JP6357976B2 - 直流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数台の直流／交流／直流変換ユニットを用いて負荷に直流電圧を供給する直流電源装置に関するものである。

図１０は、従来の直流電源装置を示す回路図である。
図１０において、直流電源５０の両極間には、コンデンサ９ａ，９ｂ，９ｃが直列に接続されている。例えば、コンデンサ９ａの両端には、直流電圧を高周波交流電圧に変換する高周波インバータ３１ａが接続され、その出力側には変圧器３２ａを介して整流回路３３ａが接続されている。また、これらのインバータ３１ａ、変圧器３２ａ及び整流回路３３ａからなる直列回路に並列に、高周波インバータ４１ａ、変圧器４２ａ及び整流回路４３ａからなる直列回路が接続されている。
上記のコンデンサ９ａ、インバータ３１ａ，４１ａ、変圧器３２ａ，４２ａ、及び整流回路３３ａ，４３ａにより、１台の直流／交流／直流変換ユニット（以下、単にユニットともいう）Ａが構成される。

ユニットＡと同様に、コンデンサ９ｂ、インバータ３１ｂ，４１ｂ、変圧器３２ｂ，４２ｂ、及び整流回路３３ｂ，４３ｂにより１台のユニットＢが構成され、コンデンサ９ｃ、インバータ３１ｃ，４１ｃ、変圧器３２ｃ，４２ｃ、及び整流回路３３ｃ，４３ｃにより１台のユニットＣが構成されている。
そして、全てのユニットＡ，Ｂ，Ｃの正側出力端子、負側出力端子がそれぞれ一括して接続され、図示されていない負荷に直流電圧を供給している。

上記構成において、例えばユニットＡでは、インバータ３１ａが直流電圧を一旦、高周波交流電圧に変換し、変圧器３２ａにより絶縁、変圧した後に整流回路３３ａによって整流し、再び直流電圧に変換することで、直流電源装置としての電圧変換及び負荷との絶縁を行っている。ここで、高周波交流を用いるのは、一般に周波数が高いほど変圧器を小形化できるためである。
ユニットＡ内のインバータ３１ａ、変圧器３２ａ及び整流回路３３ａからなる直列回路や、インバータ４１ａ、変圧器４２ａ及び整流回路４３ａからなる直列回路は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれる周知の技術であり、これは他のユニットＢ，Ｃについても同様である。

また、ユニットＡ，Ｂ，Ｃの直流入力側が直列に接続されている理由は、以下の通りである。
インバータ３１ａ，３１ｂ，３１ｃ等の電力変換回路に用いられる半導体スイッチング素子の耐圧は、少なくともコンデンサ９ａ，９ｂ，９ｃの電圧Ｅ_ａ，Ｅ_ｂ，Ｅ_ｃより高くする必要がある。一方、半導体スイッチング素子は、一般に、耐圧をある程度以上高くすると高速スイッチング性能が損なわれる傾向があり、現在では、スイッチング周波数が数１０［ｋＨｚ］で動作可能な素子の耐圧は、最大でも１２００［Ｖ］程度である。

仮に、直流電源５０の電圧が２０００［Ｖ］である場合、この電圧を上回る耐圧（３３００［Ｖ］）を有する半導体スイッチング素子が存在しており、この素子の実用的なスイッチング周波数は１［ｋＨｚ］以下である。このような半導体スイッチング素子をインバータ３１ａ等に用いて１台のユニットを構成し、このユニットを単独で直流電源５０に接続することも可能ではあるが、スイッチング周波数が低いため、変圧器を小型化することが困難になる。

このため、従来では、複数台（図１０では３台）のユニットＡ，Ｂ，Ｃの直流入力側を直列に接続して１ユニット当たりの直流入力電圧を低くし、１２００［Ｖ］以下の耐圧を有する半導体スイッチング素子の使用を可能としている。
なお、例えばユニットＡの整流回路３３ａは入力側と絶縁されているため、出力電位を任意に設定することができ、他のユニットＢ，Ｃの整流回路３３ｂ，３３ｃと互いに並列に接続することによって装置の電力容量を確保することができる。
図１０では、直流入力側が直列に接続されるユニットの数が３台であるが、ユニットの直列接続数は、直流電源５０の電圧と半導体スイッチング素子やその他の部品の耐圧とを勘案して、任意の複数にすることができる。

上述したように、回路を直列接続することにより、耐圧が比較的低い半導体スイッチング素子を用いて高入力電圧の電力変換装置を実現する従来技術が、例えば特許文献１に示されている。この従来技術は、複数のチョッパセルを直列に接続し、制御部が、チョッパセルの直列数に等しい数の電圧閾値と出力電圧指令値との比較結果に基づいて各電圧閾値に対応するチョッパセルのスイッチング素子をワンパルス動作させることにより、各チョッパセル内のコンデンサ電圧を均一化するものである。

その他の従来技術として、チョッパセル等の変換回路を直列接続するのではなく、スイッチング素子自体を直列接続するものが知られている。しかし、スイッチング時の各素子への印加電圧をバランスさせるためにスイッチングタイミングを厳密に合わせる必要があるため、スイッチング周波数を高周波化することが難しく、実用例は限られている。

なお、図１０に示した従来技術では、各ユニットの出力電力を等しくする必要がある。仮に、各ユニット間で出力電力にアンバランスがあると、出力電力が大きいユニットの入力電圧が低下する一方、出力電力が小さいユニットの入力電圧が上昇する。このような状態のままで運転を続けると、入力電圧が上昇したユニットに使用されている半導体スイッチング素子の耐圧を超えてしまい、装置の故障に至るおそれがある。

一方、図１０においては、各ユニット、例えばユニットＡでは、インバータ３１ａ、変圧器３２ａ及び整流回路３３ａからなる絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータ４１ａ、変圧器４２ａ及び整流回路４３ａからなる絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとが並列接続されているが、この理由は以下の通りである。

近年、省エネルギーの要求から、定格電力付近だけでなく軽負荷領域においても装置が高効率であることが求められつつある。
通常、直流電源装置等に使用される電力変換回路は所定範囲の入出力電圧によって動作するので、通流する電流と電力との間には、概ね比例関係がある。軽負荷時に電流が小さくなると、半導体スイッチング素子や還流ダイオード等の半導体素子や変圧器の巻線における抵抗損失は減少する。一方、変圧器の鉄損等は電圧に依存するが電流に対する依存性は小さいため、軽負荷時でもほとんど変化がない、いわゆる固定損となる。つまり、軽負荷時においては、扱う電力が小さくなるにつれて損失が小さくならないと、所定の効率を維持することが難しくなる。

そこで、図１０における各ユニット内の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのように、複数の電力変換回路の直流入力側を並列接続し、軽負荷時に一方の電力変換回路の運転を停止することで固定損を低減させ、装置の効率を向上させることができる。
このように複数の電力変換回路を並列接続し、その運転台数を制御することにより軽負荷時の効率を改善する方法は、従来から種々、提案されている。この場合、複数の電力変換回路によって分割する電力容量の比は、必ずしも均等でなくても良い。

例えば、特許文献２には、複数台の小容量インバータと複数台の大容量インバータとを、入力側及び出力側において全て並列に接続し、直流電源の出力電力に応じて起動するインバータの台数を、小容量インバータの中から、または、大容量インバータの中から、あるいは、全インバータの中から選択して決定する運転方法が開示されている。

特開２０１４−１８０２８号公報（段落［００１４］〜［００２２］、図１等） 特開２００６−３３３６２５号公報（段落［００１８］〜［００２５］、図１，図２等）

図１０に示した従来技術では、高周波スイッチングが可能な半導体スイッチング素子を用いるために、直流入力電圧を３台のユニットの直列回路に印加して各ユニットへの印加電圧を３分割し、各ユニットは、軽負荷時の効率を改善するために２分割、すなわち２台の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを並列に接続して構成されている。つまり、装置全体では、３分割×２分割により、合計６台の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが使用されている。

この場合、個々の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは電流容量が小さいため、台数が多くなっても全体積が膨大になるわけではないが、いわゆるデッドスペースは絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの台数に応じて増大する。また、検出・制御を行うための検出器や制御回路、信号伝送部品や配線等も台数に比例して増加するので、コスト高の原因ともなる。
従って、図１０の従来技術では、装置全体の大きさやコストの面で改良の余地があった。

また、特許文献１，２に係る従来技術は、チョッパセルや大容量・小容量インバータの台数の増加による大型化やコスト上昇を解決することを目的とするものではない。
ここで、特許文献１に記載された従来技術は、複数のチョッパセルを直列に接続して一相分のアームを構成し、このアームを三相分、並列接続して三相交流電圧を出力する電力変換装置であり、特許文献２に記載された従来技術は、多数台のインバータを並列に接続して構成される交流電源装置である。
すなわち、複数台の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの直流入力側を直列に接続して直流入力電圧を分担するようにした直流電源装置において、図１０のように絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを冗長化する方法を採らずに固定損の低減を可能にする従来技術は未だ存在していない。

そこで、本発明の解決課題は、各ユニット内において、複数台の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを並列に接続することなく固定損を低減可能とし、装置全体の小型化、低コスト化を図った直流電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、コンデンサと、前記コンデンサの両端の直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を絶縁して直流電圧に変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、により１台の直流／交流／直流変換ユニットを構成し、複数台の前記ユニットの直流入力側を直列に接続し、かつ、複数台の前記ユニットの直流出力側を互いに並列に接続して構成される直流電源装置であって、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路を備えた直流電源装置において、
複数台の前記ユニットの直流入力側にそれぞれ設けられた前記コンデンサを全て直列に接続し、これらのコンデンサの直列回路の両端に、交流−直流変換回路の直流出力端子を接続し、
前記制御回路は、
前記直流電源装置の負荷電流が所定値より小さいときに、一定の制御周期内で、複数台の前記ユニットのうちの一部のユニットを順次交代させながら同一の時比率にてそれぞれ運転する運転指令を生成し、各ユニットの前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを前記運転指令に従って制御すると共に、前記交流−直流変換回路に入力される交流電圧の周期に対し、前記制御周期を十分短く設定したことを特徴とする。

請求項２に係る発明は、コンデンサと、前記コンデンサの両端の直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を絶縁して直流電圧に変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、により１台の直流／交流／直流変換ユニットを構成し、複数台の前記ユニットの直流入力側を直列に接続し、かつ、複数台の前記ユニットの直流出力側を互いに並列に接続して構成される直流電源装置であって、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路を備えた直流電源装置において、
複数台の前記ユニットに対応して設けられた複数の交流−直流変換回路をそれぞれ構成する各整流回路の出力端子を、複数台の前記ユニットの直流入力側にそれぞれ設けられた前記コンデンサの両端に接続し、
前記制御回路は、
前記直流電源装置の負荷電流が所定値より小さいときに、一定の制御周期内で、複数台の前記ユニットのうちの一部のユニットを順次交代させながら同一の時比率にてそれぞれ運転する運転指令を生成し、各ユニットの前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを前記運転指令に従って制御すると共に、前記交流−直流変換回路に入力される交流電圧の周期に対し、前記制御周期を十分短く設定したことを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した直流電源装置において、前記制御周期を、前記直流電源装置の負荷率に応じて変化させることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項３に記載した直流電源装置において、前記制御周期を、前記負荷率に反比例させることを特徴とする。

請求項５に係る発明は、請求項３または４に記載した直流電源装置において、前記負荷率が大きいほど、同時に運転する前記ユニットの台数を増加させることを特徴とする。
請求項６に係る発明は、請求項３〜５の何れか１項に記載した直流電源装置において、前記時比率を、前記負荷率に応じて変化させることを特徴とする。

請求項７に係る発明は、請求項６に記載した直流電源装置において、前記負荷率をその大きさにより所定数の範囲に分割し、前記負荷率が小さい範囲における前記時比率を、前記負荷率が大きい範囲における前記時比率よりも小さく設定したことを特徴とする。

本発明によれば、図１０に示した従来技術のように、各ユニット内で複数台の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを並列接続して運転を切り替える方法によらず、軽負荷時には、各１台の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを有する複数のユニットを順次交代させて運転するものである。このため、装置全体として絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの台数を削減することによって小型化、低コスト化を図ると共に、固定損の低減による効率の向上が可能である。
また、各ユニットの運転・停止に伴う入力電流及び電圧の変化分は直流入力側のコンデンサにより吸収することができ、各コンデンサの電圧にアンバランスが生じる恐れもない。

本発明の基本形態を示す回路図である。 基本形態における軽負荷時の動作を示す各指令の説明図である。 本発明の第１実施形態を示す回路図である。 本発明の第２実施形態を示す回路図である。 本発明の第３実施形態を示す回路図である。 本発明の基本形態の変形例を示す回路図である。 図６における各モードの説明図である。 図７における各モードを負荷率に応じて切り替える例の説明図である。 図７における各モードを負荷率に応じて切り替える例の説明図である。 従来の直流電源装置を示す回路図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の基本形態の構成を示す回路図であり、図１０と同一の部分については同一の参照符号を付してある。

図１において、直流電源５０の両極間には、コンデンサ９ａ，９ｂ，９ｃが直列に接続されている。例えば、コンデンサ９ａの両端には、直流電圧を高周波交流電圧に変換する高周波インバータ３１ａが接続され、その出力側には変圧器３２ａを介して整流回路３３ａが接続されている。ここで、前記同様に、コンデンサ９ａ、インバータ３１ａ、変圧器３２ａ及び整流回路３３ａは絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成している。また、１０１ａは、インバータ３１ａを構成する半導体スイッチング素子を制御するための個別制御回路である。
これらのコンデンサ９ａ、インバータ３１ａ、変圧器３２ａ、整流回路３３ａ及び個別制御回路１０１ａにより、１台のユニットＵＡが構成されている。

同様に、コンデンサ９ｂ、インバータ３１ｂ、変圧器３２ｂ、整流回路３３ｂ及び個別制御回路１０１ｂが１台のユニットＵＢを構成し、コンデンサ９ｃ、インバータ３１ｃ、変圧器３２ｃ、整流回路３３ｃ及び個別制御回路１０１ｃが１台のユニットＵＣを構成している。
そして、全てのユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣの正側出力端子、負側出力端子がそれぞれ一括して接続され、図示されていない負荷に直流電圧を供給している。

また、ユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣの個別制御回路１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃは、単一の全体制御回路１００によって制御されるようになっている。なお、全体制御回路１００から個別制御回路１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃに向かう二重線の矢印は、全体制御回路１００から複数の信号が送出されることを示している。

図２は、基本形態における軽負荷時、つまり、直流電源装置の負荷電流が所定値より小さいときの動作を示す各指令の説明図である。
全体制御回路１００は、個別制御回路１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃに、ユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣに対する運転指令（具体的には、インバータ３１ａ，３１ｂ，３１ｃに対する運転指令）を送る。また、全体制御回路１００は、図示されていない電圧検出器により検出した直流電源装置の出力電圧を一定に保つように、運転指令とそれぞれ同期したユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣに対する出力電流指令値を生成する。

ここで、各運転指令は、ユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣを、制御周期Ｔ内においてそれぞれ同一の時間比率で交互に運転するためのものであり、必要に応じて他のユニットの運転指令との間で重なり期間Ｔ_ｒが設けられている。また、ユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣの出力電流指令値は、重なり期間Ｔ_ｒにおいて０と所定値との間で増加または減少するように設定されている。

個別制御回路１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃは、上記運転指令に従って、自己のユニットの出力電流が出力電流指令値と一致するように、ＰＷＭ（パルス幅変調）またはＰＦＭ（パルス周波数変調）等の周知の制御方法により、インバータ３１ａ，３１ｂ，３１ｃを制御する。また、運転指令がオフ（「Ｌｏｗ」レベル）となり、電流指令値が０になったユニットは、不要な損失の発生を防止するために運転を停止する。
この結果、各ユニットは時系列的に間欠動作となるが、制御周期Ｔが十分短ければインバータ３１ａ，３１ｂ，３１ｃの入力電流の変動はコンデンサ９ａ，９ｂ，９ｃにより吸収される。従って、コンデンサ９ａ，９ｂ，９ｃの電圧Ｅ_ａ，Ｅ_ｂ，Ｅ_ｃの変動は小さく、かつそれぞれの出力電流指令値の大きさ及び時間を均等にすれば、電圧Ｅ_ａ，Ｅ_ｂ，Ｅ_ｃの直流的なアンバランスが発生するおそれはない。

なお、重なり期間Ｔ_ｒ内に、あるユニットでは出力電流指令値が次第に減少し、他のユニットでは次第に増加するようにしたのは、各ユニットの出力電流指令値に対する応答遅れやオーバーシュートにより、出力電圧にじょう乱が生じるのを防止するためである。ユニットの出力端に十分大きい平滑コンデンサが接続されているような場合には、必ずしも重なり期間Ｔ_ｒを設ける必要はない。

このように、基本形態では、出力電流が小さい軽負荷時に、直流出力側が並列接続されているユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣを、制御周期Ｔ内においてそれぞれ同一の時間比率で交互に運転・停止するように制御している。
このため、図１０に示した従来技術と比較すると、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの台数を１／２に削減してデッドスペースや検出器、制御回路等を最小限に抑えながら、変圧器の鉄損等からなる固定損を低減させて軽負荷時の効率を向上させることができる。また、この実施形態によれば、複数台の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの直流入力側を直列に接続した場合のコンデンサの電圧アンバランスも生じるおそれがない。

次に、図３は、図１における直流電源５０に相当するものとして交流／直流変換回路を用いた第１実施形態を示している。この交流／直流変換回路は、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路として良く知られているものである。

図３において、ＰＦＣ回路は、単相交流電源１と、その両端に接続されたダイオード２〜５からなる整流回路と、整流回路の出力側に接続されたリアクトル６と半導体スイッチング素子７との直列回路と、その直列接続点とコンデンサ９ａの一端との間に接続されたダイオード８と、から構成されている。ここで、リアクトル６、半導体スイッチング素子７及びダイオード８は、直流電圧を昇圧して出力する昇圧チョッパとしても知られている。
半導体スイッチング素子７としては、図示するＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Silicon Field Effect Transistor）に限らず、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＢＪＴ（Bipolar Junction Transistor）を用いても良い。

この第１実施形態に係る直流電源装置の機能は、以下の通りである。
（１）単相交流電源１からの交流入力電圧Ｖ_ｉｎを所望の大きさの直流電圧に変換し、かつ、入力電圧や負荷電流の変動に関わらず、直流出力電圧を一定に保つ。
（２）単相交流電源１からの交流入力電流Ｉ_ｉｎをほぼ力率１の正弦波とする。

ここで、ＰＦＣ回路の平滑コンデンサとなるコンデンサ９ａ，９ｂ，９ｃは、入力周波数の２倍の周波数の電流成分を平滑し、これに対する電圧変動を所定値以下に抑制するような容量値を必要とする。これは、図３の交流入力電圧Ｖ_ｉｎが正弦波であり、交流入力電流Ｉ_ｉｎもまた、力率１の正弦波に保たれるならば、電圧Ｖ_ｉｎのゼロクロス付近では、入力電力の瞬時値Ｐ_ｉｎ、すなわちＶ_ｉｎの瞬時値とＩ_ｉｎの瞬時値との積はほぼ０となり、Ｖ_ｉｎの正負のピーク付近ではＰ_ｉｎは最大となるためである。
ＰＦＣ回路の平均入力電力は最大電力の１／２であり、言い換えれば、定格電力が入力されている時のＰＦＣ回路の瞬時電力は、その２倍と０との間で常に変動しており、この瞬時電力を平滑可能な容量値のコンデンサをＰＦＣ回路の出力側に備えていることが設計上の基本条件となる。

従って、図３に示す回路によって図２に示したような動作を行う場合、制御周期Ｔを単相交流電源１の周期に対して十分小さく、例えば１／１０とすれば、制御周期Ｔは、単相交流電源１の２倍周波数に対応する半周期に対しても１／５となる。よって、各ユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣの入力電力が、ユニット毎の定格電力に相当する変動を生じたとしても、各コンデンサの電圧Ｅ_ａ，Ｅ_ｂ，Ｅ_ｃに生じる変動量は、もともとＰＦＣ回路の動作によって生じる変動量よりも十分小さくなり、問題になることはない。

図４は、本発明の第２実施形態を示すもので、ＰＦＣ回路を基本形態と同様の着想により三分割し、ダイオード２ａ〜５ａ，２ｂ〜５ｂ，２ｃ〜５ｃからなる３つの整流回路を単相交流電源１の両端に直列に接続したものである。なお、６ａ，６ｂ，６ｃはリアクトル、７ａ，７ｂ，７ｃは半導体スイッチング素子、８ａ，８ｂ，８ｃはダイオードである。

この第２実施形態において、コンデンサ９ａ〜９ｃは各ＰＦＣ回路の動作により電位変動を生じるが、インバータ３１ａ〜３１ｃは、変圧器３２ａ〜３２ｃによって出力側のみならず入力側相互間もそれぞれ電位的に独立しているので、任意の電位に接続可能である。第２実施形態における各ユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣに対する運転指令及び出力電流指令は図２と同一であり、直流電源装置全体の機能としては図３と同一である。

また、図５は本発明の第３実施形態を示している。
この第３実施形態は、ＰＦＣ回路のダイオード２〜５からなる整流回路及びリアクトル６を共通にし、各ユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣに対応する昇圧チョッパの半導体スイッチング素子７ａ，７ｂ，７ｃを直列に接続したものである。この実施形態においても、各ユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣに対する運転指令及び出力電流指令は図２と同一であり、直流電源装置全体の機能は図３，図４と同一であるため、説明を省略する。

なお、上述した各形態においては、図２に示したように、各ユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣが運転・停止を繰り返す過程で各ユニット間に重なり期間Ｔ_ｒが設けられている。この重なり期間Ｔ_ｒでは、２台のユニットが同時に運転されるため、負荷率（負荷量）に関わらず、２ユニット分の固定損（変圧器の鉄損や出力側の整流回路におけるインダクタンスによる鉄損）が発生する。この固定損を低減させるためには、重なり期間Ｔ_ｒが短いことが望ましい。

一方、第１〜第３実施形態（図３〜図５）におけるコンデンサ９ａ，９ｂ，９ｃ（ＰＦＣ回路の平滑コンデンサ）のリプル電圧は、負荷率に比例する。なお、負荷率とは、直流電源装置の定格出力電流に対する負荷電流の比率をいう。
このため、負荷率が低くなるにつれて１ユニット当たりの運転時間を延長し、運転するユニットの交代に伴う直流電圧の変動量が増加しても差し支えなく、これによって再起動に伴う各ユニットの発生損失を低減させることができる。
負荷率の低下につれて各ユニットの運転時間を延長するためには、図２における制御周期Ｔを負荷率に反比例させれば良い。その際、ＰＦＣ回路の動作に伴うリプル電圧の量と、運転するユニットの交代動作に伴う電圧変動量との合計値が一定値を超えないように制御周期Ｔを設定することが望ましい。

次に、図６は、図１の基本形態の変形例を示す回路図である。
この変形例は、図１の基本形態よりも更に多数のユニットを備えた点であり、多数のユニットの直流入力側のコンデンサが直列に接続されると共に、直流出力側の正側出力端子、負側出力端子がそれぞれ一括して接続され、図示されていない負荷に直流電圧を供給している。
図６において、最終段のユニットＵＮは、コンデンサ９ｎ、高周波インバータ３１ｎ、変圧器３２ｎ、整流回路３３ｎ及び個別制御回路１０１ｎによって構成されている。なお、直流電源装置を構成するユニットの総数は任意の整数であれば良い。

図６において、全てのユニットＵＡ〜ＵＮを制御するための全体制御回路１００ａは、負荷率に応じて同時に運転するユニットの台数を切り替え可能となっている。具体的には、負荷率が大きくなるほど同時に運転するユニットの台数を増加させるように、制御を行う。この機能により、本実施形態では、広範囲の負荷条件に応じて直流電源装置の損失を一層低減させるようにした。

図６の制御動作を、図７に基づいて説明する。図７では、直流電源装置が５台のユニットＵＡ〜ＵＥによって構成される場合を示しているが、ユニットの台数は５台に限定されないのは勿論である。
図７（ａ）のモードＩは、制御周期Ｔ内で、運転するユニットを１台ずつ順次交代していく例であり、前述した図２に相当する。なお、図７（ａ）において、Ｔ／Ｎは各ユニットの運転時間（単位時間）であり、Ｎはユニットの総数（この例ではＮ＝５）である。このモードＩでは、制御周期Ｔに対する各ユニットの運転時間の比率が、全て１／Ｎとなっている。

以下、図７（ｂ）〜（ｅ）のモードII〜Ｖでは、直流電源装置の負荷率が増加するにつれて、各ユニットの運転時間を２倍，３倍，４倍，……というようにそれぞれ増加させていく。言い換えれば、制御周期Ｔに対する各ユニットの運転時間の比率を増加させていくと共に、単位時間（Ｔ／Ｎ）内で同時に運転するユニットを２台，３台，４台，……というようにそれぞれ増加させていくものである。

すなわち、制御周期Ｔ内においてユニットＵＡ→ＵＢ→ＵＣ→……という順序で単位時間（Ｔ／Ｎ）だけずらしながら、図７（ｂ）のモードIIでは各ユニットの運転時間が何れも２（Ｔ／Ｎ）となるように運転し、図７（ｃ）のモードIIIでは各ユニットの運転時間が何れも３（Ｔ／Ｎ）となるように運転し、図７（ｄ）のモードIＶでは各ユニットの運転時間が何れも４（Ｔ／Ｎ）となるように運転する。そして、図７（ｅ）のモードＶでは、全てのユニットＵＡ，ＵＢ，ＵＣ，ＵＤ，ＵＥを制御周期Ｔにわたり、並列運転（通常動作）させる。

なお、図７では、あるユニットの運転指令がオン（運転）するタイミングと他のユニットの運転指令がオフ（停止）するタイミングとが同時になっている。しかし、図２に示した如く、運転指令及び出力電流指令値に一定の重なり時間Ｔ_ｒを設け、この重なり時間Ｔ_ｒ内に出力電流指令値が増加または減少するように設定しても良い。

図８，図９は、図７に示したモードＩ〜Ｖを、負荷率に応じて切り替えていく例を示している。
図８は、負荷率が増加していくにつれてモードを変更する例であり、ユニット１台当たりの負荷率を超えない範囲で各モードを設定する。

また、図９は、軽負荷領域においてのみモードを変更する例である。例えば、各ユニットの出力が定格値の５０％である時に電力変換効率が最も高くなるように設計し、各ユニットが常にその状態で運転されるようにモードの切り替えを行うことで、損失を低減させることができる。この例では、ユニットが５台であり、負荷率１００％に対する各ユニットの出力の定格値は負荷率２０％に対応するため、図９に示すように負荷率１０％間隔でモードを切り替えることにより、各ユニットの電力変換効率を最も高くすることができる。

本発明は、直流入力電圧が高く、負荷側との絶縁が要求されると共に、装置全体の小型化、低コスト化が要請される各種用途の直流電源装置として利用することができる。

１：単相交流電源
２〜５，２ａ〜５ａ，２ｂ〜５ｂ，２ｃ〜５ｃ，８，８ａ，８ｂ，８ｃ：ダイオード
６，６ａ，６ｂ，６ｃ：リアクトル
７，７ａ，７ｂ，７ｃ：半導体スイッチング素子
９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ，……，９ｎ：コンデンサ
３１ａ〜３１ｎ：高周波インバータ
３２ａ〜３２ｎ：変圧器
３３ａ〜３３ｎ：整流回路
１００，１００ａ：全体制御回路
１０１ａ〜１０１ｎ：個別制御回路
ＵＡ〜ＵＮ：直流／交流／直流変換ユニット（ユニット）

Claims (7)

1. コンデンサと、前記コンデンサの両端の直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を絶縁して直流電圧に変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、により１台の直流／交流／直流変換ユニットを構成し、複数台の前記ユニットの直流入力側を直列に接続し、かつ、複数台の前記ユニットの直流出力側を互いに並列に接続して構成される直流電源装置であって、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路を備えた直流電源装置において、
   複数台の前記ユニットの直流入力側にそれぞれ設けられた前記コンデンサを全て直列に接続し、これらのコンデンサの直列回路の両端に、交流−直流変換回路の直流出力端子を接続し、
   前記制御回路は、
   前記直流電源装置の負荷電流が所定値より小さいときに、一定の制御周期内で、複数台の前記ユニットのうちの一部のユニットを順次交代させながら同一の時比率にてそれぞれ運転する運転指令を生成し、各ユニットの前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを前記運転指令に従って制御すると共に、前記交流−直流変換回路に入力される交流電圧の周期に対し、前記制御周期を十分短く設定したことを特徴とする直流電源装置。
2. コンデンサと、前記コンデンサの両端の直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を絶縁して直流電圧に変換する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、により１台の直流／交流／直流変換ユニットを構成し、複数台の前記ユニットの直流入力側を直列に接続し、かつ、複数台の前記ユニットの直流出力側を互いに並列に接続して構成される直流電源装置であって、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路を備えた直流電源装置において、
   複数台の前記ユニットに対応して設けられた複数の交流−直流変換回路をそれぞれ構成する各整流回路の出力端子を、複数台の前記ユニットの直流入力側にそれぞれ設けられた前記コンデンサの両端に接続し、
   前記制御回路は、
   前記直流電源装置の負荷電流が所定値より小さいときに、一定の制御周期内で、複数台の前記ユニットのうちの一部のユニットを順次交代させながら同一の時比率にてそれぞれ運転する運転指令を生成し、各ユニットの前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを前記運転指令に従って制御すると共に、前記交流−直流変換回路に入力される交流電圧の周期に対し、前記制御周期を十分短く設定したことを特徴とする直流電源装置。
3. 請求項１または２に記載した直流電源装置において、
   前記制御周期を、前記直流電源装置の負荷率に応じて変化させることを特徴とする直流電源装置。
4. 請求項３に記載した直流電源装置において、
   前記制御周期を、前記負荷率に反比例させることを特徴とする直流電源装置。
5. 請求項３または４に記載した直流電源装置において、
   前記負荷率が大きいほど、同時に運転する前記ユニットの台数を増加させることを特徴とする直流電源装置。
6. 請求項３〜５の何れか１項に記載した直流電源装置において、
   前記時比率を、前記負荷率に応じて変化させることを特徴とする直流電源装置。
7. 請求項６に記載した直流電源装置において、
   前記負荷率をその大きさにより所定数の範囲に分割し、前記負荷率が小さい範囲における前記時比率を、前記負荷率が大きい範囲における前記時比率よりも小さく設定したことを特徴とする直流電源装置。

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