DE112014007062T5

DE112014007062T5 - Antriebs- und steuerungsvorrichtung für mehrwicklungsmotor

Info

Publication number: DE112014007062T5
Application number: DE112014007062.9T
Authority: DE
Inventors: Yuriko Okamoto; Masahiko Tsukakoshi; Ritaka Nakamura; Masashi Nakamura; Keiko Tada; Akira Satake; Hiromitsu Suzuki
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2014-10-15
Filing date: 2014-10-15
Publication date: 2017-06-29
Also published as: US20170294864A1; CN107005194A; WO2016059684A1; US10236818B2; CN107005194B; JP6218961B2; JPWO2016059684A1

Abstract

Die Antriebs-Steuerungsvorrichtung (1) für einen Mehrwicklungsmotor weist Folgendes auf: eine Erzeugungseinheit (13) für den Modulationsraten-Phasenbefehl, die Ströme von ersten und zweiten Wechselrichtern (2, 3) zum Antreiben eines dreiphasigen Mehrwicklungsmotors (5) berechnet und einen Modulationsraten-Befehl und einen Phasenbefehl zum Ausgleichen der Ströme erzeugt; eine Pulsanzahl-Bestimmungseinheit (12), die die Pulsanzahlen pro halber Periode auf der Basis eines Frequenzbefehls bestimmt; eine Mustertabelle (14) zum Speichern von Schaltmustern; und Gatesignal-Generatoren (15-1, 15-2), die die ersten und zweiten Wechselrichter (2, 3) unter Verwendung eines optimalen Schaltmusters auf der Basis der Pulsanzahl steuern, wobei die Erzeugungseinheit (13) für den Modulationsraten-Phasenbefehl eine Steuerung zum Ausgleichen von Strömen der ersten und zweiten Wechselrichter (2, 3) ausführt, und wobei die Phase oder die Frequenz, mit welcher die Steuerung durchgeführt wird, gemäß irgendeiner von der Pulsanzahl, der Modulationsrate, dem Frequenz-Befehlswert und dem Schaltmuster verändert wird.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor, die einen Mehrwicklungsmotor antreibt, der eine Mehrzahl von voneinander unabhängigen Windungen in einem Motor hat, und zwar mittels mehrerer Wechselrichter, und die eine variable Geschwindigkeitssteuerung für die Rotation durchführt.
Stand der Technik
In einem Fall, in dem ein Mehrwicklungsmotor gesteuert wird, deren jeweilige Wicklungsgruppen parallel zu einer Mehrzahl von Wechselrichtern geschaltet sind, besteht ein dahingehender Vorteil, dass es nicht notwendig ist, eine Drosselspule für jeden Wechselrichter vorzusehen, um einen Querstrom zu vermeiden, und zwar im Vergleich zu dem Fall, dass ein Einzelwicklungsmotor betrieben wird, der parallel zu einer Mehrzahl von Wechselrichtern geschaltet ist. Außerdem ist es in dem Fall einer großen Kapazität möglich, Wechselrichter zu kombinieren, die Einheitskapazitäten besitzen, und zwar gemäß der Lastkapazität, so dass es einen dahingehenden Vorteil gibt, dass die Entwicklung und Herstellung von Wechselrichtern effektiver wird und folglich die Kosten verringert werden können.
Dieses Verfahren verursacht jedoch beispielsweise folgendes Problem: Falls es ein Ungleichgewicht zwischen den Strömen gibt, die durch die jeweiligen Wicklungsgruppen fließen, wird ein Wechselrichter mit großer Kapazität benötigt, im Vergleich zu einem ausgeglichenen Fall; oder falls es ein Ungleichgewicht zwischen den Stromphasen gibt, tritt ein Drehmoment-Rippel unter den Wicklungen durch Interferenz infolge einer magnetischen Kopplung zwischen den Windungen auf.
Um solch ein Problem zu lösen, ist das folgende Verfahren bekannt: Der Durchschnitt und die Abweichung der Wicklungsströme werden detektiert, der Durchschnittswert wird so gesteuert, dass er ein Befehlswert ist, und die Abweichung wird so gesteuert, dass sie Null ist. Dadurch werden die Ströme ausgeglichen, die durch die Wechselrichter und die Wicklungen fließen (siehe z. B. Patentdokument 1).
In einem Fall, in dem Schalteinrichtungen verwendet werden, deren Schaltgeschwindigkeit langsam ist, kann die Frequenz des PWM-Trägers nicht erhöht werden. Daher verbleibt eine Harmonische niedriger Ordnung in der Ausgangsspannung. Wegen dieses Problems wird eine Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung verwendet, welche ein Schalten zu einer Zeit des Verringerns einer spezifischen Harmonischen niedriger Ordnung durchführt, indem eine kleine Anzahl von Malen des Schaltens effektiv ausgenutzt wird (siehe z. B. Nicht-Patentdokument 1).
Literaturverzeichnis
Patentdokument

Patentdokument 1: Japanisches Patent JP 2 733 724 B (Absätze [0006], [0006], 1, 3)

Nicht-Patentliteratur

Nicht-Patentdokument 1: „Generalized Techniques of Harmonic Elimination and Voltage Control in Thyristor Inverters: Part I-Harmonic Elimination” (IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, Band IA-9, Nr. 3, Mai/Juni 1973) (S. 315–316)

Zusammenfassung der Erfindung
Mit der Erfindung zu lösende Probleme
Das in dem Patentdokument 1 offenbarte Verfahren basiert jedoch auf einer Dreieckswellen-Vergleichs-PWM-Spannung, und um die Stromamplitudendifferenz und die Phasendifferenz unter den Wechselrichtern zu beseitigen, ist es notwendig, eine augenblickliche Spannungskorrektur mit einer augenblicklichen Stromdifferenz durchzuführen, und folglich ist ein sehr schnelles Ansprechen vonnöten. Daher ist es schwierig, dies unter Verwendung eines Hochspannungs-Wechselrichters mit großer Kapazität durchzuführen, der keine Erhöhung der Trägergeschwindigkeit erlaubt.
In dem in dem Nicht-Patentdokument 1 offenbarten Verfahren gilt Folgendes: Falls die Steuerung mit einem Ansprechen durchgeführt wird, das schneller ist als eine Grundwelle, wird die PWM-Wellenform verformt, die symmetrisch zwischen positiv und negativ ist und in einer Viertelperiode horizontal symmetrisch ist. Folglich ergibt sich ein dahingehendes Problem, dass, wenn die Steuerung mit hohem Ansprechen durchgeführt wird, es wahrscheinlicher ist, dass die Steuerung instabil wird, als in dem Fall einer Dreieckswellen-PWM mit einer hohen Trägerfrequenz.
Die vorliegende Erfindung wurde konzipiert, um die obigen Probleme zu lösen, und es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor anzugeben, die dazu imstande ist, für eine Mehrzahl von Wechselrichtern mit großer Kapazität die Harmonischen zu verringern und eine sehr genaue Korrektur eines Ungleichgewichts unter den Spannungsphasen und -amplituden der Wechselrichter durchzuführen.
Lösung der Probleme
Eine Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß der vorliegenden Erfindung weist Folgendes auf: eine Mehrzahl von Leistungswandlern, die jeweils eine Schalteinrichtung zum Treiben eines Mehrwicklungs-AC-Motors besitzen und eine DC-Energieversorgung in eine AC-Energieversorgung mit variabler Spannung und variabler Frequenz umwandeln; und eine Steuerungseinheit zum Steuern der Leistungswandler.
Die Steuerungseinheit weist Folgendes auf: eine Ausgangsspannungs-Steuerungseinheit zum Berechnen und Ausgeben einer Ausgangsspannung und einer Ausgangsspannungs-Phase zum Treiben des Mehrwicklungs-AC-Motors mit einer gewünschten Drehzahl; und eine Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit zum Durchführen einer PWM-Steuerung für die Schalteinrichtung.
Die Ausgangsspannungs-Steuerungseinheit weist Folgendes auf: eine Ausgangsspannungs-Bestimmungseinheit zum Bestimmen der Ausgangsspannung auf der Basis eines Frequenzbefehls; eine Ausgangsspannungs-Phasen-Berechnungseinheit zum Berechnen der Ausgangsspannungs-Phase durch Integration auf der Basis des Frequenzbefehls; und eine Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl, die einen d-Achsen-Strom und einem q-Achsen-Strom von jedem Leistungswandler auf der Basis der Ausgangsspannungs-Phase berechnet, die einen Modulationsraten-Korrekturwert und einen Phasen-Korrekturwert für jeden Leistungswandler berechnet, um die Ströme gleichzumachen, die durch die Wicklungen des Mehrwicklungs-AC-Motors fließen, und zwar auf der Basis des d-Achsen-Stroms und des q-Achsen-Stroms, und die einen Modulationsraten-Befehl und einen Phasenbefehl zum Steuern jedes Leistungswandlers auf der Basis des Modulationsraten-Korrekturwerts und des Phasen-Korrekturwerts erzeugt.
Die Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit weist Folgendes auf: eine Modulationsraten-Berechnungseinheit zum Berechnen einer Modulationsrate auf der Basis der Ausgangsspannung, die von der Ausgangsspannungs-Steuerungseinheit berechnet worden ist, und der DC-Spannung der DC-Energieversorgung; eine Pulsanzahl-Bestimmungseinheit zum Bestimmen einer Pulsanzahl pro halber Periode der PWM-Steuerung für die Schalteinrichtung auf der Basis des Frequenzbefehls; eine Mustertabelle zum Speichern, für jede Pulsanzahl und für jede Stärke der Modulationsrate, eines Schaltmusters zum Verringern einer Harmonischen niedriger Ordnung in der Ausgangsspannung; und einen Gatesignal-Generator zum Erzeugen eines Gatesignals zum Treiben der Schalteinrichtung unter Verwendung des Schaltmusters aus der Mustertabelle auf der Basis der Modulationsrate aus der Modulationsraten-Berechnungseinheit, der Pulsanzahl aus der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit und der Ausgangsspannungs-Phase, die von der Ausgangsspannungs-Steuerungseinheit berechnet worden ist.
Die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl führt eine Steuerung zum Ausgleichen der Ströme der Leistungswandler durch, und eine Phase oder Frequenz, bei welcher die Steuerung durchgeführt wird, wird gemäß irgendeiner von der Pulsanzahl, der Modulationsrate, dem Frequenzbefehl und dem Schaltmuster verändert.
Wirkung der Erfindung
Die Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß der vorliegenden Erfindung weist Folgendes auf: eine Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl, die einen Modulationsraten-Befehl und einen Phasenbefehl zum Ausgleichen von Strömen erzeugt, die durch die Wicklungen eines Motors fließen; eine Pulsanzahl-Bestimmungseinheit zum Bestimmen einer Pulsanzahl pro halber Periode der PWM-Steuerung; eine Mustertabelle zum Speichern, für jede Pulsanzahl und für jede Stärke der Modulationsrate, eines Schaltmusters zum Verringern einer Harmonischen niedriger Ordnung in der Ausgangsspannung; und einen Gatesignal-Generator zum Erzeugen eines Gatesignals zum Treiben einer jeden Schalteinrichtung unter Verwendung des Schaltmusters, wobei die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl eine Steuerung zum Ausgleichen der Ströme der Leistungswandler durchführt, und wobei eine Phase oder Frequenz, bei welcher die Steuerung durchgeführt wird, gemäß der Pulsanzahl verändert wird.
Selbst für den Fall, dass Wechselrichter verwendet werden, die Schalteinrichtungen besitzen, deren Schaltgeschwindigkeit niedrig ist, ist es daher möglich, die PWM-Steuerung mit verringerten Harmonischen durchzuführen, während eine kleine Anzahl von Malen des Schaltens maximal ausgenutzt wird, und eine sehr genaue Korrektur eines Ungleichgewichts zwischen den Spannungsphasen und den Amplituden der Mehrzahl von Wechselrichtern durchzuführen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Diagramm, das die gesamte Konfiguration einer Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist ein detailliertes Diagramm, das einen Teil der Konfiguration der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
3 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Strom-Ausgleichssteuerung der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
5 ist ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen einem Pulsmuster für jeden Wechselrichter und einem Steuerungsträger in der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
6 ist ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen einem Pulsmuster für jeden Wechselrichter und einem Steuerungsträger in der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
7 ist ein Beispiel der Ausgangsspannung jedes Wechselrichters mittels Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung in der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
8 ist ein Diagramm von Wellenformen von Schaltmuster-Phasen für jeden Wechselrichter in der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
9 ist ein Diagramm von Wellenformen von Schaltmuster-Phasen für jeden Wechselrichter in der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
10 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung.
11 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Strom-Ausgleichssteuerung der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung.
12 ist ein Diagramm, das die gesamte Konfiguration einer Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor bei der Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung zeigt.
13 ist ein Diagramm, das die gesamte Konfiguration der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung zeigt.
14 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
15 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Strom-Ausgleichssteuerung der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
16 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Strom-Ausgleichssteuerung der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
17 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
18 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Strom-Ausgleichssteuerung der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
Beschreibung der Ausführungsformen
Ausführungsform 1
Ausführungsform 1 betrifft die folgende Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor. Das heißt, die Steuerungseinheit weist eine Ausgangsspannungs-Steuerungseinheit und eine Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit auf. Die Ausgangsspannungs-Steuerungseinheit weist Folgendes auf: eine Ausgangsspannungs-Bestimmungseinheit; eine Ausgangsspannungs-Phasen-Berechnungseinheit; und eine Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl, die einen Modulationsraten-Korrekturwert und einen Phasen-Korrekturwert zum Ausgleichen der Ströme berechnet, die durch die jeweiligen Wicklungen eines Mehrwicklungs-AC-Motors fließen, und zwar auf der Basis von Strömen der Wechselrichter, und die einen Modulationsraten-Befehl und einen Phasenbefehl zum Steuern jedes Wechselrichters erzeugt, auf der Basis der berechneten Korrekturwerte.
Die Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit weist Folgendes auf: eine Modulationsraten-Berechnungseinheit; eine Pulsanzahl-Bestimmungseinheit zum Bestimmen der Pulsanzahlen pro halber Periode der PWM-Steuerung auf der Basis eines Frequenzbefehls; eine Mustertabelle zum Speichern von Schaltmustern zum Verringern von Harmonischen niedriger Ordnung in der Ausgangsspannung; und einen Gatesignal-Generator zum Erzeugen eines Gatesignals zum Treiben einer jeden Schalteinrichtung unter Verwendung des Schaltmusters aus der Mustertabelle, und zwar auf der Basis einer Modulationsrate, der Pulsanzahl und einer Ausgangsspannungs-Phase.
Ferner führt die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl eine Steuerung zum Ausgleichen der Ströme der Leistungswandler durch, und die Phase oder Frequenz, bei welcher die Steuerung durchgeführt wird, wird gemäß der Pulsanzahl verändert.
Nachfolgend werden die Konfiguration und der Betrieb einer Antriebs-Steuerungsvorrichtung 1 für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf folgende Zeichnungen beschrieben: 1, die die gesamte Konfiguration der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor zeigt, 2, die die Einzelheiten eines Teils der Konfiguration zeigt, 3, die die Konfiguration der Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl zeigt, 4, die die Konfiguration einer Strom-Ausgleichssteuerung zeigt, 5 und 6, die den Zusammenhang zwischen einem Pulsmuster für jeden Wechselrichter und einem Steuerungsträger zeigen, 7, die ein Beispiel der Ausgangsspannung eines jeden Wechselrichters mittels Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung zeigt, und 8 und 9, die Wellenformen der Schaltmuster-Phasen für jeden Wechselrichter zeigen.
1 zeigt die Konfiguration des gesamten Systems inklusive der Antriebs-Steuerungsvorrichtung 1 für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung. 2 ist ein detailliertes Konfigurationsdiagramm eines Wechselrichters 2 der ersten Gruppe in der Antriebs-Steuerungsvorrichtung 1 für einen Mehrwicklungsmotor. Ein detailliertes Konfigurationsdiagramm eines Wechselrichters 3 der zweiten Gruppe ist das gleiche wie dasjenige des Wechselrichters 2 der ersten Gruppe und wird daher weggelassen.
In 1 ist das gesamte System 100 inklusive der Antriebs-Steuerungsvorrichtung 1 für einen Mehrwicklungsmotor aus der Antriebs-Steuerungsvorrichtung 1 für einen Mehrwicklungsmotor, einer externen AC-Energieversorgung 40, einer Drosselspule 41 und einem Motor 5 gebildet.
Die Antriebs-Steuerungsvorrichtung 1 für einen Mehrwicklungsmotor empfängt eine AC-Energieversorgung von der externen AC-Energieversorgung 40 über die Drosselspule 41, wandelt die AC-Energieversorgung intern in eine DC-Energieversorgung um und steuert den Motor 5 unter Verwendung der DC-Energieversorgung.
Bei der Ausführungsform 1 wird angenommen, dass ein Mehrwicklungsmotor mit zwei Wicklungsgruppen der Motor 5 ist.
Nachfolgend wird die interne Konfiguration der Antriebs-Steuerungsvorrichtung 1 für einen Mehrwicklungsmotor unter Bezugnahme auf 1 und 2 beschrieben.
Die Antriebs-Steuerungsvorrichtung 1 für einen Mehrwicklungsmotor ist aus Folgendem gebildet: einer Wechselrichter-Einheit 4, die einen Wechselrichter 2 der ersten Gruppe und einen Wechselrichter 3 der zweiten Gruppe aufweist; einer Steuerungseinheit 8; und einem Stromsensor 16 zum Detektieren des Motorstroms des Motors 5. Bei der Ausführungsform 1 sind die Wechselrichter 2 und 3 der ersten und zweiten Gruppe gemäß dem Motor 5 vorgesehen, der ein Mehrwicklungsmotor mit zwei Wicklungsgruppen ist.
Der Wechselrichter 2 der ersten Gruppe kann als ein erster Wechselrichter 2 bezeichnet werden, und der Wechselrichter 3 der zweiten Gruppe kann als ein zweiter Wechselrichter 3 bezeichnet werden, wenn dies zweckmäßig ist. Der erste Wechselrichter 2 und der zweite Wechselrichter 3 können, wenn zweckmäßig, als Wechselrichter bezeichnet werden, wenn sie zusammengefasst erwähnt werden, ohne dass sie unterschieden werden müssten.
Die Leistungswandler gemäß der vorliegenden Erfindung sind der Wechselrichter 2 der ersten Gruppe und der Wechselrichter 3 der zweiten Gruppe.
2 zeigt die interne Konfiguration des ersten Wechselrichters 2 der Wechselrichter-Einheit 4, inklusive der Verbindung mit der externen AC-Energieversorgung 40, der Drosselspule 41 und des Motors 5.
Die Steuerungseinheit 8 ist hauptsächlich gebildet aus einer Ausgangsleistungs-Steuerungseinheit 81 und einer Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit 82.
Die Ausgangsleistungs-Steuerungseinheit 81 weist Folgendes auf: Eine Ausgangsspannungs-Phasen-Berechnungseinheit 9, eine Ausgangsspannungs-Bestimmungseinheit 10 und eine Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl.
Die Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit 82 weist Folgendes auf: Eine Modulationsraten-Berechnungseinheit 11, eine Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 12, eine Mustertabelle 14 und Gatesignal-Generatoren 15-1 und 15-2.
Der Gatesignal-Generator 15-1 für den ersten Wechselrichter 2 und der Gatesignal-Generator 15-2 für den zweiten Wechselrichter 3 können, wenn zweckmäßig, als Gatesignal-Generatoren 15 bezeichnet werden, wenn sie zusammengefasst erwähnt werden, ohne dass sie unterschieden werden müssten.
Im ersten Wechselrichter 2 wird eine AC-Eingangsspannung als getrennte DC Spannungen an die jeweiligen U-, V- und W-Phasen ausgegeben, und zwar über Transformatoren und Dioden in einer Gleichrichterschaltungseinheit 6-1. Der erste Wechselrichter 2 wandelt die DC-Energie in AC-Energie um und führt die AC-Energie dem Motor 5 zu. An einem Teil, der mit dem Motor 5 verbunden ist, ist der erste Wechselrichter 2 mit einem Stromsensor 16-1 zum Detektieren der Motorströme für die U-, V- und W-Phasen der jeweiligen Wicklungen versehen.
Der erste Wechselrichter 2 ist aus 5-Pegel-Wechselrichterschaltungen für drei Phasen gebildet, die jeweils zwei Zweige (A-Zweig 7a, B-Zweig 7b) eines Dreiphasen-3-Pegel-Wechselrichters vom Sternpunkt-Klemmentyp besitzen, wobei die zwei Zweige in Reihe geschaltet sind. Durch Schaltvorgänge der Schalteinrichtungen in jedem Zweig wird die DC-Spannung, die von der Gleichrichterschaltungseinheit 6-1 gleichgerichtet worden ist, in AC-Spannung mit einer beliebigen Stärke und einer beliebigen Frequenz umgewandelt, und die AC-Spannung wird ausgegeben. Der erste Wechselrichter 2 hat DC-Spannungssensoren (17-1a bis 17-1c) für die erste Gruppe, die DC-Spannungen (vdc1a bis vdc1c) für die jeweiligen U-, V- und W-Phasen detektieren, die von der Gleichrichterschaltungseinheit 6-1 ausgegeben werden.
Obwohl nicht eigens dargestellt, ist die Konfiguration des zweiten Wechselrichters 3 die gleiche wie diejenige des ersten Wechselrichters 2. Das heißt, die AC-Eingangsspannung wird als getrennte DC-Spannungen an die jeweiligen U-, V- und W-Phasen über Transformatoren und Dioden einer Gleichrichterschaltungseinheit 6-2 ausgegeben. Dann wird durch Schaltvorgänge der Schalteinrichtungen in jedem Zweig des zweiten Wechselrichters 3 die DC-Spannung in AC-Spannung mit einer beliebigen Stärke und einer beliebigen Frequenz umgewandelt, und die AC-Spannung wird ausgegeben. Der zweite Wechselrichter 3 hat DC-Spannungssensoren (17-2a bis 17-2c) für die zweite Gruppe, die DC-Spannungen (vdc2a bis vdc2c) für die jeweiligen U-, V- und W-Phasen detektieren, die von der Gleichrichterschaltungseinheit 6-2 ausgegeben werden.
Nachfolgend werden die hauptsächlichen Konfigurationen der Ausgangsleistungs-Steuerungseinheit 81 und der Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit 82 der Steuerungseinheit 8 zusammen mit der Funktion einer jeden Einheit beschrieben.
Die Ausgangsleistungs-Steuerungseinheit 81 weist Folgendes auf: Eine Ausgangsspannungs-Phasen-Berechnungseinheit 9 zum Berechnen eines Standard-Phasenbefehlswerts th*ref durch Integrieren eines Frequenz-Befehlswerts Fc für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3; und eine Ausgangsspannungs-Bestimmungseinheit 10 zum Berechnen einer Amplitude Vp der Phasenspannung mittels eines V/f-Musters aus dem Frequenz-Befehlswert Fc.
Ferner weist die Ausgangsleistungs-Steuerungseinheit 81 eine Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl auf, die die Differenz zwischen Strömen berechnet, die durch die zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 und die zwei Gruppen von Wicklungen des Motors fließen, und zwar auf der Basis eines Phasenstroms iuvw1, der von dem Stromsensor 16-1 detektiert wird und durch den ersten Wechselrichter 2 und die erste Gruppe von Motorwicklungen fließt, und eines Phasenstroms iuvw2, der von dem Stromsensor 16-2 detektiert wird und durch den zweiten Wechselrichter 3 und die zweite Gruppe von Motorwicklungen geht, und die Modulationsraten-Befehlswerte (inv1*mod, inv2*mod) und Phasenbefehlswerte (inv1*th, inv2*th) für die zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 erzeugt, so dass die Stromdifferenz Null wird.
Die Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit 82 weist Folgendes auf: Die Modulationsraten-Berechnungseinheit 11 zum Berechnen einer Modulationsrate mod*ref auf der Basis des Phasenspannungs-Amplituden-Befehlswerts Vp, der von der Ausgangsspannungs-Bestimmungseinheit 10 berechnet worden ist; und die Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 12 zum Bestimmen einer Pulsanzahl Pnum auf der Basis des Frequenz-Befehlswerts Fc für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3. Hier ist die Pulsanzahl Pnum die Pulsanzahl pro halber Periode, die für jeden Zweig 7a, 7b ausgegeben wird, und 2 × Pulsanzahl entspricht der Ausgangsspannung für eine einzelne Phase.
Die Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit 82 weist eine Mustertabelle 14 als eine Speichereinheit auf, die für jede Pulsanzahl und für jede Stärke der Modulationsrate m Schaltmuster (th1a, th2a, th3a, ..., thna, th1b, th2b, th3b, ..., thnb) speichert, die Harmonische verringern kann, und zwar für jeden Wechselrichter.
Als Mustertabelle 14 wird die gleiche Mustertabelle für die zwei Wechselrichter verwendet. Es können jedoch auch Mustertabellen jeweils für die Wechselrichter vorgesehen werden.
Es sei angemerkt, dass (th1a, th2a, th3a, ..., thna) ein Schaltmuster für den A-Zweig 7a ist, und dass (th1b, th2b, th3b, ..., thnb) ein Schaltmuster für den B-Zweig 7b ist. Das heißt, die Mustertabelle 14 speichert verschiedene Schaltmuster für die jeweiligen Zweige 7a und 7b, und die zwei Arten von Schaltmustern werden kombiniert, um ein Schaltmuster für zwei Zweige zu bilden.
Ferner weist die Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit 82 Gatesignal-Generatoren 15-1 und 15-2 zum Erzeugen von Gatesignalen (gs1, gs2) zum Steuern von Schalteinrichtungen der zwei Schaltzweige 7a und 7b in jedem von den ersten und zweiten Wechselrichtern 2 und 3 auf.
Nachfolgend wird der gesamte Betrieb der Steuerungseinheit 8 unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
Die Ausgangsspannungs-Phasen-Berechnungseinheit 9 integriert den Frequenz-Befehlswert Fc und erzeugt den Phasenbefehlswert th*ref für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3.
Die Ausgangsspannungs-Bestimmungseinheit 10 berechnet die Phasenspannungs-Amplitude Vp bei dem Frequenz-Befehlswert Fc aus einem Verhältnis Kvf zwischen einer Nenn-Phasenspannungs-Amplitude Vrated und einer Nennfrequenz Frated des elektrischen Winkels unter der Annahme, dass die Wechselrichter-Frequenz und die induzierte Spannung des Motors in einem gewissen proportionalen Verhältnis stehen. Das heißt, Kvf und der Phasenspannungs-Amplitudenbefehl Vp für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 bei der Wechselrichterfrequenz-Befehlswert Fc werden durch den Ausdruck (1) und den Ausdruck (2) berechnet. Mathematischer Ausdruck 1
Mathematischer Ausdruck 2
Die Modulationsraten-Berechnungseinheit 11 berechnet die Modulationsrate mod*ref durch Ausdruck (3) aus Folgendem: dem Phasenspannungs-Amplitudenbefehl Vp für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3, der von der Ausgangsspannungs-Bestimmungseinheit 10 ausgegeben worden ist; und einer Durchschnittsspannung Vdc, die unter Verwendung von DC-Spannungen (erste Gruppe: vdc1a bis vdc1c, zweite Gruppe: vdc2a bis vdc2c) für U-, V-, W-Phasen berechnet wird, die von den Spannungssensoren 17-1a bis 17-1c und 17-2a bis 17-2c für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 detektiert werden. Dann gibt die Modulationsraten-Berechnungseinheit 11 die durchschnittliche DC-Spannung Vdc und den Modulationsraten-Befehlswert mod*ref an die Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl aus. Mathematischer Ausdruck 3
Die Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 12 bestimmt die Pulsanzahl Pnum pro halber Periode in der PWM-Steuerung, gemäß dem Frequenz-Befehlswert Fc für die zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3. Für den Fall, dass Wechselrichter verwendet werden, deren Elemente eine langsame Schaltgeschwindigkeit besitzen, wie bei Kapazitäts-Wechselrichtern, gilt Folgendes: Wenn der Frequenz-Befehlswert Fc hoch wird, ist es notwendig, die Anzahl von Malen des Schaltens zu verringern, in dem die Pulsanzahl Pnum pro halber Periode stufenweise verringert wird.
Bei der vorliegenden Ausführungsform 1 speichert die Mustertabelle 14 Schaltmuster für fünf Arten von Pulsanzahlen Pnum: 3 Pulse, 5 Pulse, 7 Pulse, 9 Pulse und 11 Pulse, und wenn der Frequenz-Befehlswert Fc zunimmt, wird die Pulsanzahl Pnum in der folgenden Reihenfolge umgeschaltet: 11 Pulse, 9 Pulse, 7 Pulse, 5 Pulse und dann 3 Pulse.
Der Frequenzbefehl in der vorliegenden Erfindung ist der Frequenz-Befehlswert Fc.
Wenn, infolge einer Differenz zwischen den Konstanten der Gleichrichterschaltungseinheiten 6-1 und 6-2 der zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 oder einer Störung, wie z. B. einer Lastschwankung, eine Spannungsdifferenz zwischen der dreiphasigen DC-Spannung (vdc1a bis vdc1c) des ersten Wechselrichters 2 und der dreiphasigen DC-Spannung (vdc2a bis vdc2c) des zweiten Wechselrichters 3 auftritt, dann tritt eine Differenz zwischen den Amplituden der Spannungen auf, die von den ersten und zweiten Wechselrichtern 2 und 3 ausgegeben werden, und zwar sogar dann, wenn der gleiche Modulationsraten-Befehlswert mod*ref und der gleiche Phasenbefehlswert th*ref vorgegeben werden.
Für den Fall einer Sinusspannung, können die Modulationsraten, die erhalten werden, indem mod*ref mit dem Verhältnis des Nennwerts der DC-Spannung zu der DC-Spannung von jedem der zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 multipliziert wird, als Modulationsrate für die jeweiligen Wechselrichter vorgegeben werden.
Im Falle von PWM gilt jedoch Folgendes: Selbst wenn die gleiche Amplitude ausgegeben wird, tritt eine Abweichung zwischen den Phasen der Grundwellen durch eine Pulsabweichung auf, und zwar infolge der Totzeit oder einer PWM-Wellenform-Differenz in Abhängigkeit von der Modulationsrate, insbesondere eine Abweichung infolge der positiven/negativen Richtungsdifferenz von Pulsen in Abhängigkeit von der Stromrichtungsdifferenz in der Nähe der Nullspannung.
Bei Wechselrichtern mit großer Kapazität, die Elemente besitzen, deren Schaltgeschwindigkeit langsam ist, ist die Totzeit lang, und folglich nimmt eine solche Abweichung zu, so dass die Stromdifferenz zwischen den zwei ersten und zweiten Wechselrichtern 2 und 3 zunimmt. Daher werden in der Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl mittels einer Strom-Ausgleichssteuerung 18 der Modulationsraten-Korrekturwert und der Phasen-Korrekturwert für jeden der zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 berechnet, um die Stromdifferenz zwischen den zwei Wechselrichtern zu beseitigen, und dann werden auf der Basis dieser Korrekturwerte die Modulationsraten-Korrekturwerte und die Phasen-Korrekturwerte für die zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 erzeugt.
Der Modulationsraten-Befehl gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Modulationsraten-Befehlswert, und der Phasenbefehl gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Phasenbefehlswert.
Die Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl erzeugt für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 die Modulationsraten-Befehlswerte und die Phasenbefehlswerte zum Beseitigen der Differenz zwischen den Strömen, die durch die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 gehen, unter Verwendung von Folgendem: Dem dreiphasigen Strom iuvw1 des ersten Wechselrichters 2, der von dem Stromsensor 16-1 detektiert wird, und dem dreiphasigen Strom iuvw2 des zweiten Wechselrichters 3, der von dem Stromsensor 16-2 detektiert wird; und dem Modulationsraten-Befehlswert mod*ref und der durchschnittlichen DC-Spannung Vdc von der Modulationsraten-Berechnungseinheit 11.
Ferner erzeugt die Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl einen Modulationsraten-Befehlswert inv1*mod und einen Phasenbefehlswert inv1*th für den ersten Wechselrichter 2 sowie einen Modulationsraten-Befehlswert inv2*mod und einen Phasenbefehlswert inv2*th für den zweiten Wechselrichter 3. Dann gibt die Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl die Modulationsraten-Befehlswerte inv1*mod1 und inv2*mod an die Mustertabelle 14 aus, und sie gibt die Phasenbefehlswerte inv1*th und inv2*th an die Gatesignal-Generatoren 15-1 und 15-2 für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 aus.
Außerdem führt die Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl eine Steuerung zum Ausgleichen von Strömen der ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 aus, und zwar bei einer oder mehreren Phasen und einmal oder mehrere Male pro Periode, und die Phase oder die Frequenz, bei welcher die Steuerung durchgeführt wird, wird gemäß irgendeiner von der Pulsanzahl, der Modulationsrate, dem Frequenz-Befehlswert und dem Schaltmuster verändert.
3 ist ein Konfigurationsdiagramm der Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl. In der Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl berechnet die Strom-Ausgleichssteuerung 18 die Stromdifferenz zwischen den Gruppen, und zwar aus den dreiphasigen Strömen iuvw1 und iuvw2, die durch die zwei Wechselrichter und die Wicklungen fließen, und sie gibt einen Modulationsraten-Korrekturwert Δmod12 und einen Phasen-Korrekturwert Δth12 aus, so dass die Stromdifferenz Null wird.
4 ist ein Konfigurationsdiagramm der Strom-Ausgleichssteuerung 18. In 4 weist die Strom-Ausgleichssteuerung 18 Dreiphasen-/Zweiphasen-Umsetzer 21a und 21b zum Umsetzen von Strömen des ersten Wechselrichters 2 und des zweiten Wechselrichters 3 aus drei Phasen in zwei Phasen mittels des Phasenbefehlswerts th*ref auf, um Ströme auf γ-δ-Steuerungsachsen zu erhalten.
Die Strom-Ausgleichssteuerung 18 weist Folgendes auf: eine C12d-Steuerung 22a, die einen Korrekturwert zum Durchführen einer Modulationsratenkorrektur auf der Basis der Differenz (erste Gruppe – zweite Gruppe: iγ1 – iγ2) zwischen den γ-Achsen-(d-Achsen-)Strömen auf den Steuerungsachsen der ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 ausgibt; und eine C12q-Steuerung 22b, die einen Korrekturwert zum Durchführen einer Phasenkorrektur auf der Basis der Differenz (erste Gruppe – zweite Gruppe: iδ1 – iδ2) zwischen den δ-Achsen-(d-Achsen)-Strömen auf den Steuerungsachsen der ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 ausgibt.
Außerdem weist die Strom-Ausgleichssteuerung 18 Folgendes auf: einen Korrekturwert/Modulationsraten-Umsetzer 28 zum Umsetzen des Korrekturwerts, der von der C12d-Steuerung 22a erhalten worden ist, in einen Modulationsraten-Korrekturwert unter Verwendung der DC-Spannung Vdc; und einen Korrekturwert/Phasen-Umsetzer 29 zum Umsetzen des Korrekturwerts, der von der C12q-Steuerung erhalten 22b worden ist, in einen Phasen-Korrekturwert.
Im Allgemeinen wird eine Spannungsgleichung der Doppelwindungs-IPM in einem rotierenden Koordinatensystem (einem d-q-Koordinatensystem), das mit der Drehwinkelfrequenz ωr synchron mit einem Magnetflussvektor eines Rotors rotiert, durch den Ausdruck (4) ausgedrückt.
In Ausdruck (4) sind vds1, vqs1, ids1, iqs1 die d-Achsenspannungen und q-Achsenspannungen und die d-Achsenströme und q-Achsenströme der Wicklung der ersten Gruppe, und vds2, vqs2, ids2, ids2 sind die d-Achsenspannungen und q-Achsenspannungen und die d-Achsenströme und q-Achsenströme der Wicklung der zweiten Gruppe. Ld und Lq sind Induktivitäten auf der d-Achse und der q-Achse jeder Wicklung, Ra ist ein Wicklungswiderstand, Md und Mq sind Gegeninduktivitäten zwischen den Wicklungen, und P ist ein Differenzialoperator. Mathematischer Ausdruck 4
Aus dein Ausdruck (4) wird die Spannungsdifferenz zwischen der Wicklung der ersten Gruppe und der Wicklung der zweiten Gruppe berechnet, wie in Ausdruck (5) gezeigt. Mathematischer Ausdruck 5
Wie oben beschrieben, wird für den Fall, dass ein Ausdruck des Verhältnisses der Spannungsdifferenz und der Stromdifferenz zwischen den Gruppen erzeugt wird, der Ausdruck nur durch den Widerstand Ra, die Leckinduktivität L (Ld – Md, Lq – Mq) und die Drehwinkelfrequenz ωr ausgedrückt, und er enthält folglich nicht die Interferenzterme (den Term mit PM und den Term mit ωrM in der Matrix in Ausdruck (4)), mittels welcher der Strom der Wicklung der ersten Gruppe die Spannung der Wicklung der zweiten Gruppe beeinflusst und der Strom der Wicklung der zweiten Gruppe die Spannung der Wicklung der ersten Gruppe beeinflusst. Daher ist es möglich, eine Spannungsdifferenz (einen Korrektur-Spannungswert) zum Beseitigen des Differenzstroms zu berechnen, ohne die Interferenz zwischen den Wicklungen der jeweiligen Gruppen zu berücksichtigen.
Bei der obigen Spannungsgleichung gilt Folgendes: Um die Steuerung zu vereinfachen, wird die elektromotorische Geschwindigkeitskraft vernachlässigt, und es wird sich nur mit einer Primärverzögerung (auf der d-Achse: der Term mit (Ld – Md) und Ra, und auf der q-Achse: der Term mit (Lq – Mq) und Ra) als Steuerungsziel befasst.
Genauer gesagt: Die Spannungsdifferenzen (vds1 – vds2, vqs1 – vqs2) zwischen den zwei Gruppen werden mit einer gewünschten Steuerungsantwort ωe durch eine PI-Regelung unter Verwendung eines Werts von 0 auf der Basis der Stromdifferenzen ids1 – ids2 und iqs1 – iqs2 berechnet, und dann werden der Modulationsraten-Korrekturwert und der Phasen-Korrekturwert auf der Basis der Spannungsdifferenzen berechnet.
Bei der vorliegenden Ausführungsform 1 gilt Folgendes: Unter der Annahme, dass das ideale Steuerungs-Koordinatensystem (das γ-δ-Koordinatensystem) das gleiche ist wie das rotierende Koordinatensystem (das d-q-Koordinatensystem) des Motors 5, berechnen unter Verwendung von iγ1 – iγ2, iδ1 – iδ2 und einem Befehlswert von 0 die C12d-Steuerung 22a und die C12q-Steuerung 22b die Spannungsdifferenzen Vγ1 – Vγ2 bzw. Vδ1 – Vδ2. Die Übertragungsfunktionen bei der PI-Steuerung der C12d-Steuerung 22a und der C12q-Steuerung 22b werden durch den Ausdruck (6) und den Ausdruck (7) ausgedrückt. Mathematischer Ausdruck 6
Hier hat die P-Verstärkung Kp einen Wert von ωc × (Ld – Md), und die I-Verstärkung Ki hat einen Wert von ωc × Ra. Mathematischer Ausdruck 7
Hier hat die P-Verstärkung Kp einen Wert von ωc × (Lq – Mq), und die I-Verstärkung Ki hat einen Wert von ωc × Ra.
Was den Differenzstrom zwischen den γ-Achsenströmen der jeweiligen Gruppen anbelangt, wird ein Wert, der erhalten wird, indem die Spannungsdifferenz Vγ1 – Vγ2, die von der C12d-Steuerung 22a berechnet worden ist, durch den Durchschnittswert Vdc der DC-Spannung geteilt wird und dann der sich ergebende Wert mit 1/2 multipliziert wird, als der Modulationsraten-Korrekturwert Δmod12 für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 verwendet.
Was den Differenzstrom zwischen den δ-Achsenströmen der jeweiligen Gruppen anbelangt, gilt Folgendes: Falls die Spannungsdifferenz Vδ1 – Vδ2, die von dem C12q-Steuerung 22b berechnet worden ist, als ein Spannungs-Korrekturwert ΔVδ auf der δ-Achse definiert wird, so wird ein Winkel θ zwischen ΔVδ und einem Spannungs-Absolutwert Vγδ auf den yδ-Achsen durch Ausdruck (8) ausgedrückt. Mathematischer Ausdruck 8
Hier wird angenommen, dass ΔVδ ausreichend kleiner ist als Vγδ, so dass der Einfluss des Korrekturwerts ΔVδ auf Vγδ vernachlässigbar ist. Falls θ, das mit dem Ausdruck (8) berechnet werden soll, ausreichend klein ist, ist θ äquivalent zu ΔVδ/Vγδ, und daher wird eine Umwandlungsgleichung von dem Korrekturwert ΔVδ in den Phasen-Korrekturwert Δth12 durch Ausdruck (9) ausgedrückt. Mathematischer Ausdruck 9
Das ΔVδ ist äquivalent zu dem Spannungs-Korrekturwert für den zweiten Wechselrichter 3 relativ zu der Spannung des ersten Wechselrichters 2, und daher wird der Phasen-Korrekturwert nur dem zweiten Wechselrichter 3 gegeben.
Wie in 3 gezeigt, werden aus dem Modulationsraten-Korrekturwert Δmod12 und dem Phasen-Korrekturwert Δth12, der von der Strom-Ausgleichssteuerung 18 erhalten worden ist, der Modulationsraten-Befehlswert inv1*mod für den ersten Wechselrichter 2, der Modulationsraten-Befehlswert inv2*mod für den zweiten Wechselrichter 3, der Phasenbefehlswert inv1*th für den ersten Wechselrichter 2 und der Phasenbefehlswert inv2*th für den zweiten Wechselrichter 3 mittels des Ausdrucks (10) berechnet. Mathematischer Ausdruck 10
Die Modulationsraten-Befehlswerte und die Phasenbefehlswerte für die zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 werden mit dem oben beschriebenen Verfahren erzeugt, und die Modulationsraten-Befehlswerte werden an die Mustertabelle 14 ausgegeben, und die Phasenbefehlswerte werden an den Gatesignal-Generator 15 ausgegeben.
In der vorliegenden Ausführungsform 1 ist die Mustertabelle 14 vorgesehen, was eine PWM-Ausgabe zum Verringern von Harmonischen niedriger Ordnung ermöglicht, während eine kleine Anzahl von Malen des Schaltens effektiv ausgenutzt wird, und zwar selbst in dem Fall, dass Wechselrichter verwendet werden, die Elemente mit langsamer Schaltgeschwindigkeit besitzen, wie in einem Wechselrichter mit großer Kapazität, oder dass Wechselrichter verwendet werden, die benötigt werden, um einen Hochgeschwindigkeitsbetrieb mit einer kleinen Anzahl von Malen des Schaltens durchzuführen, da der Träger aus irgendeinem Grund nicht erhöht werden kann.
Die Einzelheiten des Verfahrens zum Herleiten des Schaltmusters werden später beschrieben. In einem Beispiel, in welchem Elemente mit langsamer Schaltgeschwindigkeit verwendet werden, gilt Folgendes: Falls die Frequenz erhöht wird, mit welcher die Ausgleichs-Stromsteuerung vorgenommen wird, oder die Steuerungsantwort beschleunigt wird, wird die Puls-Veränderungszeit durch häufige Korrektur der Modulationsrate oder der Phase verkürzt, so dass es sein kann, dass das Schalten nicht imstande ist, zu folgen.
Dies kann sowohl im Fall einer Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung, als auch im Fall einer allgemeinen PWM mit Dreieckswellenvergleich auftreten. In dem Fall der Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung gilt Folgendes: Falls die Veränderung der Spannungs-Wellenform durch die Steuerung zu schnell ist, besteht die Möglichkeit, dass die horizontal-symmetrische und positiv-negativ-symmetrische Wellenform verformt wird, so dass die Steuerung instabil wird, d. h. die Stromschwankung zunimmt.
Daher wird in der vorliegenden Ausführungsform 1 die Frequenz, mit welcher die Steuerung durchgeführt wird, gemäß der Pulsanzahl oder der Modulationsrate in der Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung verändert. Dadurch wird eine stabile und hochgenaue Korrektur ermöglicht.
5 und 6 zeigen den Zusammenhang zwischen einem Pulsmuster und einem Steuerungsträger in dem Fall einer Pulsanzahl Pnum = 3.
In dem Fall der Pulsanzahl Pnum = 3, beträgt die Anzahl von Malen des Schaltens der Schaltzweige 7a, 7b zwölf pro Periode. Wie in 5 gezeigt, ist beispielsweise die Steuerungsfrequenz (der Träger) auf das Sechsfache der Befehlswert-Frequenz eingestellt, und gemäß der Anzahl von Malen des Schaltens mit 3 Pegeln sind die Berge und Täler des Trägers so eingestellt, dass sie sich an den Nullphasen (0, π, 2π) und den Spitzenphasen (π/2, 3/2π) des Befehlswerts befinden, so dass die Steuerung bei dem Berg oder dem Tal des Trägers zwölfmal pro einer Periode durchgeführt wird. Der Steuerungsträger wird, wie oben beschrieben, eingestellt, in Anbetracht der Anzahl von Malen des Schaltens, aber die Pulsbreite wird mit einer hohen Modulationsrate verbreitert.
In einem solchen Fall einer hohen Modulationsrate (äquivalent zu einer hohen Betriebsfrequenz in dem Fall von V/f, wie in 6 gezeigt), wird daher die Steuerungsfrequenz (Träger) auf das 5,5-Fache der Befehlswert-Frequenz verringert, und die Steuerung wird regulär bei dem Berg oder Tal des Trägers durchgeführt (elf Mal pro einer Periode des Befehlswerts).
Gemäß der Pulsanzahl Pnum werden folglich die Ströme der ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 bei einer Phase detektiert, bei welcher die Puls-Wellenform stabil sein sollte, die Korrekturwerte werden so berechnet, dass sie die Stromdifferenz beseitigen, und die Modulationsraten-Befehlswerte und die Phasenbefehlswert für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 werden ausgegeben.
Daher können die Amplituden und die Phasen der PWM-Wellenformen, die aus den zwei ersten und zweiten Wechselrichtern 2 und 3 ausgegeben werden, genau mit einer geringen Anzahl von Malen aneinander ausgerichtet werden, und im Ergebnis können eine instabile Steuerung und eine Zunahme der Verluste infolge eines Anstiegs der Stromdifferenz vermieden werden.
In der Mustertabelle 14 ist ein Schaltmuster gespeichert, das Harmonische niedriger Ordnung in der Ausgangsspannung verringern kann, und zwar für jede Pulsanzahl Pnum und für jede Stärke der Modulationsrate m, und Schaltmuster für die jeweiligen Wechselrichter werden auf der Basis der Pulsanzahl Pnum aus der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 12 und der Modulationsraten-Befehlswerte inv1*mod und inv2*mod für den ersten Wechselrichter 2 und den zweiten Wechselrichter 3 aus der Erzeugungseinheit 13 für den Modulationsraten-Phasenbefehl gelesen.
Nachfolgend werden die Schaltmuster und die Ausgangsspannungen des ersten Wechselrichters 2 und des zweiten Wechselrichters 3 unter Bezugnahme auf 7 beschrieben.
7 zeigt ein Beispiel des Verhältnisses zwischen der Ausgangsspannung für eine einzelne Phase des 5-Pegel-Wechselrichters und der Ausgangsspannung der zwei Schaltzweige 7a und 7b, die in Reihe geschaltet sind, für den Fall, dass Pnum = 3 Pulse beträgt.
Die zwei Schaltzweige 7a und 7b für jede Phase von jedem der ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 geben 3-Pegel-Spannungen mit drei Pulsen pro halber Periode auf der Basis von deren jeweiligen Schaltmustern (th1a, th2a, th3a und th1b, th2b, th3b) aus, und diese 3-Pegel-Spannungen werden kombiniert, um eine Ausgangsspannung für eine einzelne Phase des 5-Pegel-Wechselrichters von jedem der ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 zu sein.
Bei dem Verfahren mit Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung werden in dem Fall, dass die Pulsanzahl = 3 ist, die Schaltmuster th1a, th2a, th3a für den A-Zweig 7a und die Schaltmuster th1b, th2b, th3b für den B-Zweig 7b so berechnet, dass sie eine Harmonische einer spezifischen niedrigen Ordnung verringern, und zwar mittels des Ausdrucks (11). Es sei angemerkt, dass in dem Ausdruck (11) Spannungs-Harmonische der fünften, siebten, elften und dreizehnten Ordnung verringert werden, und dass Grundwellen gleichmäßig für die 3-Pegel-Wechselrichter von zwei Zweigen zugeteilt werden. Mathematischer Ausdruck 11
8 und 9 zeigen die Wellenformen von Phasen, die die Schaltmuster angeben, die mittels des obigen Ausdrucks (11) berechnet worden sind. 8 ist die Schaltphasen-Wellenform für den A-Zweig 7a, und 9 ist die Schaltphasen-Wellenform für den B-Zweig 7b.
Im Fall von 3 Pulsen beträgt die Anzahl von Schaltphasen eines jeden der zwei Schaltzweige drei pro 1/4-Periode, und die Gesamtanzahl beträgt sechs, was dem Freiheitsgrad von Gleichungen zum Berechnen der Schaltphasen in der PWM zum Verringern von Harmonischen niedriger Ordnung entspricht. In der vorliegenden Ausführungsform 1 gilt Folgendes: Da die Amplituden der auszugebenden Grundwellen gleichmäßig für die Schaltzweige 7a und 7b zugeteilt werden, beträgt der Freiheitsgrad, der für die Harmonischen genutzt werden kann, 4, und daher wird eine Konfiguration zum Beseitigen von Spannungs-Harmonischen der fünften, siebten, elften und dreizehnten Ordnung verwendet. Die Phasen können jedoch unter einer solchen Bedingung berechnet werden, dass die Spannungs-Harmonischen anderer Ordnungen beseitigt werden, dass die Pulsbreite begrenzt wird, oder dass die Amplituden der Grundwellen nicht gleichmäßig zugeteilt werden.
Der Gatesignal-Generator 15-1 für den ersten Wechselrichter 2 und der Gatesignal-Generator 15-2 für den zweiten Wechselrichter 3 lesen Schaltmuster aus der Mustertabelle auf der Basis der Modulationsraten-Befehlswerte inv1*mod und inv2*mod aus, und zwar für die jeweiligen ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3. Dann erzeugt auf der Basis der Schaltmuster für die Schaltzweige 7a und 7b und der Phasenbefehlswerte inv1*th und inv2*th der Gatesignal-Generator 15 ein Gatesignal zum Einschalten oder Ausschalten des Gates von jeder Schalteinrichtung, um deren Schalten durchzuführen, so dass eine 5-Pegel-Ausgangsspannung ausgegeben wird, die in 7 beschrieben ist, und zwar an jede Phase.
Bei der vorliegenden Ausführungsform 1 wird die Steuerung zum Ausgleichen von Strömen der ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 bei dem Berg oder Tal des Steuerungsträgers durchgeführt, der auf der Basis der Pulsanzahl eingestellt ist, aber sie kann auch bei einer Phase gesteuert werden, bei welcher der Pulsausgang stabil ist. Genauer gesagt: Die Phase, bei welcher die Steuerung durchgeführt wird, kann gemäß der Modulationsrate, der Ausgangsfrequenz oder dem Pulsmuster anstelle der Pulsanzahl verändert werden, oder eine Pulsphase des Pulsmusters kann dafür verwendet werden, ohne den Steuerungsträger vorzusehen.
Da die Ausgangsfrequenz ein Wert ist, der erhalten wird, indem die Einheit des Frequenz-Befehlswerts Fe konvertiert wird, und der berechnet wird, indem eine Konstante multipliziert wird, sei angemerkt, dass der Frequenz-Befehlswert anstelle der Ausgangsfrequenz verwendet werden kann.
Die Antwort der Berechnung des Modulationsraten-Korrekturwerts und des Phasen-Korrekturwerts kann niedriger eingestellt werden als die Ausgangsfrequenz. Folglich tritt eine fehlerhafte Korrektur durch den Einfluss einer Schwankung der Busspannung (in der vorliegenden Ausführungsform 1 oszilliert die Spannung für jede Phase bei 2f; f ist die Ausgangsfrequenz) oder einer Schwankung des Drehmoment-Rippels (das bei 6f oszilliert; f ist die Ausgangsfrequenz) infolge der Totzeit nur schwierig auf, und daher kann eine stabile Korrektur durchgeführt werden.
Wie oben beschrieben, wird die Steuerung zum Erzeugen der Modulationsraten-Befehlswerte und der Phasenbefehlswerte zu einem Maß, bei welchem die Grundwellen der Ausgangsspannungen (nachdem die Totzeiten addiert sind) der ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 miteinander bei dem Spannungsmuster-Pegel übereinstimmen, so dass die Ströme der zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 ausgeglichen werden, wirksam durchgeführt, und zwar zu einer Zeit, wenn der Puls stabil wird.
Folglich ist es selbst mit einer kleinen Anzahl von Malen der Steuerung (einer niedrigen Steuerungslast) und selbst mit einer kleinen Anzahl von Malen des Schaltens möglich, Harmonische zu verringern und das Auftreten einer Stromdifferenz zu verhindern, selbst wenn eine Spannungsdifferenz zwischen den ersten und zweiten Wechselrichtern 2 und 3 auftritt (die Phasendifferenz zwischen den Grundwellen der Ausgangsspannung ist kleiner als 0,01°, so dass es fast keinen Einfluss von harmonischer Spannungsdifferenz gibt), so dass verhindert werden kann, dass die Motorsteuerung infolge von gegenseitiger Interferenz durch eine magnetische Kopplung zwischen den Wicklungen instabil wird, die durch ein Strom-Ungleichgewicht verursacht wird.
Insbesondere hat ein Motor mit einer kleinen Anzahl von Polen und einer starken Kopplung zwischen den Wicklungen (kleine Magnetfluss-Leckage) ein dahingehendes Problem, dass selbst durch eine geringfügige Differenz der Spannungsamplitude (einige % des Nennwerts) zwischen den Wicklungen oder eine Phasendifferenz, die einer Totzeit in dem Nenn-Frequenzbetrieb entspricht, die Stromdifferenz zwischen den Wicklungen groß wird, und es ist wahrscheinlich, dass eine Stromschwankung auftritt. Wenn die Erfindung der vorliegenden Ausführungsform 1 angewendet wird, kann die Differenz der Spannungsamplitude auf 1/10 bis 1/100 oder weniger verringert werden, und die Stromdifferenz zwischen den Wicklungen kann sowohl bei den Grundwellen, als auch bei den Harmonischen verringert werden.
Obwohl die Variation der DC-Spannung oben nicht beschrieben ist, gilt Folgendes: Für den Fall einer PWM mit Dreieckswellenvergleich, bei welcher die Frequenz des Befehlswerts und der Träger nicht in einem Verhältnis mit ganzzahligem Vielfachen zueinander stehen, wie bei einer asynchronen PWM, besteht ein dahingehendes Problem, dass dann, wenn die Anzahl von Malen des Schaltens klein ist, infolge einer Diskrepanz zwischen diesen Frequenzen die DC-Spannung mit einer ungewissen niedrigen Frequenz auch während der Beschleunigung oszilliert, und es ist wahrscheinlich, dass die Stromdifferenz infolge der Oszillation zunimmt.
Wenn die Erfindung der vorliegenden Ausführungsform 1 angewendet wird, wird bei der Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung eine Wellenform erhalten, die symmetrisch zwischen positiv und negativ ist und mit der Frequenz des Befehlswerts synchronisiert ist. Daher tritt das obige Problem nicht auf.
Für den Fall, dass eine Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung verwendet wird, wird die PWM-Ausgabe auf der Basis eines Grundwellen-Pulsmusters durchgeführt, das im Voraus vorbereitet worden ist, um Harmonische zu verringern. Falls die obige Steuerung mit einer schnelleren Antwort als die Grundwelle durchgeführt wird, wie in dem herkömmlichen Fall, oder die Frequenz erhöht wird, bei welcher die Steuerung durchgerührt wird, dann wird daher die PWM-Wellenform verformt, die zwischen positiv und negativ symmetrisch ist und in einer 1/4-Periode horizontal symmetrisch ist, so dass die Steuerung instabil werden kann.
Wie bei der vorliegenden Ausführungsform beschrieben, gilt jedoch Folgendes: Indem der Steuerungsträger gemäß der Pulsanzahl eingestellt wird (der Steuerungsträger kann gemäß der Modulationsrate, der Ausgangsfrequenz oder dem Pulsmuster – neben der Pulsanzahl – eingestellt werden) und die Steuerung bei dessen Berg oder Tal durchgeführt wird, d. h. die Steuerung bei einer solchen Phase durchgeführt wird, dass der Puls stabil wird, kann der Einfluss der PWM-Steuerung von der Steuerung zum Beseitigen einer Stromdifferenz unter einer Mehrzahl von Wicklungsgruppen verringert werden, und die Motor-Antriebssteuerung kann stabil und genau durchgeführt werden.
Ferner ist die vorliegende Ausführungsform auch in dem Fall anwendbar, in welchem eine Feedforward-Steuerung durchgeführt wird, bei welcher die Motor-Anwendungsspannung eindeutig durch die Rotationsrate, die Stromkonstante und dergleichen bestimmt wird, wie bei einer V/f-Steuerung. Ohne Notwendigkeit einer Spannungsreserve bei der Steuerung kann daher der Ausgangsspannungs-Bereich der Wechselrichter maximal ausgenutzt werden, und es kann eine stabile Steuerung durchgeführt werden, bei welcher der Drehmoment-Rippel und dergleichen verringert werden, die durch ein Strom-Ungleichgewicht infolge einer Drehmomentschwankung oder einer Spannungsschwankung bei der Steuerung eines Hochspannungsmotors erzeugt wird.
Wie oben beschrieben, weist bei der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 die Steuerungseinheit Folgendes auf: die Ausgangsspannungs-Bestimmungseinheit; die Ausgangsspannungs-Phasen-Berechnungseinheit; die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl, die einen Modulationsraten-Korrekturwert und einen Phasen-Korrekturwert zum Ausgleichen der Ströme berechnet, die durch die jeweiligen Wicklungen eines Mehrwicklungs-AC-Motors fließen, und zwar auf der Basis von Strömen der Wechselrichter, und die einen Modulationsraten-Befehl und einen Phasenbefehl zum Steuern jedes Wechselrichters erzeugt, auf der Basis der berechneten Korrekturwerte; die Modulationsraten-Berechnungseinheit; die Pulsanzahl-Bestimmungseinheit zum Bestimmen der Pulsanzahlen pro halber Periode der PWM-Steuerung auf der Basis des Frequenzbefehls; die Mustertabelle zum Speichern von Schaltmustern zum Verringern von Harmonischen niedriger Ordnung in der Ausgangsspannung; und den Gatesignal-Generator zum Erzeugen eines Gatesignals zum Treiben einer jeden Schalteinrichtung unter Verwendung des Schaltmusters aus der Mustertabelle, und zwar auf der Basis einer Modulationsrate, der Pulsanzahl und der Ausgangsspannungs-Phase, wobei die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl eine Steuerung zum Ausgleichen der Ströme der Leistungswandler durchführt, und wobei die Phase oder Frequenz, bei welcher die Steuerung durchgeführt wird, gemäß der Pulsanzahl verändert wird.
Selbst für den Fall, dass Wechselrichter verwendet werden, die Schalteinrichtungen besitzen, deren Schaltgeschwindigkeit niedrig ist, ist es daher möglich, eine PWM-Steuerung mit verringerten Harmonischen durchzuführen, während eine kleine Anzahl von Malen des Schaltens maximal ausgenutzt wird, und eine sehr genaue Korrektur eines Ungleichgewichts zwischen Spannungsphasen und Amplituden einer Mehrzahl von Wechselrichtern durchzuführen.
Bei der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 1 gilt außerdem Folgendes: Da es möglich ist, eine PWM-Steuerung durchzuführen, bei welcher Harmonische verringert sind, während eine kleine Anzahl von Malen des Schaltens maximal ausgenutzt wird, und zwar selbst für den Fall, dass Wechselrichter verwendet werden, die Schalteinrichtungen besitzen, deren Schaltgeschwindigkeit niedrig ist, kann die Steuerungseinrichtung kleiner gemacht werden, und deren Lebensdauer kann verlängert werden.
Ausführungsform 2
Bei der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 2 wird ein Stromreferenzwert eingestellt, und die Ströme der Wechselrichter werden so gesteuert, dass der Strom eines jeden Wechselrichters mit dem Stromreferenzwert übereinstimmt, so dass die Ströme ausgeglichen werden, die durch die jeweiligen Wicklungen eines Mehrwicklungs-AC-Motors fließen.
Nachfolgend werden die Konfiguration und der Betrieb der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 2 beschrieben, wobei ein Hauptaugenmerk auf den Unterschieden zu der Ausführungsform 1 liegt, und zwar unter Bezugnahme auf 10, die die Konfiguration einer Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl zeigt, und 11, die die Konfiguration einer Strom-Ausgleichssteuerung zeigt. In den 10 und 11 sind die Komponenten, die die gleichen sind wie diejenigen in den 3 und 4 oder mit diesen korrespondieren, mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
In der Beschreibung bei der Ausführungsform 2 wird auf die bei der Ausführungsform 1 verwendeten Zeichnungen Bezug genommen, falls nötig.
Die Konfiguration der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 2 ist im Wesentlichen die gleiche wie diejenige, die in 1 und 2 bei der Ausführungsform 1 gezeigt ist. Sie unterscheidet sich in der Konfiguration der Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl.
In der Beschreibung bei der Ausführungsform 2 sind die Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor, die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl und die Strom-Ausgleichssteuerung jeweils mit 201, 213, 218 bezeichnet, um sie von der Ausführungsform 1 zu unterscheiden.
10 zeigt die Konfiguration der Erzeugungseinheit 213 für den Modulationsraten-Phasenbefehl in der vorliegenden Ausführungsform 2. In 10 ist der Unterschied von der Konfiguration in 3 bei der Ausführungsform 1 derjenige, dass am Eingang der Erzeugungseinheit 213 für den Modulationsraten-Phasenbefehl Stromreferenzwerte id*ref und iq*ref als Eingänge für die Strom-Ausgleichssteuerung 218 addiert werden.
Bei der Ausführungsform 2 gilt Folgendes: Anstatt eine Steuerung durchzuführen, so dass die Stromdifferenz zwischen den zwei ersten und zweiten Wechselrichtern 2 und 3 auf den Steuerungsachsen (γ-δ-Achsen) Null wird, wie bei der Ausführungsform 1, wird die Steuerung so durchgeführt, das auf den γ-δ-Achsen, die γ-Achsenströme und die δ-Achsenströme der jeweiligen Wechselrichter jeweils den gleichen Stromreferenzwert id*ref und den gleichen Stromreferenzwert iq*ref annehmen, so dass die Ströme dieser Wechselrichter ausgeglichen werden können.
11 zeigt die Konfiguration der Strom-Ausgleichssteuerung 218 in der Erzeugungseinheit 213 für den Modulationsraten-Phasenbefehl. In 11 ist die Konfiguration die gleiche wie bei der Ausführungsform 1, mit Ausnahme der unten beschriebenen Konfiguration.
Die Strom-Ausgleichssteuerung 218 weist Folgendes auf: eine C1d-Steuerung 24a, die die Differenz zwischen einem γ-Strom iγ1 des ersten Wechselrichters 2 und dem Stromreferenzwert id*ref empfängt und einen Spannungs-Korrekturwert ΔVγ1 auf der γ-Achse für den ersten Wechselrichter 2 berechnet; und eine C1q-Steuerung 24b, die die Differenz zwischen einem δ-Strom iδ1 des ersten Wechselrichters 2 und den Stromreferenzwert iq*ref empfängt und einen Spannungs-Korrekturwert ΔVδ1 auf der δ-Achse für den ersten Wechselrichter 2 berechnet.
Auf ähnliche Weise weist die Strom-Ausgleichssteuerung 218 Folgendes auf: eine C2d-Steuerung 25a und eine C2q-Steuerung 25b zum Berechnen eines Spannungs-Korrekturwerts ΔVγ2 auf der γ-Achse und eines Spannungs-Korrekturwerts ΔVδ2 auf der δ-Achse für den zweiten Wechselrichter 3.
Ferner weist die Strom-Ausgleichssteuerung 218 Korrekturwert/Modulationsraten-Umsetzer 28 auf, zum jeweiligen Berechnen von Modulationsraten-Korrekturwerten Δmod1 und Δmod2 auf der Basis der Spannungs-Korrekturwerte ΔVγ1 und ΔVγ2 auf der γ-Achse, die von der C1d-Steuerung 24a und der C1q-Steuerung 24b berechnet worden sind, und der durchschnittlichen DC-Spannung Vdc.
Ferner weist die Strom-Ausgleichssteuerung 218 Korrekturwert/Phasen-Umsetzer 29 auf, zum jeweiligen Berechnen von Phasen-Korrekturwerten Δth1 und Δth2 auf der Basis von Spannungs-Korrekturwerten ΔVδ1 und ΔVδ2 auf der δ-Achse, auf die gleiche Weise wie bei der Ausführungsform 1.
Die Stromreferenzwerte id*ref und iq*ref können die durchschnittlichen Momentanwerte des γ-Achsenstroms und des δ-Achsenstroms sein, die erhalten werden, indem die Hälfte der Differenz zwischen den Stromwerten der zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 zu oder von den jeweiligen Wechselrichter-Strömen addiert oder subtrahiert wird. Alternativ kann beispielsweise für die ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 der Referenzwert id*ref für den d-Achsen-Strom auf einen Befehlswert zur Leistungsfaktor-Steuerung eingestellt werden, und der Referenzwert iq*ref für den q-Achsenstrom kann auf einen Befehlswert eingestellt werden, der aus einem Drehmomentbefehl berechnet wird oder dergleichen.
Falls angenommen wird, dass id*ref und iq*ref der durchschnittliche Strom auf der γ-Achse und der durchschnittliche Strom auf der δ-Achse der zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 sind, dann werden die Spannungs-Korrekturwerte ΔVγ1, ΔVγ2, ΔVδ1, ΔVδ2 durch den Ausdruck (12) dargestellt, und sie können aus den Ausdruck (13) berechnet werden. Mathematischer Ausdruck 12
Mathematischer Ausdruck 13
Wie bei der Ausführungsform 1 befasst sich Ausdruck (13) nur mit einer Primärverzögerung (RL-Schaltungsteil) als Steuerungsziel. Durch PI-Steuerung (C1d-Steuerung 24a, C1q-Steuerung 24b) auf der Basis der γ-Achsen- und δ-Achsenströme iγ1 und iδ1 des ersten Wechselrichters 2 und der Befehlswerte id*ref und iq*ref können die Spannungs-Korrekturwerte ΔVγ1 und ΔVδ1 für den ersten Wechselrichter 2 bei einer gewünschten Steuerungsantwort ωc berechnet werden.
Durch PI-Steuerung (C2d-Steuerung 25a, C2q-Steuerung 25b) auf der Basis der γ-Achsen- und δ-Achsenströme iγ2 und iδ2 des zweiten Wechselrichters 3 und der Befehlswerte id*ref und iq*ref können die Spannungs-Korrekturwerte ΔVγ2 und ΔVδ2 für den zweiten Wechselrichter 3 bei einer gewünschten Steuerungsantwort ωc berechnet werden. Auf der Basis dieser Werte können die Modulationsraten-Korrekturwerte Δmod1 und Δmod2 und die Phasen-Korrekturwerte Δth1 und Δth2 berechnet werden.
Im obigen Fall werden die Übertragungsfunktionen der PI-Steuerungen (C1d-Steuerung 24a, C1q-Steuerung 24b, C2d-Steuerung 25a, C2q-Steuerung 25b) durch den Ausdruck (14) und den Ausdruck (15) dargestellt. Mathematischer Ausdruck 14
Hier hat die P-Verstärkung Kp einen Wert von ωc × Ld, und die I-Verstärkung Ki hat einen Wert von ωc × Ra. Mathematischer Ausdruck 15
Hier hat die P-Verstärkung Kp einen Wert von ωc × Lq, und die I-Verstärkung Ki hat einen Wert von ωc × Ra.
Wie oben beschrieben, können der Referenzwert id*ref für den d-Achsen-Strom und der Referenzwert iq*ref für den q-Achsen-Strom auf gewünschte Werte eingestellt werden, wie bei der Vektorsteuerung, und ein Korrekturwert aus der V/f-Musterspannung kann berechnet werden.
Für den Fall, dass die Abweichung von jedem Referenzwert groß ist, kann jedoch die Stabilität verschlechtert werden, und zwar im Vergleich zu dem Fall, dass die jeweiligen Spannungs-Korrekturwerte berechnet werden, um den Durchschnittswert der zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 zu erreichen. In einen solchen Fall werden der Referenzwert id*ref für den d-Achsen-Strom und der Referenzwert iq*ref für den q-Achsen-Strom jeweils auf die Durschnittswerte der γ-Ströme und δ-Ströme der zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 eingestellt.
Dann werden die jeweiligen Referenzwerte zu gewünschten Befehlswerten mit einer Primärverzögerung oder einer Sekundärverzögerung verändert, so dass es möglich ist, Spannungen der zwei Wechselrichter so zu steuern, dass sie die gewünschten Befehlswerte erreichen, während der Differenzstrom zwischen den zwei ersten und zweiten Wechselrichtern 2 und 3 verringert wird. Insbesondere ist es in diesem Fall wünschenswert, dass die Antwort beim Verändern der Referenzwerte auf die gewünschten Werte langsamer ist als die Antwort der C1d-Steuerung 24a, der C1q-Steuerung 24b, der C2d-Steuerung 25a und der C2q-Steuerung 25b.
Wie in 10 gezeigt, werden die Modulationsraten-Befehlswerte inv1*mod und inv2*mod und die Phasenbefehlswerte inv1*th und inv2*th für die zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 mittels des Ausdrucks (16) berechnet, und zwar aus dem Modulationsraten-Befehlswert mod*ref, der von der Modulationsraten-Berechnungseinheit 11 eingegeben wird, dem Phasenbefehlswert th*ref von der Ausgangsspannungs-Phasen-Berechnungseinheit 9 und den Modulationsraten-Korrekturwerten Δmod1 und Δmod2 und den Phasen-Korrekturwerten Δth1 und Δth2, die wie oben beschrieben berechnet werden. Mathematischer Ausdruck 16
Wie oben beschrieben, wird die Steuerung zum Erzeugen der Modulationsraten-Befehlswerte und der Phasenbefehlswerte, so dass die Amplituden und Phasen der Grundwellen der Ausgangsspannungen (nachdem Totzeiten addiert worden sind) der ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 miteinander bei dem Spannungsmuster-Pegel übereinstimmen, um die Ströme der zwei ersten und zweiten Wechselrichter 2 und 3 gleichzumachen, wirksam durchgeführt, und zwar zu einer Zeit, wenn der Puls stabil wird. Folglich ist es selbst mit einer kleinen Anzahl von Malen der Steuerung (mit niedriger Steuerungslast) und selbst mit einer kleinen Anzahl von Malen des Schaltens möglich, Harmonische zu verringern.
Außerdem ist es möglich, das Auftreten einer Stromdifferenz selbst dann zu verhindern, wenn eine Spannungsdifferenz zwischen den Wechselrichtern auftritt, und es kann verhindert werden, dass die Motorsteuerung infolge von gegenseitiger Interferenz durch eine magnetische Kopplung zwischen den Wicklungen instabil wird, die durch ein Strom-Ungleichgewicht verursacht wird.
Insbesondere können selbst bei einem Motor mit einer kleinen Anzahl von Polen und einer starken Kopplung zwischen den Wicklungen die Verluste infolge des Strom-Ungleichgewichts sowohl bei den Grundwellen, als auch bei den Harmonischen unterbunden werden. Außerdem ist es möglich, die Steuerung durchzuführen, während die Ströme und die Frequenzen in den jeweiligen Wicklungsgruppen auf Steuerungswerten gehalten werden, die zum Treiben optimal sind.
Obwohl die Variation der DC-Spannung oben nicht beschrieben ist, gilt Folgendes: Für den Fall einer PWM mit Dreieckswellenvergleich, bei welcher die Frequenz des Befehlswerts und der Träger nicht in einem Verhältnis mit ganzzahligem Vielfachen zueinander stehen, wie bei einer asynchronen PWM, besteht ein dahingehendes Problem, dass dann, wenn die Anzahl von Malen des Schaltens klein ist, infolge einer Diskrepanz zwischen diesen Frequenzen die DC-Spannung mit einer ungewissen niedrigen Frequenz auch während der Beschleunigung oszilliert, und es ist wahrscheinlich, dass die Stromdifferenz infolge der Oszillation zunimmt.
Wenn die Erfindung der vorliegenden Ausführungsform 2 angewendet wird, so wird bei der Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung eine Wellenform erhalten, die symmetrisch zwischen positiv und negativ ist und mit der Frequenz des Befehlswerts synchronisiert ist. Daher tritt das obige Problem nicht auf.
Bei der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 2 wird, wie oben beschrieben, ein Stromreferenzwert eingestellt, und die Ströme der Wechselrichter werden so gesteuert, dass der Strom eines jeden Wechselrichters mit dem Stromreferenzwert übereinstimmt, so dass die Ströme ausgeglichen werden, die durch die jeweiligen Wicklungen eines Mehrwicklungs-AC-Motors fließen.
Selbst für den Fall, dass Wechselrichter verwendet werden, die Schalteinrichtungen besitzen, deren Schaltgeschwindigkeit niedrig ist, ist es daher möglich, eine PWM-Steuerung mit verringerten Harmonischen durchzuführen, während eine kleine Anzahl von Malen des Schattens maximal ausgenutzt wird, und eine sehr genaue Korrektur eines Ungleichgewichts zwischen Spannungsphasen und Amplituden einer Mehrzahl von Wechselrichtern durchzuführen.
Ausführungsform 3
Bei der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 3 wird einer der Wechselrichter als Referenz-Leistungswandler verwendet, und die Ströme der anderen Wechselrichter werden so gesteuert, dass sie mit dem Strom des Referenz-Leistungswandlers übereinstimmen. Dadurch werden die Ströme ausgeglichen, die durch die jeweiligen Wicklungen eines Mehrwicklungs-AC-Motors fließen.
Nachfolgend werden die Konfiguration und der Betrieb der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor bei der Ausführungsform 3 beschrieben, wobei ein Hauptaugenmerk auf den Unterschieden zu den Ausführungsformen 1 und 2 liegt, und zwar unter Bezugnahme auf 12 und 13, die die gesamte Konfiguration der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor zeigen, auf 14 und 17, die die Konfiguration einer Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl zeigen, und auf 15, 16 und 18, die die Konfiguration einer Strom-Ausgleichssteuerung zeigen. In 12 bis 18 sind die Bestandteile, die die gleichen sind wie diejenigen in den Zeichnungen in den Ausführungsformen 1 und 2, mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
12 und 13 zeigen die Konfiguration des gesamten Systems inklusive der Antriebs-Steuerungsvorrichtung 301 für den Mehrwicklungsmotor bei der Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
In 12 und 13 ist das gesamte System 300 inklusive der Antriebs-Steuerungsvorrichtung 301 für den Mehrwicklungsmotor aus der Antriebs-Steuerungsvorrichtung 301 für den Mehrwicklungsmotor, der externen AC-Energieversorgung 40, der Drosselspule 41 und einem Motor 305 gebildet.
Die Antriebs-Steuerungsvorrichtung 301 für den Mehrwicklungsmotor erhält eine AC-Energieversorgung von der externen AC-Energieversorgung 40 über die Drosselspule 41, wandelt die AC-Energieversorgung intern in eine DC-Energieversorgung um und steuert den Motor 305 unter Verwendung der DC-Energie. Als Motor 305 wird ein Schenkelpol-Synchronmotor vom Feldwicklungstyp mit drei Gruppen von dreiphasigen Wicklungen angenommen.
Die Konfiguration der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor bei der Ausführungsform 3 ist grundsätzlich die gleiche wie diejenige in 1 und 2 bei der Ausführungsform 1, aber der Motor 305 hat drei Gruppen von dreiphasigen Wicklungen, und die relevante Konfiguration der Steuerungseinheit 308 ist teilweise verschieden.
In der Beschreibung bei der Ausführungsform 3 sind die Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor, die Steuerungseinheit, die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl, die Mustertabelle und die Strom-Ausgleichssteuerung jeweils mit 301, 308, 313, 314, 318 bezeichnet, um sie von den Ausführungsformen 1 und 2 zu unterscheiden.
Nachfolgend wird die Konfiguration der Antriebs-Steuerungsvorrichtung 301 für den Mehrwicklungsmotor bei der Ausführungsform 3 über einen spezifischen Unterschied zu der Antriebs-Steuerungsvorrichtung 1 für den Mehrwicklungsmotor bei der Ausführungsform 1 beschrieben.
In 12 und 13 ist ein dritter Wechselrichter 20 (der dritten Gruppen) in einer Wechselrichter-Einheit 304 hinzugefügt. Der Wechselrichter 20 der dritten Gruppe kann als ein dritter Wechselrichter 20 bezeichnet werden, wenn zweckmäßig.
Die Leistungswandler der vorliegenden Erfindung sind der Wechselrichter 2 der ersten Gruppe, der Wechselrichter 3 der zweiten Gruppe und der Wechselrichter 20 der dritten Gruppe.
Hinsichtlich der Modulationsraten-Berechnungseinheit 311 werden in 1 und 2, die die Konfiguration in den Ausführungsformen 1 und 2 zeigen, dreiphasige DC-Spannungen (vdc1a bis vdc1c, vdc2a bis vdc2c) der zwei Wechselrichter eingegeben, aber in der Modulationsraten-Berechnungseinheit 311 werden dreiphasige DC-Spannungen (vdc3a bis vdc3c) des dritten Wechselrichters 20 neu als Eingabe hinzugefügt.
Ein Stromsensor 16-3 ist vorgesehen zum Detektieren eines dreiphasigen Stroms, der durch den dritten Wechselrichter 20 und die dritte Wicklungsgruppe des Motors 305 fließt, und in der Erzeugungseinheit 313 für den Modulationsraten-Phasenbefehl wird der dreiphasige Strom iuvw3 des dritten Wechselrichters 20 neu als Eingabe hinzugefügt, und ein Modulationsraten-Befehlswert inv3*mod und ein Phasenbefehlswert inv3*th für den dritten Wechselrichter 20 werden neu als Ausgabe hinzugefügt.
Daher ist die Steuerungskonfiguration in der Strom-Ausgleichssteuerung 318 in der Erzeugungseinheit 313 für den Modulationsraten-Phasenbefehl ebenfalls von den Ausführungsformen 1 und 2 verschieden, und sie wird später beschrieben.
Auch wird in der Mustertabelle 314, wie in der Erzeugungseinheit 313 für den Modulationsraten-Phasenbefehl, der Modulationsraten-Befehlswert inv3*mod für den dritten Wechselrichter 20 als Eingabe hinzugefügt, und auf dessen Basis wird ein Pulsmuster (inv3*th1a, inv3*th2a, ..., inv3*thnb) für den dritten Wechselrichter 20 extrahiert und an einen Gatesignal-Generator 15-3 für den dritten Wechselrichter 20 ausgegeben.
Der Gatesignal-Generator 15-3 für den dritter Wechselrichter 20 erzeugt ein Gatesignal (gs3) zum Steuern jeder Schalteinrichtung des dritten Wechselrichters 20, und zwar auf der Basis des Schaltmusters aus der Mustertabelle 314 und des Wechselrichter-Phasenbefehlswerts inv3*th.
Ferner ist ein Stromsensor 31 hinzugefügt, der den Strom detektiert, der durch die Feldwicklung fließt, eine Leistungsfaktor-Steuerungseinheit 32 ist hinzugefügt, die die dreiphasigen Ströme iuvw1, iuvw2, iuvw3 der drei Wechselrichter in Ströme im Steuerungs-Koordinatensystem (γ-δ-Achsen) für jede Gruppe umwandelt und einen Feldstrombefehlswert ausgibt, so dass die Summe der γ-Achsenströme der jeweiligen Wicklungsgruppen ein γ-Achsen-Strombefehlswert zum Erzielen eines gewünschten Leistungsfaktors wird, und eine Feldstrom-Steuerungseinheit 33 ist hinzugefügt, die die Feldwicklungs-Beaufschlagungsspannung steuert, so dass der Feldstrom, der von dem Stromsensor 31 detektiert worden ist, den Feldstrombefehlswert aus der Leistungsfaktor-Steuerungseinheit 32 annimmt.
Es sei angemerkt, dass ein Dreiphasen-/Zweiphasen-Umsetzer zum Umwandeln der dreiphasigen Ströme in Ströme im Steuerungs-Koordinatensystem (γ-δ-Achsen) in der Leistungsfaktor-Steuerung der gleiche ist wie der Dreiphasen-/Zweiphasen-Umsetzer in der Strom-Ausgleichssteuerung 318.
14 zeigt die Konfiguration der Erzeugungseinheit 313 für den Modulationsraten-Phasenbefehl in der vorliegenden Ausführungsform 3. Im Gegensatz zu den obigen Ausführungsformen 1 und 2 erzeugt die Erzeugungseinheit 313 für den Modulationsraten-Phasenbefehl die Modulationsraten-Befehlswerte (inv1*mod, inv2*mod, inv3*mod) und die Phasenbefehlswerte (inv1*th, inv2*th, inv3*th) für die jeweiligen Wechselrichter, um die Stromdifferenz zwischen den Strömen iuvw1, iuvw2, iuvw3 der Wechselrichter der drei Gruppen zu beseitigen.
Folglich wird in der Strom-Ausgleichssteuerung 318 der Phasenstrom iuvw3 des dritten Wechselrichters 20 zu den obigen Eingaben hinzugefügt.
15 zeigt die Konfiguration einer Strom-Ausgleichssteuerung 318A in der Erzeugungseinheit 313 für den Modulationsraten-Phasenbefehl. In der Strom-Ausgleichssteuerung 318A wird der erste Wechselrichter 2 als ein Referenz-Leistungswandler verwendet, und mittels der Steuerungen werden Korrekturwerte (erste Gruppe: Δmod1; zweite Gruppe: Δmod2 und Δth2; dritte Gruppe: Δmod3 und Δth3) für den Modulationsraten-Befehlswert (mod*ref) und den Phasenbefehlswert (th*ref) ausgegeben, so dass die Differenz zwischen dem Strom des Referenz-Leistungswandlers und den Strömen der anderen Leistungswandler (zweite und dritte Wechselrichter 3 und 20) Null wird.
Zum Zwecke der Unterscheidung von der Strom-Ausgleichssteuerung bei der Ausführungsform 3 ist die Strom-Ausgleichssteuerung in 15 mit 318A bezeichnet, die Strom-Ausgleichssteuerung in 16 ist mit 318B bezeichnet, und die Strom-Ausgleichssteuerung in 18 ist mit 318C bezeichnet.
Zunächst wandeln die Dreiphasen-/Zweiphasen-Umsetzer 21a bis 21c die dreiphasigen Ströme der jeweiligen Wechselrichter in Ströme auf den Steuerungsachsen (γ-δ-Achsen) um. Die γ-Ströme der ersten Gruppe, der zweiten Gruppe und der dritten Gruppe nach der Koordinatenumwandlung sind jeweils mit iγ1, iγ2, iγ3 bezeichnet, und auf ähnliche Weise sind die δ-Ströme der ersten bis dritten Gruppen jeweils mit iδ1, iδ2, iδ3 bezeichnet.
Zunächst wird eine Steuerung zum Berechnen eines γ-Achsen-Spannungs-Korrekturwerts (Vγ1 – Vγ2) für die erste Gruppe und die zweite Gruppe aus einer γ-Achsen-Stromdifferenz (iγ1 – iγ2) zwischen der ersten Gruppe und der zweiten Gruppe als eine C12d-Steuerung 22a definiert, und eine Steuerung zum Berechnen eines δ-Achsen-Spannungs-Korrekturwerts (Vδ1 – Vδ2) für die erste Gruppe und die zweite Gruppe aus einer δ-Achsen-Stromdifferenz (iδ1 – iδ2) zwischen der ersten Gruppe und der zweiten Gruppe wird als eine C12q-Steuerung 22b definiert.
Auf ähnliche Weise wird eine Steuerung zum Berechnen eines γ-Achsen-Spannungs-Korrekturwerts (Vγ1 – Vγ3) aus einer γ-Achsen-Stromdifferenz (iγ1 – iγ3) zwischen der ersten Gruppe und der dritten Gruppe als eine C13d-Steuerung 23a definiert, und eine Steuerung zum Berechnen eines δ-Achsen-Spannungs-Korrekturwerts (Vδ1 – Vδ3) aus einer δ-Achsen-Stromdifferenz (iδ1 – iδ3) wird als eine C13q-Steuerung 23b definiert.
Bei der Ausführungsform 1 führen die C12d-Steuerung 22a und die C12q-Steuerung 22b eine PI-Steuerung unter Verwendung einer Primärverzögerung (auf der d-Achse der Ausdruck mit (Ld – Md) und Ra, und auf der q-Achse der Ausdruck mit (Lq – Mq) und Ra) in Ausdruck (5) der Spannungsdifferenz und der Stromdifferenz zwischen den zwei Gruppen durch, erhalten auf der Basis von Ausdruck (4).
Obwohl der Motor 305 in der vorliegenden Ausführungsform 3 ein Schenkelpol-Synchronmotor vom Feldwicklungstyp ist, sind in der Spannungsgleichung jeder von einem Dämpferwicklungsterm und einem Feldwicklungsterm der gleiche unter den jeweiligen Wicklungsgruppen. Daher erfüllt ein Verhältnisausdruck der Spannungsdifferenz und der Stromdifferenz zwischen den jeweiligen Gruppen den Ausdruck (5). In der vorliegenden Ausführungsform 3 beträgt die Anzahl von Wicklungsgruppen des Motors 305 drei.
Unter diesen ist beispielsweise ein Verhältnisausdruck der Spannungsdifferenz und der Stromdifferenz zwischen der ersten Gruppe und der zweiten Gruppe der gleiche wie Ausdruck (5), der ein Verhältnisausdruck der Spannungsdifferenz und der Stromdifferenz zwischen den jeweiligen Gruppen eines IPM (Innen-Permanentmagnet-Synchronmotors) mit zwei Wicklungsgruppen bei der Ausführungsform 1 ist.
Daher sind die C12d-Steuerung 22a und die C12q-Steuerung 22b die gleichen wie diejenigen bei der Ausführungsform 1, und die C13d-Steuerung 23a und die C13q-Steuerung 23b führen ebenfalls die gleichen Steuerungen aus, mit der Ausnahme, dass die Eingänge und die Ausgänge bloß durch die Stromdifferenz und die Spannungsdifferenz (Spannungs-Korrekturwert) zwischen der ersten Gruppe und der dritten Gruppe ersetzt werden.
Wie oben beschrieben, berechnen die C12d-Steuerung 22a und die C12q-Steuerung 22b die Spannungs-Korrekturwerte (Vγ1 – Vγ2, Vδl – Vδ2) auf der γ-Achse und der δ-Achse, und zwar aus den Stromdifferenzen (iγ1 – iγ2, iδ1 – iδ2) zwischen dem ersten Wechselrichter 2 als der Referenz-Leistungswandler und dem zweiten Wechselrichter 3. Die C13d-Steuerung 23a und die C13q-Steuerung 23b berechnen die Spannungs-Korrekturwerte (Vγ1 – Vγ3, Vδ1 – Vδ3) auf der γ-Achse und der δ-Achse unter Verwendung der Stromdifferenzen (iγ1 – iγ3, iδ1 – iδ3) zwischen dem ersten Wechselrichter und dem zweiten Wechselrichter.
Die Modulationsraten-Korrekturwerte Δmod1, Δmod2, Δmod3 für die jeweiligen ersten, zweiten, dritten Gruppen und die Phasen-Korrekturwerte Δth2, Δth3 werden von den Korrekturwert/Modulationsraten-Umsetzern 28 bezogen, die jeweils den γ-Achsen-Spannungs-Korrekturwert in den Modulationsraten-Korrekturwert umwandeln, und den Korrekturwert/Phasen-Umsetzern 29, die jeweils den δ-Achsen-Spannungs-Korrekturwert in den Phasen-Korrekturwert umwandeln.
In der vorliegende Ausführungsform 3 gilt Folgendes: Neben der Konfiguration der PI-Steuerung unter Verwendung der C12d-Steuerung 22a, der C12q-Steuerung 22b, der C13d-Steuerung 23a und der C13q-Steuerung 23b wird auch eine weitere Konfiguration zur Verwendung einer D12d-Steuerung 25a, einer D12q-Steuerung 26b, einer D13d-Steuerung 27a und einer D13q-Steuerung 27b unter Bezugnahme auf 16 beschrieben.
Die C12d-Steuerung und die C12q-Steuerung werden als C12-Steuerungen bezeichnet, wenn sie zusammen erwähnt werden. Das gleiche gilt für die C13-Steuerungen, die D12-Steuerungen und die D13-Steuerungen.
Bei der Strom-Ausgleichssteuerung 318B in 16 gilt Folgendes: Im Vergleich zu der Strom-Ausgleichssteuerung 318A in 15 sind die C12d-Steuerung 22a, die C12q-Steuerung 22b, die C13d-Steuerung 23a und die C13q-Steuerung 23b ersetzt durch die D12d-Steuerung 25a, die D12q-Steuerung 26b, die D13d-Steuerung 27a und die D13q-Steuerung 27b, wie unten beschrieben. Ferner ist ein Multiplizierer 51 hinzugefügt, der den Frequenz-Befehlswert Fc mit 2π multipliziert, zum Umwandeln des Frequenz-Befehlswerts Fc in eine elektrische Winkelfrequenz ωr.
In den C12-Steuerungen und den C13-Steuerungen werden die Spannungs-Korrekturwerte durch Rückkopplungssteuerung auf der Basis der Stromdifferenz zwischen den Gruppen erhalten, unter Verwendung eines Primärverzögerungsterms des Widerstands Ra und der Leckinduktivität L in Ausdruck (5). In einem solchen Fall beispielsweise, in dem eine schnelle Antwort notwendig ist, kann jedoch auch ein Verfahren zum Beziehen der Spannungs-Korrekturwerte (Vds1 – Vds2, Vqs1 – Vqs2) aus den Stromdifferenzen (ids1 – ids2, iqs1 – iqs2) unter Verwendung von Ausdruck (5) selbst verwendet werden. In diesem Fall ist es jedoch schwierig, stabile Korrekturwerte zu erhalten.
Demzufolge werden Gewichtungswerte Kd und Kq auf die Terme der elektromotorischen Geschwindigkeitskraft in Ausdruck (5) angewendet, und Kd und Kq werden durch Rückkopplungssteuerung verändert, so dass die Stromdifferenz (ids1 – ids2) Null wird. Folglich wird Ausdruck (17) zum Berechnen der Spannungs-Korrekturwerte (Vds1 – Vds2, Vqs1 – vqs2) erzeugt, um zu veranlassen, dass die Stromdifferenz Null wird. Mathematischer Ausdruck 17
Falls der Differenzialterm auf Null gesetzt wird, werden hier die Spannungsdifferenzen (Spannungs-Korrekturwerte) in der D12d-Steuerung 25a und der D12q-Steuerung 26b mit dem Ausdruck (18) berechnet. In Ausdruck (18) ist Kp eine P-Verstärkung bei der PI-Steuerung, Ki ist eine I-Verstärkung, und s ist ein Differenzialoperator. Mathematischer Ausdruck 18
In den obigen Ausdrücken (17) und (18) ist ωr eine elektrische Winkelfrequenz eines Motor-Rotors. In der vorliegenden Ausführungsform 3 ist jedoch ein Magnetpol-Positionssensor nicht vorgesehen, und daher ist es unmöglich, die genaue mechanische Frequenz des Motors zu beziehen. Die Frequenz des Wechselrichters wird als die elektrische Winkelfrequenz ωr (rad/s) des Motors verwendet. Wie in 16 gezeigt, wird daher ωr (Einheit: rad/s), die aus dem Frequenz-Befehlswert Fc (Einheit: Hz) umgewandelt worden ist, der D12d-Steuerung 25a, der D12q-Steuerung 26b, der D13d-Steuerung 27a und der D13q-Steuerung 27b zugeführt.
Auch in der D13d-Steuerung 27a und der D13q-Steuerung 27b können auf ähnliche Weise die Spannungs-Korrekturwerte Vγ1 – Vγ3 und Vδ1 – Vδ3 bezogen werden.
Wie oben beschrieben, werden die Spannungs-Korrekturwerte mittels der C12-Steuerungen und der C13-Steuerungen oder der D12-Steuerungen und der D13-Steuerungen bezogen, und dann werden auf der Basis der Spannungs-Korrekturwerte die Modulationsraten-Korrekturwerte Δmod1, Δmod2, Δmod3 für die ersten bis dritten Wechselrichter mittels der Korrekturwert/Modulationsraten-Umsetzer 28 bezogen, und die Phasen-Korrekturwerte Δth2, Δth3 werden mittels der Korrekturwert/Phasen-Umsetzer 29 bezogen. Dann werden, wie in 14 gezeigt, aus diesen Korrekturwerten die Modulationsraten-Befehlswerte und die Phasenbefehlswerte für die jeweiligen Wechselrichter erzeugt.
In der Strom-Ausgleichssteuerung 318A, 318B in der vorliegenden Ausführungsform 3 ist der eine Wechselrichter als der Referenz-Leistungswandler eingestellt, und dann erzeugen unter Verwendung der Stromdifferenzen zwischen dem Referenz-Leistungswandler und den anderen Wechselrichtern die C12-Steuerungen und die C13-Steuerungen oder die D12-Steuerungen und die D13-Steuerungen die Modulationsraten-Korrekturwerte und die Phasen-Korrekturwerte zum Beseitigen der Stromdifferenzen, und zwar für die jeweiligen Wechselrichter.
Wie in 18 gezeigt, kann die Ausgleichs-Stromsteuerung des Referenz-Leistungswandlers durchgeführt werden, indem ein Stromreferenzwert wie bei der Ausführungsform 2 eingestellt wird, und indem die C1d-Steuerung 24a und die C1q-Steuerung 24b verwendet werden, um den Stromreferenzwert zu erreichen. Was die anderen Wechselrichter anbelangt, können auf die gleiche Weise wie in der vorliegenden Ausführungsform 3 die Modulationsraten-Korrekturwerte und die Phasen-Korrekturwerte für die jeweiligen Wechselrichter erzeugt werden, unter Verwendung der Stromdifferenzen relativ zum Referenz-Leistungswandler.
In diesem Fall gilt bei der Ausgabe der Strom-Ausgleichssteuerung 318C im Vergleich zu der Ausgabe der Strom-Ausgleichssteuerung, die in 14 und 15 gezeigt ist, Folgendes: Der Phasen-Korrekturwert Δth1 für den ersten Wechselrichter wird addiert, und in der Erzeugungseinheit 313C für den Modulationsraten-Phasenbefehl werden, wie in 17 gezeigt, die Stromreferenzwerte id*ref, iq*ref eingegeben, und zwar zusätzlich zu den in 14 gezeigten Eingängen.
Mittels der obigen Konfiguration wird es möglich, eine stabile Steuerung durchzuführen, um die Ströme der jeweiligen Wechselrichter auszugleichen und zu bewirken, dass diese Ströme einen gewünschten Wert annehmen, und zwar selbst dann, wenn die Differenz zwischen dem Stromreferenzwert und dem Stromwert eines jeden Wechselrichters groß ist.
Um die jeweiligen Erzeugungseinheiten für den Modulationsraten-Phasenbefehl bei der Ausführungsform 3 zu unterscheiden, ist im Vergleich zu der Erzeugungseinheit 313 für den Modulationsraten-Phasenbefehl in 14 die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl in 17 mit 313C bezeichnet.
Obwohl die DC-Spannungsschwankung in der vorliegenden Ausführungsform 3 nicht beschrieben ist, gilt Folgendes: Im Fall einer Dreieckswellen-Vergleichs-PWM, bei welcher die Befehlswert-Frequenz und der Träger nicht in einem Verhältnis mit ganzzahligem Vielfachen zueinander stehen, wie bei einer asynchronen PWM, besteht ein dahingehendes Problem, dass dann, wenn die Anzahl von Malen des Schaltens klein ist, infolge einer Diskrepanz zwischen diesen Frequenzen die DC-Spannung mit einer ungewissen niedrigen Frequenz auch während der Beschleunigung oszilliert, und es ist wahrscheinlich, dass die Stromdifferenz infolge der Oszillation zunimmt.
Wenn die Erfindung der vorliegenden Ausführungsform 3 angewendet wird, wird bei der Pulsweitenmodulation zum Beseitigen von Harmonischen niedriger Ordnung eine Wellenform erhalten, die symmetrisch zwischen positiv und negativ ist und mit der Frequenz des Befehlswerts synchronisiert ist. Daher tritt das obige Problem nicht auf.
Der Motor in der vorliegenden Ausführungsform 3 ist nicht auf einen Schenkelpol-Synchronmotor vom Feldwicklungstyp beschränkt, sondern die gleiche Wirkung wird auch für den Fall erhalten, in welchem ein Permanentmagnet-Motor oder ein Induktionsmotor verwendet wird.
Wie oben beschrieben, gilt Folgendes: Bei der Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor gemäß Ausführungsform 3 wird einer der Wechselrichter als Referenz-Leistungswandler eingestellt, und die Ströme der anderen Wechselrichter werden so gesteuert, dass sie mit dem Strom des Referenz-Leistungswandlers übereinstimmen. Dadurch werden die Ströme ausgeglichen, die durch die jeweiligen Wicklungen eines Mehrwicklungs-AC-Motors fließen.
Selbst für den Fall, dass Wechselrichter verwendet werden, die Schalteinrichtungen besitzen, deren Schaltgeschwindigkeit niedrig ist, ist es daher möglich, eine PWM-Steuerung mit verringerten Harmonischen durchzuführen, während eine kleine Anzahl von Malen des Schaltens maximal ausgenutzt wird, und eine sehr genaue Korrektur eines Ungleichgewichts zwischen Spannungsphasen und Amplituden einer Mehrzahl von Wechselrichtern durchzuführen.
Obwohl es in den vorliegenden Ausführungsformen 1 bis 3 nicht beschrieben ist, gilt Folgendes: Für den Fall, dass Wechselrichter mit einem breiten Betriebsfrequenz-Bereich verwendet werden, ist es notwendig, um die Phasen-Korrekturwerte durch die Strom-Ausgleichssteuerung zu erhalten, einen Grenzwert für jeden Ausgangswert der PI-Steuerung (C12q-Steuerung, C13q-Steuerung, C1q-Steuerung, C2q-Steuerung) gemäß der Geschwindigkeit zu verändern.
Wie bei der Ausführungsform 1 beschrieben, gibt es beispielsweise für den Fall, dass auf der Basis der Pulsanzahl der Steuerungsträger eingestellt wird und die Frequenz eingestellt wird, bei welcher die Steuerung durchgeführt wird, wenn die Geschwindigkeit niedrig ist, eine große Pulsanzahl, und daher wird die Steuerung häufiger durchgeführt. Außerdem ist die Phasenvariation pro Zeiteinheit klein. In Abhängigkeit von der Störung kann die Steuerung infolge einer Überkorrektur instabil werden.
In einem solchen Fall wird daher der Grenzwert herabgesetzt, und andererseits wird in dem Fall eines Hochgeschwindigkeitsbetriebs der Grenzwert heraufgesetzt. Dadurch wird eine genaue Befehlskorrektur ungeachtet der Geschwindigkeit (d. h. der Ausgangsfrequenz oder des Frequenz-Befehlswerts) oder der Pulsanzahl ermöglicht, und zwar ohne eine Überkorrektur, wie oben beschrieben.
Was den Phasenbefehlswert anbelangt, gilt ferner Folgendes: Da sich der Phasen-Änderungswert pro Zeiteinheit in Abhängigkeit der Stärke der Geschwindigkeit unterscheidet, ist ein Verfahren zum Verändern der effektiven Bitlänge des Phasen-Korrekturwerts gemäß der Geschwindigkeit, der Pulsanzahl oder der Modulationsrate wirksam, um eine weitere Feinkorrektur zu erzielen. Beispielsweise wird die effektive Bitlänge eines Integralprozesses im Falle von niedriger Geschwindigkeit verkürzt, und sie wird im Falle von hoher Geschwindigkeit verlängert, und die Position des Dezimalpunktes wird gemäß der Geschwindigkeit verändert. Folglich wird es möglich, eine Phasenkorrektur mit höherer Genauigkeit selbst in dem Fall von weiterer Hochgeschwindigkeit zu erzielen.
Wie oben beschrieben, wird die Steuerung zum Erzeugen der Modulationsraten-Befehlswerte und der Phasenbefehlswerte, so dass die Amplituden und Phasen der Grundwellen der Ausgangsspannungen (nachdem die Totzeiten addiert sind) der Wechselrichter miteinander bei einem Spannungsmuster-Pegel übereinstimmen, um die Ströme der zwei oder mehr Wechselrichter auszugleichen, wirksam zu einer Zeit durchgeführt, wenn der Puls stabil wird. Folglich ist es selbst mit einer kleinen Anzahl von Malen der Steuerung (mit niedriger Steuerungslast) und selbst mit einer kleinen Anzahl von Malen des Schaltens möglich, Harmonische zu verringern, und es ist möglich, das Auftreten einer Stromdifferenz selbst dann zu verhindern, wenn eine Spannungsdifferenz zwischen den Wechselrichtern auftritt.
Ferner kann verhindert werden, dass die Motorsteuerung infolge von gegenseitiger Interferenz durch eine magnetische Kopplung zwischen den Wicklungen instabil wird, die durch ein Strom-Ungleichgewicht verursacht wird. Insbesondere können selbst bei einem Motor mit einer kleinen Anzahl von Polen und einer starken Kopplung zwischen den Wicklungen die Verluste infolge des Strom-Ungleichgewichts sowohl bei den Grundwellen, als auch bei den Harmonischen unterbunden werden.
In dem Fall, dass eine Steuerungs-Konfiguration verwendet wird, bei welcher in der Strom-Ausgleichssteuerung ein Referenz-Leistungswandler eingestellt wird und die Korrekturwerte für den Modulationsraten-Befehlswert und den Phasenbefehlswert für jeden Wechselrichter aus der Stromdifferenz relativ zu den anderen Leistungswandlern erhalten werden, kann die Anzahl von Steuerungen um Eins im Vergleich zu der Anzahl von Wechselrichtern verringert werden, so dass die Verarbeitungsbelastung verringert werden kann.
Auf ähnliche Weise ist es möglich, eine Steuerungskonfiguration einzusetzen, bei welcher der Referenz-Leistungswandler eingestellt wird, und nur für den Referenz-Leistungswandler, wie bei dem ersten Wechselrichter gemäß Ausführungsform 2, wird ein Stromreferenzwert eingestellt, und der Spannungs-Korrekturwert, der Modulationsraten-Korrekturwert und der Phasen-Korrekturwert werden durch PI-Steuerung auf der Basis der Stromdifferenz von dem Referenzwert erhalten, und für die anderen Wechselrichter werden der Modulationsraten-Korrekturwert und der Phasen-Korrekturwert auf der Basis der Differenz relativ zum Referenz-Leistungswandler mittels der zwei Arten von Steuerungsverfahren erhalten, die bei der Ausführungsform 3 beschrieben sind.
Obwohl in diesem Fall die gleiche Anzahl von Steuerungen wie die Anzahl von Wechselrichtern benötigt werden, kann die Steuerung genau und stabil durchgeführt werden, und eine optimale Kombination von Steuerungsverfahren kann in Abhängigkeit der Steuerungsantwort-Anforderung und die Last ausgewählt werden.
Es sei angemerkt, dass im Umfang der vorliegenden Erfindung die obigen Ausführungsformen frei miteinander kombiniert werden können, oder dass jede der obigen Ausführungsformen zweckmäßig modifiziert oder vereinfacht werden kann.
Gewerbliche Anwendbarkeit
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuerungsvorrichtung zum Antreiben eines Mehrwicklungsmotors mit einer Mehrzahl von Wicklungen mittels einer Mehrzahl von Wechselrichtern, und sie ermöglicht eine Verringerung von Harmonischen und eine sehr genaue Korrektur eines Ungleichgewichts zwischen den Wechselrichtern. Daher ist die vorliegende Erfindung in einem weiten Bereich anwendbar, insbesondere bei Antriebs-Steuerungsvorrichtungen für einen Mehrwicklungsmotor.

Claims

Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor, die Folgendes aufweist: – eine Mehrzahl von Leistungswandlern, die jeweils eine Schalteinrichtung zum Treiben eines Mehrwicklungs-AC-Motors besitzen und eine DC-Energieversorgung in eine AC-Energieversorgung mit variabler Spannung und variabler Frequenz umwandeln; und – eine Steuerungseinheit zum Steuern der Leistungswandler, wobei die Steuerungseinheit Folgendes aufweist: – eine Ausgangsspannungs-Steuerungseinheit zum Berechnen und Ausgeben einer Ausgangsspannung und einer Ausgangsspannungs-Phase zum Treiben des Mehrwicklungs-AC-Motors mit einer gewünschten Drehzahl; und – eine Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit zum Durchführen einer PWM-Steuerung für die Schalteinrichtung, wobei die Ausgangsspannungs-Steuerungseinheit Folgendes aufweist: – eine Ausgangsspannungs-Bestimmungseinheit zum Bestimmen der Ausgangsspannung auf der Basis eines Frequenzbefehls; – eine Ausgangsspannungs-Phasen-Berechnungseinheit zum Berechnen der Ausgangsspannungs-Phase durch Integration auf der Basis des Frequenzbefehls; und – eine Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl, die einen d-Achsen-Strom und einen q-Achsen-Strom von jedem Leistungswandler auf der Basis der Ausgangsspannungs-Phase berechnet, die einen Modulationsraten-Korrekturwert und einen Phasen-Korrekturwert für jeden Leistungswandler berechnet, um die Ströme gleichzumachen, die durch die Wicklungen des Mehrwicklungs-AC-Motors fließen, und zwar auf der Basis des d-Achsen-Stroms und des q-Achsen-Stroms, und die einen Modulationsraten-Befehl und einen Phasenbefehl zum Steuern jedes Leistungswandlers auf der Basis des Modulationsraten-Korrekturwerts und des Phasen-Korrekturwerts erzeugt, wobei die Pulsweitenmodulations-Steuerungseinheit Folgendes aufweist: – eine Modulationsraten-Berechnungseinheit zum Berechnen einer Modulationsrate auf der Basis der Ausgangsspannung, die von der Ausgangsspannungs-Steuerungseinheit berechnet worden ist, und der DC-Spannung der DC-Energieversorgung; – eine Pulsanzahl-Bestimmungseinheit zum Bestimmen einer Pulsanzahl pro halber Periode der PWM-Steuerung für die Schalteinrichtung auf der Basis des Frequenzbefehls; – eine Mustertabelle zum Speichern, für jede Pulsanzahl und für jede Stärke der Modulationsrate, eines Schaltmusters zum Verringern einer Harmonischen niedriger Ordnung in der Ausgangsspannung; und – einen Gatesignal-Generator zum Erzeugen eines Gatesignals zum Treiben der Schalteinrichtung unter Verwendung des Schaltmusters aus der Mustertabelle auf der Basis der Modulationsrate aus der Modulationsraten-Berechnungseinheit, der Pulsanzahl aus der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit und der Ausgangsspannungs-Phase, die von der Ausgangsspannungs-Steuerungseinheit berechnet worden ist, und wobei die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl eine Steuerung zum Gleichmachen der Ströme der Leistungswandler durchführt, und eine Phase oder Frequenz, bei welcher die Steuerung durchgeführt wird, wird gemäß irgendeiner von der Pulsanzahl, der Modulationsrate, dem Frequenzbefehl und dem Schaltmuster verändert.
Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor nach Anspruch 1, wobei die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl eine Differenz zwischen den d-Achsen-Strömen der Leistungswandler und eine Differenz zwischen den q-Achsen-Strömen der Leistungswandler berechnet und die Differenzen so steuert, dass sie Null werden.
Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor nach Anspruch 1, wobei die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl – die Stromreferenzwerte für die d-Achsen- und q-Achsenströme unter Verwendung der d-Achsen- und q-Achsenströme der Leistungswandler einstellt, – die Differenzen zwischen den jeweiligen d-Achsen- und q-Achsenströmen jedes Leistungswandlers und den jeweiligen Stromreferenzwerten für die d-Achsen- und q-Achsenströme berechnet, und – die Differenzen so steuert, dass sie Null werden.
Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor nach Anspruch 1, wobei die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl – einen spezifischen der Leistungswandler als einen Referenz-Leistungswandler einstellt, – die Differenzen zwischen den jeweiligen d-Achsen- und q-Achsenströmen des Referenz-Leistungswandlers und den jeweiligen d-Achsen- und q-Achsenströmen von jedem der anderen Leistungswandler berechnet, und – die Differenzen so steuert, dass sie Null werden.
Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor nach Anspruch 1, wobei die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl – die Stromreferenzwerte für die d-Achsen- und q-Achsenströme unter Verwendung der d-Achsen- und q-Achsenströme der Leistungswandler einstellt und einen spezifischen der Leistungswandler als einen Referenz-Leistungswandler einstellt, – für den Referenz-Leistungswandler die Differenzen zwischen den jeweiligen d-Achsen- und q-Achsenströmen des Referenz-Leistungswandlers und den jeweiligen Stromreferenzwerten für die d-Achsen- und q-Achsenströme berechnet und die Differenzen so steuert, dass sie Null werden, und – für die von dem Referenz-Leistungswandler verschiedenen Leistungswandlern die Differenzen zwischen den jeweiligen d-Achsen- und q-Achsenströmen von jedem der Leistungswandler und den jeweiligen d-Achsen- und q-Achsenströmen des Referenz-Leistungswandlers berechnet und die Differenzen so steuert, dass sie Null werden.
Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl eine Antwort der Berechnung des Modulationsraten-Korrekturwerts und des Phasen-Korrekturwerts so einstellt, dass sie niedriger ist als eine Ausgangsfrequenz, die aus dem Frequenzbefehl berechnet worden ist.
Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl einen vorbestimmten Grenzwert für berechnete Werte der Phasen-Korrekturwerte für die Leistungswandler einstellt und den Grenzwert gemäß irgendeiner von der Pulsanzahl, der Modulationsrate und dem Frequenzbefehl verändert.
Antriebs-Steuerungsvorrichtung für einen Mehrwicklungsmotor nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Erzeugungseinheit für den Modulationsraten-Phasenbefehl eine Anzahl von signifikanten Dezimalstellen der Berechnung der Phasen-Korrekturwerte für die Leistungswandler oder eine Bitlänge der Phasen-Korrekturwerte verändert, und zwar gemäß irgendeiner von der Pulsanzahl, der Modulationsrate und dem Frequenzbefehl.