JP5725047B2 - 多重巻線回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電機子を構成する複数の巻線群を有する多重巻線回転機の制御システムに適用される多重巻線回転機の制御装置に関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、２つの巻線群を有する３相２重巻線電動機を２つの巻線群と各別に接続されたインバータを操作することで制御する技術が知られている。この技術は、２つの巻線群の間の磁気結合により、２つの巻線群のうち一方に流れる電流の微分値に比例した干渉電圧が他方に生じることで、電動機の電流制御系の応答性が低下することに対処するためのものである。より詳しくは、２つの巻線群のそれぞれに印加する指令電圧を上記電流の微分値に比例した干渉電圧で補償する。こうした技術によれば、電流制御系の応答性の低下を抑制することができ、２つの巻線群のそれぞれに流れる電流の脈動成分を低減させることができる。これにより、電動機のトルクリプルを低減させることができる。

特開２００３−１５３５８５号公報

ところで、２つの巻線群の間の磁気結合によって生じる干渉電圧には、上記電流の微分値に比例した干渉電圧に限らず、電動機の回転速度に比例した干渉電圧もある。ここで、電動機の回転速度が高い場合や電動機の回転速度が変化する場合においては、回転速度に比例した干渉電圧によって電流制御系の応答性が低下し、電動機の出力トルクとその指令値とのずれであるトルク誤差が増大する懸念がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多重巻線回転機の電流制御系の応答性を好適に向上させることのできる多重巻線回転機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、電機子を構成する複数の巻線群（１０ａ，１０ｂ）を有する多重巻線回転機（１０）と、前記複数の巻線群のそれぞれに対応して設けられてかつ、該巻線群に流れる電流を検出する電流検出手段（２６ａ，２６ｂ，２８ａ，２８ｂ）と、前記複数の巻線群のそれぞれに電圧を印加する電圧印加手段（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）と、を備える多重巻線回転機の制御システムに適用され、前記複数の巻線群のそれぞれについて前記電流検出手段によって検出された電流を指令電流に制御すべく、前記複数の巻線群のそれぞれに印加する指令電圧を算出する指令電圧算出手段（４０，５０，６０，７０，４２ｃ，５２ｃ，６２ｃ，７２ｃ）と、前記複数の巻線群のうち前記指令電圧の算出対象となる１つの巻線群と残余の巻線群の少なくとも１つとの間の磁気結合によって前記１つの巻線群に生じてかつ前記回転機の回転速度に比例した干渉電圧を算出する干渉電圧算出手段（４２ｂ，５２ｂ，６２ｂ，７２ｂ）と、前記複数の巻線群のそれぞれについて、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧を前記干渉電圧算出手段によって算出された前記干渉電圧で補償して出力する電圧補償手段（４２ａ，５２ａ，６２ａ，７２ａ）と、前記電圧補償手段の出力値に基づき、前記複数の巻線群のそれぞれに電圧を印加すべく前記電圧印加手段を操作する操作手段（３８ａ，３８ｂ）と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、干渉電圧算出手段及び電圧補償手段を備えることで、複数の巻線群のそれぞれに印加する指令電圧を回転機の回転速度に比例した干渉電圧で補償することができる。このため、回転機の電流制御系の応答性を好適に向上させることができる。これにより、回転機の回転速度が高い場合や回転機の回転速度が変化する場合においても、回転機のトルク誤差を低減させることができる。

第１の実施形態にかかる制御システムの構成図。 同実施形態にかかる非干渉化電流制御系のブロック図。 同実施形態にかかる非干渉化制御によるトルク誤差の低減効果を示す図。 従来技術にかかる出力トルクの推移を示す図。 第１の実施形態にかかる非干渉化制御による応答性の向上効果を示す図。 従来技術にかかる電流の収束態様を示す図。 第１の実施形態にかかる非干渉化制御によるトルク誤差の低減効果を示す図。 同実施形態にかかる応答性の向上効果を示す図。 第２の実施形態にかかる非干渉化電流制御系のブロック図。 同実施形態にかかる非干渉化制御によるトルク誤差の低減効果を示す図。 従来技術にかかる出力トルクの推移を示す図。 第３の実施形態にかかる非干渉化電流制御系のブロック図。 同実施形態にかかる非干渉化制御によるトルク誤差の低減効果を示す図。 同実施形態にかかる非干渉化制御による応答性の向上効果を示す図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる多重巻線回転機の制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ１０は、３相２重巻線回転機であり、具体的には、巻線界磁型同期モータである。本実施形態では、モータ１０として、スタータ及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。モータ１０を構成する回転子（ロータ１２）は、界磁巻線１１を備え、また、エンジン１６のクランク軸１６ａと動力伝達が可能とされている。本実施形態において、ロータ１２は、ベルト１４を介してクランク軸１６ａに連結されている。

モータ１０の固定子（ステータ）は、２つの巻線群（以下、第１の巻線群１０ａ、第２の巻線群１０ｂ）を備えている。第１の巻線群１０ａ及び第２の巻線群１０ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。

モータ１０には、第１の巻線群１０ａ及び第２の巻線群１０ｂのそれぞれに対応した２つのインバータ（以下、第１のインバータＩＮＶ１、第２のインバータＩＮＶ２）が接続されている。詳しくは、第１の巻線群１０ａには、第１のインバータＩＮＶ１が接続され、第２の巻線群１０ｂには、第２のインバータＩＮＶ２が接続されている。第１のインバータＩＮＶ１は、直流電源としての第１のバッテリ１８ａ（具体的には、リチウムイオン蓄電池やニッケル水素蓄電池）に接続され、第２のインバータＩＮＶ２は、直流電源としての第２のバッテリ１８ｂ（具体的には鉛蓄電池）に接続されている。ちなみに、本実施形態において、第１のインバータＩＮＶ１及び第２のインバータＩＮＶ２が「電圧印加手段」を構成する。

なお、本実施形態では、第１のバッテリ１８ａとして、その端子電圧Ｖ１（具体的には例えば、同一の充電率（ＳＯＣ）における開放端電圧）が第２のバッテリ１８ｂの端子電圧Ｖ２よりも高いものを用いている。特に本実施形態では、第１のバッテリ１８ａの端子電圧が第２のバッテリ１８ｂの端子電圧の４倍程度となるものを想定している。具体的には例えば、第１のバッテリ１８ａの端子電圧として「４８Ｖ」程度を想定しており、第２のバッテリ１８ｂの端子電圧として「１２Ｖ」程度を想定している。これは、第２のバッテリ１８ｂを通常の補機バッテリとして用いることを想定したためである。

上記端子電圧の設定に伴い、本実施形態では、第１の巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１を、第２の巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２よりも大きく設定している。特に、本実施形態では、ターン数Ｎ１を、ターン数Ｎ２の４倍程度に設定している。

第１のインバータＩＮＶ１は、高電位側スイッチング素子Ｓ￥ｐ１及び低電位側スイッチング素子Ｓ￥ｎ１（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点のそれぞれは、第１の巻線群１０ａのＵ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれの端子に接続されている。本実施形態では、これらスイッチング素子Ｓ￥＃１（＃＝ｐ，ｎ）として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、これらスイッチング素子Ｓ￥＃１にはそれぞれ、フリーホイールダイオードＤ￥＃１が逆並列に接続されている。なお、フリーホイールダイオードＤ￥＃１は、スイッチング素子Ｓ￥＃１のボディーダイオードであってもよい。

第２のインバータＩＮＶ２は、第１のインバータＩＮＶ１と同様に、高電位側スイッチング素子Ｓ￥ｐ２及び低電位側スイッチング素子Ｓ￥ｎ２の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点のそれぞれは、第２の巻線群１０ｂのＵ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれの端子に接続されている。本実施形態では、これらスイッチング素子Ｓ￥＃１（＃＝ｐ，ｎ）として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いており、また、これらスイッチング素子Ｓ￥＃２にはそれぞれ、フリーホイールダイオードＤ￥＃２が逆並列に接続されている。なお、フリーホイールダイオードＤ￥＃２は、スイッチング素子Ｓ￥＃２のボディーダイオードであってもよい。

第１のインバータＩＮＶ１の端子のうち第１のバッテリ１８ａ側には、ハンドル操作をアシストするための電動パワーステアリング装置２０ａが接続されている。本実施形態において、電動パワーステアリング装置２０ａは、発電機としてのモータ１０及び第１のバッテリ１８ａのうち少なくとも一方を電力供給源として駆動されるものとする。また、第２のインバータＩＮＶ２の端子のうち第２のバッテリ１８ｂ側には、各種車載機器の制御回路や、ナビゲーション装置、オーディオ装置等を含む電気負荷２０ｂが接続されている。本実施形態において、電気負荷２０ｂは、モータ１０及び第２のバッテリ１８ｂのうち少なくとも一方を電力供給源として駆動されるものとする。

なお、電動パワーステアリング装置２０ａを第１のバッテリ１８ａに接続したのは、電動パワーステアリング装置２０ａの要求電圧が電気負荷２０ｂの要求電圧よりも高く設定されているためである。また、本実施形態において、電動パワーステアリング装置２０ａ及び電気負荷２０ｂが「車載機器」に相当する。

本実施形態にかかる制御システムは、モータ１０、第１のインバータＩＮＶ１及び第２のインバータＩＮＶ２の状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず、モータ１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角センサ２２を備えている。また、第１のインバータＩＮＶ１の入力電圧（第１の電源電圧ＶＤＣ１）を検出する第１の電圧センサ２４ａと、第２のインバータＩＮＶ２の入力電圧（第２の電源電圧ＶＤＣ２）を検出する第２の電圧センサ２４ｂとを備えている。さらに、第１の巻線群１０ａのＶ相，Ｗ相電流（固定座標系における第１の巻線群１０ａに流れる電流）を検出する第１の電流センサ２６ａ，２６ｂを備えている。加えて、第２の巻線群１０ｂのＶ相，Ｗ相電流（固定座標系における第２の巻線群１０ｂに流れる電流）を検出する第２の電流センサ２８ａ，２８ｂを備えている。なお、第１の電流センサ２６ａ，２６ｂや第２の電流センサ２８ａ，２８ｂとしては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを採用することができる。

上記各種センサの検出値は、制御装置３０に取り込まれる。制御装置３０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。制御装置３０は、モータ１０の制御量（出力トルク）をその指令値（指令トルクＴｒｑ＊）に制御すべく、これら各種センサの検出値に基づき、第１のインバータＩＮＶ１及び第２のインバータＩＮＶ２を操作する操作信号を生成して出力する。詳しくは、制御装置３０は、指令トルクＴｒｑ＊を実現するための指令電流とモータ１０の第１，第２の巻線群１０ａ，１０ｂに流れる電流とが一致するように、スイッチング素子Ｓ￥＃１，Ｓ￥＃２を操作する。すなわち、本実施形態では、モータ１０の出力トルクが最終的な制御量となるが、出力トルクを制御すべく、第１，第２の巻線群１０ａ，１０ｂに流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、こうした電流制御を、第１の巻線群１０ａ及び第２の巻線群１０ｂのそれぞれについて独立したベクトル制御によって行う。なお、図１には、第１のインバータＩＮＶ１のスイッチング素子Ｓ￥＃１を操作する信号を操作信号ｇ￥＃１として示し、第２のインバータＩＮＶ２のスイッチング素子Ｓ￥＃２を操作する信号を操作信号ｇ￥＃２として示している。

続いて、上記ベクトル制御に関する処理について説明する。ここでは、まず、第１の巻線群１０ａに対応する処理について説明した後、第２の巻線群１０ｂに対応する処理について説明する。

まず、第１の巻線群１０ａに対応する処理について説明する。

指令電流算出部３２は、指令トルクＴｒｑ＊に基づき、第１の巻線群１０ａ及び第２の巻線群１０ｂのそれぞれに対応する回転座標系の電流の指令値であるｄ軸指令電流と、ｑ軸指令電流とを算出する。本実施形態では、第１の巻線群１０ａに対応するこれら指令電流を、第１のｄ軸指令電流ｉｄ１＊及び第１のｑ軸指令電流ｉｑ１＊と称すこととし、第２の巻線群１０ｂに対応するこれら指令電流を、第２のｄ軸指令電流ｉｄ２＊及び第２のｑ軸指令電流ｉｑ２＊と称すこととする。なお、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０とは別の制御装置であってかつ車両制御を統括する上位の制御装置から入力される。

第１の２相変換部３４ａは、回転角センサ２２によって検出された電気角θと、第１の電流センサ２６ａ，２６ｂによって検出されたＶ相電流ｉｖ１，Ｗ相電流ｉｗ１とに基づき、第１の巻線群１０ａに対応するＵ，Ｖ，Ｗ相電流を回転座標系の電流である第１のｄ軸電流ｉｄ１と、第１のｑ軸電流ｉｑ１とに変換する。なお、第１の巻線群１０ａのＵ相電流は、キルヒホッフの法則に基づき、第１の電流センサ２６ａ，２６ｂによって検出されたＶ相電流，Ｗ相電流から算出される。

ちなみに、第１の電流センサ２６ａ，２６ｂ及び第１の２相変換部３４ａの協働によって回転座標系における第１の巻線群１０ａに流れる電流を検出することから、本実施形態では、第１の電流センサ２６ａ，２６ｂ及び第１の２相変換部３４ａが第１の巻線群１０ａに対応して設けられた「電流検出手段」を構成する。

第１のｄ軸電流制御器４０は、第１のｄ軸電流ｉｄ１を第１のｄ軸指令電流ｉｄ１＊にフィードバック制御するための操作量として第１のｄ軸指令電圧を算出する。具体的には、第１のｄ軸電流ｉｄ１及び第１のｄ軸指令電流ｉｄ１＊の偏差Δｉｄ１に基づく比例積分制御（又は比例積分微分制御）によって第１のｄ軸指令電圧を算出する。一方、第１のｑ軸電流制御器５０は、第１のｑ軸電流ｉｑ１を第１のｑ軸指令電流ｉｑ１＊にフィードバック制御するための操作量として第１のｑ軸指令電圧を算出する。具体的には、第１のｑ軸電流ｉｑ１及び第１のｑ軸指令電流ｉｑ１＊の偏差Δｉｑ１に基づく比例積分制御（又は比例積分微分制御）によって第１のｑ軸指令電圧を算出する。

第１のｄ軸電流制御器４０及び第１のｑ軸電流制御器５０のそれぞれの出力値は、非干渉化部８０を介して第１の３相変換部３６ａに入力される。なお、非干渉化部８０には、速度算出部８１から出力される電気角速度ω（電気角θの微分値）が入力される。また、非干渉化部８０については、後に詳述する。

第１の３相変換部３６ａは、電気角θに基づき、非干渉化部８０から出力される第１のｄ軸指令電圧Ｖｄ１＊及び第１のｑ軸指令電圧Ｖｑ１＊をモータ１０の固定座標系における３相の指令電圧Ｖ￥１＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に変換する。これら指令電圧Ｖ￥１＊は、第１のｄ，ｑ軸電流ｉｄ１，ｉｑ１を第１のｄ，ｑ軸指令電流ｉｄ１＊，ｉｑ１＊にフィードバック制御するための操作量となる。

第１の操作部３８ａは、第１のインバータＩＮＶ１の３相の電圧を指令電圧Ｖ￥１＊を模擬した電圧とするための上記操作信号ｇ￥＃１を生成する。本実施形態では、第１の電圧センサ２４ａによって検出される第１の電源電圧ＶＤＣ１にて指令電圧Ｖ￥１＊を規格化したものと、キャリア（例えば三角波信号）との大小比較に基づく三角波ＰＷＭ処理によって操作信号ｇ￥＃１を生成する。第１の操作部３８ａは、生成された操作信号ｇ￥＃１を図示しないインターフェースを介して第１のインバータＩＮＶ１に出力する。これにより、第１の巻線群１０ａのＵ，Ｖ、Ｗ相のそれぞれには、電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電圧が印加され、電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電流が流れることとなる。

続いて、第２の巻線群１０ｂに対応する処理について説明する。なお、上記処理は、第１の巻線群１０ａに対応する処理と基本的には同一である。

第２の２相変換部３４ｂは、電気角θと、第２の電流センサ２８ａ，２８ｂによって検出されたＶ相電流ｉｖ２，Ｗ相電流ｉｗ２とに基づき、第２の巻線群１０ｂのＵ，Ｖ，Ｗ相電流を回転座標系の電流である第２のｄ軸電流ｉｄ２と、第２のｑ軸電流ｉｑ２とに変換する。なお、本実施形態において、第２の電流センサ２８ａ，２８ｂ及び第２の２相変換部３４ｂの協働によって回転座標系における第２の巻線群１０ｂに流れる電流を検出することから、第２の電流センサ２８ａ，２８ｂ及び第２の２相変換部３４ｂが第２の巻線群１０ｂに対応して設けられた「電流検出手段」を構成する。

第２のｄ軸電流制御器６０は、指令電流算出部３２から出力される第２のｄ軸指令電流ｉｄ２＊に第２のｄ軸電流ｉｄ２をフィードバック制御するための操作量として第２のｄ軸指令電圧を算出する。一方、第２のｑ軸電流制御器７０は、指令電流算出部３２から出力される第２のｑ軸指令電流ｉｑ２＊に第２のｑ軸電流ｉｑ２をフィードバック制御するための操作量として第２のｑ軸指令電圧を算出する。

第２のｄ軸電流制御器６０及び第２のｑ軸電流制御器７０のそれぞれの出力値は、非干渉化部８０を介して第２の３相変換部３６ｂに入力される。

第２の３相変換部３６ｂは、電気角θに基づき、非干渉化部８０から出力された第２のｄ軸指令電圧Ｖｄ２＊及び第２のｑ軸指令電圧Ｖｑ２＊をモータ１０の固定座標系における３相の指令電圧Ｖ￥２＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に変換する。

第２の操作部３８ｂは、第２のインバータＩＮＶ２の３相の電圧を指令電圧Ｖ￥２＊を模擬した電圧とするための上記操作信号ｇ￥＃２を生成する。本実施形態では、第２の電圧センサ２４ｂによって検出される第２の電源電圧ＶＤＣ２にて指令電圧Ｖ￥２＊を規格化したものと、キャリアとの大小比較に基づく三角波ＰＷＭ処理によって操作信号ｇ￥＃２を生成する。第２の操作部３８ｂは、生成された操作信号ｇ￥＃２を第２のインバータＩＮＶ２に出力する。これにより、第２の巻線群１０ｂのＵ，Ｖ、Ｗ相のそれぞれには、モータ１０の電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電圧が印加され、電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電流が流れることとなる。

なお、界磁巻線１１に流れる界磁電流は、制御装置３０の備える界磁回路８２によって制御される。また、本実施形態において、第１の操作部３８ａ及び第２の操作部３８ｂが「操作手段」を構成し、第１のｄ軸電流制御器４０、第１のｑ軸電流制御器５０、第２のｄ軸電流制御器６０及び第２のｑ軸電流制御器７０が「指令電圧算出手段」を構成する。

次に、図２を用いて、モータ１０の電流制御系について更に説明する。図２は、電流制御系のブロック図である。このブロック図は、下式（ｅｑ１）にて表される回転座標系における第１の巻線群１０ａ及び第２の巻線群１０ｂの電圧方程式に基づくものである。

ここで、上式（ｅｑ１）の右辺第１項において、「Ｒ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ」はｄ軸インダクタンスを示し、「Ｌｑ」はｑ軸インダクタンスを示し、「ｋ」は巻線間の結合係数を示し、「ｐ」はラプラス変換における微分演算子を示す。また、上式（ｅｑ１）の右辺第２項において、「Ｌｆ」は界磁巻線１１のインダクタンスを示し、「ｉｆ」は界磁電流を示す。なお、図２では、外乱としての誘起電圧及び電機子反作用による電圧の図示を省略している。

まず、モータ１０内部に関する伝達関数について説明すると、第１のｄ軸干渉部４０ａは、非干渉化部８０から出力された第１のｄ軸指令電圧Ｖｄ１＊にモータ１０の電気角速度ω（回転速度）に比例した干渉電圧（以下、第１のｄ軸速度干渉電圧）を加算する。第１のｄ軸速度干渉電圧は、結合係数ｋ、電気角速度ω及びｑ軸インダクタンスＬｑからなる伝達関数４０ｂ「ｋ×ω×Ｌｑ」に第２のｑ軸電流ｉｑ２を入力することで算出される。

第２のｄ軸干渉部４０ｃは、第１のｄ軸干渉部４０ａの出力値から第２のｄ軸電流ｉｄ２の微分値に比例した干渉電圧（以下、第１のｄ軸微分干渉電圧）を減算する。第１のｄ軸微分干渉電圧は、結合係数ｋ、ｄ軸インダクタンスＬｄ及び微分演算子ｓからなる伝達関数４０ｄ「ｋ×Ｌｄ×ｓ」に第２のｄ軸電流ｉｄ２を入力することで算出される。

なお、第２のｄ軸干渉部４０ｃの出力値がモータ１０のｄ軸に関する伝達関数４０ｅ「１／（Ｌｄ×ｓ＋Ｒ）」に入力されることで、この伝達関数４０ｅから第１のｄ軸電流ｉｄ１が出力される。

一方、第３のｄ軸干渉部６０ａは、非干渉化部８０から出力された第２のｄ軸指令電圧Ｖｄ２＊にモータ１０の電気角速度ωに比例した干渉電圧（以下、第２のｄ軸速度干渉電圧）を加算する。第２のｄ軸速度干渉電圧は、結合係数ｋ、電気角速度ω及びｑ軸インダクタンスＬｑからなる伝達関数６０ｂ「ｋ×ω×Ｌｑ」に第１のｑ軸電流ｉｑ１を入力することで算出される。

第４のｄ軸干渉部６０ｃは、第３のｄ軸干渉部６０ａの出力値から第１のｄ軸電流ｉｄ１の微分値に比例した干渉電圧（以下、第２のｄ軸微分干渉電圧）を減算する。第２のｄ軸微分干渉電圧は、結合係数ｋ、ｄ軸インダクタンスＬｄ及び微分演算子ｓからなる伝達関数６０ｄ「ｋ×Ｌｄ×ｓ」に第１のｄ軸電流ｉｄ１を入力することで算出される。

なお、第４のｄ軸干渉部６０ｃの出力値がモータ１０のｄ軸に関する伝達関数６０ｅ「１／（Ｌｄ×ｓ＋Ｒ）」に入力されることで、この伝達関数６０ｅから第２のｄ軸電流ｉｄ２が出力される。

ちなみに、モータ１０内部のｑ軸に関する伝達関数も上述したｄ軸に関する伝達関数と同様である。図２には、第１のｄ軸干渉部４０ａ、伝達関数４０ｂ、第２のｄ軸干渉部４０ｃ及び伝達関数４０ｄ，４０ｅに対応するｑ軸に関する伝達関数として、第１のｑ軸干渉部５０ａ、伝達関数５０ｂ、第２のｑ軸干渉部５０ｃ及び伝達関数５０ｄ，５０ｅを図示している。また、第３のｄ軸干渉部６０ａ、伝達関数６０ｂ、第４のｄ軸干渉部６０ｃ及び伝達関数６０ｄ，６０ｅに対応するｑ軸の伝達関数として、第３のｑ軸干渉部７０ａ、伝達関数７０ｂ、第４のｑ軸干渉部７０ｃ及び伝達関数７０ｄ，７０ｅを図示している。ここでは、ｑ軸について、第１，第２のｄ軸速度干渉電圧及び第１，第２のｄ軸微分干渉電圧に相当するものを第１，第２のｑ軸速度干渉電圧及び第１，第２のｑ軸微分干渉電圧と称すこととする。

以上説明したように、２重巻線モータでは、第１，第２のｄ軸速度干渉電圧、第１，第２のｄ軸微分干渉電圧、第１，第２のｑ軸速度干渉電圧及び第１，第２のｑ軸微分干渉電圧が電流制御系に対して外乱として作用する。特に、本実施形態では、モータ１０が車両に搭載されることから、モータ１０の使用回転速度領域が広い。このため、モータ１０の回転速度が高くなったり、モータ１０の回転加速度（速度変化レート）が高くなったりすることで、上記外乱のうち速度干渉電圧によって電流制御系の応答性が過度に低下する懸念がある。

こうした問題に対処するには、例えば、電流制御器４０，５０，６０，７０のゲインを高めることも考えられる。ただし、この場合、車載式のセンサに混入するノイズ等により、ゲインを高める度合いが制約され、電流制御系の応答性の低下を回避できない懸念がある。

このため、本実施形態では、速度干渉電圧の影響を抑制すべく、上記非干渉化部８０において非干渉化制御を行う。

詳しくは、非干渉化部８０において、第１のｄ軸速度電圧補償部４２ａは、第１のｄ軸電流制御器４０から出力される第１のｄ軸指令電圧と、第１のｄ軸速度干渉電圧とを加算することで第１のｄ軸指令電圧を補償する。すなわち、第１，第２の巻線群１０ａ，１０ｂのうち指令電圧の算出対象となる第１の巻線群１０ａに生じる第１のｄ軸速度干渉電圧で第１のｄ軸指令電圧を補償する。ここで、第１のｄ軸速度電圧補償部４２ａに入力される第１のｄ軸速度干渉電圧は、結合係数ｋ、電気角速度ω及びｑ軸インダクタンスＬｑからなる伝達関数４２ｂ「ｋ×ω×Ｌｑ」に第２のｑ軸電流ｉｑ２を入力することで算出される。

また、第２のｄ軸速度電圧補償部６２ａは、第２のｄ軸電流制御器６０から出力される第２のｄ軸指令電圧と、第２のｄ軸速度干渉電圧とを加算することで第２のｄ軸指令電圧を補償する。すなわち、指令電圧の算出対象となる第２の巻線群１０ｂに生じる第２のｄ軸速度干渉電圧で第２のｄ軸指令電圧を補償する。ここで、第２のｄ軸速度干渉電圧は、上記伝達関数４２ｂと同様の伝達関数６２ｂ「ｋ×ω×Ｌｑ」に第１のｑ軸電流ｉｑ１を入力することで算出される。

さらに、第１のｑ軸速度電圧補償部５２ａは、第１のｑ軸電流制御器５０から出力される第１のｑ軸指令電圧と、第１のｑ軸速度干渉電圧とを加算することで第１のｑ軸指令電圧を補償する。すなわち、指令電圧の算出対象となる第１の巻線群１０ａに生じる第１のｑ軸速度干渉電圧で第１のｑ軸指令電圧を補償する。ここで、第１のｑ軸速度干渉電圧は、結合係数ｋ、電気角速度ω及びｄ軸インダクタンスＬｄからなる伝達関数５２ｂ「ｋ×ω×Ｌｄ」に第２のｄ軸電流ｉｄ２を入力することで算出される。

加えて、第２のｑ軸速度電圧補償部７２ａは、第２のｑ軸電流制御器７０から出力される第２のｑ軸指令電圧と、第２のｑ軸速度干渉電圧とを加算することで第２のｑ軸指令電圧を補償する。すなわち、指令電圧の算出対象となる第２の巻線群１０ｂに生じる第２のｑ軸速度干渉電圧で第２のｑ軸指令電圧を補償する。ここで、第２のｑ軸速度干渉電圧は、上記伝達関数５２ｂと同様の伝達関数７２ｂ「ｋ×ω×Ｌｄ」に第１のｄ軸電流ｉｄ１を入力することで算出される。

ちなみに、本実施形態において、伝達関数４２ｂ，５２ｂ，６２ｂ，７２ｂに入力されるｄ軸電流ｉｄ１，ｉｄ２，ｑ軸電流ｉｑ１，ｉｑ２は、「電流検出手段」を構成する第１，第２の２相変換部３４ａ，３４ｂの出力値であることから、「電流検出手段によって検出された電流値」に相当する。また、本実施形態において、伝達関数４２ｂ，５２ｂ，６２ｂ，７２ｂが「第１の干渉電圧算出手段」を構成する。さらに、本実施形態において、第１のｄ軸速度電圧補償部４２ａ、第２のｄ軸速度電圧補償部６２ａ、第１のｑ軸速度電圧補償部５２ａ及び第２のｑ軸速度電圧補償部７２ａが「電圧補償手段」を構成する。

次に、図３〜図８を用いて、本実施形態にかかる非干渉化制御による効果について説明する。

図３及び図４に、指令トルクＴｒｑ＊が一定とされる状況下、モータ１０の回転速度を１０００ｒｐｍから１８０００ｒｐｍまでランプ状に変化（速度変化レート＝５００００ｒｐｍ／ｓ）させた場合の出力トルクの推移を示す。ここで、図３は、非干渉化制御を行う場合における出力トルクの推移を示し、図４は、上記特許文献１に記載された技術（以下、従来技術）における出力トルクの推移を示す。

図示されるように、非干渉化制御によれば、出力トルクと指令トルクＴｒｑ＊とのずれであるトルク誤差を低減させることができる。これに対し、従来技術では、第１，第２のｄ軸速度干渉電圧及び第１，第２のｑ軸速度干渉電圧によって指令電圧を補償していないため、回転速度の上昇期間に渡ってトルク誤差ΔＴｒｑが増大することとなる。

続いて、図５及び図６を用いて、非干渉化制御による電流制御系の応答性の向上効果について説明する。ここで、図５は、非干渉化制御を行う場合における第１のｑ軸電流ｉｑ１及び第１のｑ軸指令電流ｉｑ１＊の推移を示し、図６は、従来技術における第１のｑ軸電流ｉｑ１及び第１のｑ軸指令電流ｉｑ１＊の推移を示す。

図示されるように、非干渉化制御を行う場合、従来技術と比較して時定数が短縮される。すなわち、電流制御系の応答性を好適に向上させることができる。

続いて、図７に、先の図３で説明した条件のうち速度変化レートを様々に変化させた場合のトルク誤差ΔＴｒｑを示す。図示されるように、本実施形態にかかる非干渉化制御によれば、従来技術と比較して、様々な速度変化レートにおいてトルク誤差ΔＴｒｑを大きく低減させることができる。

続いて、図８に、モータ１０の回転速度を様々に変化させた場合の時定数τを示す。図示されるように、本実施形態にかかる非干渉化制御によれば、従来技術と比較して、様々な回転速度において時定数τを大きく短縮させることができる。特に、回転速度が１８０００ｒｐｍとなる場合においては、従来技術と比較して応答性を３１％向上させることができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）非干渉化部８０において指令電圧Ｖｄ１＊，Ｖｄ２＊，Ｖｑ１＊，Ｖｑ２＊を速度干渉電圧で補償した。このため、モータ１０の回転速度や速度変化レートが高い場合においても電流制御系の応答性を好適に向上させることができる。これにより、モータ１０のトルク誤差を好適に低減させることができる。

（２）伝達関数６２ｂ，７２ｂに第１の電流センサ２６ａ，２６ｂの検出値を座標変換したものを入力することで速度干渉電圧を算出した。また、伝達関数４２ｂ，５２ｂに第２の電流センサ２８ａ，２８ｂの検出値を座標変換したものを入力することで速度干渉電圧を算出した。電流の検出値を用いるこうした構成によれば、制御装置３０における演算負荷を低減させることができる。

（３）モータ１０の発電電力が供給される第１のバッテリ１８ａと、モータ１０及び第１のバッテリ１８ａの双方を電力供給源とし得る電動パワーステアリング装置２０ａとを備える車両の制御システムに非干渉化制御を適用した。車両に搭載されるモータ１０は、車両の走行中にクランク軸１６ａとともに連れ回されることから、モータ１０の使用回転速度領域が広くなり、トルク誤差が生じやすい。ここで、例えば第１のバッテリ１８ａに何らかの異常が生じてバッファとしての第１のバッテリ１８ａが使用不能となる場合、電動パワーステアリング装置２０ａの電力供給源がモータ１０となる。このとき、モータ１０のトルク誤差が大きいと、モータ１０の実際の発電電力と電動パワーステアリング装置２０ａに供給すべき電力とのずれが大きくなることから、電動パワーステアリング装置２０ａの動作が不安定となり得る。このため、本実施形態では、トルク誤差を低減させ、ひいてはモータ１０の発電電力と上記供給すべき電力とのずれを低減できる非干渉化制御を適用するメリットが大きい。なお、第２のバッテリ１８ｂ側についても同様である。

（４）第１のインバータＩＮＶ１及び第２のインバータＩＮＶ２のそれぞれに個別にバッテリを接続する構成を採用した。こうした構成によれば、複数の車載機器の要求電圧が相違する場合において、これら車載機器のそれぞれの電源となる第１のバッテリ１８ａ及び第２のバッテリ１８ｂをモータ１０の発電電力によって適切に充電することができる。

（５）第２のバッテリ１８ｂとして鉛蓄電池を用いた。例えば車輪が空転した後に車輪が路面を掴む現象（いわゆるスリップグリップ）が生じる等、モータ１０の回転速度が急変する状況下、非干渉制御が実行されない場合はトルク誤差が大きくなる。ここで、鉛蓄電池の受け入れ可能な単位時間あたりの電力が小さいことから、トルク誤差が大きいと、鉛蓄電池がモータ１０の発電電力を十分に受け入れることができない懸念がある。この場合、モータ１０の発電電力が供給される電気負荷２０ｂの動作に悪影響を及ぼすおそれがある。このため、鉛蓄電池が用いられる本実施形態では、非干渉化制御を適用するメリットが大きい。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、非干渉化部８０の構成を変更する。

図９に、本実施形態にかかるモータ１０の電流制御系のブロック図を示す。なお、図９において、先の図２に示した部材等と同一の部材等については、便宜上、同一の符号を付している。

本実施形態において、第１のｄ軸電流制御器４０は、第１のｄ軸電流ｉｄ１を第１のｄ軸指令電流ｉｄ１＊にフィードバック制御するための操作量としての電流値を算出する。そして、第１のｄ軸電流制御器４０から出力された電流値を、モータ１０のｄ軸に関するインピーダンスを示す伝達関数４２ｃに入力することで第１のｄ軸指令電圧を算出する。なお、第１のｑ軸電流制御器５０、第２のｄ軸電流制御器６０及び第２のｑ軸電流制御器７０においても、第１のｄ軸電流制御器４０と同様の処理が行われる。ここで、図９には、上記伝達関数４２ｃに対応するものとして、伝達関数５２ｃ，６２ｃ，７２ｃを示した。

ちなみに、本実施形態において、第１のｄ軸電流制御器４０、第１のｑ軸電流制御器５０、第２のｄ軸電流制御器６０及び第２のｑ軸電流制御器７０が「電流操作量算出手段」を構成する。また、第１のｄ軸電流制御器４０及び伝達関数４２ｃの組、第２のｄ軸電流制御器６０及び伝達関数６２ｃの組、第１のｑ軸電流制御器５０及び伝達関数５２ｃの組、並びに第２のｑ軸電流制御器７０及び伝達関数７２ｃの組が「指令電圧算出手段」を構成する。

次に、本実施形態にかかる非干渉化制御について説明する。

本実施形態では、第１のｄ軸速度干渉電圧を、伝達関数４２ｂ「ｋ×ω×Ｌｑ」に第２のｑ軸電流制御器７０から出力される電流値を入力することで算出し、第２のｄ軸速度干渉電圧を、伝達関数６２ｂ「ｋ×ω×Ｌｑ」に第１のｑ軸電流制御器５０から出力される電流値を入力することで算出する。また、第１のｑ軸速度干渉電圧を、伝達関数５２ｂ「ｋ×ω×Ｌｄ」に第２のｄ軸電流制御器６０から出力される電流値を入力することで算出し、第２のｑ軸速度干渉電圧を、伝達関数７２ｂ「ｋ×ω×Ｌｄ」に第１のｄ軸電流制御器４０から出力される電流値を入力することで算出する。

ちなみに、本実施形態において、上記伝達関数４２ｂ，５２ｂ，６２ｂ，７２ｂが「回転速度に比例した係数」に相当する。

次に、図１０及び図１１を用いて、本実施形態にかかる非干渉化制御による効果について説明する。ここで、図１０は、非干渉化制御を行う場合における出力トルクの推移を示し、図１１は、従来技術における出力トルクの推移を示す。なお、図１０及び図１１の条件は、先の図３で説明した条件と同様である。

図示されるように、非干渉化制御によれば、従来技術と比較して、トルク誤差ΔＴｒｑを低減させることができる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態の効果と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、非干渉化部８０の構成を変更する。

図１２に、本実施形態にかかるモータ１０の電流制御系のブロック図を示す。なお、図１２において、先の図９に示した部材等と同一の部材等については、便宜上、同一の符号を付している。

本実施形態では、速度干渉電圧に加えて、微分干渉電圧によって指令電圧Ｖｄ１＊，Ｖｑ１＊，Ｖｄ２＊，Ｖｑ２＊を補償する。

詳しくは、第１のｄ軸微分電圧補償部４２ｄは、伝達関数４２ｃから出力される第１のｄ軸指令電圧と、第１のｄ軸微分干渉電圧とを加算し、その加算値を第１のｄ軸速度電圧補償部４２ａに出力する。ここで、第１のｄ軸微分電圧補償部４２ｄに入力される第１のｄ軸微分干渉電圧は、結合係数ｋ、ｄ軸インダクタンスＬｄ及び微分演算子ｓからなる伝達関数４２ｅ「ｋ×Ｌｄ×ｓ」に第２のｄ軸電流制御器６０の出力値を入力することで算出される。

また、第２のｄ軸微分電圧補償部６２ｄは、伝達関数６２ｃから出力される第２のｄ軸指令電圧と、第２のｄ軸微分干渉電圧とを加算し、その加算値を第２のｄ軸速度電圧補償部６２ａに出力する。ここで、第１のｄ軸微分干渉電圧は、上記伝達関数４２ｅと同様の伝達関数６２ｅ「ｋ×Ｌｄ×ｓ」に第１のｄ軸電流制御器４０の出力値を入力することで算出される。

さらに、第１のｑ軸微分電圧補償部５２ｄは、伝達関数５２ｃから出力される第１のｑ軸指令電圧と、第１のｑ軸微分干渉電圧とを加算し、その加算値を第１のｑ軸速度電圧補償部５２ａに出力する。ここで、第１のｑ軸微分干渉電圧は、結合係数ｋ、ｑ軸インダクタンスＬｑ及び微分演算子ｓからなる伝達関数５２ｅ「ｋ×Ｌｑ×ｓ」に第２のｑ軸電流制御器７０の出力値を入力することで算出される。

加えて、第２のｑ軸微分電圧補償部７２ｄは、伝達関数７２ｃから出力される第２のｑ軸指令電圧と、第２のｑ軸微分干渉電圧とを加算し、その加算値を第２のｑ軸速度電圧補償部７２ａに出力する。ここで、第１のｑ軸微分干渉電圧は、上記伝達関数５２ｅと同様の伝達関数７２ｅ「ｋ×Ｌｑ×ｓ」に第１のｑ軸電流制御器５０の出力値を入力することで算出される。

ちなみに、本実施形態において、伝達関数４２ｅ，５２ｅ，６２ｅ，７２ｅが、電流制御器から出力される電流値の微分値に係数「ｋ×Ｌｄ」，「ｋ×Ｌｑ」を乗算することで微分干渉電圧を算出する「第２の干渉電圧算出手段」を構成する。

続いて、図１３、図１４及び先の図７，図８を用いて、本実施形態にかかる非干渉化制御による効果について説明する。ここで、図１３，図１４は、先の図３，図５に対応している。

非干渉化制御によれば、図１３に示すように、トルク誤差を低減させることができ、また、図１４に示すように、電流制御系の応答性を好適に向上させることができる。

さらに、図７に示すように、本実施形態にかかる非干渉化制御によっても、従来技術と比較して、様々な速度変化レートにおいてトルク誤差ΔＴｒｑを大きく低減させることができる。加えて、図８に示すように、本実施形態にかかる非干渉化制御によれば、従来技術と比較して、様々な回転速度において時定数τをさらに短縮させることができる。特に、回転速度が１８０００ｒｐｍとなる場合においては、従来技術と比較して応答性を６２％向上させることができる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第２の実施形態で得られる効果に加えて、電流制御系の応答性をさらに向上させることができるといった効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・巻線界磁型同期モータとしては、先の図１に示したものに限らない。例えば、固定子巻線に流れる電流によって界磁巻線が励磁されるものであってもよい。また、同期モータとしては、巻線界磁型同期モータに限らず、他の同期モータであってもよい。こうしたモータとしては、例えば、永久磁石界磁型同期モータや、シンクロナスリラクタンスモータが挙げられる。

・「多重巻線回転機」としては、２重巻線回転機に限らず、Ｎ重巻線回転機（Ｎは３以上の整数）であってもよい。この場合であっても、複数の巻線群のうち指令電圧の算出対象となる１つの巻線群と残余の巻線群の少なくとも１つとの間の磁気結合によって回転機の回転速度に比例した干渉電圧が生じるなら、本発明の適用が有効である。なお、例えば、３重巻線回転機を採用する場合、３つの巻線群のうち指令電圧の算出対象となる１つの巻線群と残余の２つの巻線群との磁気結合によって回転速度に比例した干渉電圧が上記１つの巻線群に生じるなら、３つの巻線群のそれぞれについて、ある巻線群に対応する指令電圧を残余の２つの巻線群に起因した速度干渉電圧のそれぞれで補償することとなる。

・上記各実施形態では、回転座標系（ｄｑ軸座標系）において指令電圧を速度干渉電圧で補償したがこれに限らず、固定座標系において補償してもよい。この場合、例えば、回転座標系において算出された速度干渉電圧を固定座標系に変換し、固定座標系に変換された速度干渉電圧で固定座標系の指令電圧を補償すればよい。

・上記第１の実施形態に「第２の干渉電圧算出手段」を備えてもよい。具体的には、例えば、第１のｄ軸指令電圧Ｖｄ１＊について説明すると、第２のｑ軸電流ｉｄ２の微分値に、結合係数ｋ及びｄ軸インダクタンスＬｄの乗算値を算出することで微分値に比例する干渉電圧を算出してもよい。

・「蓄電池」及び「車載機器」としては、上記第１の実施形態の図１に示したように、第１のインバータＩＮＶ１及び第２のインバータＩＮＶ２のそれぞれに個別に接続されるものに限らない。例えば、これらインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２に共通して接続されるものであってもよい。具体的には、上記第１の実施形態の図１において、例えば、車載機器として要求電圧が高いものが車両に多く備えられるなら、第２のバッテリ１８ｂ及び電気負荷２０ｂを除去してかつ、第２のインバータＩＮＶ２を第１のバッテリ１８ａ及び電動パワーステアリング装置２０ａに接続すればよい。なお、上記構成を採用する場合、例えば、第１の巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１と、第２の巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２とを等しく設定すればよい。

・インバータの備えるスイッチング素子としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。

１０…モータ、１０ａ…第１の巻線群、１０ｂ…第２の巻線群、２６ａ，２６ｂ…第１の電流センサ、２８ａ，２８ｂ…第２の電流センサ、４０…第１のｄ軸電流制御器、４２ａ，５２ａ，６２ａ，７２ａ…速度電圧補償部、４２ｂ，５２ｂ，６２ｂ，７２ｂ…伝達関数、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２…第１，第２のインバータ。

Claims (7)

1. 電機子を構成する複数の巻線群（１０ａ，１０ｂ）を有する多重巻線回転機（１０）と、
   前記複数の巻線群のそれぞれに対応して設けられてかつ、該巻線群に流れる電流を検出する電流検出手段（２６ａ，２６ｂ，２８ａ，２８ｂ）と、
   前記複数の巻線群のそれぞれに電圧を印加する電圧印加手段（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）と、
   を備える多重巻線回転機の制御システムに適用され、
   前記複数の巻線群のそれぞれについて前記電流検出手段によって検出された電流を指令電流に制御すべく、前記複数の巻線群のそれぞれに印加する指令電圧を算出する指令電圧算出手段（４０，５０，６０，７０，４２ｃ，５２ｃ，６２ｃ，７２ｃ）と、
   前記複数の巻線群のうち前記指令電圧の算出対象となる１つの巻線群と残余の巻線群の少なくとも１つとの間の磁気結合によって前記１つの巻線群に生じてかつ前記回転機の回転速度に比例した干渉電圧を算出する干渉電圧算出手段（４２ｂ，５２ｂ，６２ｂ，７２ｂ）と、
   前記複数の巻線群のそれぞれについて、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧を前記干渉電圧算出手段によって算出された前記干渉電圧で補償して出力する電圧補償手段（４２ａ，５２ａ，６２ａ，７２ａ）と、
   前記電圧補償手段の出力値に基づき、前記複数の巻線群のそれぞれに電圧を印加すべく前記電圧印加手段を操作する操作手段（３８ａ，３８ｂ）と、
   を備えることを特徴とする多重巻線回転機の制御装置。
2. 前記指令電圧算出手段は、
   前記電流検出手段によって検出された電流を前記指令電流にフィードバック制御する操作量としての電流値を算出する電流操作量算出手段（４０，５０，６０，７０）を備え、
   前記電流操作量算出手段によって算出された前記電流値と、前記回転機のインピーダンスとを乗算することで前記指令電圧を算出し、
   前記干渉電圧算出手段は、前記電流操作量算出手段によって算出された前記電流値に前記回転速度に比例した係数を乗算することで該回転速度に比例した干渉電圧を算出することを特徴とする請求項１記載の多重巻線回転機の制御装置。
3. 前記干渉電圧算出手段は、前記電流検出手段によって検出された電流値に前記回転速度に比例した係数を乗算することで該回転速度に比例した干渉電圧を算出することを特徴とする請求項１記載の多重巻線回転機の制御装置。
4. 前記干渉電圧算出手段を第１の干渉電圧算出手段とし、
   前記複数の巻線群のうち前記指令電圧の算出対象となる１つの巻線群と残余の巻線群の少なくとも１つとの間の磁気結合によって前記１つの巻線群に生じてかつ前記残余の巻線群の少なくとも１つに流れる電流の微分値に比例した干渉電圧を算出する第２の干渉電圧算出手段（４２ｅ，５２ｅ，６２ｅ，７２ｅ）を更に備え、
   前記電圧補償手段（４２ａ，５２ａ，６２ａ，７２ａ，４２ｄ，５２ｄ，６２ｄ，７２ｄ）は、前記第１の干渉電圧算出手段及び前記第２の干渉電圧算出手段のそれぞれによって算出された前記干渉電圧で前記指令電圧を補償して出力することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の多重巻線回転機の制御装置。
5. 前記指令電圧算出手段は、
   前記電流検出手段によって検出された電流を前記指令電流にフィードバック制御する操作量としての電流値を算出する電流操作量算出手段（４０，５０，６０，７０）を備え、
   前記電流操作量算出手段によって算出された前記電流値と、前記回転機のインピーダンスとを乗算することで前記指令電圧を算出し、
   前記第２の干渉電圧算出手段は、前記電流値の微分値に係数を乗算することで前記微分値に比例した干渉電圧を算出することを特徴とする請求項４記載の多重巻線回転機の制御装置。
6. 前記制御システムは、主機としてエンジン（１６）を備える車両に搭載され、
   前記回転機は、該回転機のロータ（１２）が前記エンジンのクランク軸（１６ａ）と動力伝達が可能とされてかつ発電機の機能を有し、
   前記車両には、
   前記回転機の発電電力が前記電圧印加手段としてのインバータ（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）を介して供給される蓄電池（１８ａ，１８ｂ）と、
   前記回転機及び前記蓄電池の双方を電力供給源とし得る車載機器（２０ａ，２０ｂ）と、
   が備えられていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の多重巻線回転機の制御装置。
7. 前記蓄電池及び前記車載機器の双方は、複数の前記インバータのそれぞれに個別に接続され、
   複数の前記蓄電池の端子電圧は相違することを特徴とする請求項６記載の多重巻線回転機の制御装置。