CN1197342A - 正交频分多路复用数字通信***的自适应信道均衡器 - Google Patents

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Abstract

一种用于OFDM接收器中的自适应性信道均衡器,包括:第一复数乘法器,参考信号发生器,误差计算器,延时单元,增益控制器,第二复数乘法器,加法器,地址发生器,存储单元,初始系数发生器,选择信号发生器,及多路单元。

Description

正交频分多路复用数字通信***的自适应信道均衡器
本发明涉及使用正交频分多路复用(OFDM)方法的数字通信***中的接收机，更具体地涉及根据信道波动通过使用导频信号来自适应地均衡接收的OFDM信号、以除去符号内的采样间干扰即符号内干扰的自适应信道的均衡器。
在无线电通信信道及数字高清晰度电视(HDTV)传输信道中，通常会在接的信号中产生由多通路衰减引起的符号间干扰(ISI)。尤其是，当用于HDTV的数据通过信道以高速度被传输时，ISI的增加引起在接收侧数据还原期间产生出误差。为了解决该问题，近来，OFDM方法被推荐出来作为用于数字音频广播(DAM)及数字地面电视广播(DTTB)标准中的一种传输方法。
在OFDM方法中，串行输入的符号流被分成预定的单元组。每单元组划分的符号流被转换成N个并行符号。该N个并行符号根据反向快速傅里叶变换(IFFT)算法通过使用具有不同频率的多个副载波分别被分成多路并相加。相加的数据通过信道进行传输。这就是，N个并行符号被规定为一单元组，及单元组的每个副载波具有正交特性，它对子信道没有影响。与传统的单载波传输方法相比，OFDM方法通过保持相同的符号传输率及使符号周期增大子信道数目(N)倍可以减少由多通路衰减引起的ISI。具体地，在OFDM方法中，将一个保护间隔(GI)***在传输的符号之间，以增强使ISI减小的能力，并使实现简单结构的信道均衡器成为可能。与传统的频分多路复用(FDM)类型相比较，OFDM方法具有这样一种特性，即每个子信道的频谱被重迭，使得它具有较高的频带效率。此外，该频谱具有矩形波形状及在每个频带上电功率被均匀分配，这防止了受同一信道干扰的影响。该OFDM方法通常与调制类型相结合，例如与脉冲幅值调制(PAM)、频率移动键控(FSK)、相位移动键控(PSK)及正交幅值调制(QAM)相结合。
图1表示在OFDM通信***中具有保护间隔的传输符号的格式图。从发送侧发送的每个符号包括一个有效部分及保护间隔。该有效部分包括有效OFDM采样，保护间隔***在它的前端用于将OFDM采样分成符号单元。保护间隔复制并使用位于有效部分下部内的采样。
图2表示通过***保护间隔消除ISI。当如图1所示地，将保护间隔插到连续的有效部分中间时，接收信号不受到回波信号的影响。也就是说由具有比保护间隔短的长度的多通路引起的ISI能被消除。
如上所述，通过使用在传输符号之间***保护间隔，能容易地消除多通路衰减引起的ISI，但是，在OFDM方法中，符号内的干扰难以被消除。因此，在OFDM通信***的接收侧，需要用于消除符号内干扰的专门信道均衡器。该信道均衡器应检测及消除由于改变信道环境产生的失真，因为符号内的每个采样具有不同的副载波。
在OFDM方法中，仍在经历进一步发展的导频符号***(Pilot Symbol Insertion，PSI)方法可被举荐为一种有效的信道均衡方法。在PSI方法中，当从发送侧周期性地发送导频符号时，接收侧事先知道导频符号的发送时间，并解码该发送的导频符号以估算由信道环境引起的失真。基于估算值，对有效数据符号中的失真进行补偿。
这里，导频符号数目的增加使有效数据符号的传输率下降。因此，导频符号的数目应减少到一个适当的数目，以便执行精确的信道估算。
图3A至3B是描述根据传统PSI方法的信道均衡方法的帧结构图，这里，H(n，k)代表在第n个符号中的第k个采样的传递函数。
图3A表示将导频单元沿时间轴定位于一个符号内的所有采样的结构图。即，导频符号被***在沿时间轴的每个第T符号中，这里它被***在每个第T＝16符号中。在此方法中，重要的是选择与信道时间变化相对应的T参数。该方法使用对于导频符号n及n+T的信道传递函数H(n，k)和H(n+T，k)，并检测在被***的两个导频符号之间的T-1个有效数据符号的信道转移函数。在此时，需要用于存储(T-1)个有效数据符号的大量存储器，具有这个数目的存储器的经济因素使得该方法难以实现。
图3B表示通过在符号内以16个采样数为间隔及在沿频率轴的相邻符号之间以4个采样数为间隔地定位导频单元来沿时间轴以每第T＝4符号周期性地***导频单元的结构。该结构通过应用采样理论使用最少的导频单元，并具有自适应于Doffler效应的特性。将图3B中所示结构与图3A中的结构相比较，导频单元***周期缩短并仅有T-1＝3个符号要存储，减少了存储器容量，使实行在一种硬件中的内插成为可能，它已公知应用于STERNE设备。此外，使用增强的导频单元需要比有效数据符号大的电功率，这减少了用于精确估算信道的噪音。
在图3A至3B所示的传统信道均衡方法中，周期地将导频单元***到每个符号的某些采样(副载波信道)中，通过使用导频单元获得信道的传递函数，及通过使用插值技术获得其余信道的传递函数。但是，对于OFDM信号，通过插值技术实行的信道估算方法具有一个问题，即它不能适应信道环境的突然改变。
鉴于上述情况，本发明的目的是提供一种在使用OFDM方法的数字通信***的接收机中用的自适应信道均衡器，它用于根据信道的波动通过使用导频信号自适应地均衡接收的OFDM信号，以消除符号内的干扰。
为了实现上述目的，本发明提供了一种用于使用OFDM方法的数字通信***中的自适应信道均衡器，其特征在于，它包括：第一复数乘法器，用于通过对接收的同相及正交相信道信号和同相及正交相系数执行复数乘法来输出第一同相复数乘法信号及第一正交相复数乘法信号；参考信号发生器，用于产生参考信号；误差计算器，用于通过根据第一同相及正交相复数乘法信号和参考信号计算相位误差来输出同相误差信号及正交相误差信号；延时单元，用于将接收的同相及正交相信道信号延时来输出同相延时信号及正交相延时信号；增益控制器，用于通过控制同相及正交相延时信号的增益来输出同相增益控制信号及正交相增益控制信号；第二复数乘法器，用于通过对同相及正交相误差信号和同相及正交相增益控制信号执行复数乘法来输出第二同相复数乘法信号及第二正交相复数乘法信号；加法器，用于在将第二同相及正交相复数乘法信号和同相及正交相系数分别相加后输出更新的同相及正交相系数；地址发生器，用于产生写地址信号和读地址信号；存储单元，用于根据写地址信号存储更新的同相及正交相系数，及根据读地址信号输出存储的更新系数；初始系数发生器，用于产生初始系数；选择信号发生器，用于根据符号同步信号产生一个选择信号；及多路单元，用于根据选择信号选择初始系数及来自存储单元的更新系数中的一种系数。
从以下结合附图对本发明优选实施例的详细说明将会对本发明的上述及另外的目的、特征和优点更加清楚，其中
图1表示在OFDM通信***中具有保护间隔的传输符号的格式图；
图2是用于解释通过使用保护间隔消除符号间干扰的示意图；
图3A至3B是用于说明根据传统导频符号***方法的信道均衡方法的帧结构图；
图4是说明用作本发明中参考信号的分散导频单元的图；
图5是说明根据本发明的OFDM接收器的自适应信道均衡器的框图；
图6是图5中所示第一复数乘法器的详细框图；及
图7A至7G是说明本发明的使用的信号的波形图。
现在将参照在附图中描绘的例子来详细描述本发明。凡是可能的地方，在所有附图中使用相同的标号来表示相同或相似的部分。
首先，参照一个导频单元，该导频单元用作根据本发明的频率均衡的参考信号，该导频单元包括分散的导频单元(SPC)、连续的导频载波(CPC)及传输参数信令(TPS)导频。这些导频单元用于帧同步，频率同步，时间同步，信道估算，及传输方式识别，以及它也用来检测相位噪音。这些导频单元与传输信号一起被包括在OFDM帧中。对于该情况，发送到接收侧的参考信息值是已知的。对包括参考信息值的单元以传输数据1.4倍的功率电平、即“增强”功率电平发送。在本发明的一个实施例中，SPC在其它导频单元中被规定为参考信号。
图4表示用作本发明的参考信号的SPC。Kmin＝0至Kmax＝1704代表2K快速傅里叶变换(FFT)方式中的载频数，及S0、S1、S2、S3…S67代表每个符号。此外，“DATA”代表传输数据，及“SPC”代表分散导频单元。在每个符号内的SPC以12个采样重复，在随后相邻符号内的SPC的重复周期为3个采样的相差。
图5是表示根据本发明的一个实施例的OFDM接收机中的自适应信道均衡器的框图。在该实施中，该自适应信道均衡器使用最小均方算法。该自适应信道均衡器包括第一复数乘法器511，参考信号发生器512，误差计算器513，延时单元514，增益控制器515，第二复数乘法器516，加法器517，地址发生器518，存储单元519，选择信号发生器520，初始系数发生器521，及多路单元522。
第一复数乘法器511接收一个同相信道信号XI，一个正交相信道信号XQ，和同相及正交相滤波系数WI及WQ，以执行复数乘法，并输出第一同相复数乘法信号(C1XI＝XIWI+XQWQ)及第一正交复数乘法信号(C1XQ＝XQWI-XIWQ)。由第一复数乘法器511输出的信号输入到一个同步单元(未示出)及误差计算器513。
参考信号发生器512产生一个参考信号RI，它用作导频信号。根据本发明的该实施例，使用分散的导频单元(SPC)信号作为参考信号。
误差计算器513接收从第一复数乘法器511获得的第一同相及正交相复数乘法信号C1XI＝XIWI+XQWQ及C1XQ＝XQWI-XIWQ，并接收来自参考信号发生器512的参考信号RI来计算误差，并输出同相误差信号EI＝CRI-RI和正交相误差信号EQ＝CRQ。这时，用作参考信号的导频信号是从通过在发送侧的二进制相移键控(BPSK)调制方式调制的信号获得的，及它具有“±1(实数)”及“0(虚数)”的值。也就是，同相误差信号EI是从通过信道的参考信号CRI中减去从参考信号发生器512输出的参考信号RI的结果，正交相的误差信号EQ是通过从CRQ中减去该参考信号RI的虚数值、即“0”来获得的，EQ等于CRQ。
延时单元514使同相及正交相信道信号XI和XQ延时，并输出一个同相延时信号DXI及正交相延时信号DXQ。
增益控制器515接收同相及正交相延时信号DXI及DXQ，并输出同相增益控制信号μDXI及正交相增益控制信号μDXQ。这里相应于增益的均衡器收敛常数μ是对于均衡器的稳定收敛所需要的。通常，当收敛常数大时，均衡器收敛快，但有发散的危险。相反地，当收敛常数μ小时，均衡器收敛慢。因此，重要的是选择适当的收敛常数μ。根据本发明的该实施例，选择一个具有接近2n的值的收敛常数μ，这允许构成一个简单的硬件。
第二复数乘法器516接收同相及正交相误差信号EI＝CRI-RI及EQ＝CRQ和同相及正交相增益控制信号μDXI及μDXQ，来执行复数乘法并输出一个第二同相复数乘法信号C2EI＝μ[EI·DXI+EQ·DXQ]及一个第二正交相复数乘法信号C2EQ＝μ[EQ·DXI-EI·DXQ]。
加法器517接收来自于第二复数乘法器516的第二同相及正交相复数乘法信号C2EI＝μ[EI·DXI+EQ·DXQ]及C2EQ＝μ[EQ·DXI-EI·DXQ]，和来自多路单元520的同相及正交相滤波系数WI(n)及WQ(n)或当起动时的“1”及“0”，将它们相加并输出一个更新的同相滤波系数WI(n+1)＝WI(n)+C2EI＝WI(n)+μ[EI·DXI+EQ·DXQ]及一个更新的正交相滤波系数WQ(n+1)＝WQ(n)+C2EQ＝WQ(n)+μ[EQ·DXI-EI·DXQ]。
地址发生器518产生并输出一个写地址信号Write及一个读地址信号read。
存储单元519根据写地址信号write存储更新的滤波系数WI(n+1)和WQ(n+1)，并根据读地址信号read输出更新的滤波系数WI(n+1)和WQ(n+1)。
选择信号发生器520根据符号同步信号产生一个选择信号。因为当均衡器在初始阶段工作时没有系数，选择信号为“low(0)”，以便直到初始4个符号通过时选择初始系数(“1”及“0”)，并当所有初始4个符号已通过时选择信号为“high(1)，”以便选择更新的滤波系数。
初始系数发生器521产生初始系数“1(实数部分)”及“0(虚数部分)”。
多路单元522根据来自选择信号发生器520的选择信号选择来自初始系数发生器521的初始系数(“1”和“0”)和来自存储单元519的更新滤波系数中的一种系数，并将选择的系数反馈到第一复数乘法器511及加法器517。
图6是图5中所示第一复数乘法器511的详细框图。第一复数乘法器511包括第一有限脉冲响应(FIR)滤波器61，第二FIR滤波器62，第三FIR滤波器，第四FIR滤波器64，加法器65及减法器66。
第一FIR滤波器61接收同相信道信号XI及同相滤波系数WI，并输出第一滤波信号XI·WI。第二FIR滤波器62接收同相信道信号XI及正交相滤波系数WQ，并输出第二滤波信号XI·WQ。第三FIR滤波器63接收正交相信道信号XQ及正交相滤波系数WQ，并输出第三滤波信号XQ·WQ。第四FIR滤波器64接收正交相信道信号XQ及同相滤波系数WI，并输出第四滤波信号XQ·WI。
加法器65接收来自第一FIR滤波器61的第一滤波信号XI·WI及来自第三FIR滤波器63的第三滤波信号XQ·WQ，并输出加法信号C1XI＝XIWI+XQWQ。减法器66接收来自第二FIR滤波器62的第二滤波信号XI·WQ和来自第四FIR滤波器64的第四滤波信号XQ·WI，并输出减法信号C1XQ＝XQWI-XIWQ。
如图2中所示，在OFDM通信***中，由多通路传输引起的ISI通过***保护间隔而被消除。因此，在本发明的该实施例中，仅需要对第一复数乘法器511一次抽取(one tap)，以便消去符号内采样之间的干扰。相应地，如对图5的第一复数乘法器511详细表示的，对于第一FIR滤波器61、第二FIR滤波器62、第三FIR滤波器63及第四FIR滤波器64一次抽取就足够了。
图7A至7G表示本发明中使用的信号的波形。图7A表示帧同步信号，及在此情况下，一帧包括68个符号S0至S67。图7B表示符号同步信号，它相应于在图5中所示的选择信号发生器520中输入的信号，并在2K个FFT方式的情况下，一个符号是由2560个采样组成的，其中有效部分具有2048个采样及保护间隔具有512个采样。图7C表示第一符号S0的SPC信号。图7D表示第二符号S1的SPC信号。图7E表示第三符号S2的SPC信号。图7F代表第四符号S3的SPC信号。图7G代表如图5中所示的多路单元522中输入的选择信号。这里，参照图4来描述图7C至7F，在一个符号内连续的SPC信号间的差为12个采样，在相邻的符号间SPC信号的差为3个采样。接着，参照图5至7，来详细描述本发明的自适应信道均衡器的工作。
首先参照图5，当该OFDM接收器被开机时，符号同步信号(图7B)及复位信号被输入到选择信号发生器520中，并在选择信号发生器520中对输入的符号同步信号计数。选择信号发生器520的选择信号输出为“低”，直到四个符号S0、S1、S2及S3被输入为止。当该来自选择信号发生器520的“低”选择信号被输入到多路单元522中时，该多路单元522选择来自初始系数发生器521的初始系数“1”(实数部分)及“0”(虚数部分)。选择初始系数而非更新系数是因为当该均衡器在初始阶段的工作时还没有更新系数。在多路单元522中选择的初始系数“1”被输入到第一复数乘法器511中，而非输入同相的滤波系数WI。另一个在多路单元522中选择的初始系数“0”被输入到第一复数乘法器511中，而非输入正交相的滤波系数WQ。此外，接收的同相及正交相信道信号XI及XQ被输入到第一复数乘法器511中。
当输入到第一复数乘法器511中的同相信道信号XI及初始系数“1”被输入到第一FIR滤波器61中时，仅是同相信道信号XI被输出。当输入到第一复数乘法器511中的正交相信道信号XQ及初始系数“0”被输入到第三FIR滤波器63中时，仅输出“0”。当输入到第一复数乘法器511中的同相信道信号XI及初始系数“0”被输入到第二FIR滤波器62时，仅输出“0”。当输入到第一复数乘法器511中的正交相信道信号XQ及初始系数“1”被输入到第四FIR滤波器64中时，仅是正交相信道信号XQ被输出。加法器66接收来自第一FIR滤波器61的输出信号XI及来自FIR滤波器63的输出信号0并将它们相加，在此情况下，相加结果C1XI等于同相信道信号XI。相应地，由第一复数乘法器511输出的信号变为同相及正交相信道信号XI及XQ。
同时，再参照图5，在选择信号发生器520连续对符号同步信号计数及四个符号S0、S1、S2及S3被输入后，当第五符号同步信号(图7B)被产生时，来自选择信号发生器520的选择信号(图7G)输出为“高”。当来自选择信号发生器520的“高”选择信号输入到多路单元522中时，该多路单元522从存储单元519选择同相及正交相滤波系数WI及WQ。选择的同相及正交相滤波系数WI及WQ被输入到第一复数乘法器511和加法器517中。
第一复数乘法器511接收所接收的同相及正交相信道信号XI及XQ和所选择的同相及正交相滤波系数WI及WQ。也就是，在同相信道信号XI及同相滤波系数WI被输入到第一FIR滤波器61后输出第一滤波信号XI·WI。在同相信道信号XI及正交相滤波系数WQ被输入到第二FIR滤波器62中后输出第二滤波器信号XI·WQ。在正交相信道信号XQ及正交相滤波系数WQ被输入到第三FIR滤波器63后输出第三滤波信号XQ·WQ，及在正交相频道信号XQ及同相滤波系数WI被输入到第四FIR滤波器64后输出第四滤波信号XQ·WI。当来自第一FIR滤波器61的第一滤波信号XI·WI及来自第三FIR滤波器63的第三滤波信号XQ·WQ输入到加法器65中使它们相加时，加法信号即第一同相复数乘法信号C1XI＝XIWI+XQWQ被输出。当来自第二FIR滤波器62的第二滤波信号XI·WQ及来自第四FIR滤波器64的第四滤波信号XQ·WI输入到减法器66中使它们相减时，减法信号即第一正交相复数乘法信号C1XQ＝XQWI-XIWQ被输出。因此，从第一复数乘法器511中输出的第一同相复数乘法信号C1XI＝XIWI+XQWQ及第一正交相复数乘法信号C1XQ＝XQWI-XIWQ被输入到同步单元(未示出)及误差计算器513中。
当相应于参考信号RI的SPC信号SPC从参考信号发生器512输出时，该参考信号RI输入到误差计算器513中。误差计算器513接收从第一复数乘法器511输出的第一同相复数乘法信号C1XI＝XIWI+XQWQ和第一正交相复数乘法信号C1XQ＝XQWI-XIWQ，及由参考信号发生器512输出的参考信号RI，来计算误差并输出同相误差信号EI＝CRI-RI及正交相误差信号EQ＝CRQ。
此外，延时单元514接收同相信道信号XI及正交相信道信号XQ，使它们延时，并输出同相延时信号DXI及正交相延时信号DXQ。增益控制器515接收同相及正交相延时信号DXI及DXQ，控制它们的增益并输出同相增益控制信号μDXI及正交相增益控制信号μDXQ。
第二复数乘法器516接收从误差计算器513输出的同相及正交相误差信号EI＝CRI-RI及EQ＝CRQ和由增益控制器515输出的同相及正交相增益控制信号μDXI及μDXQ，对它们执行复数乘法，并输出第二同相复数乘法信号C2EI＝μ[EI·DXI+EQ·DXQ]及第二正交相复数乘法信号C2EQ＝μ[EQ·DXI-EI·DXQ]。加法器517接收由第二复数乘法器516输出的第二同相及正交相复数乘法信号C2EI＝μ[EI·DXI+EQ·DXQ]及C2EQ＝μ[EQ·DXI-EI·DXQ]及在多路单元522中选择的同相及正交相系数WI(n)及WQ(n)，将它们相加，并输出更新的同相系数WI(n+1)＝WI(n)+μ[EI·DXI+EQ·DXQ]及更新的正交相系数WQ(n+1)＝WQ(n)+μ[EQ·DXI-EI·DXQ]。
当由写地址发生器518产生的写地址信号Write发送到存储单元519以输入更新的系数时，存储单元519存储由加法器517输出的更新的同相及正交相系数WI(n+1)＝WI(n)+μ[EI·DXI+EQ·DXQ]及WQ(n+1)＝WQ(n)+μ[EQ·DXI-EI·DXQ]。当由地址发生器518产生的读地址信号read发送到存储单元519以输出存储的系数时，存储单元519将更新的同相及正交相系数WI(n+1)＝WI(n)+μ[EI·DXI+EQ·DXQ]及WQ(n+1)＝WQ(n)+μ[EQ·DXI-EI·DXQ]输出给多路单元522。最后，输入到多路单元522中的更新系数被由选择信号发生器520输出的选择信号来选择，并反馈到第一复数乘法器511和加法器517中，并重复地进行上述过程。
如上所述，本发明的自适应信道均衡器能在利用多载波的OFDM接收器中通过使用导频信号来更新同相及正交相的滤波系数，由此有效地消除符号内的干扰，甚至在信道环境中具有突然的变化时也是如此。
虽然对本发明是结合目前考虑为最实际及优选的实施例来描述的，但可理解，本发明并不局限在所公开的实施例上，而相反地，它希望覆盖包括在所附权利要求书的精神和范围内的各种变型及等效结构。

Claims (5)

1、一种用于使用OFDM方法的数字通信***中的自适应信道均衡器，其特征在于，它包括：
第一复数乘法装置，用于通过对接收的同相及正交相信道信号和同相及正交相系数执行复数乘法来输出第一同相复数乘法信号及第一正交相复数乘法信号；
参考信号发生装置，用于产生参考信号；
误差计算装置，用于通过根据第一同相及正交相复数乘法信号和参考信号计算相位误差来输出同相误差信号及正交相误差信号；
延时装置，用于将同相及正交相信道信号延时来输出同相延时信号及正交相延时信号；
增益控制装置，用于通过控制同相及正交相延时信号的增益来输出同相增益控制信号及正交相增益控制信号；
第二复数乘法装置，用于通过对同相及正交相误差信号和同相及正交相增益控制信号执行复数乘法来输出第二同相复数乘法信号及第二正交相复数乘法信号；
加法装置，用于在将第二同相及正交相复数乘法信号和同相及正交相系数分别相加后输出更新的同相及正交相系数；
地址发生装置，用于产生写地址信号和读地址信号；
存储装置，用于根据写地址信号存储更新的同相及正交相系数，并根据读地址信号输出所存储的更新的系数；
初始系数发生装置，用于产生初始系数；
选择信号发生装置，用于根据符号同步信号产生一个选择信号；及
多路装置，用于根据选择信号选择来自所述初始系数发生装置的初始系数及来自所述存储装置的更新系数中的一种系数，将其作为同相及正交相系数提供给所述第一复数乘法装置。
2、根据权利要求1的自适应信道均衡器，其特征在于，所述第一复数乘法装置包括：
第一FIR滤波器，用于通过以同相系数滤波同相信道信号来输出第一滤波信号；
第二FIR滤波器，用于通过以正交相系数滤波同相信道信号来输出第二滤波信号；
第三FIR滤波器，用于通过以正交相系数滤波正交相信道信号来输出第三滤波信号；
第四FIR滤波器，用于通过以同相系数滤波正交相信道信号来输出第四滤滤信号；
加法器，用于将第一滤波信号与第三滤波信号相加；及
减法器，用于从第四滤波信号中减去第二滤波信号。
3、根据权利要求2的自适应信道均衡器，其特征在于，所述第一至第四FIR滤波器中的每个滤波器通过一次抽取来实现。
4、根据权利要求1的自适应信道均衡器，其特征在于，由所述参考信号发生装置产生的参考信号是一个SPC信号。
5、根据权利要求1的自适应信道均衡器，其特征在于，所述选择信号发生装置根据符号同步信号对符号计数，在直到第四符号前输出选择信号以选择初始系数，从第五符号开始输出选择信号以选择更新系数。
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