護区間(GuardInterval:GI)を挿
入する場合にはシンボル間の干渉を更に減らし得るの
で、チャンネル等化器の構造が非常に簡単化される長所
もある。かつ、OFDM方式は従来のFDM(frequency
division multiplexing)方式とは異なり各副チャンネ
ルのスペクトルが相互重畳される特性があるため、帯域
効率が高くスペクトルの形態が四角波状で電力が各周波
数帯域に均一に分布して同一チャンネル干渉に強い長所
もある。このようなOFDM方式によく結合される変調
方法としてはPAM(pulse amplitude modulation)、F
SK(frequency shift keying)、PSK(phase shift k
eying)、QAM(quadrature amplitude modulation)な
どがある。
いて保護区間を含んで伝送されるシンボルのフォーマッ
ト図である。送信側から伝送されたシンボルは有効区間
(Useful Part)と保護区間(Guard Interval:GI)とか
ら構成される。有効区間は有効なOFDMサンプルが伝
送される区間であり、この有効区間の前端に保護区間が
挿入されて、OFDMサンプルをシンボル単位で区分す
るようになる。この保護区間では有効区間内の下位に位
置した一部のサンプルを複写して用いる。
渉を取り除くことを説明するための図面である。図2に
示したように、連続する有効区間の間に保護区間が挿入
されることにより、受信された信号はエコー信号による
影響を受けなくなる。すなわち、保護区間より短い多重
経路によるシンボル間の干渉を取り除くことができる。
保護区間を伝送シンボルの間に挿入することにより、多
重経路フェージングにより発生する隣接シンボル間の干
渉を取り除くことはできるが、シンボル内の干渉を取り
除くことは困難であった。したがって、OFDM通信シ
ステムの受信側ではシンボル内のサンプル間の干渉を取
り除き得る特別なチャンネル等化器を必要とする。この
チャンネル等化器ではシンボル内の各サンプルが相異な
る副搬送波を有しているため、変化するチャンネル状況
に応じて歪曲程度を検知してこれを取り除くべきであ
る。
ル等化方法としてはパイロットシンボル挿入(PSI)方
法が挙げられ、現在も研究しつつある。パイロットシン
ボル挿入方法においては、送信側から周期的にパイロッ
トシンボルを伝送すると受信側ではパイロットシンボル
が伝送される時期を周知の上に、伝送されたパイロット
シンボルを復号化してチャンネルにより歪曲された程度
を推定する。そして、推定値にてチャンネルにより歪曲
された有効データシンボルを補う。
パイロットシンボルを挿入する方法を考えてみると、パ
イロットシンボル数が増加するほど有効データシンボル
の伝送率は減少するために、少数のパイロットシンボル
を用い、高精度のチャンネル推定を行わなければならな
い。これに対しては多様な挿入方法が提示されており、
図3に基づき更に詳細に説明することにする。
ットシンボル挿入方法によるチャンネル等化方法を説明
するためのフレーム構造図である。ここで、H(n,k)
はn番目のシンボル内のk番目のサンプルに対する伝達
関数を示すものである。
ル内のすべてのサンプルにパイロットセルを割り当てる
構造図である。すなわち、時間軸に沿ってT番目のシン
ボル毎にパイロットセルを挿入して伝送するが、ここで
はT=16番目のシンボル毎にパイロットシンボルを挿
入した。この方法で大事なのは時変チャンネルの変化を
どれほど速く付いていくかを決定するTパラメータの選
択である。この方法ではパイロットシンボル(n)とパイ
ロットシンボル(n+T)に対するチャンネル伝達関数
(H(n,k),H(n+T,k))を用いて、両パイロットシ
ンボル間の(T・1)個の有効シンボルのチャンネル伝達
関数を補間(interpolation)により推定する。この際、
(T-1)個のデータサンプルを格納すべきなので、メモ
リのコストが上昇する問題点がある。
では16番目のサンプル毎に、隣接したシンボル間には
4サンプル毎にパイロットセルを割り当て、時間軸に沿
って4(T)シンボル毎に周期的に繰り返して挿入される
構造である。この構造はサンプリング理論を適用して最
小限のパイロットセルを用い、ドップラー現象に強い特
性を持たせたものである。図3(b)の構造は図3
(a)に比べてパイロット挿入周期が短くてT−1=3
シンボルのみを格納するので、少量のメモリが所要され
る。したがって、ハードウエア的に補間適用が可能で、
実際にSTERNE装備に適用された。かつ、有効デー
タシンボルより高電力のブースト(boosted)パイロット
セルを用いてノイズの影響を減らすことにより、高精度
にチャンネルを推定することができる。
一般的なチャンネル等化方法はシンボル別に幾つかのサ
ンプル(副搬送波チャンネル)にパイロットセルを周期的
に挿入し、前記パイロットセルを用いてそのチャンネル
の伝達関数を求めた後、補間方法に頼って残りのチャン
ネルの伝達関数を推定した。しかしながら、OFDM信
号に対する補間による推定方法はチャンネルの急な変化
に適応的に対処できない問題点があった。
を解決するために案出されたものであり、OFDM受信
器においてOFDM変調され伝送された信号をパイロッ
ト信号にてチャンネルの変化に応じて適応的に等化させ
ることによりシンボル内のサンプル間の干渉を取り除く
ための適応チャンネル等化器を提供するにその目的があ
る。
にOFDM受信器において本発明による適応チャンネル
等化器は、受信された同位相チャンネル信号及び直角位
相チャンネル信号と、同位相チャンネル信号の係数値及
び直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて複素乗
算信号と第1直角位相複素乗算信号を出力する第1複素
乗算器と、基準信号を発生させる基準信号発生器と、前
記第1同位相複素乗算信号と第1直角位相複素乗算信号
及び前記基準信号から位相エラーを計算し、同位相エラ
ー信号と直角位相エラー信号を出力するエラー計算器
と、前記受信された同位相チャンネル信号及び直角位相
チャンネル信号を所定時間だけ遅延させて同位相遅延信
号と直角位相遅延信号を出力する遅延器と、前記同位相
遅延信号と直角位相遅延信号の利得を制御して同位相利
得制御信号と直角位相利得制御信号を出力する利得制御
器と、前記同位相エラー信号と直角位相エラー信号及び
前記同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を入力
されて複素乗算を行い第2同位相複素乗算信号と第2直
角位相複素乗算信号を出力する第2複素乗算器と、前記
第2同位相複素乗算信号と第2直角位相複素乗算信号及
び同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号の
係数値を入力されて各々加算した後、更新された同位相
係数値及び直角位相係数値を出力する加算器と、書込み
アドレス信号と読出アドレス信号を発生させるアドレス
発生器と、前記書込みアドレス信号に応じて前記更新さ
れた同位相及び直角位相係数値を格納し、前記読出アド
レス信号に応じて格納されていた前記更新された係数値
を出力する格納部と、初期係数値を発生する初期係数値
発生器と、シンボル同期信号に応じて選択信号を発生す
るための選択信号発生器と、前記選択信号に応じて前記
初期係数値と前記格納手段からの更新された係数値を選
択的に出力するための多重化部とから構成されたことを
特徴とする。
た図面に基づき更に詳細に説明する。
用いられるパイロットセルとしては、分散パイロットセ
ル(SPC)、連続パイロット搬送波(CPC)、伝送パラ
メータ信号パイロット(TPS)などがある。このような
パイロットセルはフレーム同期、周波数同期、時間同
期、チャンネル推定、伝送モード識別に用いられ、位相
ノイズなどを追跡する時にも用いられる。前記パイロッ
トセルは伝送されるデータと共にOFDMフレーム内に
含まれるが、この際受信側に伝送された基準情報値は既
知値である。前記基準情報が含まれたセルは“ブースト
(boosted)”電力レベル、すなわち伝送データレベルの
約1.4倍程度の電力レベルを有して伝送される。本発
明の望ましい一実施形態では多数のパイロットセルのう
ち分散パイロットセル(SPC)を基準信号として用いる
ことにする。
と、伝送された信号はフレームから構成され、この際各
々のフレームは68個のOFDMシンボル(S0〜S67)
からなる。そして、各々のシンボルは8K FFTモー
ドの場合には副搬送波数k=6817からなり、2K
FFTモードの場合にはk=1705からなる。
ットセルの挿入位置を示すためのOFDM伝送フレーム
の構造図である。kmin=0〜kmax=1704は2K
FFTモードのサンプル数(=副搬送波数)を示し、S0,
S1,S2,S3,…,S67は各々シンボルを示す。そして、
“data”は実際の情報が入っている有効データを示し、
“SPC”はブーストパイロットである分散パイロット
セルを示す。一つのシンボル内の分散パイロットセルは
12サンプル毎に繰り返され、一つのシンボル内の分散
パイロットセルと隣接した他のシンボル内の分散パイロ
ットセルは3サンプルずつ異なるように分布している。
かつ、シンボル順番に応じて“モジュロ4”演算してそ
の値が“0”になるシンボル、すなわち四番目のシンボ
ル(S64,S0,S4,…)の最後のサンプル(kmax)毎に分散
パイロットセル(SPC)が分布している。
実施形態による適応チャンネル等化器を示したブロック
図であり、第1複素乗算部511、基準信号発生部51
2、エラー計算部513、遅延部514、利得制御部5
15、第2複素乗算部516、加算部517、アドレス
発生部518、格納部519、選択信号発生部520、
初期係数値発生部521及び多重化部522から構成さ
れる。
チャンネル信号(XI)及び直角位相チャンネル信号(X
Q)を入力され、フィードバックされた同位相チャンネ
ル信号のフィルタリング係数値(WI)及び直角位相チャ
ンネル信号のフィルタリング係数値(WQ)を入力されて
複素乗算を行った後、第1同位相複素乗算信号(CI X
I=XIWI+XQWQ)と第1直角位相複素乗算信号
(CIXQ=XQWI−XIWQ)を出力する。第1複素
乗算部511の出力信号は同期回路(図示せず)とエラー
計算部513に入力される。
あるパイロット信号、ここでは分散パイロットセル(S
PC)信号を発生させてエラー計算部513に出力す
る。
1から出力される第1同位相複素乗算信号(CI XI=
XIWI+XQWQ)と第1直角位相複素乗算信号(CI
XQ=XQWI−XIWQ)を入力され、基準信号発生
部512から出力される基準信号(RI)を入力されてエ
ラーを計算した後、同位相エラー信号(EI=CRI−
RI)と直角位相エラー信号(EQ=CRQ)を出力す
る。ここで、基準信号として用いられるパイロット値は
送信側でBPSK(Binary Phase Shift Keying)変調方
法にで変調された信号であり、“±1(実数)”と“0
(虚数)”値で表現される。すなわち、同位相のエラー信
号(EI)はチャンネルを通過した基準信号(CRI)で基
準信号発生部512からの基準信号(RI)を減算した結
果であり、直角位相のエラー信号(EQ)は虚数値が
“0”なのでチャンネルを通過した値(CRQ)自体にな
る。
ル信号(XI)及び直角位相チャンネル信号(XQ)を入力
されて所定時間だけ遅延させた後、同位相遅延信号(D
XI)と直角位相遅延信号(DXQ)を出力する。
I)と直角位相遅延信号(DXQ)を入力されて同位相利
得制御信号(μDXI)と直角位相利得制御信号(μDX
Q)を出力する。ここで、利得に当たる等化収束定数
(μ)は等化器の安定した収束のために必要であり、一般
に等化収束定数(μ)が大きければ等化器の速い収束を補
い得るが発散する可能性が高く、等化収束定数(μ)が小
さければ収束速度が遅くなる。したがって、等化収束定
数(μ)の適宜な選択は大事な問題であり、本発明の一実
施形態ではハードウエアを容易に具現するために2nの
近似値で表現することができる。
のエラー信号(EI=CRI−RI,EQ=CRQ)及び
同位相と直角位相の利得制御信号(μDXI,μDXQ)
を入力されて複素乗算を行った後、第2同位相複素乗算
信号(C2EI=μ[EI・DXI+EQ・DXQ])と第
2直角位相複素乗算信号(C2EQ=μ[EQ・DXI−
EI・DXQ])を出力する。
の第2同位相複素乗算信号(C2EI=μ[EI・DXI
+EQ・DXQ])と第2直角位相複素乗算信号(C2EQ
=μ[EQ・DXI−EI・DXQ])及び多重化部52
2から出力されるフィルタリング係数値を入力されて加
算した後、更新された同位相フィルタリング係数値(W
I(n+1)=WI(n)+C2EI=WI(n)+μ[EI・
DXI+EQ・DXQ])と更新された直角位相フィルタ
リング係数値(WQ(n+1)=WQ(n)+C2EQ=WQ
(n)+μ[EQ・DXI−EI・DXQ])を出力する。
号(write)と読出アドレス信号(read)を生成する。
て更新された係数値(WI(n+1)、WQ(n+1))を格
納し、格納されていた更新された係数値(WI(n+
1)、WQ(n+1))は読出アドレス信号に応じて読出さ
れる。
に応じて選択信号を発生する。すなわち、等化器を初期
に動作させると係数値が存在しないので、最初の四つの
シンボルが通過するまでは初期係数値(“1”と“0”)
を選択できるように選択信号を“ロー(0)”に出力し、
最初の四つのシンボルがすべて通過すれば更新された係
数値を選択できるように選択信号を“ハイ(1)”に出力
する。
(実数)”と“0(虚数)”を発生する。
らの選択信号に応じて初期係数値発生部521からの初
期係数値(“1”と“0”)と格納部519からの更新さ
れた係数値のうち一つの係数値を選択して第1複素乗算
部511と加算部517にフィードバックさせる。この
際、最初の四つのシンボル値はチャンネルを通じて伝送
された信号をそのまま通過させたものである。
の細部構成図であり、第1有限衝撃応答(FIR)フィル
ター部61、第2有限衝撃応答フィルター部62、第3
有限衝撃応答フィルター部63、第4有限衝撃応答フィ
ルター部64、加算部65及び減算部66から構成され
る。
を挿入して多重経路伝送によるシンボル間の干渉を取り
除くので、シンボル内のサンプル間の干渉を取り除くた
めの本発明では適応チャンネル等化器を構成する第1複
素乗算部511は1タップフィルターから構成される。
すなわち、第1複素乗算部511を構成する第1乃至第
4有限衝撃応答フィルター部61〜64は各々1タップ
フィルターである。
された同位相チャンネルの信号(XI)と同位相チャンネ
ルの係数値(WI)を入力されてフィルタリングを行った
後、第1フィルタリング信号(XI・WI)を出力する。
第2有限衝撃応答フィルター部62は受信された同位相
チャンネルの信号(XI)と直角位相チャンネルの係数値
(WQ)を入力されてフィルタリングを行った後、第2フ
ィルタリング信号(XI・WQ)を出力する。第3有限衝
撃応答フィルター部63は受信された直角位相チャンネ
ルの信号(XQ)と直角位相チャンネルの係数値(WQ)を
入力されてフィルタリングを行った後、第3フィルタリ
ング信号(XQ・WQ)を出力する。第4有限衝撃応答フ
ィルター部64は受信された直角位相チャンネルの信号
(XQ)と同位相チャンネルの係数値(WI)を入力されて
フィルタリングを行った後、第4フィルタリング信号
(XQ・WI)を出力する。
部61からの第1フィルタリング信号(XI・WI)と第
3有限衝撃応答フィルター部63からの第3フィルタリ
ング信号(XQ・WQ)を入力されて加算した後、その加
算信号(C1XI=XIWI+XQWQ)を出力する。減
算部66は第2有限衝撃応答フィルター部62からの第
2フィルタリング信号(XI・WQ)と第4有限衝撃応答
フィルター部64からの第4フィルタリング信号(XQ
・WI)を入力されて減算した後、その減算信号(C1X
Q=XQWI−XIWQ)を出力する。
適応チャンネル等化器で用いられる信号の波形図であ
り、図7(a)はフレーム同期信号を示す。この際、一
つのフレームは68個のシンボル(S0〜S67)からな
る。図7(b)はシンボル同期信号を示し、この際一つ
のシンボルは2560個の副搬送波、すなわち有効区間
“2048”と保護区間“512”からなる。図7
(c)は一番目のシンボル(S0)の分散パイロットセル
(SPC)信号、図7(d)は二番目のシンボル(S1)の
分散パイロットセル(SPC)信号、図7(e)は三番目
のシンボル(S2)の分散パイロットセル(SPC)信号、
図7(f)は四番目のシンボル(S3)の分散パイロット
セル(SPC)信号を各々示す。図7(g)は多重化部5
22(図6参照)に入力される選択信号を示す。ここで、
図4を参照して図7(c)乃至図7(f)を説明する
と、一つのシンボル内で連続する分散パイロットセル信
号間の差は12サンプルで、隣接したシンボル間の分散
パイロットセル信号間の差は3サンプルである。
一実施形態による適応チャンネル等化器の動作を更に詳
細に説明する。
の電源が“オン”されると、シンボル同期信号(図7
(b)参照)とリセット信号が選択信号発生部520に
入力される。選択信号発生部520では入力されたシン
ボル同期信号(図7(b)参照)をカウントし、四つのシ
ンボル(S0,S1,S2,S3)がすべて入力されるまで“ロ
ー”の選択信号(図7(g)参照)を多重化部522に供
給する。多重化部522では“ロー”の選択信号に応じ
て初期係数値発生部511からの初期係数値“1(実
数)”と“0(虚数)”を選択するようになる。すなわ
ち、等化器を作動させた初期には更新された係数値が存
在しないために、更新された係数値が選択されず初期係
数値が選択される。多重化部522で選択された初期係
数値“1”は同位相チャンネルの係数値(W1)の代りに
第1複素乗算部511に供給され、多重化部522から
選択されたもう一つ別の初期係数値“0”は直角位相チ
ャンネルの係数値(WQ)の代りに第1複素乗算部511
に供給される。一方、チャンネルを通して受信された同
位相チャンネル信号(WI)と直角位相チャンネル信号
(XQ)が第1複素乗算部511に入力される。
衝撃応答フィルター部61では同位相チャンネル信号
(XI)を初期係数値“1”にてフィルタリングし、その
結果同位相チャンネル信号(XI)を出力する。かつ、第
3有限衝撃応答フィルター部63では直角位相チャンネ
ル信号(XQ)を初期係数値“0”にてフィルタリング
し、その結果“0”を出力する。なお、第2有限衝撃応
答フィルター部62では同位相チャンネル信号(XI)を
初期係数値“0”にてフィルタリングし、その結果
“0”を出力する。更に、第4有限衝撃応答フィルター
部64では直角位相チャンネル信号(XQ)を初期係数値
“1”にてフィルタリングし、その結果直角位相チャン
ネル信号(XQ)を出力する。加算部65では第1有限衝
撃応答フィルター部61からの出力信号(XI)と第3有
限衝撃応答フィルター部63からの出力信号(“0”)を
加算し、この際に加算された信号(C1XI)は受信され
た同位相チャンネル信号(XI)と同一である。減算部6
6では第4有限衝撃応答フィルター部64からの出力信
号(XQ)で第2有限衝撃応答フィルター部62からの出
力信号(“0”)を減算し、この際に減算された信号(C1
XQ)は受信された直角位相チャンネル信号(XQ)と同
一である。したがって、第1複素乗算部511から出力
される信号は同位相チャンネル信号(XI)と直角位相チ
ャンネル信号(XQ)になる。
同期信号(図7(b)参照)をカウントして五番目のシン
ボルが入力される時点から“ハイ”の選択信号(図7
(g))を多重化部522に供給する。
“ハイ”で多重化部522に入力されると、前記多重化
部522は格納部519から同位相の係数値(WI)と直
角位相の係数値(WQ)を選択するようになる。前記選択
された同位相の係数値(WI)と直角位相の係数値(WQ)
は第1複素乗算部511と加算部517に入力される。
同位相チャンネル信号(XI)と直角位相チャンネル信号
及び前記選択された同位相の係数値(WI)と直角位相の
係数値(WQ)を入力される。すなわち、同位相チャンネ
ル信号(XI)と同位相の係数値(WI)が第1有限衝撃応
答フィルター部61に入力されるとフィルタリングが行
われた後、第1フィルタリング信号(XI・WI)が出力
され、同位相チャンネル信号(XI)と直角位相の係数値
(WQ)が第2有限衝撃応答フィルター部62に入力され
るとフィルタリングが行われた後、第2フィルタリング
信号(XI・WQ)が出力され、直角位相チャンネル信号
(XQ)と直角位相の係数値(WQ)が第3有限衝撃応答フ
ィルター部63に入力されるとフィルタリングが行われ
た後、第3フィルタリング信号(XQ・WQ)が出力さ
れ、直角位相チャンネル信号(XQ)と同位相の係数値
(WI)が第4有限衝撃応答フィルター部64に入力され
るとフィルタリングが行われた後、第4フィルタリング
信号(XQ・WI)が出力される。前記第1有限衝撃応答
フィルター部61からの第1フィルタリング信号(XI
・WI)と前記第3有限衝撃応答フィルター部63から
の第3フィルタリング信号(XQ・WQ)が加算部65に
入力されると加算が行われた後、その加算信号、すなわ
ち第1同位相複素乗算信号(C1XI=XIWI+XQW
Q)が出力される。そして、前記第2有限衝撃応答フィ
ルター部62からの第2フィルタリング信号(XI・W
Q)と前記第4有限衝撃応答フィルター部64からの第
4フィルタリング信号(XQ・WI)が減算部66に入力
されると減算が行われた後、その減算信号、すなわち第
1直角位相複素乗算信号(C1XQ=XQWI−XIW
Q)が出力される。したがって、前記第1複素乗算部5
11から出力された第1同位相複素乗算信号(C1XI=
XIWI+XQWQ)と第1直角位相複素乗算信号(C1
XQ=XQWI−XIWQ)は同期部(図示せず)と後段
のエラー計算部513に入力される。
当たる分散パイロットセル信号(SPC)が出力される
と、その基準信号はエラー計算部513に入力される。
前記第1複素乗算部511からの第1同位相複素乗算信
号(C1XI=XIWI+XQWQ)と第1直角位相複素
乗算信号(C1XQ=XQWI−XIWQ)及び前記基準
信号発生部512からの基準信号(RI)がエラー計算部
513に入力されると、エラーが計算された後、同位相
のエラー信号(EI=CRI−RI)と直角位相のエラー
信号(EQ=CRQ)が出力される。
(XI)と直角位相チャンネル信号(XQ)が遅延部514
に入力されて遅延された後、同位相遅延信号(DXI)と
直角位相遅延信号(DXQ)が出力される。前記同位相遅
延信号(DXI)と直角位相遅延信号(DXQ)が利得制御
部515に入力されると収束定数(μ)、すなわち利得が
制御された同位相利得制御信号(μDXI)と直角位相利
得制御信号(μDXQ)が出力される。
ラー信号(EI=CRI−RI)と直角位相のエラー信号
(EQ=CRQ)及び前記利得制御部515からの同位相
利得制御信号(μDXI)と直角位相利得制御信号(μD
XQ)が第2複素乗算部516に入力されると、複素乗
算が行われた後、第2同位相複素乗算信号(C2EI=μ
[EI・DXI+EQ・DXQ])と第2直角位相複素乗
算信号(C2EQ=μ[EQ・DXI−EI・DXQ])が
出力される。前記第2複素乗算部516からの第2同位
相複素乗算信号(C2EI=μ[EI・DXI+EQ・D
XQ])と第2直角位相複素乗算信号(C2EQ=μ[EQ
・DXI−EI・DXQ])及び前記多重化部522から
選択された同位相の係数値(WI(n))と直角位相の係数
値(WQ(n))が加算部517に入力されると、加算が行
われた後、同位相の更新係数値(WI(n+1)=WI
(n)+μ[EI・DXI+EQ・DXQ])と直角位相の
更新係数値(WQ(n+1)=WQ(n)+μ[EQ・DXI
−EI・DXQ])が出力される。
ドレス発生部518から書込みアドレス信号を発生させ
て格納部519に送ると、格納部519では前記加算部
517から入力された同位相の更新係数値(WI(n+
1)=WI(n)+μ[EI・DXI+EQ・DXQ])と直
角位相の更新係数値(WQ(n+1)=WQ(n)+μ[EQ
・DXI−EI・DXQ])を格納する。そして、格納部
519から前記更新された係数値を出力するために受信
された同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信
号と、同位相チャンネル信号の係数値及び直角位相チャ
ンネル信号の係数値を入力されて複素乗算を行い、アド
レス発生部518から読出アドレス信号を発生させて格
納部519に送ると、前記格納部519に格納されてい
た同位相の更新係数値(WI(n+1)=WI(n)+μ[E
I・DXI+EQ・DXQ])と直角位相の更新係数値
(WQ(n+1)=WQ(n)+μ[EQ・DXI−EI・D
XQ])が多重化部522に出力される。結局、多重化部
522に入力された更新された係数値は選択信号発生部
520の選択信号により選択され再び第1複素乗算部5
11と加算部517にフィードバックされて前述の過程
を繰り返して行う。
いたOFDM受信器において、受信された同位相チャン
ネル信号と直角位相チャンネル信号のフィルタリング係
数値をパイロット信号にて更新することにより、チャン
ネルの急な変化にも適応的に同化することができる。よ
って、シンボル内のサンプル間の干渉を効率よく取り除
き得る。
間を含んで伝送されるシンボルのフォーマット図であ
る。
入してシンボル間の干渉を取り除くことを説明するため
の図面である。
によるチャンネル等化方法を説明するためのフレーム構
造図である。
用いられる分散パイロットセルを示した図面である。
形態による適応チャンネル等化器を示したブロック図で
ある。
る。
ル等化器で用いられる各信号の波形図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 受信された同位相チャンネル信号及び直
角位相チャンネル信号と、同位相チャンネル信号の係数
値及び直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて複
素乗算を行い、第1同位相複素乗算信号と第1直角位相
複素乗算信号を出力する第1複素乗算手段と、 基準信号を発生させる基準信号発生手段と、 前記第1同位相複素乗算信号と第1直角位相複素乗算信
号及び前記基準信号を入力されて位相エラーを計算し、
同位相エラー信号と直角位相エラー信号を出力するエラ
ー計算手段と、 前記同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号
を遅延させて同位相遅延信号と直角位相遅延信号を出力
する遅延手段と、 前記同位相遅延信号と直角位相遅延信号の利得を制御し
て同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を出力す
る利得制御手段と、 前記同位相エラー信号と直角位相エラー信号及び前記同
位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を入力されて
複素乗算を行い、第2同位相複素乗算信号と第2直角位
相複素乗算信号を出力する第2複素乗算手段と、 前記第2同位相複素乗算信号と第2直角位相複素乗算信
号及び同位相チャンネル信号の係数値と直角位相チャン
ネル信号の係数値を入力されて各々加算し、更新された
同位相係数値と更新された直角位相係数値を出力する加
算手段と、 書込みアドレス信号と読出アドレス信号を出力するアド
レス発生手段と、 前記書込みアドレス信号に応じて前記更新された係数値
を格納し、前記読出アドレス信号に応じて格納されてい
た前記更新された係数値を出力する格納手段と、 シンボル同期信号に応じて選択信号を発生するための選
択信号発生手段と、 初期係数値を発生するための初期係数値発生手段と、 前記選択信号に応じて前記初期係数値と前記格納手段か
らの更新された係数値を選択的に出力するための多重化
手段とから構成されたことを特徴とするOFDM方式の
受信器における適応チャンネル等化器。 - 【請求項2】 前記第1複素乗算手段は、 前記受信された同位相チャンネル信号を前記同位相チャ
ンネルの係数値にてフィルタリングして、第1フィルタ
リング信号を出力する第1有限衝撃応答フィルター部
と、 前記受信された同位相チャンネル信号を前記直角位相チ
ャンネルの係数値にてフィルタリングして、第2フィル
タリング信号を出力する第2有限衝撃応答フィルター部
と、 前記受信された直角位相チャンネル信号を前記直角位相
チャンネルの係数値にてフィルタリングして、第3フィ
ルタリング信号を出力する第3有限衝撃応答フィルター
部と、 前記受信された直角位相チャンネル信号を前記同位相チ
ャンネルの係数値にてフィルタリングして、第4フィル
タリング信号を出力する第4有限衝撃応答フィルター部
と、 前記第1フィルタリング信号と前記第3フィルタリング
信号を加算する加算部と、 前記第4フィルタリング信号から前記第2フィルタリン
グ信号を減算する減算部とからなることを特徴とする請
求項1に記載のOFDM方式の受信器における適応チャ
ンネル等化器。 - 【請求項3】 前記第1乃至第4有限衝撃応答フィルタ
ー部は各々1タップのフィルタータップを有することを
特徴とする請求項2に記載のOFDM方式の受信器にお
ける適応チャンネル等化器。 - 【請求項4】 前記基準信号発生手段から発生する基準
信号は分散パイロットセル信号であることを特徴とする
請求項1に記載のOFDM方式の受信器における適応チ
ャンネル等化器。 - 【請求項5】 前記選択信号発生手段は、外部から入力
されるシンボル同期信号とリセット信号に応じてシンボ
ルをカウントして四番目のシンボルまでは初期係数値を
選択するための選択信号を、五番目のシンボル以降は更
新された係数値を選択するための選択信号を前記多重化
手段として出力することを特徴とする請求項1に記載の
OFDM方式の受信器における適応チャンネル等化器。
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