DE112019007496T5 - Energiewandlervorrichtung und verfahren zum antreiben einer energiewandlervorrichtung - Google Patents

Abstract

In einer Energiewandlervorrichtung zum Durchführen einer Umwandlung von Gleichspannung (DC) in Wechselspannung (AC) sind ein Kondensator (5a) auf der positiven Seite und ein Kondensator (5b) auf der negativen Seite mit ihrem Verbindungspunkt, der als Neutralpunkt dient, zwischen der positiven Seite und der negativen Seite der eingegebenen Gleichspannung bereitgestellt, und ein Schaltmuster zum Spezifizieren von Schaltphasen, die Timings zum EIN/AUS-Schalten von Schaltelementen (6) eines Umrichters (4) sind, der eine Wechselspannung ausgibt, die zumindest ein Potential auf der positiven Seite, ein Potential auf der negativen Seite und ein Potential am Neutralpunkt aufweist, wird so berechnet, dass die Bedingungen zum Sicherstellen eines Modulationsfaktors, zum Eliminieren von Oberschwingungskomponenten für jeweilige Ordnungen einer Ausgabespannung, zum Sicherstellen eines vorgegebenen Werts einer Phasendifferenz zwischen benachbarten Schaltphasen und zum Ausgleichen der Spannung des Kondensators (5a) auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators (5b) auf der negativen Seite erfüllt sind.

Description

• Technisches Gebiet
• Die vorliegende Erfindung betrifft eine Energiewandlervorrichtung bzw. Stromrichtervorrichtung zum Durchführen einer Umwandlung von Gleichspannung (DC) in Wechselspannung (AC).
• Stand der Technik
• Als Verfahren zum Steuern einer Pulsweitenmodulation (PWM) in einer Energiewandlervorrichtung zum Durchführen einer Umwandlung von Gleichspannung bzw. Gleichstrom in Wechselspannung bzw. Wechselstrom wird im Allgemeinen eine PWM mit Dreieckswellenvergleich verwendet. Bei der PWM mit Dreieckswellenvergleich ist es notwendig, die Frequenz eines PWM-Trägersignals zu erhöhen, um Oberschwingungen bzw. Harmonische einer Ausgabespannung bzw. Ausgangsspannung zu reduzieren. Die Schaltgeschwindigkeit von Schaltelementen, wie etwa GTO oder IEGT, die in einem Umrichter mit großer Kapazität verwendet werden, ist jedoch langsam, und folglich kann die Frequenz des PWM-Trägersignals nicht erhöht werden. Als ein Ergebnis ist das Problem vorhanden, dass Oberschwingungen niedriger Ordnung in der Ausgabespannung verbleiben. Dementsprechend wird ein Verfahren zum Steuern von PWM zum Eliminieren von Oberschwingungen niedriger Ordnung vorgeschlagen, bei dem ein Schalten zu einem Timing bzw. einem Zeitpunkt durchgeführt wird, zu dem spezifische Oberschwingungen niedriger Ordnung durch eine effektive Nutzung einer kleinen Anzahl von Schaltvorgängen reduziert werden (siehe z.B. Patentdokument 1 und Nicht-Patentdokument 1).
• Patentdokument 1 offenbart ein Schaltverfahren für PWM zum Eliminieren von Oberschwingungen niedriger Ordnung in einem sogenannten Multilevel-Umrichter bzw. Mehrstufen-Umrichter. Insbesondere offenbart Patentdokument 1 ein Auslegungsverfahren bzw. Design-Verfahren für eine PWM zum Eliminieren von Oberschwingungen niedriger Ordnung, bei dem in einem 5-stufigen Umrichter, der eine zweistufige (zweischenklige) Reihenkonfiguration aufweist, wobei jede Stufe einem 3-stufigen Schalten entspricht, ein Schalten zu einem Timing durchgeführt wird, zu dem das Auftreten einer doppelten Schaltspannung in der Zwischenleitungsspannung bzw. der Leitungs-zu-Leitungs-Spannung verhindert und Oberschwingungen reduziert werden.
• Neben Patentdokument 1 gibt es ein Dokument, z.B. Patentdokument 2, das ein Schaltverfahren für PWM zum Minimieren von Oberschwingungen niedriger Ordnung mit einer extrem kleinen Anzahl von Schaltvorgängen, wie etwa einem Puls, in einem Multilevel-Umrichter offenbart. Patentdokument 2 offenbart ein Auslegungsverfahren für PWM zum Eliminieren von Oberschwingungen niedriger Ordnung, bei dem in einem 5-stufigen Umrichter, der eine zweistufige (zweischenklige) Reihenkonfiguration aufweist, wobei jede Stufe einem 3-stufigen Schalten entspricht, die Anzahl von zu reduzierenden Oberschwingungsarten nicht direkt durch die Anzahl von Pulsen begrenzt ist und folglich das Schalten zu einem solchen Timing durchgeführt wird, dass die in der Ausgabespannung vorhandenen Oberschwingungskomponenten bzw. Oberschwingungsanteile für einen breiten Bereich von Ordnungen sogar bei einer vergleichsweise kleinen Anzahl von Pulsen minimiert werden.
• Zitierliste
• Patentdokumente
• Patentdokument 1: JP 2010 - 200 537 A
• Patentdokument 2: WO 2016 / 104 370 A
• Nicht-Patentdokumente
• Nicht-Patentdokument 1: HASMUKI S. PATEL et al. „Generalized Techniques of Harmonic Elimination and Voltage Control in Thyristor Umrichters: Part I-Harmonic Elimination“ IEEE TRANSACTION OF INDUSTRY APPLICATIONS, VOL. IA-9, NO. 3, MAI/JUNI 1973, S. 310-317.
• Zusammenfassung der Erfindung
• Durch die Erfindung zu lösende Probleme
• Gemäß den Schaltmustern, die die Schaltphasen von Schaltelementen, die einen Umrichter bilden, spezifizieren, wird der Modulationsfaktor, der dem Verhältnis von Ausgabespannung zu Eingabespannung entspricht, bestimmt, und zur selben Zeit werden auch die in der Ausgabespannung vorhandenen Oberschwingungskomponenten bestimmt. In einem Fall, in dem eine Vielzahl von Schaltmustern vorhanden ist, die einen Sollmodulationsfaktor erfüllen, kann ein Schaltmuster, das eine Oberschwingungskomponente für eine gewünschte Ordnung reduzieren kann, aus der Vielzahl von Schaltmustern ausgewählt werden. Die Schaltmuster können so ausgelegt werden, dass die Anzahl von zu reduzierenden Ordnungsarten von Oberschwingungen durch die Anzahl von Pulsen nicht direkt begrenzt ist und folglich Oberschwingungskomponenten für einen breiten Bereich von Ordnungen in der Ausgabespannung auch bei einer vergleichsweise geringen Anzahl von Pulsen minimiert werden.
• In einem Multilevel-Umrichter vom neutralpunktgeklemmten Typ werden die Schaltphasen in einem Schaltmuster zum Reduzieren der Oberschwingungen niedriger Ordnung jedoch durch den Modulationsfaktor bestimmt. Folglich steigen in einem Fall eines Lastbetriebs, bei dem die Frequenz oder die Spannung in Abhängigkeit vom Schaltmuster und vom Energiefaktor bzw. Leistungsfaktor variiert, entweder die Schaltzeiten auf der positiven Seite oder auf der negativen Seite an, so dass die Lade-/Entlademengen eines Kondensators auf der positiven Seite und eines Kondensators auf der negativen Seite, die auf der Gleichspannungseingabeseite bzw. Gleichspannungseingangsseite bereitgestellt sind, unausgeglichen bzw. unsymmetrisch sind. Somit wird eine Spannungsdifferenz zwischen dem Kondensator auf der positiven Seite und dem Kondensator auf der negativen Seite stark vergrößert bzw. erweitert und das Potential am Neutralpunkt variiert, was zu einem Problem einer ansteigenden Stromvariation (Drehmomentwelligkeit) während des Lastbetriebs führt.
• Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um das oben genannte konventionelle Problem zu lösen, und eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Energiewandlervorrichtung bereitzustellen, die die Vergrößerung bzw. Erweiterung einer Differenz zwischen der Spannung auf der positiven Seite und der Spannung auf der negativen Seite einer Gleichspannungseingabe unterdrücken kann, während Oberschwingungen während des Lastbetriebs reduziert werden.
• Lösung der Aufgabe
• Eine Energiewandlervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung weist auf: einen Umrichter, der Schaltelemente aufweist und der eine Gleichspannung von einer Gleichspannungsquelle empfängt und die Gleichspannung in eine Wechselspannung mit variabler Spannung und variabler Frequenz wandelt, um die Wechselspannung an eine Last auszugeben; eine Steuereinheit, die eine PWM-Steuerung zum EIN/AUS-Schalten bzw. EIN/AUS-Ansteuern der Schaltelemente auf Grundlage eines Ausgabespannungs-Befehlswerts und eines Ausgabefrequenz-Befehlswerts durchführt; und eine Reiheneinheit aus einem Kondensator auf der positiven Seite und einem Kondensator auf der negativen Seite, wobei die Reiheneinheit mit einer Eingabeseite bzw. Eingangsseite des Umrichters zwischen einer positiven Seite und einer negativen Seite der Gleichspannung verbunden ist. Der Umrichter weist als Ausgabepotentiale mindestens ein Potential auf der positiven Seite bzw. positives Potential und ein Potential der negativen Seite bzw. negatives Potential der Gleichspannungsquelle und ein Potential eines Neutralpunkts, der ein Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator auf der positiven Seite und dem Kondensator auf der negativen Seite ist, auf. Die Steuereinheit weist auf: eine Modulationsfaktor-Berechnungseinheit, die einen Modulationsfaktor für den Umrichter auf Grundlage der Gleichspannung von der Gleichspannungsquelle und des Ausgabespannungs-Befehlswerts berechnet; eine Pulsanzahl-Bestimmungseinheit, die eine Anzahl von Pulsen pro Halbzyklus bzw. Halbschwingung einer Grundwelle in der PWM-Steuerung auf Grundlage des Ausgabefrequenz-Befehlswerts bestimmt; eine Schaltmuster-Bestimmungseinheit, die auf Grundlage des Modulationsfaktors und der Anzahl von Pulsen ein Schaltmuster zum Spezifizieren von Schaltphasen, die Timings bzw. Zeitpunkte zum EIN/AUS-Schalten der Schaltelemente sind, berechnet, um Bedingungen zum Sicherstellen des Modulationsfaktors, zum Eliminieren von Oberschwingungskomponenten für jeweilige Ordnungen der Ausgabespannung des Umrichters, zum Sicherstellen eines vorgegebenen Werts für eine Phasendifferenz zwischen vorgegebenen benachbarten Schaltphasen und zum Ausgleichen der Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators auf der negativen Seite zu erfüllen; und eine Gate-Signal-Erzeugungseinheit, die ein Gate-Signal zum EIN/AUS-Schalten der Schaltelemente auf Grundlage des Schaltmusters, das durch die Schaltmuster-Bestimmungseinheit berechnet wurden, erzeugt.
• Effekt der Erfindung
• In der Energiewandlervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Bedingung zum Ausgleichen der Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators auf der negativen Seite in den Bedingungen bei der Berechnung des Schaltmusters vorhanden, so dass ein Effekt zum Unterdrücken der Vergrößerung der Differenz zwischen der Spannung auf der positiven Seite und der Spannung auf der negativen Seite der Gleichspannungseingabe bei gleichzeitiger Reduzierung der Oberschwingungen, sogar während eine Lastbetriebs, bereitgestellt wird.
• Figurenliste
• 1 ist ein Blockdiagramm, das die gesamte Konfiguration einer Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 zeigt.
• 2 ist ein Schaltkreisdiagramm, das ein Beispiel eines Umrichters in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 zeigt.
• 3 stellt einen Betrieb einer Pulsanzahl-Bestimmungseinheit in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 dar.
• 4 ist ein Blockdiagramm, das die Hardware-Konfiguration der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 zeigt.
• 5 ist ein Diagramm, das Beispiele von Ausgabespannungs-Wellenformen an verschiedenen Teilen des Umrichters in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 schematisch zeigt.
• 6A und 6B zeigen Beispiele von Schaltmustern von Schaltschenkeln in Vergleichsbeispiel 1.
• 7A und 7B zeigen Beispiele von Ausgabespannungs-Wellenformen der Schaltschenkel für jeweilige Phasen in Vergleichsbeispiel 1.
• 8A und 8B zeigen Beispiele von Ausgabespannungs-Wellenformen für jeweilige Phasen in Vergleichsbeispiels 2.
• 9A und 9B zeigen Beispiele von Schaltmustern der Schaltschenkel in Vergleichsbeispiel 2.
• 10 ist ein schematisches Diagramm, das den Neutralpunktstrom in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 darstellt.
• 11 ist eine Tabelle, die die Beziehung zwischen den Ausgabepotentialen der Schaltschenkel und dem Neutralpunktstrom in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 darstellt.
• 12 ist eine andere Tabelle, die die Beziehung zwischen den Ausgabepotentialen der Schaltschenkel und dem Neutralpunktstrom in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 darstellt.
• 13 ist ein Zeitdiagramm, das ein Beispiel eines Betriebs der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 zeigt.
• 14 ist ein Blockdiagramm, das die interne Konfiguration einer Schaltmuster-Bestimmungseinheit in einer Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 2 zeigt.
• 15A und 15B zeigen Beispiele von Schaltmustern von Schaltschenkeln gemäß Ausführungsform 2.
• 16A und 16B zeigen Beispiele von Ausgabespannungs-Wellenformen der Schaltschenkel bei einem Modulationsfaktor von 0,72 gemäß Ausführungsform 2.
• 17 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Betriebs der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 2 zusammen mit einem Betriebsbeispiel einer Energiewandlervorrichtung in Vergleichsbeispiel 2 zeigt.
• 18 ist ein anderes Diagramm, das ein Beispiel eines Betriebs der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 2 zusammen mit einem Betriebsbeispiel der Energiewandlervorrichtung in Vergleichsbeispiel 2 zeigt.
• 19 zeigt ein Beispiel eines Betriebs der Energiewandlervorrichtung in Vergleichsbeispiel 2.
• 20 zeigt ein Beispiel eines Betriebs der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 2.
• 21 ist ein Blockdiagramm, das die gesamte Konfiguration einer Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 3 zeigt.
• 22 ist ein Vektordiagramm, das einen Betrieb der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 3 darstellt.
• 23 zeigt die Beziehung zwischen einem Raumvektor und dem Neutralpunktstrom in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 3.
• 24 stellt die Beziehung zwischen dem Raumvektor und einer Zunahme/einer Abnahme einer Kondensatorspannungsdifferenz in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 3 dar.
• 25 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration einer Gate-Signal-Erzeugungseinheit in einer Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 4 zeigt.
• 26 ist ein erstes Ablaufdiagramm, das eine Verarbeitung durch eine Schaltphasen-Korrektureinheit in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 4 zeigt.
• 27 ist ein zweites Ablaufdiagramm, das eine Verarbeitung durch die Schaltphasen-Korrektureinheit in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 4 zeigt.
• 28 stellt ein Beispiel einer Schaltphasenkorrektur in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 4 dar.
• Beschreibung von Ausführungsformen
• 1 ist ein Blockdiagramm, das die gesamte Konfiguration einer Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 zeigt. 2 ist ein Schaltkreisdiagramm, das ein Beispiel eines in 1 gezeigten Umrichters zeigt. Eine Energiewandlervorrichtung 2 weist einen Umrichter 4 und eine Steuereinheit 10 zum Steuern des Umrichters 4 auf und wandelt Gleichspannungen von Gleichspannungsquellen 1u, 1v, 1w für U-, V-, W-Phasen in Wechselspannung mit variabler Spannung und variabler Frequenz um, um die Wechselspannung an einen Motor 3, der eine Last ist, auszugeben.
• In Bezug auf die U-Phase als ein Beispiel ist der Umrichter 4, wie in 2 gezeigt, als ein 5-stufiger Umrichter konfiguriert, der durch Verbinden in Reihe von zwei Schaltschenkeln 8a und 8b, die jeweils einen 3-stufigen Umrichter des neutralpunktgeklemmten Typs bilden, gebildet wird und der mit zwei Kondensatoren 5a und 5b auf der positiven Seite bzw. der negativen Seite, die in Reihe verbunden sind und die Gleichspannung der Gleichspannungsquelle 1u teilen, einer Vielzahl von Schaltelementen 6, die jeweils von einem IGBT oder dergleichen gebildet sind, die mit einer Diode antiparallel verbunden sind, und Klemmdioden 7 bereitgestellt ist. Der Umrichter 4 weist die gleiche Konfiguration auch für die V- und W-Phase auf.
• Bei der Konfiguration, bei der zwei Schaltschenkel 8a und 8b, die 3-stufige Umrichter bilden, für jede Phase in Reihe verbunden sind, um einen 5-stufigen Umrichter, wie oben beschrieben, zu bilden, werden nachfolgend ein Schaltmuster und dergleichen beschrieben. Es ist anzumerken, dass die Technologie gemäß der vorliegenden Erfindung nicht nur auf den 5-stufigen Umrichter, sondern auch auf einen 3-stufigen Umrichter vom neutralpunktgeklemmten Typ oder eine mehrstufige Konfiguration von 2-stufigen Umrichtern anwendbar ist, und dass eine Konfiguration davon nicht notwendigerweise auf eine Konfiguration begrenzt ist, die durch eine Reiheneinheit von zwei oder mehreren Schenkeln gebildet wird. Die vorliegende Erfindung ist jedoch für einen solchen Umrichter anwendbar, der auf der Gleichspannungseingabeseite eine Reiheneinheit aus einem Kondensator auf der positiven Seite und einem Kondensator auf der negativen Seite, deren Verbindungspunkt als ein Neutralpunkt dient, zum Aufteilen der eingegebenen Gleichspannung aufweist und mindestens ein positives Potential und ein negatives Potential einer Gleichspannung und ein Neutralpunktpotential als Ausgabepotentiale aufweist.
• Der Umrichter 4 führt ein EIN/AUS-Schalten der Schaltelemente 6 durch Pulsweitenmodulation (PWM) durch, um jede Gleichspannung der Gleichspannungsquellen 1u, 1v, 1 w in eine Wechselspannung mit der gewünschten Größe und Frequenz zu wandeln, und gibt die Wechselspannung aus. Zusätzlich ist der Umrichter 4 mit einem Stromsensor als Laststrom-Erfassungseinheit 19 zum Erfassen eines Stroms des Motors 3, der ein Laststrom ist, an einem Verbindungsteil mit dem Motor 3 und mit Neutralpunkt-Spannungssensoren 20u, 20v, 20w, eine Spannung des Kondensators 5a auf der positiven Seite und eine Spannung des Kondensators 5b auf der negativen Seite, die für jede Phase bereitgestellt sind und jede Spannung der Gleichspannungsquellen 1u, 1v, 1w des Umrichters 4 teilen, und eine Differenz zwischen beiden Spannungen als Neutralpunktspannung erfassen, bereitgestellt.
• Die Steuereinheit 10 weist eine Modulationsfaktor-Berechnungseinheit 11, eine Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 13, eine Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12, eine Pulsanzahl-Umschalteinheit 14 und eine Gate-Signal-Erzeugungseinheit 16 auf. Nachfolgend wird jeder dieser bildenden Einheiten beschrieben. Die Modulationsfaktor-Berechnungseinheit 11 berechnet durch Gleichung (1) einen Modulationsfaktor m auf Grundlage der Gleichspannung Vdc der Gleichspannungsquellen 1u, 1v, 1 w und eines Ausgabespannungs-Befehlswerts (Phase, Spannung, Amplitude) Vp für den Umrichter 4. $$m=Vp/Vdc$$

  
• Die Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 bestimmt die Art der auszugebenden PWM und die Anzahl von Pulsen Pnum pro Halbzyklus der Grundwelle bei der PWM-Steuerung auf Grundlage eines Ausgabefrequenz-Befehlswerts Fc für den Umrichter 4. In einem Fall, in dem der Umrichter 4 Elemente mit langsamen Schaltgeschwindigkeiten aufweist, wie in einem Umrichter mit großer Kapazität, ist die Anzahl von Schaltvorgängen, die pro Zeiteinheit durchgeführt werden können, begrenzt. Folglich nimmt bei einer hohen Ausgabefrequenz die Anzahl von Schaltvorgängen in einem Zyklus eines elektrischen Winkels ab. Wenn die Anzahl von Schaltvorgängen in einem Zyklus eines elektrischen Winkels klein ist, nehmen die Oberschwingungen niedriger Ordnung zu und auch die Drehmomentvariationen nehmen zu. Dementsprechend ist es beim Antreiben eines Motors mit variabler Frequenz erforderlich, das Schalten mit verringerten Oberschwingungen unabhängig von der Anzahl von Schaltvorgängen, die durch die Ausgabefrequenz des Umrichters 4 begrenzt ist, durchzuführen.
• 3 stellt eine Bedingung zum Bestimmen des PWM-Typs und der Anzahl von Pulsen (Anzahl von Schaltvorgängen) in einem Halbzyklus der Grundwelle der Ausgabefrequenz in der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 gemäß der vorliegenden Ausführungsform 1 dar. In der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 wird die Ausgabefrequenz durch sechs Schwellwerte F1 bis F6 in sieben Bereiche geteilt, und das optimale Schaltverfahren und die optimale Anzahl von Schaltvorgängen (Anzahl von Pulsen) kann in jedem Frequenzbereich ausgewählt werden.
• Zunächst wird in dem Bereich, in dem der Ausgabefrequenz-Befehlswert Fc 0 bis F1 ist, eine asynchrone PWM, bei der ein Trägersignal (Dreieckswelle), das mit einer festen Frequenz erzeugt wird, mit einem Befehlswert verglichen wird, um eine PWM zu erzeugen, ausgewählt. Wenn die Ausgabefrequenz niedrig ist, ist die Zeit eines Zyklus lang, und folglich kann sogar bei Elementen mit langsamen Schaltgeschwindigkeiten ein Schalten eine größere Anzahl von Malen in einem Zyklus durchgeführt werden, so dass die Drehmomentwelligkeit und Oberschwingungen abnehmen bzw. verringert werden.
• Wenn der Ausgabefrequenz-Befehlswert Fc größer als F1 wird und somit die Anzahl von Schaltvorgängen in einem Zyklus eines elektrischen Winkels abnimmt, wird die Pulserzeugung durch synchrone PWM, bei der ein Trägersignal (Dreieckswelle), dessen Frequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Ausgabefrequenz ist, mit einem Befehlswert verglichen wird, um eine PWM zu erzeugen, die mit einem Zyklus eines elektrischen Winkels synchronisiert ist, ausgewählt. In der vorliegenden Ausführungsform 1 wird die Trägerfrequenz im Bereich bis zum Schwellwert F2 so festgelegt, dass die Anzahl von Pulsen 13 oder mehr ist.
• In dem Bereich, in dem der Ausgabefrequenz-Befehlswert Fc höher als der Schwellwert F2 ist, wird eine PWM zum Reduzieren der Oberschwingungen niedriger Ordnung, die wie bei der synchronen PWM mit der Ausgabefrequenz synchronisiert ist und Oberschwingungen niedriger Ordnung reduziert, ausgegeben. Die Anzahl von Pulsen Pnum pro Halbzyklus der Grundwelle ist 9 im Bereich von F2 < Fc ≤ F3 und 7 im Bereich von F3 < Fc ≤ F4. Auf diese Weise wird die Anzahl von Pulsen der Reihe nach verringert, und die Anzahl von Pulsen Pnum in einem Halbzyklus ist 1 in dem Bereich, der höher als F6 ist.
• Wenn die von der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 bestimmte Pulsanzahl Pnum geändert wird, stellt die Pulsanzahl-Umschalteinheit 14 einen Umschaltübergangszeitraum bereit und gibt somit, wenn die Ausgabespannungsphase (th) des Umrichters 4 eine vorgegebene Phase wird, einen Umschaltbefehl 15 zum Umschalten eines Schaltmusters, das von der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 zu lesen ist, an die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 aus.
• In der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 werden für jede vorhergehend bzw. im Voraus festgelegte Anzahl von Pulsen Pnum, wie z.B. in 3 gezeigt, und für jede vorhergehend festgelegte Größe des Modulationsfaktors m Schaltmuster zum Spezifizieren von Schaltphasen, die Timings zum EIN/AUS-Schalten der Schaltelemente 6 sind, vorhergehend durch Berechnung erhalten und dann für jeden Modulationsfaktor m und jede Anzahl von Pulsen Pnum gespeichert. Diese Berechnung dient dazu, ein solches Schaltmuster zu erhalten, das einen gewünschten Modulationsfaktor m realisiert und Oberschwingungskomponenten reduziert. Die Schaltmuster und das Verfahren zu ihrer Berechnung werden später im Detail beschrieben.
• Die Gate-Signal-Erzeugungseinheit 16 liest aus der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 das Schaltmuster, das dem Modulationsfaktor m entspricht, aus der Modulationsfaktor-Berechnungseinheit 11 und die Anzahl von Pulsen Pnum aus der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 aus und erzeugt ein Gate-Signal 17 zum EIN/AUSSchalten der Schaltelemente 6 auf Grundlage des Schaltmusters und der Ausgabespannungsphase (th).
• 4 ist ein Blockdiagramm, das die Hardwarekonfiguration der Energiewandlervorrichtung 2 zeigt. Die Steuereinheit 10 weist einen Prozessor 301, eine Speichervorrichtung 302 und eine Schaltmuster-Speichervorrichtung 303 als Hardware auf. Die Speichervorrichtung 302 speichert vorhergehend ein Programm der Steuereinheit 10. Der Prozessor 301 führt ein Funktionsprogramm, das in der Speichervorrichtung 302 gespeichert ist, aus. Die Modulationsfaktor-Berechnungseinheit 11, die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12, die Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 13, die Pulsanzahl-Umschalteinheit 14 und die Gate-Signal-Erzeugungseinheit 16 in der Steuereinheit 10 werden durch den Prozessor 301 implementiert. Die Schaltmuster-Speichervorrichtung 303 speichert das Schaltmuster, das von der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 gemäß dem Programm, das vom Prozessor 301 ausgeführt wird, bestimmt wird, und kann das Schaltmuster während der Ausführung des Funktionsprogramms oder zur Zeit des Hochfahrens bzw. der Inbetriebnahme speichern.
• Wie in 4 gezeigt, wird auf Grundlage von Informationen von einer Spannungs-/Stromerfassungseinheit 18, die die Sensoren 19, 20u, 20v, 20w zum Erfassen von Spannungen und Strömen an verschiedenen Teilen des Umrichters 4 umfasst, das Gate-Signal 17 zum EIN/AUS-Schalten der Schaltelemente 6 des Umrichters 4 durch eine Berechnungsverarbeitung durch den Prozessor 301 erzeugt.
• Als nächstes wird ein Betrieb beschrieben. Ein Betrieb des Umrichters 4 selbst auf Grundlage des EIN-/AUS-Schaltens der Schaltelemente 6 ist allgemein bekannt und eine Beschreibung davon wird weggelassen. Hier wird im Wesentlichen die Steuereinheit 10, insbesondere das Schaltmuster und das Schaltmuster-Berechnungsverfahren durch die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12, die in der vorliegenden Erfindung wichtig sind, beschrieben.
• 5 zeigt schematisch die Beziehung zwischen einer Ausgabespannungs-Wellenform für eine einzelne Phase des 5-stufigen Umrichters 4 und den Ausgabespannungs-Wellenformen der zwei in Reihe verbundenen Schaltschenkel 8a (im Folgenden als Schenkel A bezeichnet) und 8b (im Folgenden als Schenkel B bezeichnet) in einem Fall, in dem die Anzahl von Pulsen Pnum 3 ist. 5 zeigt die Pulsspannungs-Wellenformen für einen Zyklus (2π) und die Ausgabespannungen der zwei Schenkel A und B werden addiert, um die Ausgabespannungs-Wellenform für eine einzelne Phase des 5-stufigen Umrichters, der mit der Gesamtzahl von Pulsen = Pnum (3) x die Anzahl von Schenkel-Reihenstufen (2) = 6, wie in der obersten Stufe in 5 gezeigt, arbeitet, zu erhalten. Es ist anzumerken, dass die jeweiligen Spannungen mit der Spannung der Gleichspannungsquelle, die als 2E definiert ist, gezeigt sind.
• Gemäß dem Bedarf zum Sicherstellen der Symmetrie zwischen positiven und negativen Wellenformen, wie in 5 gezeigt, werden die Schaltphasen, die Timings zum Ein- und Ausschalten der Schaltelemente 6 sind, bei th1a, th2a und th3a für den Schenkel A und th1b, th2b und th3b für den Schenkel B bestimmt, wodurch die jeweiligen Ausgabespannungs-Wellenformen und folglich die Ausgabespannungs-Wellenform des 5-stufigen Umrichters bestimmt werden. Das heißt, das Schaltmuster spezifiziert diese sechs Schaltphasen th1a, th2a, th3a, th1b, th2b, th3b und die Ausgabespannungs-Wellenform des Umrichters 4 wird durch das Schaltmuster bestimmt.
• Zum leichteren Verständnis der Konfiguration und des Betriebs der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 zum Erhalten des Schaltmusters in der vorliegenden Erfindung wird hier zunächst das Verfahren aus dem Patentdokument 1, das im obigen Aufgabenabschnitt zitiert und gezeigt ist, als Vergleichsbeispiel 1 beschrieben. In Patentdokument 1 wird eine Steuerungskonfiguration nicht näher auf Grundlage einer Zeichnung beschrieben, aber hierin wird für einen deutlichen Vergleich zwischen der vorliegenden Erfindung und dem Vergleichsbeispiel das Vergleichsbeispiel auf Grundlage von 5, die unter der Annahme der Steuerungskonfiguration erstellt wurde, die der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 der vorliegenden Erfindung entspricht, bewusst beschrieben.
• In der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 zum Erhalten von Schaltmustern zum Reduzieren von Oberschwingungen niedriger Ordnung wird hier, wie in Patentdokument 1 oder Patentdokument 2 beschrieben, ein Schaltmuster, das eine Schaltphasengruppe zum Sicherstellen einer Modulationsfaktor-Amplitude und zum Reduzieren von Oberschwingungen spezifischer Ordnungen ist, unter Verwendung einer Gleichung berechnet, die die Amplitude der Ausgabespannungs-Grundwelle und die Amplituden von Frequenzkomponenten, die ganzzahligen Vielfachen davon entsprechen, mit trigonometrischen Funktionen und Schaltphasen (0 bis 2π (rad)) durch Fourier-Reihen darstellt, während eine Frequenztransformation eines Zeitreihen-Schaltmusters durchgeführt wird, das durch die Anzahl von Pulsen, den Modulationsfaktor und die Ausgabefrequenz bestimmt ist.
• Als nächstes wird ein Verfahren zum Definieren der Frequenz und der Amplitude einer Spannungswellenform, die durch Schalten ausgegeben wird, unter Verwendung von Fourier-Reihen beschrieben. Die von den jeweiligen Schaltschenkeln ausgegebenen Ausgabespannungen sind 120°-symmetrisch zwischen den Phasen und weisen unabhängig von der Anzahl von Pulsen eine Symmetrie pro 1/4-Zyklus und pro 1/2-Zyklus auf. Folglich sind nur harmonische Spannungen für ganzzahlige Ordnungen vorhanden und harmonische Spannungen für geradzahlige Ordnungen und die dritte Ordnung treten theoretisch nicht auf. Somit wird, wenn die Ordnung der Grundwelle als 1 definiert ist und die Ordnung einer auftretenden Oberwelle mit n bezeichnet wird, die Ordnung n als n = 6h ± 1 dargestellt (h ist eine ganze Zahl nicht kleiner als 1). Dementsprechend nimmt die Ordnung n folgende Werte an: 5, 7, 11, 13, 17, 19, 23, 25, 29, 31, 35, 37,...
• Zum Beispiel werden in einem Fall, in dem ein Schaltmuster berechnet wird, das ein Sicherstellen des Modulationsfaktors m und ein Eliminieren von Oberschwingungskomponenten fünfter, siebter, elfter und dreizehnter Ordnung mit der Anzahl von Pulsen Pnum = 3, wie in 5 gezeigt, ermöglicht, die durch Gleichung (2) dargestellten Simultangleichungen verwendet. Diese Gleichung ist dieselbe wie die Gleichung (4) in Patentdokument 1.
• $$\begin{array}{l}\frac{4}{\pi }\left(\text{cos}th1a-\text{cos}th2a+\text{cos}th3a\right)=m\\ \frac{4}{\pi }\left(\text{cos}th1b-\text{cos}th2b+\text{cos}th3b\right)=m\\ \text{cos5}th1a-\text{cos5}th2a+\text{cos5}th3a\\ +\text{cos5}th1b-\text{cos5}th2b+\text{cos5}th3b=0\\ \text{cos7}th1a-\text{cos7}th2a+\text{cos7}th3a\\ +\text{cos7}th1b-\text{cos7}th2b+\text{cos7}th3b=0\\ \text{cos11}th1a-\text{cos11}th2a+\text{cos11}th3a\\ +\text{cos11}th1b-\text{cos11}th2b+\text{cos11}th3b=0\\ \text{cos13}th1a-\text{cos13}th2a+\text{cos13}th3a\\ +\text{cos13}th1b-\text{cos13}th2b+\text{cos13}th3b=0\end{array}\}$$

  
• In Gleichung (2) ist die erste Stufe eine Gleichung, die das Verhältnis zwischen den Schaltphasen th1a, th2a, th3a für den Schenkel A und dem Modulationsfaktor m festlegt, und die zweite Stufe ist eine Gleichung, die das Verhältnis zwischen den Schaltphasen th1b, th2b, th3b für den Schenkel B und dem Modulationsfaktor m festlegt.
• Ferner wird aus der Anzahl von Pulsen und der Anzahl von Stufen der Schaltschenkel pro Phase des Umrichters 4 die Anzahl von Schaltphasen, die im Halbzyklus der Grundwelle der Ausgabespannung auszugeben ist, berechnet und die Anzahl von Ordnungsarten der Oberschwingungen, die eliminiert werden kann, bestimmt. Hier ist die Anzahl von Schaltphasen die Gesamtzahl von Pulsen = die Anzahl von Pulsen Pnum x 2 Stufen = 6, und die Anzahl von Freiheitsgraden in den Simultangleichungen ist 6.
• In den Gleichungen der ersten und zweiten Stufe von Gleichung (2) wird die Zuordnung des Modulationsfaktors (Grundwellenamplitude) auf Grundlage der Stufennummern der Schaltschenkel festgelegt, so dass die Spannungsamplituden, die vom Schenkel A und vom Schenkel B ausgegeben werden sollen, gleichmäßig zugeordnet werden. Folglich ist die Anzahl von Oberschwingungsarten, die eliminiert werden können 6 - 2 = 4.
• Dementsprechend werden die Gleichungen der dritten bis sechsten Stufe von Gleichung (2) derart festgelegt, dass die vier Oberschwingungskomponenten für die fünfte, siebte, elfte und dreizehnte Ordnung nacheinander von der niedrigsten Ordnung an Null sind. Durch Lösen der Simultangleichungen mit sechs Unbekannten, die aus den Gleichungen der ersten und zweiten Stufe von Gleichung (2) für eine gleichmäßige Aufteilung der durch den Modulationsfaktor dargestellten Grundwellenamplitude zwischen dem Schenkel A und dem Schenkel B und den Gleichungen der dritten bis sechsten Stufe von Gleichung (2) für die Nullsetzung der vier Oberschwingungskomponenten fünfter, siebter, elfter und dreizehnter Ordnung von der niedrigsten Ordnung an gebildet sind, werden sechs Variablen, die ein Schaltmuster, d.h. die Schaltphasen (th1a bis th3b), angeben, berechnet.
• 6A und 6B zeigen Beispiele von Schaltmustern, die durch die obige Gleichung (2) berechnet wurden, als Schaltphasen in Vergleichsbeispiel 1. Es ist anzumerken, dass für den Modulationsfaktor m die Berechnung auf einer 0,01 -Skala durchgeführt wird und eine lineare Interpolation zwischen den jeweiligen Werten gemacht wird. 7A und 7B zeigen die Ausgabespannungs-Wellenformen der 3-stufigen Umrichter des Schenkels A und des Schenkels B für jede Phase in einem Fall, in dem der Modulationsfaktor 0,72 ist. In 7A ist das Intervall zwischen den benachbarten Schaltphasen th1a und th2a, d.h. die Pulsweite für den Schenkel A, so kurz wie 0,082 rad, und folglich können GTOs oder dergleichen, die als Schaltelemente eines Umrichters mit großer Kapazität verwendet werden, dem Schalten nicht folgen, was zu einer starken Verzerrung der Ausgabespannung führt.
• Unter Berücksichtigung des Vorstehenden wird, wie durch Gleichung (5) in Patentdokument 1 gezeigt, die als die folgende Gleichung (3) gezeigt ist, die Bedingung für eine ausgleichende Zuordnung zwischen den zwei Schenkeln A und B zum Sicherstellen des Modulationsfaktors gelockert, um das Schaltmuster zu berechnen, wodurch es möglich ist, eine Bedingung der Phasendifferenz (th2a - th1a) = thlim zu erfüllen, während die Anzahl von Ordnungsarten der zu eliminierenden Oberwellen beibehalten wird.
• $$\begin{array}{l}\frac{2}{\pi }\text{cost}h1a-\text{cos}th2a+\text{cos}th3a\\ +\text{cost}h1b-\text{cos}th2b+\text{cos}th3b=m\\ \text{cos5}th1a-\text{cos5}th2a+\text{cos5}th3a\\ +\text{cos5}th1b-\text{cos5}th2b+\text{cos5}th3b=0\\ \text{cos7}th1a-\text{cos7}th2a+\text{cos7}th3a\\ +\text{cos7}th1b-\text{cos7}th2b+\text{cos7}th3b=0\\ \text{cos11}th1a-\text{cos11}th2a+\text{cos11}th3a\\ +\text{cos11}th1b-\text{cos11}th2b+\text{cos11}th3b=0\\ \text{cos13}th1a-\text{cos13}th2a+\text{cos13}th3a\\ +\text{cos13}th1b-\text{cos13}th2b+\text{cos13}th3b=0\\ th2a-th1a=th\text{lim}\end{array}\}$$

  
• In Gleichung (3) bezeichnet thlim eine Pulsweite, die vorhergehend in Abhängigkeit von den Eigenschaften der Schaltelemente bestimmt wird, und ist eine Pulsweite, die das Auftreten einer doppelten Schaltspannung sicher verhindert. Hier wird thlim auf 0,116 (rad) festgelegt. Selbstverständlich ist das Verfahren zum Berechnen des Musters nicht auf die oben genannten Verfahren begrenzt. Als Vergleichsbeispiel 2 zeigen 8A und 8B die Ausgabespannungs-Wellenformen des Schenkels A und des Schenkels B mit dem Schaltmuster, das durch Gleichung (3) in dem Fall berechnet wurde, in dem der Modulationsfaktor 0,72 ist. Es kann bestätigt werden, dass das Intervall zwischen den Schaltphasen, d.h. die Pulsweite (th2a - th1a) = thlim = 0,116 rad, sichergestellt ist und größer als die in 7A gezeigte Pulsweite (th2a - th1a) ist. 9A und 9B zeigen Beispiele von Schaltmustern für jeden Modulationsfaktor, die durch Gleichung (3) berechnet werden, um die Pulsweite (th2a - th1a) zu gewährleisten, als Schaltmusterbeispiele in Vergleichsbeispiel 2.
• Die Schaltmuster, die, wie oben beschrieben, in Vergleichsbeispiel 2 berechnet wurden, können Oberschwingungen niedriger Ordnung sogar mit einer kleinen Anzahl von Schaltvorgängen reduzieren, und folglich ist der Effekt zum Reduzieren der Drehmomentwelligkeit während eines Antreibens eines Motors hoch. In einem Fall eines Lastbetriebs sind jedoch die Mengen von Strömen zum Laden oder Entladen des Kondensators auf der positiven Seite und des Kondensators auf der negativen Seite, die die Gleichspannung teilen, unausgeglichen. Somit wird eine Spannungsdifferenz zwischen der positiven und der negativen Seite vergrößert und das Nullpunktpotential verändert, so dass die Ausgabespannung positiv-negativ-unsymmetrisch wird, was in einem Problem einer ansteigenden Drehmomentwelligkeit resultiert.
• Im Allgemeinen wird in einem Fall, in dem der Lastbetrieb eines Motors durch einen 3- oder mehrstufigen Umrichter eines neutralpunktgeklemmten Typs durchgeführt wird, die Spannung des Kondensators 5a auf der positiven Seite und die Spannung des Kondensators 5b auf der negativen Seite auf der Gleichspannungseingabeseite durch Laden/Entladen mit Neutralpunktstrom, der ein Strom zwischen dem Umrichter 4 und dem Verbindungspunkt (C-Potentialpunkt, Neutralpunkt) der zwei Kondensatoren auf der Eingabeseite ist, erhöht/verringert. Der Neutralpunktstrom fließt, wenn einer der Schenkel des 3-stufigen Schaltkreises, der die Phasenspannung ausgibt, sowohl für die positive Seite (P-Potential) als auch für die negative Seite (N-Potential) ausgeschaltet wird, um ein Neutralpunktpotential (C-Potential) auszugeben, das dem Potential am Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 5a auf der positiven Seite und dem Kondensator 5b auf der negativen Seite entspricht, und einer oder mehrere der anderen Schenkel entweder für den Schaltkreis auf der positiven Seite (P-Potential) oder den Schaltkreis auf der negativen Seite (N-Potential) eingeschaltet werden, so dass die Ausgabe des Schaltkreises ein P-Potential (positives Potential) oder ein N-Potential (negatives Potential) ist.
• Dieser Strom beträgt das ±1-fache des Phasenstroms und ein Vorzeichen davon wird durch die EIN/AUS-Kombination der einzelnen Schaltschaltkreise bestimmt. Die Spannung ist positiv-negativ-symmetrisch und sowohl auf der positiven Seite als auch auf der negativen Seite links-rechts-symmetrisch (auf der positiven Seite sind die 0-Grad-Seite und die 180-Grad-Seite symmetrisch in Bezug auf eine Phase von 90 Grad, und auf der negativen Seite, sind die 180-Grad-Seite und die 360-Grad-Seite symmetrisch in Bezug auf eine Phase von 270 Grad), und falls der Energiefaktor hoch ist, so dass die Phasenverzögerung des Laststroms in Bezug auf die Spannung klein ist, ist auch der Neutralpunktstrom nahezu positiv-negativ-symmetrisch und somit ist der Einfluss auf die Kondensatorspannungsdifferenz klein. Falls der Energiefaktor jedoch niedrig ist, wie in dem solchen Fall des Antreibens einer Induktionsmaschine, verschiebt sich der Laststrom in Bezug auf die Ausgabespannung. Somit weist der Neutralpunktstrom, der in Abhängigkeit vom Schaltzustand zur Zeit der Spannungsausgabe als positiv, negativ oder null bestimmt wird, keine links-rechtssymmetrische und positiv-negativ-symmetrische Stromwellenform mehr auf, so dass sich die Kondensatorspannungsdifferenz aufgrund des Ungleichgewichts zwischen den Mengen an Strömen zum Laden oder Entladen der zwei Kondensatoren vergrößert.
• 10 ist ein schematisches Diagramm, das den Schaltkreis des 5-stufigen Umrichters in Ausführungsform 1 sowie die Richtung und die Position des Neutralpunktstroms icu, den positiven Potentialpunkt (P), den negativen Potentialpunkt (N) und den Neutralpunkt (C), die durch den Kondensator 5a auf der positiven Seite und den Kondensator 5b auf der negativen Seite in der U-Phasen-Schaltung gebildet werden, auf der Gleichspannungseingabeseite zeigt. Jeder Schaltschenkel gibt eines der Potentiale, P-Potential, N-Potential und C-Potential, aus. 11 ist eine Tabelle, die die Beziehung zwischen den Kombinationen der Ausgabepotentiale der zwei Schaltschenkel 8a (Schenkel A) und 8b (Schenkel B) im U-Phasen-Schaltkreis des Umrichters 4 und der Phasenspannung, die vom U-Phasen-Schaltkreis ausgegeben wird, und dem Neutralpunktstrom icu zeigt. 12 ist eine Tabelle, die die Kombinationen der Ausgabepotentiale (P, C, N) des Schenkels A und des Schenkels B, wenn der Neutralpunktstrom icu in der in 11 gezeigten Tabelle fließt, die Beziehung des Neutralpunktstroms icu und des U-Phasenstroms iu zu dieser Zeit und die Zunahme/Abnahme-Beziehung einer Differenz Vdiff zwischen der Spannung Vpc des Kondensators 5a auf der positiven Seite und der Spannung Vcn des Kondensators 5b auf der negativen Seite zeigt.
• Wie in den Tabellen in 11 und 12 gezeigt, fließt im U-Phasen-Schaltkreis, wenn einer der Schenkel A und B das C-Potential und der andere das P-Potential oder das N-Potential ausgibt und die einphasige Ausgabespannung ±1E ist, was die Hälfte der Gleichspannung 2E ist, der Neutralpunktstrom icu. Wenn der Schenkel B das C-Potential ausgibt, ist die Richtung von icu die gleiche (+1-mal) wie der U-Phasenstrom iu, und wenn der Schenkel A das C-Potential ausgibt, ist die Richtung von icu entgegengesetzt (-1-mal) zum U-Phasenstrom iu.
• Wie in 12 gezeigt, nimmt die Differenz Vdiff = Vpc - Vcn zwischen der Spannung des Kondensators 5a auf der positiven Seite der Gleichspannung auf der Eingabeseite, d.h. der P-C-Spannung Vpc, und der Spannung des Kondensators 5b auf der negativen Seite, d.h. der C-N-Spannung Vcn, durch Entladen des Kondensators 5a auf der positiven Seite oder Laden des Kondensators 5b auf der negativen Seite ab, wenn der Neutralpunktstrom icu positiv ist, und die Differenz Vdiff nimmt durch Laden des Kondensators 5a auf der positiven Seite oder Entladen des Kondensators 5b auf der negativen Seite zu, wenn der Neutralpunktstrom icu negativ ist. Welcher der Kondensatoren, Kondensator 5a auf der positiven Seite und Kondensator 5b auf der negativen Seite, geladen oder entladen wird, hängt davon ab, ob einer der zwei Schaltschenkel eine P-Potential-Spannung oder eine N-Potential-Spannung ausgibt.
• 13 ist ein Zeitdiagramm, das ein Beispiel für einen Betrieb, der den Tabellen in 11 und 12 entspricht, über einen Zyklus der Grundwelle (Spannungsphase: 0° bis 360° (0 bis 2π rad)) zeigt. 13 zeigt ein Beispiel für einen Betrieb der U-Phase des 5-stufigen Umrichters zum Reduzieren der Oberschwingungen niedriger Ordnung in einem Fall, in dem die Anzahl von Pulsen Pnum 3 ist. Die 5-stufige U-Phasen-PWM-Spannung wird durch Kombinieren der 3-stufigen Ausgabespannung des Schenkels A, die durch die Schaltphasen th1a, th2a, th3a erzeugt wird, und der 3-stufigen Ausgabespannung des Schenkels B, die durch die Schaltphase th1b, th2b, th3b erzeugt wird, erhalten. Währenddessen fließt in Bezug auf den vom Stromsensor 19 erfassten Laststrom (U-Phasenstrom iu), falls der Laststrom mit einem Energiefaktor von 1 gesteuert wird und somit keine Phasenverzögerung in Bezug auf die Spannung aufweist, wie in 13 gezeigt, wenn nur entweder der Schenkel A oder der Schenkel B eingeschaltet ist und der andere Schenkel das C-Potential ausgibt, der Neutralpunktstrom icu, dessen Wert das +1-fache des Phasenstroms ist, wenn die Ausgabe des Schenkels B das C-Potential ist, und das -1-fache des Phasenstroms, wenn der Ausgabe des Schenkels A das C-Potential ist.
• Zunächst ist, wie in 13 gezeigt, in einem Bereich, in dem die Spannungsphase 0° bis 180° ist, die einphasige Ausgabespannung positiv, und in einer Kombination, in der die Ausgabe des Schenkels A das P-Potential und die Ausgabe des Schenkels B das C-Potential ist, ist das Vorzeichen des Neutralpunktstroms, der in den Neutralpunkt fließt, das gleiche wie das des U-Phasenstroms, d.h. positiv. Wenn andererseits die Ausgabe des Schenkels A das C-Potential und die Ausgabe des Schenkels B das P-Potential ist, ist der Neutralpunktstrom icu das -1-fache des U-Phasenstroms und somit negativ. Wenn die Ausgabe des Schenkels A das P-Potential und die Ausgabe des Schenkels B das C-Potential ist, so dass der Neutralpunktstrom icu größer als 0 ist, wird der Kondensator 5a auf der positiven Seite entladen und die Spannungsdifferenz Vdiff des Kondensators nimmt ab. Wenn andererseits die Ausgabe des Schenkels A das C-Potential und die Ausgabe des Schenkels B das P-Potential ist, so dass der Neutralpunktstrom icu kleiner als 0 ist, wird der Kondensator 5a auf der positiven Seite geladen und Vdiff nimmt zu. Um die Zunahme/Abnahme der Kondensatorspannungen unter Verwendung der Schaltphasen th1a bis th3a, th1b bis th3b zu beschreiben, kann gesagt werden, dass die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff in den Schaltphasenbereichen th2a-th1a und th3b-th2b abnimmt und in einem Schaltphasenbereich th3a-th1b zunimmt. Für einen Bereich von 90° bis 180° ist der Betrieb in Bezug auf 90° symmetrisch mit einem Bereich von 0° bis 90°.
• In einem Bereich, in dem die Spannungsphase 180° bis 360° ist, sind die Ausgabespannung der U-Phase und der U-Phasenstrom negativ, und in einer Kombination, in der die Ausgabe des Schenkels A das N-Potential und die Ausgabe des Schenkels B das C-Potential ist, ist der Neutralpunktstrom wie in der U-Phase negativ. Da der Neutralpunktstrom icu zu dieser Zeit kleiner als 0 ist, wird der Kondensator 5b auf der negativen Seite entladen und die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff nimmt zu. In ähnlicher Weise ist in einem Fall, in dem die Ausgabe des Schenkels A das C-Potential ist und die Ausgabe des Schenkels B das N-Potential ist, der Neutralpunktstrom icu das -1-fache des U-Phasenstroms iu und somit ist icu größer als 0, so dass der Kondensator 5b auf der negativen Seite aufgeladen wird und die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff abnimmt. Folglich nimmt in einem Fall der Spannungsphase von 180° bis 270° die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff in den Schaltphasenbereichen (π + th2a)-(π + th1a) und (π + th3b)-(π + th2b) zu und nimmt in einem Bereich (π + th3a)-(π + th1b) ab. Für einen Bereich von 270° bis 360° ist der Betrieb in Bezug auf 270° symmetrisch mit einem Bereich von 180° bis 270°.
• Falls der Energiefaktor hoch ist und der Strom auf der positiven und der negativen Seite positiv-negativ-symmetrisch und links-rechts-symmetrisch ist, gibt es fast keine Zunahme/Abnahme der Kondensatorspannungsdifferenz in einem Zyklus des elektrischen Winkels und somit wird die Kondensatorspannungsdifferenz klein gehalten. Falls der Energiefaktor jedoch niedrig ist, ist die Stromphase in Bezug auf die Spannung verzögert, so dass die positiven/negativen Vorzeichen der Spannung und des Laststroms um die Spannungsphasen 0° und 180° unterschiedlich sind. Somit weist der Neutralpunktstrom auf der positiven Seite und der negativen Seite keine Links-Rechts-Symmetrie mehr auf. Falls der Steuerzyklus kurz ist und die Frequenz und der Modulationsfaktor in einem Zyklus eines elektrischen Winkels geändert werden, wird zusätzlich der Strom selbst positiv-negativ-unsymmetrisch, so dass eine gewisse Kondensatorspannungsdifferenz in einem Zyklus aufkommt. Insbesondere wird in einem Fall, in dem eine Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff zunimmt, und des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff abnimmt, groß ist, falls der Strom positiv-negativ-unsymmetrisch und links-rechts-unsymmetrisch ist und sein Energiefaktor niedrig ist, die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff aufgrund der Unsymmetrie des Stroms und des Ungleichgewichts zwischen den Phasenweiten der Schaltphasenbereiche, in denen Vdiff zunimmt und abnimmt, vergrößert.
• In Bezug auf die Schaltmuster von 3 Pulsen x 2 in 9A und 9B, die durch Gleichung (3) abgeleitet wurden, die als Vergleichsbeispiel 2 gezeigt ist, wird hier eine Differenz zwischen den Phasenweiten der Schaltphasenbereiche, in denen Vdiff zunimmt und abnimmt, d.h. eine Differenz zwischen der Summe der Schaltphasenbereiche th1b-th1a und th3b-th2b und dem Schaltphasenbereich th3a-th1b, für jeden Modulationsfaktor berechnet und diese Differenzen werden durch eine gepunktete Linie im Diagramm in 17 über dem Modulationsfaktorbereich von 0,1 bis 1,2 auf einer 0,01-Skalenbasis gezeigt. Wie die gestrichelte Linie im Diagramm in 17 zeigt, wird, wenn der Modulationsfaktor 0,6 oder größer ist, die Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz abnimmt, und des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz zunimmt, signifikant groß.
• Die Differenz zwischen den Phasenweiten der Schaltphasenbereiche, in denen Vdiff zunimmt und abnimmt, variiert in Vergleichsbeispiel 2, das durch das gestrichelte Diagramm in 17 gezeigt wird, bei nur geringer Variation des Modulationsfaktors stark. Eine gestrichelte Linie im Diagramm in 18 zeigt auf einer 0,01-Skalenbasis des Modulationsfaktors die Variation der Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff abnimmt, und des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff zunimmt, in dem Fall von 3 x 2 Pulsen in Vergleichsbeispiel 2. Es wurde festgestellt, dass in einem mittleren/hohen Modulationsfaktorbereich die Differenz zwischen den Phasenweiten der oben genannten Zunahme- und Abnahmebereiche auf einer 0,01-Skala des Modulationsfaktors stark variiert. Dementsprechend wurde in einem derartigen Modulationsfaktorbereich festgestellt, dass, während eines Lastbetriebs, falls der Energiefaktor niedrig ist, die Differenz zwischen den Phasenweiten der Schaltphasenbereiche, die einen Einfluss auf die Zunahme/Abnahme der Kondensatorspannungsdifferenz haben, sogar bei einer geringfügigen Variation des Modulationsfaktors bei normaler Steuerung stark variiert, und somit ist der Betrieb wahrscheinlich unausgeglichen.
• Um ein derartiges Problem zu vermeiden, d.h. um die Spannung des Kondensators 5a auf der positiven Seite und die Spannung des Kondensators 5b auf der negativen Seite auszugleichen, ist es erforderlich, bei der PWM zum Reduzieren der Oberschwingungen niedriger Ordnung die Schaltphasen so festzulegen, dass nicht nur die Oberschwingungen reduziert und die für das Schalten erforderliche minimale Pulsweite sichergestellt werden, sondern auch sichergestellt wird, dass die Differenz zwischen den Phasenweiten des Bereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz zunimmt, und des Bereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz abnimmt, kleiner als ein vorgegebener Schwellwert wird. Nachfolgend wird im Gegensatz zum Vergleichsbeispiel 2 die Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zum Ausgleichen der Spannung des Kondensators 5a auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators 5b auf der negativen Seite beschrieben. Hier wird ein Verfahren zum Ausgleichen der Kondensatorspannungen auf Grundlage des in Patentdokument 1 beschriebenen Verfahrens diskutiert. Durch Gleichung (3) wird eine der Bedingungen für Oberschwingungen aufgehoben und eine Bedingung für die Schaltphasendifferenz, d.h. th2a - th1a = thlim, und eine Bedingung für die Vorgabe der Differenz zwischen den Phasenweiten der Vdiff-Zunahme- und - Abnahmebereiche, d.h. |th2a - th1a + th3b - th2b - (th3a - th1b)| ≤ thlim_sa, werden etabliert.
• $$\begin{array}{l}\frac{2}{\pi }\text{cost}h1a-\text{cos}th2a+\text{cos}th3a\\ +\text{cost}h1b-\text{cos}th2b+\text{cos}th3b=m\\ \text{cos5}th1a-\text{cos5}th2a+\text{cos5}th3a\\ +\text{cos5}th1b-\text{cos5}th2b+\text{cos5}th3b=0\\ \text{cos7}th1a-\text{cos7}th2a+\text{cos7}th3a\\ +\text{cos7}th1b-\text{cos7}th2b+\text{cos7}th3b=0\\ \text{cos11}th1a-\text{cos11}th2a+\text{cos11}th3a\\ +\text{cos11}th1b-\text{cos11}th2b+\text{cos11}th3b=0\\ th2a-th1a=th\text{lim}\\ \left|\left(th2a-th1a\right)+\left(th3b-th2b\right)-\left(th1b-th3a\right)\right|\le th\text{lim\_}sa\end{array}\}$$

  
• In Gleichung (4) werden, im Vergleich zu Gleichung (2), die Bedingung zum Ausgleichen einer Zuordnung der Grundwellenamplitude zwischen den zwei Schaltschenkeln A und B und die Bedingung zum Eliminieren einer Oberwelle dreizehnter Ordnung aufgehoben. Folglich ist eine Gleichung zum Definieren der Grundwellenamplitude nur die Gleichung der ersten Stufe und die Gleichungen der zweiten bis vierten Stufe sind Gleichungen, um Oberschwingungskomponenten für drei Arten von Ordnungen, d.h. fünfte, siebte und elfte Ordnung, auf null zu setzen. Zusätzlich ist die Gleichung der fünften Stufe eine Gleichung zum Sicherstellen der Pulsweite thlim, die vorhergehend in Abhängigkeit von den Eigenschaften der Schaltelemente festgelegt wird, für den von dem Schenkel A ausgegebenen Puls, und die Gleichung der sechsten Stufe ist eine Gleichung zum Sicherstellen, dass die Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff auf der Gleichspannungs-Eingabeseite zunimmt, und des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff abnimmt, gleich oder kleiner als ein vorgegebener Wert thlim_sa wird. Durch Lösen dieser Simultangleichungen mit sechs Unbekannten werden sechs Schaltphasen (th1a bis th3b) berechnet.
• In der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 wird die Berechnung von Gleichung (4) durchgeführt und zum Beispiel wird für jeden Modulationsfaktor m das Schaltmuster berechnet und gespeichert. Zur Zeit eines Betriebs der Energiewandlervorrichtung wird z.B. das Schaltmuster auf Grundlage des Modulationsfaktors m, der aus dem Ausgabespannung-Befehlswert Vp und der Spannung Vdc der Gleichspannungsquelle in der Modulationsfaktor-Berechnungseinheit 11 berechnet wird, gelesen, und das Gate-Signal 17 für jedes Schaltelement wird unter Verwendung des ausgelesenen Schaltmusters in der Gate-Signal-Erzeugungseinheit 16 erzeugt. Das erzeugte Gate-Signal 17 wird an den Umrichter 4 gesendet, um die Schaltelemente EIN/AUS zu schalten, wodurch ein Schaltbetrieb derart realisiert werden kann, dass die Spannungsdifferenz zwischen dem Kondensator auf der positiven Seite und dem Kondensator auf der negativen Seite nicht vergrößert wird und insbesondere die drei Arten von Oberschwingungskomponenten fünfter, siebter und elfter Ordnung reduziert werden.
• In der obigen Beschreibung wurde als ein Beispiel der Fall gezeigt, in dem die Anzahl von Pulsen Pnum 3 ist. In der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 wird jedoch auch für andere vorgegebene Pulsanzahlen die Anzahl von Schaltphasen, die in einem Schaltmuster vorhanden sind, gemäß jeder Anzahl von Pulsen bestimmt, um das Schaltmuster zu berechnen, und somit werden die Schaltmuster für jede Anzahl von Pulsen Pnum in einem vorgegebenen Bereich über einen vorgegebenen Bereich von Modulationsfaktoren m gespeichert. Zur Zeit eines Betriebs der Energiewandlervorrichtung kann das Schaltmuster, das der Pulsanzahl Pnum, die in der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 bestimmt wird, entspricht, und der Modulationsfaktor m, der in der Modulationsfaktor-Berechnungseinheit 11 berechnet wird, aus der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 ausgelesen werden und das Gate-Signal für das EIN/AUS-Schalten jedes Schaltelements 6 kann in der Gate-Signal-Erzeugungseinheit 16 erzeugt werden.
• Wie oben beschrieben, führt die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 in der Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 für jeden Modulationsfaktor in einem vorgegebenen Bereich und für jede Anzahl von Pulsen Pnum in einem vorgegebenen Bereich eine Berechnung derart durch, das die Bedingungen zum Sicherstellen des Modulationsfaktors, zum Eliminieren der Oberschwingungskomponenten für die jeweiligen Ordnungen der Ausgabespannung des Umrichters, zum Sicherstellen, dass die Phasendifferenz zwischen vorgegebenen benachbarten Schaltphasen gleich oder größer als ein vorgegebener Wert wird, und zum Sicherzustellen, dass in Bezug auf Schaltphasenbereiche, in denen Strom vom Umrichter zum Neutralpunkt in einem Halbzyklus der Grundwelle fließt, die Differenz zwischen den Phasenweiten des Bereichs, in dem die Spannungsdifferenz zwischen dem Kondensator auf der positiven Seite und dem Kondensator auf der negativen Seite zunimmt, und des Bereichs, in dem die Spannungsdifferenz abnimmt, gleich oder kleiner als ein vorgegebener Wert wird, um dadurch das Schaltmuster zu bestimmen. Somit ist es möglich, die Vergrößerung der Differenz zwischen der Spannung des Kondensators 5a auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators 5b auf der negativen Seite zu unterdrücken, um dadurch beide Spannungen auszugleichen, während die Oberschwingungen für mehrere Ordnungen reduzieren werden.
• Ausführungsform 2
• In dem Fall, in dem ein Schaltmuster durch Gleichung (4) auf Grundlage des in Patentdokument 1 beschriebenen Verfahrens erhalten wird, sind die Freiheitsgrade durch die Anzahl von Schaltphasen bestimmt. Folglich ist es erforderlich, um einer Gleichung zum Etablieren einer Bedingung über die Differenz zwischen den Phasenweiten der Schaltphasenbereiche, die einen Einfluss auf die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff oder dergleichen aufweisen, einen der Freiheitsgrade zu der hinzugefügten Bedingung zuzuweisen. Als Ergebnis muss die ursprüngliche Gleichung zum Festlegen der Grundwellenamplitude oder einer Oberschwingungskomponente aufgehoben werden, wodurch sich das Problem ergibt, dass der Bereich, in dem Oberschwingungen reduziert werden können, enger wird.
• Dementsprechend werden in der vorliegenden Ausführungsform 2, um ein Schaltmuster zu erhalten, bei dem die Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff zunimmt, und des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff abnimmt, klein ist, um die Spannung des Kondensators 5a auf der positiven Seite und die Spannung des Kondensators 5b auf der negativen Seite auszugleichen, Simultangleichungen so festgelegt, dass die Gesamtoberschwingungen bis zu einer höheren Ordnung als in dem Fall von Gleichung (4) reduziert werden. Ausführungsform 2 schlägt ein Verfahren vor, um durch Lösen der obigen Simultangleichungen ein solches Schaltmuster, das Oberschwingungskomponenten für mehr Ordnungsarten als die Gesamtzahl der Pulse in der Ausgabespannung, sogar mit einer vergleichsweise kleinen Anzahl von Pulsen Pnum reduzieren kann, während die Anzahl von zu reduzierenden Ordnungsarten von Oberschwingungen nicht direkt durch die Anzahl von Pulsen begrenzt ist, zu erhalten.
• Insbesondere ist die Summe der Quadrate der Oberschwingungskomponenten bis zu einer höheren Ordnung als eine Funktion definiert. Dann wird diese Funktion mit einer Vielzahl von Funktionen, die Nebenbedingungen bzw. Randbedingungen, wie etwa eine Zuordnung der Grundwellenamplitude (= Modulationsfaktor), die zwischen dem Schenkel A und dem Schenkel B vorgegeben ist, ein Sicherstellen einer minimalen Pulsweite thlim, die ein Schalten ermöglicht, und ein Sicherstellen, dass die Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff zunimmt, und des Schaltphasenbereichs, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff abnimmt, der vorgegebenen Wert thlim_sa wird, definieren, kombiniert, um dadurch eine Bewertungsfunktion zu erzeugen. Durch Finden der Minimallösung davon ist es möglich, ein solches Schaltmuster zu berechnen, das die Oberschwingungen reduziert, sogar wenn die Freiheitsgrade aufgrund der Vielzahl von Nebenbedingungen begrenzt sind.
• 14 zeigt ein Beispiel für die interne Konfiguration der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12, die das oben genannte Merkmal aufweist. In 14 weist die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 eine Modulationsfaktor-Berechnungseinheit 121, eine Oberschwingungs-Reduziereinheit 122, eine Funktionskombiniereinheit 123, eine Schaltphasen-Berechnungseinheit 124, eine Schaltmuster-Speichereinheit 125, eine Schaltphasendifferenz-Begrenzungseinheit 126 und eine Kondensatorspannungsdifferenz-Begrenzungseinheit 127 auf. Wie in 4 gezeigt, ist die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 durch den Prozessor 301 implementiert, aber die Schaltmuster-Speichereinheit 125 in der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 ist durch die Schaltmuster-Speichervorrichtung 303 implementiert.
• Zunächst definiert die Modulationsfaktor-Sicherstelleinheit 121 eine erste Funktion f zum Sicherstellen des Modulationsfaktors und zum Zuordnen der Grundwellenkomponente der Ausgabewellenform des Umrichters 4 und des Modulationsfaktors zueinander auf Grundlage des Modulationsfaktors, der Anzahl von Pulsen und der Anzahl von Schaltschenkelstufen. Insbesondere werden, wie durch Gleichung (5) und Gleichung (6) gezeigt, für den Schenkel A (Schaltschenkel 8a) und den Schenkel B (Schaltschenkel 8b) jeweils eine Funktion f1 (th1 a, th2a, th3a) und eine Funktion f2(th1b, th2b, th3b) definiert, die Unterfunktionen der ersten Funktion sind und die Beziehungen zwischen den Schaltphasen und dem Modulationsfaktor vorgeben.
• Als nächstes definiert die Oberschwingungs-Reduziereinheit 122 zum Reduzieren von Oberschwingungen, wie durch Gleichung (7) gezeigt, eine zweite Funktion Y(thi), wobei die Schaltphasen thi als Variablen verwendet werden, um die Beziehung zwischen den Schaltphasen thi und der Summe der Quadrate der Werte, die jeweils durch die Multiplikation der Oberschwingungskomponenten für die jeweiligen Ordnungen der Ausgabewellenform des Umrichters 4 mit den Gewichtungskoeffizienten w(k) (k = k1 bis kj) erhalten werden, als Summenwert der Oberschwingungselemente für die jeweiligen Ordnungen vorzugeben. Durch Gleichung (7) bezeichnet k die Ordnung jeder zu reduzierenden Oberschwingung, und hier werden insgesamt acht Arten von Ordnungen, d.h. fünfte, ..., fünfundzwanzigste Ordnung, angepeilt. Die Reduktionsziele sind jedoch nicht darauf begrenzt. In einem Fall, in dem alle Oberschwingungen gleichmäßig reduziert werden, sind die Gewichtungskoeffizienten w(k) alle 1, aber in einem Fall, in dem spezifische Ordnungen stärker reduziert werden, können die Gewichtungskoeffizienten w(k) gemäß diesen Ordnungen geändert werden.
• Wie durch Gleichung (8) gezeigt, legt die Schaltphasendifferenz-Begrenzungseinheit 126 zusätzlich eine dritte Funktion P zum Vorgeben der Phasendifferenz zwischen den benachbarten Schaltphasen th1a und th2a fest, um den unteren Grenzwert (thlim) für die Schaltphasendifferenz zu bestimmen.
• Ferner legt, wie durch Gleichung (9) gezeigt, die Kondensatorspannungsdifferenz-Begrenzungseinheit 127 eine vierte Funktion Q fest, um die Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltphasenbereichs, in dem die Spannungsdifferenz Vdiff zwischen dem Kondensator 5a auf der positiven Seite und dem Kondensator 5b auf der negativen Seite zunimmt, und dem Schaltphasenbereich, in dem die Spannungsdifferenz Vdiff abnimmt, d.h. die Differenz zwischen der Summe der Phasenweiten (th2a - th1a) und (th3b - th2b) und der Phasenweite (th3a - th1b), vorzugeben.
• $$\begin{array}{l}\text{f1}\left(\text{th1a}\text{,th2a}\text{,th3a}\right)\\ =\frac{2}{\pi }\left(\text{cos}th1a-\text{cos}th2a+\text{cos}th3a\right)-m\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}\text{f2}\left(\text{th1a}\text{,th2b}\text{,th3b}\right)\\ =\frac{2}{\pi }\left(\text{cos}th1b-\text{cos}th2b+\text{cos}th3b\right)-m\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}\text{Y}\left(\text{th1a}\text{,th2a}\text{,th3a}\text{,th1b}\text{,th2b}\text{,th3b}\right))\\ ={\displaystyle \sum \{\frac{2}{\pi }}\times \frac{1}{k}(\text{cos}ktha-\text{cos}kth3a+\text{cos}kth2b\\ {-\text{cos}kth2b+\text{cos}kth3b)\times w\left(k\right)\}}^2\\ \left(k=\mathrm{5,7,11,13,17,19,23,25}\right)\end{array}$$

  

  $$\text{P}\left(\text{th1a}\text{,th2a}\right)=th2a-th1a-thlim$$

  

  $$\begin{array}{l}\text{Q}\left(\text{th1a}\text{,th2a}\text{,th3a}\text{,th1b}\text{,th2b}\text{,th3b}\right))\\ =\left|\left(th2a-th1a\right)+\left(th3b-th2b\right)-\left(th3a-th1b\right)\right|-th\text{lim\_}sa\end{array}$$

  
• Ferner definiert die Funktionskombiniereinheit 123, wie durch Gleichung (10) gezeigt, eine Bewertungsfunktion X, in der eine oder mehrere zusätzliche Variablen zu den Freiheitsgraden der ersten Funktion f und der zweiten Funktion Y (entsprechend der Anzahl von Schaltphasen thi als Variablen, hier sechs Variablen) addiert werden, um die Freiheitsgrade zu erhöhen, und somit sind Freiheitsgrade für die dritte Funktion P und die vierte Funktion Q sichergestellt, um solche Schaltphasen zu erhalten, die die Bedingungen zum Sicherstellen des Modulationsfaktors und des unteren Grenzwertes (thlim) für die Schaltphasendifferenz, zum Sicherstellen, dass die Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltbereiches, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff zunimmt, und des Schaltbereiches, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff abnimmt, den oberen Grenzwert (thlim_sa) nicht überschreitet, und zum Reduzieren der Quadratsumme über Oberschwingungskomponenten für jeweilige Ordnungen, wie oben beschrieben, gleichzeitig erfüllen. Insbesondere definiert die Funktionskombiniereinheit 123 eine Bewertungsfunktion X(thi, α1, α2, β, γ), die die Summe der Funktion Y(thi), die durch Gleichung (7) gezeigt ist, und der Werte, die durch jeweiliges Multiplizieren der Funktion f1 (th1 a, th2a, th3a), die durch Gleichung (5) gezeigt ist, der Funktion f2(th1b, th2b, th3b), die durch Gleichung (6) gezeigt ist, der Funktion P(th1a, th2a), die die Differenz der Schaltphasen darstellt und durch Gleichung (8) gezeigt ist, und der Funktion Q(th1a, th1b, th2b), die die Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltbereichs, in dem Vdiff zunimmt, und des Schaltbereichs, in dem Vdiff abnimmt, vorschreibt, mit unbekannten Gewichtungsvariablen α1, α2, β, γ als zusätzliche Variablen erhalten werden, ist, und somit weist die Bewertungsfunktion X(thi, α1, α2, β, γ) die Schaltphasen thi und die Gewichtungsvariablen α1, α2, β, γ als Variablen auf. In der Bewertungsfunktion X kann auch die Funktion Y, die die Oberschwingungskomponente der Spannung darstellt, mit einer anderen zusätzlichen Größe multipliziert werden.
• $$\begin{array}{l}\text{X}\left(\text{th1a}\text{,th2a}\text{,th3a}\text{,th1b}\text{,th2b}\text{,th3a}\text{,}\mathrm{\alpha }\text{1}\text{,}\mathrm{\alpha }\text{2}\text{,}\mathrm{\beta }\mathrm{,\gamma }\right)\\ =\text{Y}\left(\text{th1a}\text{,th2a}\text{,th3a}\text{,th1b}\text{,th2b}\text{,th3b}\right)+\mathrm{\alpha }\text{1}\times \text{f1}\left(\text{th1a}\text{,th2a}\text{,th3a}\right)\\ +\mathrm{\alpha }\text{2}\times \text{f2}\left(\text{th1b}\text{,th2b}\text{,th3b}\right)+\mathrm{\beta }\times \text{P}\left(\text{th1a},\text{th2a}\right)\\ +\mathrm{\gamma }\times \text{Q}\left(\text{th1a},\text{th2a}\text{,th3a}\text{,th1b}\text{,th2b}\text{,th3b}\right)\end{array}$$

  
• Es werden partielle Ableitungen der Bewertungsfunktion X(thi, α1, α2, β, γ) in Bezug auf zehn Variablen α1, α2, β, γ und th1a bis th3b gemacht und die anderen als die partielle Ableitung für γ werden alle auf null festgelegt und die partielle Ableitung für γ wird gleich oder kleiner als Null festgelegt, so dass Simultangleichungen mit zehn Unbekannten, wie durch Gleichung (11) gezeigt, etabliert werden. Diese Simultangleichungen werden zum Beispiel unter Verwendung des Newton-Verfahrens gelöst. Das heißt, es wird eine Berechnung zum Minimieren der Bewertungsfunktion X durchgeführt. Durch diese Berechnung ist es möglich, ein solches Schaltmuster zu erhalten, das den erforderlichen Modulationsfaktor m sicherstellt, das die Gesamtwerte der Oberschwingungskomponenten für viele Ordnungen minimiert und das die Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und die Spannung des Kondensators auf der negativen Seite ausgleicht.
• $$\begin{array}{l}\frac{\partial X}{\partial \alpha \text{1}}=0\\ \frac{\partial X}{\partial \alpha \text{2}}=0\\ \frac{\partial X}{\partial \beta }=0\\ \frac{\partial X}{\partial \gamma }\le 0\\ \frac{\partial X}{\partial thi}=\mathrm{0,}\text{=1}a\mathrm{,2}a\mathrm{,3}a\mathrm{,1}b\mathrm{,2}b\mathrm{,3}b\end{array}\}$$

  
• Durch Lösen der obigen Gleichung (11) ist es möglich, ein solches Schaltmuster, das den erforderlichen Modulationsfaktor m zwischen den zwei Schaltschenkel 8a und 8b gleichmäßig verteilt, das die erforderliche Phasendifferenz thlim zwischen den zwei benachbarten Schaltphasen sicherstellt, das sicherstellt, dass die Differenz zwischen den Phasenweiten der Schaltbereiche, in denen die Spannungsdifferenz Vdiff zwischen dem Kondensator 5a auf der positiven Seite und dem Kondensator 5b auf der negativen Seite während des Lastbetriebs zunimmt und abnimmt, gleich oder kleiner als thlim_sa ist, und das die Gesamtwerte der Oberschwingungskomponenten für viele Ordnungen minimiert (in der vorliegenden Ausführungsform ist die höchste Ordnung die fünfundzwanzigste Ordnung, mit der Anzahl von Pulsen 3 x 2) zu berechnen.
• 15A und 15B zeigen Diagramme der Schaltphasen (Schaltmuster), die, wie oben beschrieben, für jeden Modulationsfaktor berechnet wurden. Im Vergleich zu den in 9A und 9B gezeigten Schaltmustern in Vergleichsbeispiel 2, die durch Gleichung (3) berechnet wurden, sind die Variationen der Schaltphasen in Bezug auf den Modulationsfaktor kleiner und glatter.
• 16A und 16B zeigen die Ausgabespannungs-Wellenformen der zwei Schaltschenkel 8a (Schenkel A) und 8b (Schenkel B) des 5-stufigen Umrichters bei einem Modulationsfaktor von 0,72, bei dem die minimale Weite der Schaltphasen sichergestellt ist, unter den Schaltmustern in 15A und 15B, die durch Lösen von Gleichung (11) abgeleitet wurden. Wie in 16A gezeigt, ist in der Wellenform zwischen den Schaltphasen th1a und th2a für den Schenkel A, wie in 8A, thlim = 0,116 rad sichergestellt.
• In den Pulsmustern von 3 Pulsen x 2, die in 15A und 15B gezeigt sind und durch Gleichung (11) berechnet wurden, wird die Differenz zwischen den Phasenweiten der Schaltphasenbereiche, in denen Vdiff zunimmt und abnimmt, d.h. die Differenz zwischen der Summe der Schaltphasenbereiche th1b-th1a und th3b-th2b und dem Schaltphasenbereich th3a-th1b, für jeden Modulationsfaktor berechnet, und diese Differenzen werden in 17 und 18 durch Diagramme mit durchgezogenen Linien über den Modulationsfaktorbereich von 0,1 bis 1,2 auf einer 0,01-Skalenbasis gezeigt. Im Gegensatz zu den gestrichelten Linien in Vergleichsbeispiel 2 ist, wie durch die durchgezogene Linie in 17 gezeigt, die Differenz zwischen den Phasenweiten der Schaltphasenbereiche, in denen Vdiff zunimmt und abnimmt, d.h. die Differenz zwischen den Weiten des Zunahmebereichs und des Abnahmebereichs, innerhalb eines Bereichs von ±0,05 rad für jeden Modulationsfaktor, und die Variation der Differenz zwischen den Weiten der Zunahme- und Abnahmebereiche pro Modulationsfaktor von 0,01 ist, wie durch die durchgezogene Linie in 18 gezeigt, auch kleiner als ±0,02 rad, wodurch sie auf weniger als 1/6 des Werts in dem Schaltmuster des Vergleichsbeispiels 2 reduziert wird.
• 19 und 20 zeigen Kurvenformen der Drehzahlen (Umrichter und Induktionsmotor), das Motordrehmoment, die Differenz (PC - CN) zwischen den Spannungen der Kondensatoren auf der positiven und negativen Seite für jede Phase, die Summe (PC + CN) (Vdc) der Spannungen der Kondensatoren auf der positiven und negativen Seite für die U-Phase, und die Durchschnittswerte der Spannung des Kondensators auf der positiven Seite (PC-Spannung) und der Spannung des Kondensators auf der negativen Seite (CN-Spannung) für jede Phase in einem Fall, in dem die Pulsmuster in dem Vergleichsbeispiel 2, das in 9A und 9B gezeigt ist, und die Pulsmuster in der Ausführungsform 2, die in 15A und 15B gezeigt ist, jeweils für einen 5-stufigen Umrichter gespeichert sind und ein Induktionsmotor unter der gleichen Last und mit der gleichen Geschwindigkeit angetrieben wird. Die Drehzahl des Asynchronmotors ist 57,7 Hz, der Modulationsfaktor ist 0,72, und die Last wird auf 9400 Nm erhöht. Die V/f-Steuerung bzw. U/f-Steuerung wird für den Umrichter durchgeführt, und der Ausgabespannungs-Befehlswert (Vp) für den Umrichter wird, wie durch Gleichung (12) gezeigt, bestimmt. $${\text{V}}_{\text{p}}={\text{K}}_{vf}\times Fc$$

  
• Der Ausgabespannungs-Befehlswert (Phasenspannungsamplitude) Vp wird als der Ausgabefrequenz-Befehlswert Fc, der mit einer festen Verstärkung Kvf multipliziert wird, dargestellt. Vp wird dem Umrichter 4 als Befehl für den Modulationsfaktor m, der durch Gleichung (1) gezeigt wird, übergeben. In der Steuereinheit 10 wird der Ausgabefrequenz-Befehlswert Fc unter Verwendung der zeitlichen Variation des Stroms korrigiert, um die Oszillation des Motordrehmoments zu unterdrücken, und die Frequenz Fc variiert mit die Zeit leicht um einen Modulationsfaktor von 0,72. In dem Fall, in dem die Pulsmuster aus dem Vergleichsbeispiel in 9A und 9B verwendet werden, erhöht/verringert sich bei steigender Last die Differenz Vdiff (= PC - CN) zwischen den Spannungen der Kondensatoren auf der positiven Seite und der negativen Seite für jede Phase, die von den Neutralpunkt-Spannungssensoren 20u, 20v, 20w erfasst werden, wie in dem Diagramm in der dritten Stufe in 19 dargestellt, stark. Die Nennspannungen der Kondensatoren auf der positiven und der negativen Seite sind 2500 V, aber die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff geht weit über die Nennspannung hinaus, so dass auch die Welligkeit des Motorausgabedrehmoments, wie in dem Diagramm in der zweiten Stufe in 19 gezeigt, groß wird. Andererseits ist in 20, die einen Betrieb in einem Fall einer Verwendung der in 15A und 15B gezeigten Pulsmuster zeigt, die durch das in der vorliegenden Ausführungsform 2 offenbarte Verfahren berechnet wurden, zum Beispiel, wie in dem Diagramm in der dritten Stufe gezeigt, die Differenz (PC - CN) zwischen den Spannungen der Kondensatoren auf der positiven Seite und der negativen Seite, verglichen mit dem Diagramm in der dritten Stufe in 19, signifikant kleiner, so dass beide Spannungen ausgeglichen sind, und, wie in dem Diagramm in der zweiten Stufe gezeigt, auch die Variation des Motorausgangsdrehmoments im Vergleich zu 19 signifikant kleiner ist.
• Wie oben beschrieben, wird bei der Auslegung von PWM zum Reduzieren von Oberschwingungen niedriger Ordnung, die sich auf die Phasenweiten der Schaltphasenbereiche fokussiert, die einen Einfluss auf die Differenz zwischen der Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators auf der negativen Seite auf der Eingabeseite verursachen, die Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltphasenbereichs, in dem die Spannungsdifferenz Vdiff zunimmt, und des Schaltphasenbereichs, in dem die Spannungsdifferenz Vdiff abnimmt, so festgelegt, dass sie klein ist. Somit ist es möglich, eine PWM derart zu erhalten, dass, sogar in einem Fall, in dem die Last hoch, der Energiefaktor niedrig und der Strom positiv-negativ-unsymmetrisch ist, die Spannungen des Kondensators auf der positiven Seite und des Kondensators auf der negativen Seite weniger unsymmetrisch sind und die Drehmomentwelligkeit aufgrund des Schaltkreises auf der Gleichspannungsseite reduziert werden kann.
• In einem Fall, in dem eine derartige PWM als eine asynchrone PWM oder eine synchrone PWM, bei denen die Schaltphasen durch Vergleich mit dem Befehlswert bestimmt werden, verwendet werden, ist es schwierig, eine Phasenkorrektur unter Berücksichtigung der oben beschriebenen Kondensatorspannungsdifferenz durchzuführen. Im Allgemeinen wird als ein Verfahren zum Reduzieren der Differenz zwischen den Spannungen der Kondensatoren auf der positiven Seite und auf der negativen Seite bei einer PWM mit Dreieckswellenvergleich eine Gleichspannungskomponentenkorrektur für dreiphasige Spannungsbefehlswerte durchgeführt, um die Spannungsdifferenz zu reduzieren. Gemäß diesem Verfahren steigen die Variationen der Oberschwingungen niedriger Ordnung zwangsläufig an. Andererseits ermöglicht es das in der vorliegenden Ausführungsform 2 offenbarte Verfahren, Oberschwingungen niedriger Ordnung mit einer geringen Anzahl von Schaltvorgängen zu reduzieren und die Differenz zwischen den Spannungen der Kondensatoren auf der positiven und auf der negativen Seite zu reduzieren, ohne den Vorteil der PWM zum Reduzieren der Oberschwingungen niedriger Ordnung zu verlieren.
• Ausführungsform 3
• Die obigen Ausführungsformen 1 und 2 haben für das Verfahren zum Bestimmen solcher Schaltphasen gezeigt, dass die Kondensatorspannungsdifferenz auf der Gleichspannungs-Eingabeseite während eines Lastbetriebs bei der PWM zum Reduzieren von Oberschwingungen niedriger Ordnung im 5-stufigen Umrichter, bei dem zwei 3-stufige Schenkel für jede Phase in Reihe geschaltet sind, um eine 5-stufige PWM auszugeben, mit geringerer Wahrscheinlichkeit zunimmt. Ein ähnliches Verfahren kann auch auf einen 3-stufigen Umrichter oder einen Multilevel-Umrichter angewendet werden, bei dem 2-stufige Schaltkreise in einer Vielzahl von Stufen kombiniert werden, um eine mehrstufige Spannung auszugeben.
• 21 zeigt die Schaltkreiskonfiguration eines 3-stufigen Umrichters als eine Energiewandlervorrichtung gemäß Ausführungsform 3. Im Gegensatz zum 5-stufigen Umrichter wird eine Gleichspannung 1 bereitgestellt und die 3-stufigen Schaltschenkel für die jeweiligen Phasen werden nacheinander für jede Phase mit einer Gleichspannungseingabe verbunden. Wenn einer der Schaltkreise für drei Phasen das C-Potential ausgibt und dann der Neutralpunktstrom ic zum C-Potential fließt, wird wie beim 5-stufigen Umrichter der Kondensator 5a auf der positiven Seite oder der Kondensator 5b auf der negativen Seite geladen oder entladen, so dass die Differenz zwischen dem Kondensator 5a auf der positiven Seite und dem Kondensator 5b auf der negativen Seite zunimmt oder abnimmt.
• Jede der Ausgaben für die drei Phasen u, v, w des Umrichters 4 an den Motor 3 ist gemäß dem Schaltzustand ein beliebiges der Potentiale, P-Potential, C-Potential oder N-Potential. Ein Raumvektor (u-Phasen-Potential, v-Phasen-Potential, w-Phasen-Potential) wird, wie in 22 gezeigt, dargestellt. Falls der gegenwärtige Zustand ein dreiphasig ausgeglichener Zustand ist, ist ein schraffierter Bereich in 22 zu berücksichtigen. 23 zeigt eine Korrespondenztabelle des Raumvektors und des Neutralpunktstroms, der zu dieser Zeit fließt. Es ist anzumerken, dass die beschriebenen Ströme iu, iv, iw die Beziehung iu + iv + iw = 0 erfüllen. Wenn eine Differenz zwischen der P-C-Spannung und der C-N-Spannung mit Vdiff bezeichnet wird, ist es wünschenswert, dass Vdiff 0 ist. Aus dem Vektordiagramm in 22 und der Tabelle in 23 geht hervor, dass Vdiff in einem Fall abnimmt, in dem ic > 0 ist, und dass Vdiff in einem Fall zunimmt, in dem ic < 0 ist. Zum Beispiel wird in einem Fall eines Vektors CNN, wenn ic = -iu > 0 erfüllt ist, der Kondensator 5b auf der negativen Seite geladen und Vdiff nimmt ab, und wenn ic = -iu < 0 erfüllt ist, wird der Kondensator 5b auf der negativen Seite entladen und Vdiff nimmt zu.
• Der Neutralpunktstrom ic, der bei jedem Vektor fließt, ist in 22 gezeigt. Von den Vektoren im schraffierten Bereich in 22 werden die Vektoren, die eine Änderung von Vdiff verursachen, in 24 in einer Tabelle gezeigt. In Fällen von CNN und PCC wird hier dieselbe Netzspannung ausgegeben, aber die Zunahme/die Abnahme von Vdiff ist entgegengesetzt zueinander. Das Gleiche gilt für CNC und PCP.
• Um zu verhindern, dass Vdiff stark vergrößert wird, ist es erforderlich, dass die Phasenweiten der Schaltphasenbereiche, die einen Einfluss auf Vdiff verursachen, keine Differenz zwischen dem Bereich, in dem Vdiff zunimmt, und dem Bereich, in dem Vdiff abnimmt, aufweisen. Folglich legt die Kondensatorspannungsdifferenz-Begrenzungseinheit 127 der Pulsmuster-Bestimmungseinheit 12 die vierte Funktion Q fest, die eine solche Bedingung aufweist, dass die Differenz zwischen den Phasenweiten der Zunahme- und Abnahme-Schaltphasenbereiche den oberen Grenzwert thlim_sa unter Berücksichtigung der Beziehung der Schaltphasen für die jeweiligen Phasen eines jeden Raumvektors in 24 nicht überschreitet, um dadurch ein Schaltmuster in der gleichen Weise wie bei dem 5-stufigen Schaltmuster zu bestimmen. Ein spezifisches Verfahren hierfür überschneidet sich mit dem oben beschriebenen Verfahren für den 5-stufigen Umrichter, weshalb auf eine Beschreibung davon verzichtet wird. Wie oben beschrieben, ist auch im Fall des 3-stufigen Umrichters bei der Auslegung der PWM zum Reduzieren der Oberschwingungen niedriger Ordnung, die sich auf die Schaltphasenbereiche fokussiert, die einen Einfluss auf die Differenz zwischen der Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators auf der negativen Seite auf der Eingabeseite der Gleichspannung haben, die Differenz zwischen den Phasenweiten des Schaltphasenbereichs, in dem die Spannungsdifferenz Vdiff zunimmt, und des Schaltphasenbereichs, in dem die Spannungsdifferenz Vdiff abnimmt, so festgelegt, dass sie klein ist. Somit ist es möglich, eine Energiewandlervorrichtung zu erhalten, die zu einer derartigen PWM-Steuerung imstande ist, dass, sogar in einem solchen Fall, in dem die Last hoch, der Energiefaktor niedrig und der Strom positiv-negativ-unsymmetrisch ist, die Spannungen auf der positiven und der negativen Seite weniger unsymmetrisch sind und die Drehmomentwelligkeit aufgrund des Neutralpunktpotentials auf der Eingabeseite reduziert werden kann.
• Ausführungsform 4
• Das Verfahren zum Erzeugen einer solchen PWM, die Oberschwingungen niedriger Ordnung reduziert und die Schaltphasenbereiche so anpasst, dass die Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und die Spannung des Kondensators auf der negativen Seite gemäß der vorliegenden Erfindung ausgeglichen werden, kann auch durch Korrektur des Schaltmusters für die PWM zum Reduzieren der Oberschwingungen niedriger Ordnung erreicht werden, das ohne Verwendung des in Ausführungsform 1 oder 2 beschriebenen Verfahrens, z.B. das Schaltmuster, das durch Gleichung (3) erhalten wird, berechnet wurde. Bei der Steuerung zum Korrigieren der Kondensatorspannungsdifferenz zum Ausgleich der Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators auf der negativen Seite werden, anstelle einer Durchführung einer Phasenkorrektur unter Berücksichtigung der Gleichspannungsmenge eines Ungleichgewichts zwischen der Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und der Spannung des Kondensators auf der negativen Seite wie im konventionellen Fall, die zu korrigierenden Schaltphasen auf Grundlage der Differenz zwischen den Phasenweiten der Schaltphasenbereiche, in denen die Kondensatorspannungsdifferenz zu- und abnimmt, der Oberschwingungen und des Energiefaktors des Stroms ausgewählt und die Korrektur wird für die ausgewählten Schaltphasen durchgeführt. Somit ist es möglich, eine solche Steuerung, die das Auftreten von Oberschwingungen und Stromwelligkeit unterdrückt und Kondensatorspannungen ausgleicht, durchzuführen. In der vorliegenden Ausführungsform 4 wird dieses Verfahren beschrieben.
• Ein Schaltkreisdiagramm der gesamten Konfiguration der Energiewandlervorrichtung 2 gemäß Ausführungsform 4 ist in 1 gezeigt und ist somit identisch mit der Konfiguration der Ausführungsformen 1 und 2. Die Schaltphasenkorrektur zum Eliminieren der Spannungsdifferenz zwischen dem Kondensator 5a auf der positiven Seite und dem Kondensator 5b auf der negativen Seite wird in der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 durchgeführt. 25 zeigt die interne Konfiguration einer Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12u für die U-Phase in der Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12 gemäß Ausführungsform 4. Die Schaltmuster-Bestimmungseinheit 12u für die U-Phase weist auf: eine Basisschaltmuster-Berechnungseinheit 1240, die ein Basisschaltmuster für jede Anzahl von Pulsen in einem vorgegebenen Bereich über einen vorgegebenen Bereich von Modulationsfaktoren berechnet; eine Basisschaltmuster-Speichereinheit 1250, die die berechneten Basisschaltmuster speichert; eine Schaltphasenkorrektureinheit 128, die aus der Basisschaltmuster-Speichereinheit 1250 das Basisschaltmuster, das der von der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 bestimmten Pulsanzahl Pnum und dem von der Modulationsfaktor-Berechnungseinheit 11 berechneten Modulationsfaktor m entspricht, ausliest und eine Korrektur für die Schaltphasen des ausgelesenen Basisschaltmusters durchführt; und eine Phasenverschiebungsmenge-Speichereinheit 129, die eine Phasenverschiebungsmenge zum Korrigieren der Schaltphasen speichert. Die Gate-Signal-Erzeugungseinheit 16 erzeugt das Gate-Signal zum EIN/AUS-Schalten eines jeden Schaltelements 6 unter Verwendung eines Schaltmusters, das durch die Schaltphasenkorrektureinheit 128 gegenüber dem Basisschaltmuster korrigiert wurde.
• In der vorliegenden Ausführungsform 4 wird ein Beispiel beschrieben, bei dem die von der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit 13 bestimmte Anzahl von Pulsen Pnum wie in den Ausführungsformen 1 und 2 3 ist. Die Basisschaltmuster-Berechnungseinheit 1240 berechnet für jede Anzahl von Pulsen in einem vorgegebenen Bereich über einen vorgegebenen Bereich von Modulationsfaktoren das Basisschaltmuster durch Berechnen der Schaltphasen, um Bedingungen zum Sicherstellen des Modulationsfaktors, zum Eliminieren der Oberschwingungskomponenten für die jeweiligen Ordnungen der Ausgabespannung des Umrichters und zum Sicherstellen eines vorgegebenen Werts für die Phasendifferenz zwischen vorgegebenen benachbarten Schaltphasen zu erfüllen. Zum Beispiel erhält die Basisschaltmuster-Berechnungseinheit 1240 das Basisschaltmuster als eine Basis durch Berechnen durch Gleichung (3) und speichert das erhaltene Basisschaltmuster für jeden Modulationsfaktor in der Basisschaltmuster-Speichereinheit 1250. Bei der Schaltphasenkorrektur durch die Schaltmuster-Speichereinheit 128 wird das Schaltmuster gemäß dem Modulationsfaktor m aus den in der Basisschaltmuster-Speichereinheit 1250 gespeicherten Basisschaltmustern ausgelesen, und unter den Schaltphasen th1a, th2a, th3a, th1b, th2b, th3b des ausgelesenen Basisschaltmusters werden Schaltphasen ausgewählt und so korrigiert, dass die Spannung vcu_a des Kondensators 5a auf der positiven Seite und die Spannung vcu_b des Kondensators 5b auf der negativen Seite ausgeglichen sind und Variationen der Oberschwingungen niedriger Ordnung minimiert werden.
• Die Schaltmuster-Korrektureinheit 128 empfängt den U-Phasen-Strom iu, der vom Stromsensor 19 erfasst wird, um die durch die Verbindungsleitungen zum Motor fließenden Ströme zu erfassen, die Spannung vcu_a des Kondensators 5a auf der positiven Seite und die Spannung vcu_b des Kondensators 5b auf der negativen Seite, die vom Spannungssensor 20u erfasst werden, sowie die Schaltmuster th1a, th2a, th3a, th1b, th2b, th3b, die gemäß dem Modulationsfaktor-Befehl m aus der Schaltmustertabelle, die in der Basisschaltmuster-Speichereinheit 1250 gespeichert ist, ausgelesen werden. 26 ist ein Ablaufdiagramm, das den Verarbeitungsprozess zum Korrigieren der Schaltphasen in der Schaltphasenkorrektureinheit 128 zeigt. Zunächst werden in Schritt S201 die Strommengen in den Schaltphasenbereichen, in denen die Differenz zwischen der Spannung Vpc des Kondensators auf der positiven Seite und der Spannung Vcn des Kondensators auf der negativen Seite zunimmt und abnimmt, berechnet. 27 ist ein Ablaufdiagramm, das einen detaillierten Verarbeitungsablauf der Berechnung der Strommenge zeigt.
• Um die U-Phase als ein Beispiel zu beschreiben, wird zunächst in Schritt S211 auf Grundlage einer Ausgabespannungsphase θu für die U-Phase und der Schaltphasen th1a, th2a, th3a, th1b, th2b, th3b bestimmt, ob die Ausgabepotentiale des Schaltschenkels 8a (Schenkel A) und des Schaltschenkels 8b (Schenkel B) in dem Bereich liegen, in dem P, N, und C auftreten, und ob θu in dem Bereich liegt, in dem entweder der Schenkel A oder der Schenkel B das Potential C ausgibt, um dadurch zu bestimmen, ob der Neutralpunktstrom icu gleich dem U-Phasenstrom iu oder dem -1-fachen des U-Phasenstroms iu ist. Das heißt, in einem Bereich, in dem der Schenkel A das C-Potential und der Schenkel B das P-Potential oder das N-Potential ausgibt, ist der Neutralpunktstrom icu das -1-fache des U-Phasenstroms iu und folglich ist ein Koeffizient mul -1. In einem Bereich, in dem der Schenkel B das C-Potential und der Schenkel A das P-Potential oder das N-Potential ausgibt, ist der U-Phasenstrom iu gleich dem Neutralpunktstrom icu und folglich ist der Koeffizient mul 1. Währenddessen wird in Schritt S212 bestimmt, ob der U-Phasenstrom iu positiv oder negativ ist, und der Neutralpunktstrom icu wird als U-Phasenstrom iu x mul berechnet, so dass der Neutralpunktstrom icu und das Vorzeichen davon bestimmt werden. Falls der Neutralpunktstrom icu positiv ist, nimmt die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff ab, und folglich wird der Integralwert von icu in diesem Bereich zu einem Abnahme-Stromintegralwert i_minus addiert. Falls icu negativ ist, nimmt die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff zu und folglich wird der Integralwert von icu in diesem Bereich zu einem Zunahme-Stromintegralwert i_plus addiert. Auf diese Weise wird der Neutralpunktstrom icu in jedem der Bereiche, Bereich, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff zunimmt, und Bereich, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff abnimmt, einzeln integriert, um dadurch die Stromintegralwerte i_plus bzw. i_minus zu berechnen.
• Zurück zu 26. Falls in Schritt S202 der Betrag der Summe des Stromintegralwerts i_plus im Zunahmebereich und der Stromintegralwert i_minus im Abnahmebereich größer als ein Schwellwert Thi ist, geht das Verfahren zu Schritt S203. In Schritt S203 wird der Betrag der Differenz zwischen der Spannung vcu_a des Kondensators 5a auf der positiven Seite und der Spannung vcu_b des Kondensators 5b auf der negativen Seite, die vom Spannungssensor 20u erfasst werden, berechnet. Falls der Betrag größer als ein vorgegebener Wert Thv ist, geht das Verfahren zum nächsten Schritt S204, um eine Phasenverschiebungsmenge zum Korrigieren einer Phase zu berechnen, so dass die Summe des Stromintegralwerts i_plus in dem Fall, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff zunimmt, und des Stromintegralwerts i_minus in dem Fall, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff abnimmt, Null wird. Anschließend wird in Schritt S205 ein Schaltphasenziel ausgewählt, für das die Schaltphase verschoben und korrigiert wird.
• 28 zeigt die Schaltphasen und Verschieberichtungen in einem Fall, in dem die Kondensatorspannungsdifferenz Vdiff (vcu_a - vcu_b) kleiner als -Thv ist. Zum Beispiel werden in einem Fall, in dem die von den zwei Schenkeln A und B ausgegebenen Puls-Wellenformen die in 13 gezeigten Wellenformen sind, die Summe der Puls-Bereiche th2a-th1a und th3b-th2b sowie der Puls-Bereich th3a-th1b miteinander verglichen und die Schaltphasen korrigiert, indem sie so verschoben werden, dass der weitere Bereich verengt und der schmalere Bereich erweitert wird. Zu dieser Zeit werden, um die Pulse für den Schenkel A und die Pulse für den Schenkel B gleichmäßig zu korrigieren und sicherzustellen, dass keine Differenzen in den Oberschwingungen und der Grundwelle im Vergleich zu denen vor der Korrektur entstehen, unter den sechs Schaltphasen die Schaltphase th1a, die am nächsten an Null Grad liegt, und die Schaltphase th3b, die am nächsten an 90 Grad liegt, von den Korrekturzielen ausgenommen. In den in 28 gezeigten Puls-Wellenformen ist die Summe der Weiten der Schaltphasenbereiche (th2a - th1a) und (th3b - th2b) länger als die Weite des Schaltphasenbereichs (th3a - th1b). Dementsprechend werden in einem Spannungsphasenbereich von 0 bis 90° in den Schaltphasenbereichen th1a-th2a und th2b-th3b, in denen Vdiff abnimmt, die Phasen th2a und th2b ausgewählt und diese Schaltphasen werden um die in Schritt S204 berechnete Phasenverschiebungsmenge in eine Richtung korrigiert, um die oben genannte Weite des Schaltphasenbereichs zu verringern. Ferner werden in dem Bereich th3a-th1b, in dem Vdiff zunimmt, th3a und th1b durch die Verschiebung der Phasenverschiebungsmenge korrigiert, und zwar in eine Richtung, die die Weite dieses Bereichs ansteigen lässt. Als Ergebnis werden auf diese Weise die Schaltphasen, die für jeden Schenkel A und Schenkel B korrigiert werden, aus einer Phase für den ansteigenden Puls und einer Phase für den abfallenden Puls zusammengesetzt, und somit ist zu erwarten, dass die Variation der Grundwellenamplitude reduziert wird.
• In 28 sind alle Phasenverschiebungsmengen, um die die Schaltphasen verschoben werden, dieselben. Im Hinblick auf die Reduzierung der Oberschwingungen können die Phasenverschiebungsmengen für die ausgewählten Schaltphasen th1b, th2b, th2a, th3a jedoch so geändert werden, dass die durch Gleichung (10) gezeigte Variation des Werts der Funktion Y (th1a, th2a, th3a, th1b, th2b, th3b), die die Summe der Quadrate der Oberschwingungen für die jeweiligen Ordnungen ist, klein wird.
• Durch Verschieben und Korrigieren der Schaltphasen ist es, wie oben beschrieben, möglich, eine Phasenkorrektur für PWM zum Reduzieren von Oberschwingungen niedriger Ordnung derart durchzuführen, dass die Vergrößerung der Positiv-Negativ-Differenz der Umrichter-Ausgabespannung durch Reduktion der Kondensatorspannungsdifferenz unterdrückt wird und Oberschwingungen niedriger Ordnung können reduziert werden, ohne solche Schaltmuster, die die Differenz zwischen den Spannungen der Kondensatoren auf der positiven Seite und der negativen Seite nicht vergrößern, vorhergehend durch Berechnung wie in den Ausführungsformen 1 und 2 zu erhalten.
• Es ist anzumerken, dass die bei der Korrektur verwendete Phasenverschiebungsmenge in der Phasenverschiebungsmengen-Speichereinheit 129 gespeichert wird, und in einem Fall, in dem es notwendig ist, nach der Korrektur eine weitere Korrektur aufgrund einer Laständerung oder dergleichen durchzuführen, wird die in der Phasenverschiebungsmengen-Speichereinheit 129 gespeicherte Phasenverschiebungsmenge weiter korrigiert, um eine Phasenverschiebungsmenge zu erhalten. Somit ist es möglich, eine solche Phasenkorrektur für PWM zum Reduzieren der Oberschwingungen niedriger Ordnung durchzuführen, die die Vergrößerung der Positiv-Negativ-Differenz der Ausgabespannung des Umrichters unterdrückt und die Oberschwingungen niedriger Ordnung reduzieren kann, selbst wenn die Last schwankt.
• Die Verfahren zum Bestimmen von Schaltmustern gemäß der vorliegenden Erfindung, die bisher in den Ausführungsformen 1 bis 4 beschrieben wurden, werden wie folgt zusammengefasst: Ein Schaltmuster, das eine Schaltphasengruppe ist, wird so berechnet, dass es Bedingungen zum Sicherstellen des Modulationsfaktors, zum Eliminieren der Oberschwingungskomponenten für die jeweiligen Ordnungen der Umrichter-Ausgabespannung, zum Sicherstellen eines vorgegebenen Werts für die Phasendifferenz zwischen vorgegebenen benachbarten Schaltphasen und zum Ausgleichen einer Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und einer Spannung des Kondensators auf der negativen Seite erfüllt.
• Obwohl in der vorliegenden Anmeldung verschiedene beispielhafte Ausführungsformen und Beispiele beschrieben wurden, sind verschiedene Merkmale, Aspekte und Funktionen, die in einer oder in mehreren Ausführungsformen beschrieben werden, nicht zwangsläufig mit einer bestimmten Ausführungsform verbunden und können allein oder in ihren verschiedenen Kombinationen auf jede Ausführungsform anwendbar sein. Dementsprechend sind zahllose, nicht dargestellte Varianten im Rahmen des hier offenbarten Umfangs denkbar. Zum Beispiel sind der Fall, in dem mindestens eine Komponente verändert, hinzugefügt oder weggelassen wird, und der Fall, in dem mindestens eine Komponente extrahiert und mit einer Komponente einer anderen Ausführungsform kombiniert wird, enthalten.
• Bezugszeichenliste

1u, 1 v, 1 w

Gleichspannungsquelle

2

Energiewandlervorrichtung

3

Motor (Last)

4

Umrichter

5a

Kondensator auf der positiven Seite

5b

Kondensator auf der negativen Seite

6

Schaltelement

10

Steuereinheit

11

Modulationsfaktor-Berechnungseinheit

12

Schaltmuster-Bestimmungseinheit

13

Pulsanzahl-Bestimmungseinheit

16

Gate-Signal-Generierungseinheit

19

Laststrom-Erfassungseinheit

20u, 20v, 20w

Neutralpunkt-Spannungssensor

121

Modulationsfaktor-Sicherstelleinheit

122

Oberschwingungs-Reduziereinheit

123

Funktionskombiniereinheit

124

Schaltphasen-Berechnungseinheit

125

Schaltmuster-Speichereinheit

126

Schaltphasendifferenz-Begrenzungseinheit

127

Kondensatorspannungsdifferenz-Begrenzungseinheit

128

Schaltphasen-Korrektureinheit

1240

Basisschaltphasen-Berechnungseinheit

1250

Basisschaltmuster-Speichereinheit

• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• JP 2010200537 A [0004]

Claims (7)

1. Energiewandlervorrichtung, die aufweist: einen Umrichter, der Schaltelemente aufweist und der Gleichspannung von einer Gleichspannungsquelle empfängt und die Gleichspannung in eine Wechselspannung mit variabler Spannung und variabler Frequenz umwandelt, um die Wechselspannung an eine Last auszugeben; eine Steuereinheit, die eine PWM-Steuerung zum EIN/AUS-Schalten der Schaltelemente auf Grundlage eines Ausgabespannungs-Befehlswerts und eines Ausgabefrequenz-Befehlswerts durchführt; und eine Reiheneinheit aus einem Kondensator auf der positiven Seite und einem Kondensator auf der negativen Seite, wobei die Reiheneinheit auf einer Eingabeseite des Umrichters zwischen einer positiven Seite und einer negativen Seite der Gleichspannung verbunden ist, wobei der Umrichter als Ausgabepotentiale mindestens ein Potential auf der positiven Seite und ein Potential auf der negativen Seite der Gleichspannungsquelle und ein Potential eines Neutralpunkts, der ein Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator auf der positiven Seite und dem Kondensator auf der negativen Seite ist, aufweist, wobei die Steuereinheit aufweist: eine Modulationsfaktor-Berechnungseinheit, die einen Modulationsfaktor für den Umrichter auf Grundlage der Gleichspannung der Gleichspannungsquelle und des Ausgabespannungs-Befehlswerts berechnet, eine Pulsanzahl-Bestimmungseinheit, die eine Anzahl von Pulsen pro Halbzyklus einer Grundwelle in der PWM-Steuerung auf Grundlage des Ausgabefrequenz-Befehlswerts bestimmt, eine Schaltmuster-Bestimmungseinheit, die auf Grundlage des Modulationsfaktors und der Anzahl von Pulsen ein Schaltmuster zum Spezifizieren von Schaltphasen, die Timings zum EIN/AUS-Schalten der Schaltelemente sind, bestimmt, um die Bedingungen zum Sicherstellen des Modulationsfaktors, Eliminieren von Oberschwingungskomponenten für jeweilige Ordnungen einer Ausgabespannung des Umrichters, Sicherstellen eines vorgegebenen Werts für eine Phasendifferenz zwischen vorgegebenen benachbarten zwei Schaltphasen, und Ausgleichen einer Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und einer Spannung des Kondensators auf der negativen Seite zu erfüllen, und eine Gate-Signal-Erzeugungseinheit, die ein Gate-Signal zum EIN/AUSSchalten der Schaltelemente auf Grundlage des Schaltmusters, das von der Schaltmuster-Bestimmungseinheit berechnet wurde, erzeugt.
2. Energiewandlervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Schaltmuster-Bestimmungseinheit für jede Anzahl von Pulsen in einem vorgegebenen Bereich über einen vorgegebenen Bereich von Modulationsfaktoren vorhergehend Schaltmuster durch Durchführen einer Berechnung berechnet, um die Bedingungen zum Sicherstellen des Modulationsfaktors, Eliminieren der Oberschwingungskomponenten für die jeweiligen Ordnungen der Ausgabespannung des Umrichters, Sicherstellen des vorgegebenen Werts für die Phasendifferenz zwischen den vorgegebenen benachbarten zwei Schaltphasen, und Sicherstellen, dass in Bezug auf Bereiche von Schaltphasen, in denen Strom vom Umrichter zum Neutralpunkt im Halbzyklus der Grundwelle fließt, eine Differenz zwischen einer Phasenweite des Bereichs, in dem eine Spannungsdifferenz zwischen dem Kondensator auf der positiven Seite und dem Kondensator auf der negativen Seite zunimmt, und einer Phasenweite des Bereichs, in dem die Spannungsdifferenz abnimmt, gleich oder kleiner als ein vorgegebener Wert wird, zu erfüllen, die Schaltmuster-Bestimmungseinheit die berechneten Schaltmuster für jede Anzahl von Pulsen in dem vorgegebenen Bereich über den vorgegebenen Bereich der Modulationsfaktoren speichert, und die Gate-Signal-Erzeugungseinheit aus der Schaltmuster-Bestimmungseinheit ein Schaltmuster, das dem Modulationsfaktor aus der Modulationsfaktor-Berechnungseinheit entspricht, und aus der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit die Anzahl von Pulsen ausliest und das Gate-Signal zum EIN/AUS-Schalten der Schaltelemente auf Grundlage des ausgelesenen Schaltmusters erzeugt.
3. Energiewandlervorrichtung gemäß Anspruch 2, wobei die Schaltmuster-Bestimmungseinheit aufweist: eine Modulationsfaktor-Sicherstelleinheit, die eine erste Funktion zum Sicherstellen des Modulationsfaktors erzeugt und eine Grundwellenkomponente einer Ausgabewellenform des Umrichters und den Modulationsfaktor miteinander zuordnet, wobei die Schaltphasen als Variablen verwendet werden, eine Oberschwingungs-Reduziereinheit, die eine zweite Funktion erzeugt, die ein Summenwert von Oberschwingungselementen für die jeweiligen Ordnungen ist, die durch die Oberschwingungskomponenten für die jeweiligen Ordnungen der Ausgabewellenform des Umrichters bestimmt werden, wobei die Schaltphasen als Variablen verwendet werden, eine Schaltphasendifferenz-Begrenzungseinheit, die eine dritte Funktion zum Vorgeben der Phasendifferenz zwischen den vorgegebenen benachbarten zwei Schaltphasen erzeugt, wobei die zwei Schaltphasen als Variablen verwendet werden, eine Kondensatorspannungsdifferenz-Begrenzungseinheit, die eine vierte Funktion zum Vorgeben der Differenz zwischen der Phasenweite des Schaltphasenbereichs, in dem die Spannungsdifferenz zwischen dem Kondensator auf der positiven Seite und dem Kondensator auf der negativen Seite zunimmt, und der Phasenweite des Schaltphasenbereichs, in dem die Spannungsdifferenz abnimmt, erzeugt, wobei die Schaltphasen als Variablen verwendet werden, eine Funktionskombiniereinheit, die eine Bewertungsfunktion festlegt, die aus der ersten Funktion, der zweiten Funktion, der dritten Funktion, der vierten Funktion und einer oder mehreren zusätzlichen Variablen gebildet ist, wobei die Schaltphasen und die zusätzlichen Variablen als Variablen verwendet werden, und eine Schaltphasen-Berechnungseinheit, die das Schaltmuster durch Minimieren der Bewertungsfunktion in Bezug auf die Schaltphasen und die zusätzlichen Variablen berechnet.
4. Energiewandlervorrichtung gemäß Anspruch 3, wobei die zusätzlichen Variablen Gewichtungsvariablen zum Gewichten von einer oder mehreren der folgenden Funktionen sind: einer Unterfunktion, die in der ersten Funktion vorhanden ist, der zweiten Funktion, der dritten Funktion und der vierten Funktion.
5. Energiewandlervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Schaltmuster-Bestimmungseinheit eine Basisschaltmuster-Berechnungseinheit, eine Basisschaltmuster-Speichereinheit und eine Schaltphasen-Korrektureinheit aufweist, die Basisschaltmuster-Berechnungseinheit für jede Anzahl von Pulsen in einem vorgegebenen Bereich über einen vorgegebenen Bereich von Modulationsfaktoren Basisschaltmuster durch Berechnen der Schaltphasen berechnet, um die Bedingungen zum Sicherstellen des Modulationsfaktors, Eliminieren der Oberschwingungskomponenten für die jeweiligen Ordnungen der Ausgabespannung des Umrichters, und Sicherstellen des vorgegebenen Werts für die Phasendifferenz zwischen den benachbarten zwei Schaltphasen zu erfüllen, die Basisschaltmuster-Speichereinheit die Basisschaltmuster, die von der Basisschaltmuster-Berechnungseinheit für jede Anzahl von Pulsen in dem vorgegebenen Bereich über den vorgegebenen Bereich der Modulationsfaktoren berechnet wurden, speichert, und die Schaltphasen-Korrektureinheit von der Basisschaltmuster-Speichereinheit ein Basisschaltmuster ausliest, das dem Modulationsfaktor aus der Modulationsfaktor-Berechnungseinheit und der Anzahl von Pulsen aus der Pulsanzahl-Bestimmungseinheit entspricht, und die Schaltphasen, die in dem ausgelesenen Basisschaltmuster vorhanden sind, so korrigiert, dass in Bezug auf Bereiche, in denen Strom zum Neutralpunkt fließt, ein Betrag einer Summe eines Stromintegralwerts am Neutralpunkt in dem Bereich, in dem eine Spannungsdifferenz zwischen dem Kondensator auf der positiven Seiten und dem Kondensator auf der negativen Seite zunimmt, und ein Stromintegralwert am Neutralpunkt in dem Bereich, in dem die Spannungsdifferenz abnimmt, gleich oder kleiner als ein vorgegebener Wert wird, um dadurch das Schaltmuster zu berechnen.
6. Verfahren zum Antreiben einer Energiewandlervorrichtung, wobei die Energiewandlervorrichtung aufweist: einen Umrichter, der Schaltelemente aufweist und der eine PWM-Steuerung zum EIN/AUS-Schalten der Schaltelemente auf Grundlage eines Ausgabespannungs-Befehlswerts und eines Ausgabefrequenz-Befehlswerts durchführt, um dadurch die empfangene Gleichspannung von einer Gleichspannungsquelle in eine Wechselspannung mit variabler Spannung und variabler Frequenz umzuwandeln und die Wechselspannung an eine Last auszugeben, und eine Reiheneinheit aus einem Kondensator auf der positiven Seite und einem Kondensator auf der negativen Seite, wobei die Reiheneinheit auf einer Eingabeseite des Umrichters zwischen einer positiven Seite und einer negativen Seite der Gleichspannung verbunden ist, wobei der Umrichter als Ausgabepotentiale mindestens ein Potential auf der positiven Seite und ein Potential auf der negativen Seite der Gleichspannung und ein Potential eines Neutralpunkts, der ein Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator auf der positiven Seite und dem Kondensator auf der negativen Seite ist, aufweist, wobei das Verfahren zum Antreiben die Schritte aufweist: Berechnen eines Modulationsfaktors für den Umrichter auf Grundlage der Gleichspannung von der Gleichspannungsquelle und des Ausgabespannungs-Befehlswerts; Berechnen einer Anzahl von Pulsen pro Halbzyklus einer Grundwelle in der PWM-Steuerung auf Grundlage des Ausgabefrequenz-Befehlswertes; Berechnen und Bestimmen eines Schaltmusters gemäß der berechneten Anzahl von Pulsen zum Spezifizieren von Schaltphasen, die Timings zum EIN/AUSSchalten der Schaltelemente sind, um die Bedingungen zum Sicherstellen des berechneten Modulationsfaktors, Eliminieren von Oberschwingungskomponenten für jeweilige Ordnungen einer Ausgabespannung des Umrichters, Sicherstellen eines vorgegebenen Werts für eine Phasendifferenz zwischen vorgegebenen benachbarten zwei Schaltphasen, und Ausgleichen einer Spannung des Kondensators auf der positiven Seite und einer Spannung des Kondensators auf der negativen Seite zu erfüllen; und Antreiben der Schaltelemente durch das bestimmte Schaltmuster.
7. Verfahren zum Antreiben der Energiewandlervorrichtung gemäß Anspruch 6, wobei das Verfahren zum Antreiben die Schritte aufweist: Berechnen eines Basisschaltmusters, um die Bedingungen zum Sicherstellen des berechneten Modulationsfaktors, Eliminieren der Oberschwingungskomponenten für die jeweiligen Ordnungen der Ausgabespannung des Umrichters, und Sicherstellen des vorgegebenen Werts für die Phasendifferenz zwischen den vorgegebenen benachbarten Schaltphasen zu erfüllen; und Korrigieren der Schaltphasen, die in dem berechneten Basisschaltmuster vorhanden sind, so dass in Bezug auf Bereiche, in denen Strom zum Neutralpunkt fließt, ein Betrag einer Summe eines Stromintegralwerts am Neutralpunkt in dem Bereich, in dem eine Spannungsdifferenz zwischen dem Kondensator auf der positiven Seite und dem Kondensator auf der negativen Seite zunimmt, und eines Stromintegralwerts am Neutralpunkt in dem Bereich, in dem die Spannungsdifferenz abnimmt, gleich oder kleiner als ein vorgegebener Wert wird, um dadurch das Schaltmuster zu bestimmen.

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