JP7235588B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転電機の制御装置に関する。

従来、オープン巻線を有する回転電機を備える回転電機システムが知られている（例えば、特許文献１）。この回転電機システムでは、回転電機を構成する各相の巻線の両端のうち第１端には、第１インバータが接続され、第２端には、第２インバータが接続されている。また、第１インバータの高電位側と第２インバータの高電位側とが、高電位側接続線により接続され、第１インバータの低電位側と第２インバータの低電位側とが、低電位側接続線により接続されている。上述した回転電機システムでは、回転電機を駆動する際に、各インバータにおける上、下アームスイッチにＰＷＭ駆動を実施するＨブリッジ駆動を実施できる。

この回転電機システムでは、回転電機における各相の巻線を流れる基本波電流を加算した零相電流がゼロとならないことがある。零相電流がゼロとならないと、回転電機に３×（２ｎ－１）次の高調波電圧を含む零相電圧が発生する。回転電機にとって零相電圧は外乱電圧であり、零相電圧により回転電機の駆動損失が増大する。特許文献１に記載の技術では、発生した零相電圧の平均値を記憶し、その平均値を用いて各インバータを制御することで、零相電流を抑制するようにしている。

特開２０１７－７７０６１号公報

零相電圧の平均値を用いて各インバータを制御すると、その平均値を算出するまでに所定の算出期間が必要となり、零相電流の抑制における応答性が悪化する。そのため、例えば回転電機の回転速度が変化する場合において、零相電流が過渡的に変化すると、零相電流を十分に抑制できない問題が生じる。

本発明は上記に鑑みてなされたものであり、その目的は、応答性よく零相電流を抑制できる回転電機の制御装置を提供することにある。

本発明は、多相の巻線を有する回転電機と、直流電源に接続されるとともに、各相の前記巻線の両端のうち第１端に接続される第１インバータと、各相の前記巻線の両端のうち第２端に接続される第２インバータと、前記第１インバータの高電位側と前記第２インバータの高電位側とを接続する高電位側接続線と、前記第１インバータの低電位側と前記第２インバータの低電位側とを接続する低電位側接続線と、を備える回転電機システムに適用される回転電機の制御装置であって、各相の前記巻線に流れる基本波電流と相関を有するパラメータを取得するパラメータ取得部と、前記回転電機に発生する高調波電圧の振幅及び位相と前記パラメータとが対応付けられた対応情報が記憶されている記憶部と、前記対応情報と、取得された前記パラメータとに基づいて、前記高調波電圧を抑制するように前記各インバータを制御する制御部と、を備える。

オープン巻線を有する回転電機を備える回転電機システムでは、第１インバータ及び第２インバータを用いて回転電機を駆動する場合に、回転電機に流れる零相電流がゼロとならないことがある。零相電流が流れると回転電機に駆動損失が生じるため、零相電流を抑制する必要があり、この場合に、回転電機における回転速度の変化に対応させて応答性よく零相電流を抑制することが望ましい。この点、上記構成では、高調波電圧の振幅及び位相と、各相の巻線に流れる基本波電流と相関を有するパラメータと、が対応付けられた対応情報が記憶部に記憶されている。そして、高調波電圧を抑制するように各インバータを制御する際に、この対応情報と、取得された上記パラメータとに基づいて、各インバータを制御する。予め規定された対応情報に基づいて各インバータを制御するため、零相電圧の平均値を用いて各インバータを制御する場合に比べて、応答性よく零相電流を抑制できる。

回転電機システムの全体構成図。 第２モードにおける電流経路を示す図。 第１モードにおける電流経路を示す図。 第１実施形態に係る制御装置の回路構成を示す図。 基本波電流の電流振幅及び電流位相と、高調波電圧の振幅及び位相との関係を示す図。 指令値マップを示す図。 回転電機の温度と高調波電圧の振幅との関係を示す図。 第１実施形態に係る制御処理のフローチャート。 第１動作条件と第２動作条件との関係を示す図。 制御処理における零相電流の抑制過程を示す図。 第２実施形態に係る制御装置の回路構成を示す図。 第３実施形態に係る制御装置の回路構成を示す図。 第４実施形態に係る制御装置の回路構成を示す図。 第４実施形態に係る制御処理のフローチャート。

（第１実施形態）
以下、本発明に係る回転電機の制御装置を、車載の回転電機システム１００に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、本実施形態に係る回転電機システム１００は、回転電機１０と、第１インバータ２０と、第２インバータ３０と、回転電機１０を制御対象とする制御装置５０と、を備えている。

回転電機１０は、回生発電及び力行駆動の機能を有し、具体的には、ＭＧ（Motor Generator）である。回転電機１０は、バッテリ４０との間で電力の入出力を行うものであり、力行時には、バッテリ４０から供給される電力により車両に推進力を付与し、回生時には、車両の減速エネルギーを用いて発電を行い、バッテリ４０に電力を出力する。

回転電機１０は、オープン型の３相の巻線１１を有する。巻線１１は、Ｕ相、Ｖ相、及び、Ｗ相の各相に対応した多相巻線である。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗは、それぞれ直列に接続された第１巻線部１２と第２巻線部１３とを含む。回転電機１０のロータは、車両の駆動輪と動力伝達が可能なように接続されている。回転電機１０は、例えば同期機である。

回転電機１０の各相の巻線１１は、第１インバータ２０を介して、直流の電源部であるバッテリ４０に接続されている。バッテリ４０は、充放電可能な蓄電池であり、具体的には、複数のリチウムイオン蓄電池が直列接続された組電池である。なお、バッテリ４０は、他の種類の蓄電池であってもよい。本実施形態において、バッテリ４０は「直流電源」に相当する。

第１インバータ２０は、高電位側のスイッチング素子である上アームスイッチ２２（２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ）、及び低電位側のスイッチング素子である下アームスイッチ２３（２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ）の直列接続体が、並列に接続されて構成されている。各相の上アームスイッチ２２と下アームスイッチ２３の接続点には、回転電機１０の対応する相の巻線１１の第１端が接続されている。なお、本実施形態では、スイッチ２２，２３として、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的にはＩＧＢＴを用いている。各スイッチには、フリーホイールダイオード２４が逆並列にそれぞれ接続されている。

第２インバータ３０は、高電位側のスイッチング素子である上アームスイッチ３２（３２Ａ，３２Ｂ，３２Ｃ）、及び低電位側のスイッチング素子である下アームスイッチ３３（３３Ａ，３３Ｂ，３３Ｃ）の直列接続体が、並列に接続されて構成されている。各相の上アームスイッチ３２と下アームスイッチ３３の接続点には、回転電機１０の対応する相の巻線１１の第２端が接続されている。なお、本実施形態では、スイッチ３２，３３として、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的にはＩＧＢＴを用いている。各スイッチには、フリーホイールダイオード３４が逆並列にそれぞれ接続されている。

バッテリ４０の高電位側と第１インバータ２０の高電位側とは、電源線ＬＥにより接続されており、バッテリ４０の低電位側と第１インバータ２０の低電位側とは、接地線ＬＧにより接続されている。また、第１インバータ２０の高電位側と第２インバータ３０の高電位側とは、高電位側接続線ＬＵにより接続されており、第１インバータ２０の低電位側と第２インバータ３０の低電位側とは、低電位側接続線ＬＤにより接続されている。これにより、第２インバータ３０は、第１インバータ２０を介してバッテリ４０に接続される。

高電位側接続線ＬＵには、切替スイッチ５３が設けられている。本実施形態では、切替スイッチ５３として、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的にはＩＧＢＴを用いている。切替スイッチ５３には、フリーホイールダイオード５４が、第２インバータ３０から第１インバータ２０に電流が流れる向きが順方向となるように接続されている。

回転電機システム１００は、バッテリ４０の電源電圧Ｖｂａｔを検出する電圧センサ５１、回転電機１０の各相の巻線１１に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する電流センサ５２、回転電機１０の回転角を検出する角度センサ５５（例えばレゾルバ）、及び回転電機１０の温度ＴＭを検出する温度センサ５６を備えている。各センサの検出値は、制御装置５０に入力される。

制御装置５０は、角度センサ５５の検出値に基づいて、回転電機１０の電気角θを算出する。また、制御装置５０は、取得した検出値に基づき、回転電機１０の制御量をその指令値に制御すべく、第１インバータ２０及び第２インバータ３０を制御する制御処理を実施する。制御量は、例えばトルクＴｒである。なお、本実施形態において、電流センサ５２が「電流検出部」に相当し、温度センサ５６が「温度検出部」に相当する。

具体的には、制御装置５０は、第１インバータ２０の制御において、デッドタイムを挟みつつスイッチ２２，２３を交互にオン状態（閉状態）とすべく、スイッチ２２，２３それぞれに対応する第１駆動信号ＳＧ１を、スイッチ２２，２３に出力する。第１駆動信号ＳＧ１は、スイッチのオン状態への切り替えを指示するオン指令と、オフ状態（開状態）への切り替えを指示するオフ指令とのいずれかをとる。

また、制御装置５０は、第２インバータ３０の制御において、デッドタイムを挟みつつスイッチ３２，３３を交互にオン状態とすべく、スイッチ３２，３３それぞれに対応する第２駆動信号ＳＧ２を、スイッチ３２，３３に出力する。

さらに、制御装置５０は、取得した検出値に基づいて、回転電機１０の動作状態を取得する。回転電機１０の動作状態は、例えば高速回転状態や低速回転状態である。そして、取得した動作状態に基づいて、切替スイッチ５３を切替操作すべく、切替信号ＳＣを算出し、算出した切替信号ＳＣを切替スイッチ５３に出力する。制御装置５０は、算出した切替信号ＳＣに対応するように、第１駆動信号ＳＧ１及び第２駆動信号ＳＧ２を算出する。

具体的には、回転電機１０が高速回転状態である場合、切替信号ＳＣをオン指令とする。これにより、切替スイッチ５３がオン状態に切り替えられ、第１インバータ２０及び第２インバータ３０がＨブリッジ駆動される。Ｈブリッジ駆動では、ＰＷＭ駆動により第１インバータ２０及び第２インバータ３０が制御される。ＰＷＭ駆動は、回転電機１０への出力電圧の目標値である目標電圧と、三角波信号等のキャリア信号との大小比較に基づいて、各相の上，下アームスイッチの状態を制御する駆動である。なお、本実施形態において、ＰＷＭ駆動が「スイッチング駆動」に相当する。

図２に、第１インバータ２０及び第２インバータ３０がＨブリッジ駆動される場合の電流経路の一例を示す。図２に示す例では、第１インバータ２０のＵ相の上アームスイッチ２２Ａと第２インバータ３０のＵ相の下アームスイッチ３３Ａ、第１インバータ２０のＶ相の下アームスイッチ２３Ｂと第２インバータ３０のＶ相の上アームスイッチ３２Ｂ、及び第１インバータ２０のＷ相の下アームスイッチ２３Ｃと第２インバータ３０のＷ相の上アームスイッチ３２Ｃが同期するように制御される。また、第１インバータ２０のＵ相の上アームスイッチ２２Ａと第２インバータ３０のＵ相の下アームスイッチ３３Ａとの第１スイッチペア、第１インバータ２０のＶ相の下アームスイッチ２３Ｂと第２インバータ３０のＶ相の上アームスイッチ３２Ｂとの第２スイッチペア、及び第１インバータ２０のＷ相の下アームスイッチ２３Ｃと第２インバータ３０のＷ相の上アームスイッチ３２Ｃとの第３スイッチペアの各スイッチペアにおいて、一方のスイッチをオン状態に固定し、他方のスイッチのみを制御してもよい。なお、図２では、電圧センサ５１や電流センサ５２等の記載が省略されている。図３についても同様である。

図２に示すように、第１インバータ２０の上アームスイッチ２２Ａ、下アームスイッチ２３Ｂ，２３Ｃ、及び第２インバータ３０の上アームスイッチ３２Ｂ，３２Ｃ、下アームスイッチ３３Ａがオン状態とされると、矢印ＩＨ１～ＩＨ３で示す経路で電流が流れる。

また、回転電機１０が低速回転状態である場合、切替信号ＳＣをオフ指令とする。これにより、切替スイッチ５３がオフ状態に切り替えられ、第１インバータ２０及び第２インバータ３０がＹ結線（スター結線）駆動される。Ｙ結線駆動では、第１インバータ２０及び第２インバータ３０の一方をＰＷＭ駆動により制御するとともに、他方を中性点駆動する。ここで、中性点駆動とは、該当するインバータのスイッチのうち、切替スイッチ５３が設けられた側の上アームスイッチをオン状態に維持し、切替スイッチ５３が設けられていない側の下アームスイッチをオフ状態に維持する駆動である。中性点駆動により、該当するインバータに中性点が設けられ、回転電機１０がＹ結線される。

図３に、第１インバータ２０及び第２インバータ３０がＹ結線駆動される場合の電流経路の一例を示す。図３に示す例では、バッテリ４０側の第１インバータ２０がＰＷＭ駆動されるとともに、バッテリ４０とは反対側の第２インバータ３０が中性点駆動される。

図３に示すように、第１インバータ２０の上アームスイッチ２２Ａ、下アームスイッチ２３Ｂ，２３Ｃ、及び第２インバータ３０の上アームスイッチ３２Ａ，３２Ｂ，３２Ｃがオン状態とされると、矢印ＩＹ１～ＩＹ３で示す経路で電流が流れる。以下、第１インバータ２０及び第２インバータ３０をＹ結線駆動する動作モードを、第１モードと呼び、第１インバータ２０及び第２インバータ３０をＨブリッジ駆動する動作モードを、第２モードと呼ぶ。

続いて、図４を用いて、制御装置５０の回路構成について説明する。

２相変換部６９は、電流センサ５２により検出された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗからＵ，Ｖ，Ｗ相の基本波電流を抽出する。２相変換部６９は、抽出した基本波電流と、電気角θとに基づいて、回転電機１０の３相固定座標系における基本波電流を、２相回転座標系（ｄｑ座標系）における基本波電流のｄ，ｑ軸成分（以下、ｄ，ｑ軸電流）Ｉｄ，Ｉｑに変換する。

電流指令値算出部６０は、回転電機１０に対して設定されたトルク指令値Ｔｒ＊に基づいて、回転電機１０の制御量としてのトルクＴｒをトルク指令値Ｔｒ＊とするための操作量として、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。電流指令値算出部６０は、制御装置５０の記憶部５７（図１参照）に予め記憶されたｄ，ｑ軸用トルクマップを参照することによって、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。ｄ，ｑ軸用トルクマップは、トルク指令値Ｔｒ＊に対応してｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が予め規定されたマップ情報である。なお、記憶部５７は、例えば、ＲＯＭ、書き換え可能な不揮発性メモリ等である。

電流制御器６１は、電流指令値算出部６０から出力されたｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて、２相変換部６９から出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とするための操作量として、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を算出する。

３相変換部６２は、電流制御器６１から出力されたｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊、及び電気角θに基づいて、２相回転座標系におけるｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。３相変換部６２は、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、電気角θを有し、位相が互いに１２０°ずれた正弦波信号であるＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。

第１駆動信号算出部６３は、３相変換部６２から出力されたＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、及び三角波信号等のキャリア信号に基づいて、第１インバータ２０のスイッチ２２，２３をオンオフするための第１駆動信号ＳＧ１を算出する。つまり、２相変換部６９から出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを、電流指令値算出部６０から出力されたｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に制御すべく、第１インバータ２０の各スイッチ２２，２３をオンオフするための第１駆動信号ＳＧ１を算出する。

第２駆動信号算出部６４は、３相変換部６２から出力されたＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、及び三角波信号等のキャリア信号に基づいて、第２インバータ３０のスイッチ３２，３３をオンオフするための第２駆動信号ＳＧ２を算出する。つまり、２相変換部６９から出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを、電流指令値算出部６０から出力されたｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に制御すべく、第２インバータ３０の各スイッチ３２，３３をオンオフするための第２駆動信号ＳＧ２を算出する。

ところで、図３に示すように、第１モードでは、矢印ＩＹ１で示す経路で流れた電流が、第２インバータ３０の高電位側において２つに分割され、分割された電流が、それぞれ矢印ＩＹ２，ＩＹ３で示す経路に流れる。そのため、回転電機１０の各相の巻線１１に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを加算した零相電流Ｉｚは必ずゼロとなる。

一方、図２に示すように、第２モードでは、バッテリ４０から矢印ＩＨ１～ＩＨ３で示す経路にそれぞれ電流が流れ込むため、零相電流Ｉｚがゼロとならないことがある。零相電流Ｉｚがゼロとならないと、回転電機１０に３×（２ｎ－１）次の高調波電圧を含む零相電圧Ｖｚが発生し、回転電機１０の駆動損失が増大する。

上述したように、零相電流Ｉｚと零相電圧Ｖｚとは相関する。そのため、零相電圧Ｖｚを検出し、この零相電圧Ｖｚに基づいて相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをフィードバック制御することにより、零相電流Ｉｚを抑制できるとも考えられる。

しかし、零相電圧Ｖｚは回転電機１０の外乱電圧であり、常に変動する。そのため、零相電圧Ｖｚを用いて零相電流Ｉｚを抑制するためには、所定の算出期間Δｔ（図１０（Ｂ）参照）に亘って零相電圧Ｖｚを検出し、その平均値を用いて零相電流Ｉｚを抑制する必要があり、零相電流Ｉｚの抑制における応答性が悪化する。そのため、例えば車両の加減速に応じて回転電機１０の回転速度ＮＥが変化する場合において、零相電流Ｉｚが過渡的に変化すると、零相電流Ｉｚを十分に抑制できない問題が生じる。

本発明者らは、各相の巻線１１に流れる基本波電流と零相電圧Ｖｚとが相関することを見出した。本発明者らは、この点に着目し、基本波電流と零相電圧Ｖｚとの相関関係を予め取得しておけば、応答性よく零相電流Ｉｚを抑制できることを見出した。以下では、零相電圧Ｖｚのうち、３次の高調波電圧Ｖｚの例を用いて説明する。

図５に、基本波電流の電流振幅Ｉｅ及び電流位相β（図４参照）と、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚとの関係を示す。電流振幅Ｉｅ及び電流位相βは、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを変換したｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを用いて、（式１），（式２）のように表される。

Ｉｅ＝√（Ｉｄ＾２＋Ｉｑ＾２）・・・（式１）
β＝ａｒｃｔａｎ（Ｉｄ／Ｉｑ）・・・（式２）
図５に示すように、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚは、電流位相βが大きかったり、電流振幅Ｉｅが大きかったりするほど大きくなる相関関係を有する。また、高調波電圧Ｖｚの位相θｚは、電流位相βが小さかったり、電流振幅Ｉｅが小さかったりするほど小さくなる相関関係を有する。

制御装置５０の記憶部５７（図１参照）には、この相関関係を示す対応情報が記憶されている。本実施形態では、対応情報として、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に対応して、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚが予め規定された指令値マップＭＰＳが記憶されている。図６に、指令値マップＭＰＳを示す。図６に示すように、指令値マップＭＰＳは、各電流指令値に設定された複数（図６には９個を例示）の選択値Ｉｄ１＊～Ｉｄ９＊，Ｉｑ１＊～Ｉｑ９＊に対応して、振幅Ψｚ及び位相θｚの設定値Ψ１１～Ψ９９，θ１１～θ９９が規定されているマップ情報である。なお、本実施形態において、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が「パラメータ」に相当する。

制御装置５０は、制御処理において、この指令値マップＭＰＳに基づいて、高調波電圧Ｖｚを抑制するように各インバータ２０，３０を制御する。具体的には、図４に示すように、制御装置５０は、角速度算出部６５と、抑制指令値算出部６６と、温度補正部６７と、電圧補正部６８とを備えている。角速度算出部６５は、電気角θの時間微分値としての電気角速度ωを算出する。

抑制指令値算出部６６は、電流指令値算出部６０から出力されたｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、角速度算出部６５から出力された電気角速度ωと、電気角θとに基づいて、高調波電圧Ｖｚを抑制するための操作量として、抑制指令値Ｒ＊を算出する。抑制指令値算出部６６は、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて、記憶部５７に記憶された指令値マップＭＰＳから、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚを選択し、抑制指令値Ｒ＊を算出する。抑制指令値Ｒ＊は、振幅Ψｚ、位相θｚ、電気角θ及び電気角速度ωを用いて、（式３）のように表される。

Ｒ＊＝３ω×Ψｚ×ｓｉｎ（３θ＋θｚ）・・・（式３）
温度補正部６７は、温度センサ５６により検出された回転電機１０の温度ＴＭに基づいて、抑制指令値算出部６６から出力された抑制指令値Ｒ＊を補正する。図７に、回転電機１０の温度ＴＭと高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚとの関係を示す。図７に示すように、高調波電圧Ｖｚは、温度ＴＭが高いほど振幅Ψｚが小さくなる特性を有する。指令値マップＭＰＳには、基準温度ＴＭｋに対応する基準振幅Ψｚｋの設定値Ψ１１～Ψ９９が記憶されている。温度補正部６７は、抑制指令値Ｒ＊の振幅を構成する基準振幅Ψｚｋが、温度ＴＭに対応する振幅Ψｚとなるように補正する。

電圧補正部６８は、温度補正部６７により補正された抑制指令値Ｒ＊を用いて、３相変換部６２から出力されたＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する。電圧補正部６８は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に抑制指令値Ｒ＊を加算することによって、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する。そのため、第１，第２駆動信号算出部６３，６４は、電圧補正部６８により補正されたＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、第１，第２駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２を算出する。

図８に本実施形態の制御処理のフローチャートを示す。本実施形態では、回転電機１０の力行時における制御処理のフローチャートを示す。制御装置５０は、回転電機１０の動作中、所定時間毎に制御処理を繰り返し実施する。

制御処理を開始すると、まずステップＳ１０において、動作モードが第２モードであるかを判定する。動作モードの判定は、回転電機１０の回転速度ＮＥ及びトルクＴｒに基づいて判定される。

図９に、第１動作条件ＣＮ１と第２動作条件ＣＮ２とを示す。ここで、第１動作条件ＣＮ１は、第１モードを実施させる回転速度ＮＥの条件であり、第２動作条件ＣＮ２は、第２モードを実施させる回転速度ＮＥの条件である。図９に示すように、第２動作条件ＣＮ２は、第１動作条件ＣＮ１に対して高回転速度側に設定されており、第１動作条件ＣＮ１と第２動作条件ＣＮ２との境界には、閾値Ｎｔｈが設定されている。第１動作条件ＣＮ１、第２動作条件ＣＮ２、及び閾値Ｎｔｈは、回転電機１０のトルクＴｒ毎に設定されている。

回転速度ＮＥが閾値Ｎｔｈよりも小さい場合に、回転速度ＮＥは第１動作条件ＣＮ１を満たす。この場合、各インバータ２０，３０は第１モードに切り替えられるため、ステップＳ１０で否定判定する。この場合、制御処理を終了する。なお、回転速度ＮＥは、例えば電気角速度ωに基づいて算出されればよい。

一方、回転速度ＮＥが閾値Ｎｔｈよりも大きい場合に、回転速度ＮＥは第２動作条件ＣＮ２を満たす。この場合、各インバータ２０，３０は第２モードに切り替えられるため、ステップＳ１０で肯定判定する。この場合、ステップＳ１２において、基本波電流と相関を有するパラメータとして、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を取得する。なお、本実施形態において、ステップＳ１０の処理が「モード切替部」に相当し、ステップＳ１２の処理が「パラメータ取得部」に相当する。

ステップＳ１４において、記憶部５７に記憶された指令値マップＭＰＳと、ステップＳ１２で取得されたｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とに基づいて、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚを選択する。続くステップＳ１６において、ステップＳ１４で選択された振幅Ψｚ及び位相θｚに基づいて、抑制指令値Ｒ＊を算出する。

ステップＳ１８において、ステップＳ１６で算出された抑制指令値Ｒ＊を補正する。具体的には、温度センサ５６により検出された回転電機１０の温度ＴＭに基づいて、抑制指令値Ｒ＊の振幅を補正する。続くステップＳ２０において、ステップＳ１８で補正された抑制指令値Ｒ＊に基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する。具体的には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に抑制指令値Ｒ＊を加算することで、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する。

ステップＳ２２において、ステップＳ２０で補正されたＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、第１，第２駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２を算出し、制御処理を終了する。第１，第２駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２は、補正されたＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて算出されるため、回転電機１０に発生する高調波電圧Ｖｚを抑制するように算出されている。そのため、この第１，第２駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２を用いて、高調波電圧Ｖｚを抑制するように各インバータ２０，３０を制御できる。なお、本実施形態において、ステップＳ１４～Ｓ２２の処理が「制御部」に相当する。

続いて、図１０に、制御処理の一例を示す。図１０には、車両の加速に応じて零相電流Ｉｚが経過時間ｔに伴って増大する場合において、この零相電流Ｉｚを抑制する過程が示されている。図１０において、（Ａ）は、本実施形態の制御処理における零相電流Ｉｚの抑制過程を示し、（Ｂ）は、従来技術の零相電流Ｉｚの抑制過程を示している。

図１０（Ｂ）に示すように、従来技術では、零相電流Ｉｚの抑制に零相電圧Ｖｚの平均値を用いていた。この平均値の算出には、複数のタイミングで零相電圧Ｖｚを検出し、その平均値を算出する必要があり、所定の算出期間Δｔが必要とされる。そのため、応答性よく零相電流Ｉｚを抑制できない。

例えば、従来技術において、所定の時刻ｔａにおける零相電流Ｉｚを抑制するために、零相電圧Ｖｚの平均値を算出する場合を想定する。なお、図１０（Ｂ）では、零相電圧Ｖｚの平均値を算出することを、零相電流Ｉｚを抑制するための抑制零相電流Ｉｚｅを算出することと表現している。従来技術では、平均値の算出には算出期間Δｔが必要とされるため、時刻ｔａにおける抑制零相電流Ｉｚｅは、時刻ｔａから算出期間Δｔだけ遅れた時刻ｔｂに算出される。そのため、図示される例のように、零相電流Ｉｚが経過時間ｔに伴って増大する場合には、時刻ｔｂの抑制零相電流Ｉｚｅ（時刻ｔａの零相電流Ｉｚ）に基づいて時刻ｔｂの零相電流Ｉｚを抑制しようとしても、零相電流Ｉｚと抑制零相電流Ｉｚｅとの間に大きな差分ΔＩｚが生じている。この結果、抑制零相電流Ｉｚｅを用いて応答性よく零相電流Ｉｚを抑制できない。

図１０（Ａ）に示すように、本実施形態では、記憶部５７に指令値マップＭＰＳが記憶されている。指令値マップＭＰＳでは、基本波電流に相関するｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に対応して、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚが予め規定されている。本実施形態の制御処理では、この指令値マップＭＰＳを用いて抑制零相電流Ｉｚｅを算出する。

本実施形態では、指令値マップＭＰＳは予め規定されているため、算出期間Δｔが略ゼロとなり、所定の時刻ｔａにおける零相電流Ｉｚは、その時刻ｔａに推定される。そのため、図示される例のように、零相電流Ｉｚが経過時間ｔに伴って増大する場合であっても、零相電流Ｉｚと抑制零相電流Ｉｚｅとの間に生じる差分ΔＩｚが略ゼロとなる。この結果、抑制零相電流Ｉｚｅを用いて応答性よく零相電流Ｉｚを抑制できる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

・オープン型の巻線１１を有する回転電機１０を備える回転電機システム１００では、第１インバータ２０及び第２インバータ３０を用いて回転電機１０を駆動する場合に、回転電機１０に流れる零相電流Ｉｚがゼロとならないことがある。例えば、この回転電機システム１００では、第１インバータ２０及び第２インバータ３０をＹ結線駆動する第１モードと、第１インバータ２０及び第２インバータ３０をＨブリッジ駆動する第２モードとで回転電機１０を駆動でき、このうち、第２モードにおいて回転電機１０に流れる零相電流Ｉｚがゼロとならないことがある。回転電機１０に零相電流Ｉｚが流れると回転電機１０に駆動損失が生じるため、零相電流Ｉｚを抑制する必要があり、この場合に、回転電機１０における回転速度ＮＥの変化に対応させて応答性よく零相電流Ｉｚを抑制することが望ましい。

この点、本実施形態では、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚと、基本波電流に相関するｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、が対応付けられた指令値マップＭＰＳが記憶部５７に記憶されている。そして、高調波電圧Ｖｚを抑制するように各インバータ２０，３０を制御する際に、この指令値マップＭＰＳと、取得されたｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とに基づいて、各インバータ２０，３０を制御する。予め規定された指令値マップＭＰＳに基づいて各インバータ２０，３０を制御するため、高調波電圧Ｖｚの平均値を用いて各インバータ２０，３０を制御する場合に比べて、応答性よく零相電流Ｉｚを抑制できる。

・特に本実施形態では、指令値マップＭＰＳにおいて、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚにｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が対応付けられている。ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、設定値であるトルク指令値Ｔｒ＊に基づいて算出されるため、このｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて各インバータ２０，３０をフィードフォワード制御できる。そのため、零相電圧Ｖｚの平均値に基づいて各インバータ２０，３０をフィードバック制御する場合に比べて、応答性を向上させることができる。

・本実施形態では、記憶部５７に指令値マップＭＰＳが記憶されており、各インバータ２０，３０の制御に必要な高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚが、この指令値マップＭＰＳから選択される。そのため、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚと、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との対応関係が非線形性を有するなど、その対応関係を関係式で示すことが難しい場合でも、適正な振幅Ψｚ及び位相θｚを選択できる。これにより、零相電流Ｉｚの抑制におけるロバスト性を向上できる。

・本実施形態では、回転電機１０の温度ＴＭに基づいて、各インバータ２０，３０の制御に必要な高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚを補正する。これにより、例えば回転電機１０の磁石温度の変化に伴って高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚが変化した場合でも、零相電流Ｉｚを適正に抑制できる。

・本実施形態では、回転電機１０の回転速度ＮＥに基づいて、第１インバータ２０及び第２インバータ３０の動作モードを、第１モードと第２モードとで切り替える。具体的には、回転速度ＮＥが閾値Ｎｔｈよりも小さい場合に、第１インバータ２０及び第２インバータ３０の動作モードを、第１モードとする。第１モードでは、中性点駆動されるインバータのスイッチング損失を抑制できるとともに、零相電流Ｉｚを完全に抑制できる。

また、回転速度ＮＥが閾値Ｎｔｈよりも大きい場合に、第１インバータ２０及び第２インバータ３０の動作モードを、第２モードとする。第２モードでは、両インバータ２０，３０をＰＷＭ駆動することで回転電機１０を高回転状態とすることができる一方、零相電流Ｉｚがゼロとならないことがある。本実施形態では、この第２モードにおいて、記憶部５７に記憶された指令値マップＭＰＳと、取得されたｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とに基づいて、各インバータ２０，３０を制御する。これにより、第２モードにおいて、応答性よく零相電流Ｉｚを抑制できる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図１１を参照しつつ説明する。

本実施形態では、制御装置５０の構成が第１実施形態と異なる。本実施形態の制御装置５０は、基本波電流抽出部７０を備え、温度補正部６７を備えない点で、第１実施形態の制御装置５０と異なる。

図１１に示すように、基本波電流抽出部７０は、電流センサ５２により検出された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗからＵ，Ｖ，Ｗ相の基本波電流を抽出する。基本波電流抽出部７０は、抽出した基本波電流と、電気角θとに基づいて、ｄｑ座標系における電流振幅Ｉｅ及び電流位相βを算出する。

本実施形態では、抑制指令値算出部６６は、基本波電流抽出部７０から出力された電流振幅Ｉｅ及び電流位相βと、角速度算出部６５から出力された電気角速度ωと、電気角θとに基づいて、抑制指令値Ｒ＊を算出する。記憶部５７には、基本波電流に相関する電流振幅Ｉｅ及び電流位相βに対応して、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚが予め規定された検出値マップＭＰＤが記憶されている。抑制指令値算出部６６は、電流振幅Ｉｅ及び電流位相βに基づいて、記憶部５７に記憶された検出値マップＭＰＤから、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚを選択し、抑制指令値Ｒ＊を算出する。

・以上説明した本実施形態によれば、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚと、基本波電流に相関する電流振幅Ｉｅ及び電流位相βと、が対応付けられた検出値マップＭＰＤが記憶部５７に記憶されている。そして、高調波電圧Ｖｚを抑制するように各インバータ２０，３０を制御する際に、この検出値マップＭＰＤと、取得された電流振幅Ｉｅ及び電流位相βとに基づいて、各インバータ２０，３０を制御する。予め規定された検出値マップＭＰＤに基づいて各インバータ２０，３０を制御するため、高調波電圧Ｖｚの平均値を用いて各インバータ２０，３０を制御する場合に比べて、応答性よく零相電流Ｉｚを抑制できる。

・特に本実施形態では、検出値マップＭＰＤにおいて、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚに電流振幅Ｉｅ及び電流位相βが対応付けられている。電流振幅Ｉｅ及び電流位相βは、実際に回転電機１０の巻線１１に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて算出されるため、電流振幅Ｉｅ及び電流位相βに基づいて各インバータ２０，３０を制御することで、零相電流Ｉｚを精度よく抑制できる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第２実施形態との相違点を中心に図１２を参照しつつ説明する。

本実施形態では、制御装置５０の構成が第２実施形態と異なる。本実施形態の制御装置５０は、基本波電流抽出部７０を備えない点で、第２実施形態の制御装置５０と異なる。

図１２に示すように、抑制指令値算出部６６は、２相変換部６９から出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑと、角速度算出部６５から出力された電気角速度ωと、電気角θとに基づいて、抑制指令値Ｒ＊を算出する。記憶部５７には、基本波電流に相関するｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに対応して、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚが予め規定された検出値マップＭＰＤが記憶されている。抑制指令値算出部６６は、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに基づいて、記憶部５７に記憶された検出値マップＭＰＤから、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚを選択し、抑制指令値Ｒ＊を算出する。

・以上説明した本実施形態によれば、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚと、基本波電流に相関するｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑと、が対応付けられた検出値マップＭＰＤが記憶部５７に記憶されている。そして、高調波電圧Ｖｚを抑制するように各インバータ２０，３０を制御する際に、この検出値マップＭＰＤと、取得されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑとに基づいて、各インバータ２０，３０を制御する。予め規定された検出値マップＭＰＤに基づいて各インバータ２０，３０を制御するため、高調波電圧Ｖｚの平均値を用いて各インバータ２０，３０を制御する場合に比べて、応答性よく零相電流Ｉｚを抑制できる。

・特に本実施形態では、検出値マップＭＰＤにおいて、高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚ及び位相θｚにｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑが対応付けられている。ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑは、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を算出するために、２相変換部６９から電流制御器６１に出力されており、抑制指令値算出部６６は、このｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを利用して各インバータ２０，３０を制御できる。そのため、抑制指令値Ｒ＊を算出するために、制御装置５０に基本波電流抽出部７０を設ける必要がなく、制御装置５０の構成を簡略化できる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図１３及び図１４を参照しつつ説明する。

本実施形態では、制御装置５０の構成が第１実施形態と異なる。本実施形態の制御装置５０は、第２抑制指令値算出部７１及び指令値加算部７２を備え、温度補正部６７を備えない点で、第１実施形態の制御装置５０と異なる。なお、本実施形態において、第２抑制指令値算出部７１との識別のため、抑制指令値算出部６６を第１抑制指令値算出部６６という。

図１３に示すように、２相変換部６９は、電流センサ５２により検出された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗからＵ，Ｖ，Ｗ相の基本波電流を抽出する。２相変換部６９は、抽出した基本波電流をｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに変換するとともに、抽出した基本波電流を加算して零相電流Ｉｚを算出する。零相電流Ｉｚは交流電流であり、３次の高調波成分を主成分として含む。

第２抑制指令値算出部７１は、角速度算出部６５から出力された電気角速度ωと、電気角θとに基づいて、２相変換部６９から出力された零相電流Ｉｚをゼロとするための操作量として、零相電流抑制指令値Ｄｚを算出する。

指令値加算部７２は、第２抑制指令値算出部７１から出力された零相電流抑制指令値Ｄｚを用いて、第１抑制指令値算出部６６から出力された抑制指令値Ｒ＊を補正する。指令値加算部７２は、抑制指令値Ｒ＊に零相電流抑制指令値Ｄｚを加算することによって、抑制指令値Ｒ＊を補正する。補正後のＵ相抑制指令値Ｒｕ＊は、零相電流抑制指令値Ｄｚを用いて、（式４）のように表される。

Ｒ＊＝３ω×Ψｚ×ｓｉｎ（３θ＋θｚ）＋Ｄｚ・・・（式４）
図１４に本実施形態の制御処理のフローチャートを示す。本実施形態では、回転電機１０の力行時における制御処理のフローチャートを示す。図１４において、先の図８に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態の制御処理では、ステップＳ１０で肯定判定すると、ステップＳ１２において、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を取得する。また、ステップＳ１６で抑制指令値Ｒ＊を算出すると、ステップＳ３０において、電流センサ５２により検出された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから零相電流Ｉｚを取得する。なお、本実施形態において、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが「検出値」に相当し、ステップＳ１２及びＳ３０の処理が「パラメータ取得部」に相当する。

ステップＳ３２において、ステップＳ３０で取得された零相電流Ｉｚに基づいて、零相電流抑制指令値Ｄｚを算出する。続くステップＳ３４において、ステップＳ３４で算出された零相電流抑制指令値Ｄｚに基づいて、抑制指令値Ｒ＊を補正し、ステップＳ２０に進む。そのため、ステップＳ２２で算出された第１，第２駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に基づいて、各インバータ２０，３０を制御することで、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとに基づいて、各インバータ２０，３０を制御できる。なお、本実施形態において、ステップＳ１４～Ｓ２２，Ｓ３２，Ｓ３４の処理が「制御部」に相当する。

・以上説明した本実施形態によれば、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとに基づいて、各インバータ２０，３０を制御する。ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて各インバータ２０，３０を制御することで、応答性よく零相電流Ｉｚを抑制できる。また、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて各インバータ２０，３０を制御することで、零相電流Ｉｚを精度よく抑制できる。そのため、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとに基づいて、各インバータ２０，３０を制御することで、応答性よく、且つ精度よく零相電流Ｉｚを抑制できる。

（その他の実施形態）
本発明は上記実施形態の記載内容に限定されず、次のように実施されてもよい。

・回転電機１０としては、３相のものに限らず、２相のものまたは４相以上のものであってもよい。第１インバータ２０及び第２インバータ３０としては、回転電機１０が有する相数分の上，下アームスイッチの直列接続体を備えるインバータであればよい。

・第１インバータ２０及び第２インバータ３０が備えるスイッチとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＭＯＳＦＥＴであってもよい。この場合、スイッチに逆接続されるダイオードとしてＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを用いることができ、ＭＯＳＦＥＴとは別にフリーホイールダイオードを用いる必要がない。

・零相電圧Ｖｚに含まれる高調波電圧は、６の倍数を除く３の倍数を次数とするものである。このため、零相電圧Ｖｚに含まれる高調波電圧としては、３次の高調波電圧だけでなく、９次の高調波電圧及び１５次の高調波電圧等も存在する。これらの高調波電圧に対しても対応情報を記憶しておくことで、応答性よく零相電流Ｉｚを抑制できる。

・対応情報は、マップＭＰＳ，ＭＰＤに限られず、関係式であってもよい。例えば、３次の高調波電圧Ｖｚの振幅Ψｚと、電流振幅Ｉｅ及び電流位相βとの関係を示す関係式ＦΨｚは、比例係数Ｋ１～Ｋ３を用いて、（式５）のように表される。また、３次の高調波電圧Ｖｚの位相θｚと、基本波電流の電流振幅Ｉｅ及び電流位相βとの関係を示す関係式Ｆθｚは、比例係数Ｋ４～Ｋ６を用いて、（式６）のように表される。

ＦΨｚ＝Ｋ１＋Ｋ２×Ｉｅ＾２＋Ｋ３×Ｉｅ×β・・・（式５）
Ｆθｚ＝Ｋ４＋Ｋ５×Ｉｅ＾２＋Ｋ６×Ｉｅ×β・・・（式６）
そして、抑制指令値Ｒ＊は、これらの関係式ＦΨｚ，Ｆθｚを用いて、（式７）のように表される。

Ｒ＊＝３ω×ＦΨｚ×ｓｉｎ（３θ＋Ｆθｚ）・・・（式７）
これらの関係式ＦΨｚ，Ｆθｚは、記憶部５７に記憶されている。マップＭＰＳ，ＭＰＤに代わってこれらの関係式ＦΨｚ，Ｆθｚが記憶部５７に記憶されることで、記憶部５７の記憶容量を削減できる。

・上記実施形態では、回転電機１０の温度ＴＭに基づいて、指令値マップＭＰＳから選択された基準振幅Ψｚｋを補正する例を示したが、これに限られない。例えば記憶部５７に温度ＴＭ毎の指令値マップＭＰＳが記憶されていてもよい。温度ＴＭに応じて記憶部５７から指令値マップＭＰＳを選択し、その指令値マップＭＰＳを用いて振幅Ψｚを設定することで、温度ＴＭに基づいて振幅Ψｚを可変設定してもよい。

・上記各実施形態では、切替スイッチ５３が高電位側接続線ＬＵに設けられる例を示したが、これに限られず、切替スイッチ５３が低電位側接続線ＬＤに設けられてもよければ、高電位側接続線ＬＵと低電位側接続線ＬＤとの両方に設けられてもよい。また、切替スイッチ５３が設けられていなくてもよい。

・上記各実施形態では、回転電機１０の力行時における制御処理について説明したが、制御処理は回転電機１０の発電時に実施されてもよい。回転電機１０の発電時においても、回転電機１０の動作状態により第１モードと第２モードとが切り替えられ、記憶部５７に力行時の対応情報とともに発電時の対応情報が記憶されていてもよい。

・上記各実施形態では、スイッチング駆動としてＰＷＭ駆動を例示したが、これに限られない。例えば、矩形駆動が実施されてもよい。矩形駆動は、電気角１周期においてデットタイムを挟みつつ上，下アームスイッチをそれぞれ１回ずつオン状態とし、各相の上，下アームスイッチのスイッチングパターンが１２０°ずつずれるように制御する駆動である。また、過変調駆動が実施されてもよい。

１０…回転電機、１１…巻線、２０…第１インバータ、３０…第２インバータ、４０…バッテリ、５０…制御装置、５７…記憶部、１００…回転電機システム、ＬＤ…低電位側接続線、ＬＵ…高電位側接続線。

Claims (8)

1. 多相の巻線（１１）を有する回転電機（１０）と、
   直流電源（４０）に接続されるとともに、各相の前記巻線の両端のうち第１端に接続される第１インバータ（２０）と、
   各相の前記巻線の両端のうち第２端に接続される第２インバータ（３０）と、
   前記第１インバータの高電位側と前記第２インバータの高電位側とを接続する高電位側接続線（ＬＵ）と、
   前記第１インバータの低電位側と前記第２インバータの低電位側とを接続する低電位側接続線（ＬＤ）と、を備える回転電機システム（１００）に適用される回転電機の制御装置（５０）であって、
   各相の前記巻線に流れる基本波電流と相関を有するパラメータを取得するパラメータ取得部と、
   前記回転電機に発生する高調波電圧（Ｖｚ）の振幅（Ψｚ）及び位相（θｚ）と前記パラメータとが対応付けられた対応情報が記憶されている記憶部（５７）と、
   前記対応情報と、取得された前記パラメータとに基づいて、前記高調波電圧を抑制するように前記各インバータを制御する制御部と、を備え、
   前記パラメータは、各相の前記巻線に流れる電流の指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）である回転電機の制御装置。
2. 多相の巻線（１１）を有する回転電機（１０）と、
   直流電源（４０）に接続されるとともに、各相の前記巻線の両端のうち第１端に接続される第１インバータ（２０）と、
   各相の前記巻線の両端のうち第２端に接続される第２インバータ（３０）と、
   前記第１インバータの高電位側と前記第２インバータの高電位側とを接続する高電位側接続線（ＬＵ）と、
   前記第１インバータの低電位側と前記第２インバータの低電位側とを接続する低電位側接続線（ＬＤ）と、を備える回転電機システム（１００）に適用される回転電機の制御装置（５０）であって、
   各相の前記巻線に流れる基本波電流と相関を有するパラメータを取得するパラメータ取得部と、
   前記回転電機に発生する高調波電圧（Ｖｚ）の振幅（Ψｚ）及び位相（θｚ）と前記パラメータとが対応付けられた対応情報が記憶されている記憶部（５７）と、
   前記対応情報と、取得された前記パラメータとに基づいて、前記高調波電圧を抑制するように前記各インバータを制御する制御部と、
   前記巻線に流れる電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を検出する電流検出部（５２）と、を備え、
   を備え、
   前記パラメータは、前記巻線に流れる前記基本波電流の振幅（Ｉｅ）及び位相（β）であり、
   前記基本波電流の振幅及び位相は、前記電流検出部の検出値に基づいて算出される回転電機の制御装置。
3. 多相の巻線（１１）を有する回転電機（１０）と、
   直流電源（４０）に接続されるとともに、各相の前記巻線の両端のうち第１端に接続される第１インバータ（２０）と、
   各相の前記巻線の両端のうち第２端に接続される第２インバータ（３０）と、
   前記第１インバータの高電位側と前記第２インバータの高電位側とを接続する高電位側接続線（ＬＵ）と、
   前記第１インバータの低電位側と前記第２インバータの低電位側とを接続する低電位側接続線（ＬＤ）と、を備える回転電機システム（１００）に適用される回転電機の制御装置（５０）であって、
   各相の前記巻線に流れる基本波電流と相関を有するパラメータを取得するパラメータ取得部と、
   前記回転電機に発生する高調波電圧（Ｖｚ）の振幅（Ψｚ）及び位相（θｚ）と前記パラメータとが対応付けられた対応情報が記憶されている記憶部（５７）と、
   前記対応情報と、取得された前記パラメータとに基づいて、前記高調波電圧を抑制するように前記各インバータを制御する制御部と、
   前記巻線に流れる電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を検出する電流検出部（５２）と、を備え、
   前記パラメータは、ｄｑ座標系において前記巻線に流れる前記基本波電流のｄ軸成分（Ｉｄ）及びｑ軸成分（Ｉｑ）であり、
   前記基本波電流のｄ軸成分及びｑ軸成分は、前記電流検出部の検出値に基づいて算出される回転電機の制御装置。
4. 多相の巻線（１１）を有する回転電機（１０）と、
   直流電源（４０）に接続されるとともに、各相の前記巻線の両端のうち第１端に接続される第１インバータ（２０）と、
   各相の前記巻線の両端のうち第２端に接続される第２インバータ（３０）と、
   前記第１インバータの高電位側と前記第２インバータの高電位側とを接続する高電位側接続線（ＬＵ）と、
   前記第１インバータの低電位側と前記第２インバータの低電位側とを接続する低電位側接続線（ＬＤ）と、を備える回転電機システム（１００）に適用される回転電機の制御装置（５０）であって、
   各相の前記巻線に流れる基本波電流と相関を有するパラメータを取得するパラメータ取得部と、
   前記回転電機に発生する高調波電圧（Ｖｚ）の振幅（Ψｚ）及び位相（θｚ）と前記パラメータとが対応付けられた対応情報が記憶されている記憶部（５７）と、
   前記対応情報と、取得された前記パラメータとに基づいて、前記高調波電圧を抑制するように前記各インバータを制御する制御部と、
   前記巻線に流れる電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を検出する電流検出部（５２）と、を備え、
   前記パラメータは、前記巻線に流れる電流の指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）であり、
   前記制御部は、前記対応情報と、前記電流の指令値と、前記電流検出部の検出値とに基づいて、前記各インバータを制御する回転電機の制御装置。
5. 前記記憶部には、前記対応情報として、前記高調波電圧の振幅及び位相と前記パラメータとが対応付けられたマップ（ＭＰＳ，ＭＰＤ）が記憶されている請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記記憶部には、前記高調波電圧の振幅及び位相と前記パラメータとを対応付ける関係式が記憶されている請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記回転電機の温度（ＴＭ）を検出する温度検出部（５６）を備え、
   前記制御部は、前記温度検出部により検出された前記温度に基づいて前記高調波電圧の振幅を可変設定する請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記第１インバータは、直列接続された上アームスイッチ（２２）と下アームスイッチ（２３）とを相毎に有し、それら上アームスイッチと下アームスイッチとの接続点が前記各相の巻線の前記第１端に接続されており、
   前記第２インバータは、直列接続された上アームスイッチ（３２）と下アームスイッチ（３３）とを相毎に有し、それら上アームスイッチと下アームスイッチとの接続点が前記各相の巻線の前記第２端に接続されており、
   前記高電位側接続線と前記低電位側接続線との少なくとも一方に設けられたスイッチ（５３）と、
   前記回転電機の回転速度が閾値（Ｎｔｈ）よりも小さい場合に、前記スイッチを開状態とし、前記第１インバータ及び前記第２インバータのうち、一方のインバータにおける上、下アームスイッチのスイッチング駆動を実施し、他方のインバータにおける上、下アームスイッチのうちの少なくとも一方をオン状態に維持する中性点駆動を実施する第１モードに切り替え、前記回転速度が閾値よりも大きい場合に、前記スイッチを閉状態とし、前記各インバータにおける上、下アームスイッチのスイッチング駆動を実施する第２モードに切り替えるモード切替部と、を備え、
   前記制御部は、前記モード切替部により前記第２モードに切り替えられた場合に、前記対応情報と、取得された前記パラメータとに基づいて、前記各インバータを制御する請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。

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