DE10297610T5

DE10297610T5 - Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung

Info

Publication number: DE10297610T5
Application number: DE10297610T
Authority: DE
Inventors: Koichi Ueki; Kimitada Ishikawa
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 2001-12-26
Filing date: 2002-12-25
Publication date: 2005-01-27
Also published as: US20050047052A1; KR100658260B1; TW200301496A; US7042692B2; KR20040073519A; TWI253667B; WO2003056581A1; CN1306529C; CN1608299A; JP4075374B2; JP2003199348A

Abstract

Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung, aufweisend:
eine Schaltsteuerschaltung, die Leistungsverteilung zu einer Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung mit einem intermittierenden Impulssignal über eine Schalteinrichtung steuert;
wobei die Schaltsteuereinrichtung das Impulssignal unterbricht, um die Schalteinrichtung, die sich im AUS-Zustand befindet, mit der Zeitgebung des anfänglich ankommenden Einschaltens der mit der vorgeschriebenen Periode erzeugten Einschaltzeitgebungen in den EIN-Zustand zu setzen und die im EIN-Zustand befindliche Schalteinrichtung zu der Zeit in den AUS-Zustand zu setzen, zu der ein erfaßter Wert des elektrischen Stroms der Magnetisierungsspule an dem vorgeschriebenen Stromeinstellwert ankommt,
wobei die Ansteuereinheit die elektromagnetische Vorrichtung durch EIN/AUS-Schalten eines Hauptschaltelements eines kontaktlosen Relais schließt und freigibt, welches zwischen die Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung und eine Wechselstromquelle eingefügt ist, und
wobei das Hauptschaltelement in dem kontaktlosen Relais sich während eines vorgeschriebenen Zeitintervalls in einem nichtleitenden Zustand befindet, das länger ist als die vorgeschriebene Periode in einem Bereich in der Nähe von...

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung, die durch Konstantstromsteuern des Ansteuerstroms zum Erregen einer Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung durch Unterbrechen von Schaltmitteln zum Schalten der Stromquelle derselben für reduzierten Leistungsverbrauch in der elektromagnetischen Vorrichtung sorgt. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung, mit der das von der elektromagnetischen Vorrichtung aufgrund der Unterbrechung der Schaltmittel verursachte Schwebungsrauschen verringert wird.
Einschlägiger Stand der Technik
In einer elektromagnetischen Vorrichtung kann die Leistungsaufnahme durch Vorsehen einer Unterbrechung von Schaltmitteln bei der Zufuhr elektrischen Stroms zu einer Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung reduziert werden. Als eine Erfindung der früheren, von dem Übertragungsempfänger der vorliegenden Anmeldung eingereichten Anmeldung stellt die im japanischen Patent Nr. 2626147 beschriebene Technologie die verwandte Technologie dar, die der vorliegenden Erfindung nahesteht.
Die Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung, die die Technologie der Erfindung der früheren Anmeldung wiedergibt, weist eine Schaltsteuerschaltung auf, welche die Leistungsverteilung zur Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung mit einem intermittierenden Impulssignal über Schaltmittel ansteuert und die elektromagnetische Vorrichtung durch EIN/AUS-Schalten des Hauptschaltelements des zwischen die Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung und eine Wechselstromquelle eingesetzten, kontaktlosen Relais schließt und freigibt. Dabei befindet sich das Hauptschaltelement im kontaktlosen Relais während eines vorgeschriebenen Zeitintervalls, welches länger ist als die Periode des von der Schaltsteuerschaltung ausgegebenen, intermittierenden Impulssignals, in einem nichtleitenden Zustand in einem Bereich in der Nähe von Null der Stromquellenspannung auf einem selbsthaltenden Strom oder darunter. Infolgedessen behält der Wechselstrompfad des kontaktlosen Relais einen leitenden Zustand bei, und ein Blockieren der Freigabe der elektromagnetischen Vorrichtung ist verhindert, auch wenn dem kontaktlosen Relais ein AUS-Befehl zugeht.
4 veranschaulicht ein Beispiel des Steuerkreisaufbaus einer herkömmlichen Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung, bei dem die Leistungsaufnahme der elektromagnetischen Vorrichtung mittels Konstantstromsteuerung des Magnetisierungsstroms der elektromagnetischen Vorrichtung weiter verringert wird. Diese Technologie folgt der oben beschriebenen Technologie der Erfindung gemäß der früheren Anmeldung. Ferner zeigt 5 einen Grundaufbau des inneren Teils der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11, die in 4 gezeigt ist. 9 zeigt den Betriebssignalverlauf der in 4 gezeigten Hauptbauelemente, und 10 zeigt den Betriebssignalverlauf einer in 4 gezeigten Spannungserfassungsschaltung 14.
In 4 steht Bezugszeichen 4 für eine Magnetisierungsspule (manchmal abgekürzt als MC) einer elektromagnetischen Vorrichtung, beispielsweise eines elektromagnetischen Kontaktgebers, der mit der Gleichstromausgangsseite einer Diodenbrücke 2 verbunden ist, und Bezugszeichen 1 steht für ein kontaktloses Relais zum Öffnen und Schließen des Eingangs einer Wechselstromquelle zur Diodenbrücke. Dieses Relais wird auch SSR (Abkürzung für Solid State Relay) genannt. In diesem Schaltkreis wird die elektromagnetische Vorrichtung durch EIN/AUS-Schalten des kontaktlosen Relais 1 geschlossen und freigegeben.
T1, T2 sind hier Eingangsanschlüsse, mit denen eine SC Stromquelle verbunden ist. Ausgangsanschlüsse T3, T4 des kontaktlosen Relais 1 sind mit den Eingangsanschlüssen T1, T2 in Reihe geschaltet.
Eine DC Stromquelle E ist über einen Schalter SW0 mit den Eingangsanschlüssen T5, T6 des kontaktlosen Relais 1 verbunden. Damit ist auch eine Leuchtdiode PD eines Phototriacpaares PC verbunden.
Ein Haupttriac TR ist mit dem Phototriac PTr des Phototriacpaares PC parallelgeschaltet, ein Widerstand R11 ist zwischen das Gate des Haupttriacs TR und einen Anschluß geschaltet, und eine aus einem Kondensator C10 und einem Widerstand R10 zusammengesetzte Dämpferschaltung ist parallel zum Haupttriac TR geschaltet.
Die oben genannte Diodenbrücke 2 ist zwischen den Ausgangsanschluß des kontaktlosen Relais 1 und den Eingangsanschluß T2 der Wechselstromquelle geschaltet, und eine Reihenschaltung aus der Magnetisierungsspule (MC) der oben genannten elektromagnetischen Vorrichtung, einem Leistungs-MOSFET 17 als ein Hauptschaltelement zum Steuern des Stroms Imc der Magnetisierungsspule 4 sowie einem Stromerfassungswiderstand 18 (der Widerstandswert ist R18), der in die Source-Seite des MOSFET 17 zum Erfassen des Stroms Imc der Magnetisierungsspule 4 eingesetzt ist, ist mit dem DC Ausgangsanschluß der Diodenbrücke 2 verbunden. Ferner ist ein Kondensator 3 mit dieser Reihenschaltung parallelgeschaltet, und eine Freilaufdiode 5 ist mit der Magnetisierungsspule 4 parallelgeschaltet.
Ferner sind eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 6 und einer Zenerdiode 9 und eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 7, einem Transistor 8 mit einer an den Kontaktpunkt des Widerstands 6 und der Zenerdiode 9 angeschlossenen Basis sowie einem Kondensator 10 mit dem DC Ausgangsanschluß der Diodenbrücke 2 verbunden. Diese Schaltungen bilden einen Stromquellenschaltkreis zum Erzeugen einer konstanten Spannung, die dem Stromquellenanschluß VIN der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 zugeführt wird. PWM, wie nachfolgend verwendet, ist eine Abkürzung für Impulsweitenmodulation (Pulse Width Modulation).
Außerdem ist mit dem DC Ausgangsanschluß der Diodenbrücke 2 eine Reihenschaltung aus Spannung teilenden Widerständen 12, 13 verbunden. Die Spannung 14a des Kontaktpunktes dieser Widerstände 12 und 13 wird in die Spannungserfassungsschaltung 14 eingegeben, um festzustellen, daß die Spannung der Wechselstromquelle die Nähe von Null erreicht hat.
Diese Spannungserfassungsschaltung 14 gibt, wie 10 zeigt, die Spannung V1 eines H Pegels innerhalb eines Intervalls t1 aus, in welchem die durch Teilen der Spannung zwischen den Gleichstromausgangsanschlüssen der Diodenbrücke 2 mit den Spannung teilenden Widerständen 12, 13 erhaltene Spannung 14a, die als eine doppelt gleichgerichtete Spannung der Wechselstromquelle erscheint, niedriger wird als ein vorgeschriebener Erfassungspegel für Niedrigspannung VL0, und gibt die Spannung V1 eines L Pegels außerhalb des Intervalls t1 aus. Diese Ausgangsspannung wird einem Rückkopplungseingangsanschluß FB der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 zugeleitet.
Ferner wird der vorstehend genannte Erfassungspegel für Niedrigspannung VL0 so gesetzt, daß das Intervall t1 länger ist als die nachfolgend beschriebene Periode T des PWM-Impulses Vout. Der zwischen den Gleichstromausgangsanschlüssen der Diodenbrücke 2 vorgesehene Kondensator C3 dient als Stromquelle hinsichtlich hochfrequenter Komponenten im Laststrom auf der Gleichstromseite der Diodenbrücke 2. Da die Kapazität des Kondensators klein ist, wird der Spannungssignalverlauf zwischen den Gleichstromausgangsanschlüssen der Diodenbrücke 2 zu einem doppelt gleichgerichteten Spannungssignalverlauf, der den Änderungen der Spannung der Wechselstromquelle nahezu folgt.
Der PWM-Steuerimpuls (auch als PWM-Impuls bezeichnet) Vout, den der OUT-Anschluß der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 ausgibt, wird in das Gate des Leistungs-MOSFET 17 eingegeben, und eine an beiden Enden des Stromerfassungswiderstands 18 erzeugte Stromerfassungsspannung (= (Widerstandswert R18 des Widerstands 18) × (Strom Imc der Magnetisierungsspule 4)) wird über den Widerstand 19 in den Stromerfassungsanschluß CS der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 eingegeben. Die dem Anschluß CS zugeführte Eingangsspannung wird mit Vcs bezeichnet.
Die Bezugszeichen 15, 16 stehen für einen Zeitgeberwiderstand bzw. einen Zeitgeberkondensator zum Festlegen der Periode von PWM-Impulsen der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11. Der Zeitgeberwiderstand 15 ist zwischen den Ausgangsanschluß Vref einer Bezugsspannung (im vorliegenden Beispiel 5 V) der IC 11 und den Zeitgeberwiderstand/Kapazität-Verbindungsanschluß TR/CT geschaltet. Der Zeitgeberkondensator 16 ist zwischen den Anschluß RT/CT der IC 11 und den Anschluß der negativen Seite der Diodenbrücke 2 geschaltet. Der Erdungsanschluß GND (in der Figur nicht gezeigt) der IC 11 (siehe 5) ist mit dem Anschluß der negativen Seite der Diodenbrücke 2 verbunden.
In diesem Fall wird als Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 eine IC zur Strommodus-PWM-Steuerung für eine Schaltstromquelle benutzt, die eine konstante Spannungssteuerung einer Schaltstrom quelle durchführt, während sie den Laststrom derselben steuert. Insbesondere nutzt das vorliegende Beispiel die Fähigkeit dieser IC, eine Konstantstromsteuerung durchzuführen, wenn die Belastung der Schaltstromquelle groß ist, genauer gesagt, wenn die nachfolgend beschriebene Ausgangsspannung eines Fehlerverstärkers Vcomp den vorgeschriebenen Wert übersteigt.
Nachfolgend sollen anhand von 5 unter Hinweis auf 4 und 9 Funktionen der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 beschrieben werden, die sich auf diese Konstantstromsteuerung beziehen.
Wenn die dem Stromquellenanschluß VIN der IC 11 zugeführte Spannung die normale Betriebsmodusspannung (16 V im vorliegenden Beispiel) der IC 11 erreicht, wird, wie 5 zeigt, die Sperre der Niedrigspannungssperrschaltung UVL1 freigegeben, der Bezugsspannungsregler REG der 5 V Bandlücke schaltet ein, und eine 5 V Bezugsspannung Vref wird von der dem Stromquellenanschluß VIN gelieferten Spannung erzeugt, an den Anschluß Vref der IC 11 ausgegeben und jedem der in der IC 11 vorhandenen nötigen Bauelemente zugeleitet.
Wenn die vom Regler REG ausgegebene Bezugsspannung Vref den Wert 4,7 V oder mehr erreicht, wird auch die Sperre einer weiteren Niedrigspannungssperrschaltung UVL2 freigegeben, der Ausgang einer OR-Schaltung G2, das heißt ein Eingang einer NOR-Schaltung G1 wird "L" und damit wird eine der Bedingungen für das Beendigen der Ausgabe der PWM-Impulse Vout von der Totempfahlausgabeschaltung TTP, die von der NOR-Schaltung G1 angesteuert wird, eliminiert.
Umgekehrt wird vor dieser Eliminierung mindestens die Ausgabe des PWM-Impulses Vout beendet, und der den PWM-Impuls Vout als eine Eingabe ins Gate benutzende Leistungs-MOSFET 17 wird in einem AUS-Zustand gehalten.
Ein Oszillator OSC erzeugt eine Dreieckswelle W1 zum Bestimmen der Ausgabeperiode T des PWM-Impulses Vout. Wenn die Ausgabe eines den Oszillator OSC bildenden Vergleichers CP1 "L" ist, sind Halbleiterschalter SW1, SW2, die gleichfalls den Oszillator OSC bilden, AUS, und in den (–) Eingangsanschluß des Vergleichers CP1 wird 2,8 V eingegeben, bei der es sich um die obere Grenzspannung der Dreieckswelle W1 handelt. Außerdem wird der externe Zeitgeberkondensator 16 über den Zeitgeberwiderstand 15 mit der Bezugsspannung Vref geladen.
Die Ladespannung des Zeitgeberkondensators 16 wird in den (+) Eingangsanschluß des Vergleichers CP1 über den Zeitgeberwiderstand/Kapazität Verbindungsanschluß RT/CT der IC 11 eingegeben.
Wenn die Ladespannung des Zeitgeberkondensators 16 in kurzer Zeit 2,8V übersteigt, invertiert der Ausgang des Vergleichers CP1 zu "H". Folglich werden die Halbleiterschalter SW1, SW2 EIN geschaltet, die Spannung des (–) Eingangsanschlusses des Vergleichers CP1 wird auf 1,2 V geschaltet, bei der es sich um die untere Grenzspannung der Dreieckswelle 1 handelt, die Konstantstromquelle IS1 wird mit dem Anschluß RT/CT der IC 11 verbunden, und der Zeitgeberkondensator 16 beginnt zu entladen.
Wenn die Spannung des Zeitgeberkondensators 16 dann weniger wird als 1,2 V, invertiert der Ausgang des Vergleichers CP1 wieder zu "L", die Spannung des Zeitgeberkondensators 16 wird auf Steigen umgewandelt, und dadurch wird eine kontinuierliche Dreieckswelle W1 erzeugt.
Die vom Vergleicher CP1 ausgegebene, aus Rechteckimpulsen zusammengesetzte Schwingungsausgabe W2 wird zu dieser Zeit in eine Einklinkimpulsgeneratorschaltung LS eingegeben, und die Impulsgeneratorschaltung LS erzeugt jedes Mal, wenn die Schwingungsausgabe W2 steigt, einen schnurrbartartigen Einklinkimpuls P1 und führt diesen Impuls einer NOR-Schaltung G1 und einem Setzeingangsanschluß S eines aus einem RS Flip-Flop zusammengesetzten Stromerfassungssignalspeichers FF zu.
Aufgrund der Eingabe dieses Einklinkimpulses P1 wird die umgekehrte Ausgabe QB (B in diesem QB bedeutet "bar") des Stromerfassungssignalspeichers FF "L", und die Gesamteingabe der NOR-Schaltung G1 zu dieser Zeit wird "L". Deshalb nimmt der Ausgang der Totempfahlausgabeschaltung TTP, d.h. der vom OUT-Anschluß der IC 11 ausgegebene PWM-Impuls Vout den H Pegel an und schaltet den externen Leistungs-MOSFET 17 EIN.
Dieser Zustand mit dem PWM-Impuls Vout auf H Pegel, d.h. der Zustand mit eingeschaltetem Leistungs-MOSFET 17 wird anschließend beibehalten, bis der Stromerfassungssignalschalter FF zurückgesetzt wird und die invertierte Leistung QB desselben auf "H" übergeht.
Ein Rückstellsignal an den Eingangsanschlußwiderstand des Stromerfassungssignalspeichers FF wird als Ausgang des CS Vergleichers CP2 geliefert, und der Ausgang des Vergleichers CP2 wird in dem Zeitpunkt erzeugt, wenn die Spannung VCs des Spannungserfassungsanschlusses CS, d.h. die Spannung des (+) Eingangsanschlusses des CS Vergleichers CP2 allmählich ansteigt und die Spannung Vcsn am (–) Eingangsanschluß des CS Vergleichers CP2 übersteigt, weil der Leistungs-MOSFET 17 eingeschaltet ist.
Wie 4 zeigt, ist hierbei in der Spannungserfassungsschaltung 14 die an den Rückkopplungseingangsanschluß FB der IC 11 angelegte Spannung V1, d.h. die Spannung des (–) Eingangsanschlusses des Fehlerverstärkers EA nur während des Intervalls t1 in der Nähe des Wertes Null der Wechselstromquellenspannung auf H Pegel und außerhalb des Intervalls t1 auf L Pegel.
Ferner wird beim vorliegenden Beispiel der H Pegel der Spannung V1 als höher erachtet als die Spannung (2,5 V) des (+) Eingangsanschlusses des Fehlerverstärkers EA, und der L Pegel der Spannung V1 wird als nahezu 0 V erachtet.
Deshalb ist im Intervall t1 die Ausgangsspannung (auch "eine Fehlerspannung" genannt) Vcomp des Fehlerverstärkers EA mindestens 1,4 V oder weniger, deshalb ist die (–) Eingangsanschlußspannung Vcsn des CS Vergleichers nahezu 0 V, während außerhalb des Intervalls t1 die Fehlerspannung Vcomp mindestens 4,4 V oder mehr ist. Deshalb ist die (–) Eingangsanschlußspannung Vcsn des CS Vergleichers auf 1 der Zenerspannung festgelegt, was der obere Grenzwert ist.
Außerhalb des Intervalls t1 steigt also der Magnetisierungsspulenstrom Imc, nachdem der Leistungs-MOSFET 17 eingeschaltet wurde. Infolgedessen nimmt die Spannung des Stromerfassungswiderstandes 18, d.h. die Spannung (auch "eine CS Anschlußspannung" genannt) Vcs des Stromerfassungsanschlusses CS der IC 11 allmählich zu und erreicht 1 V der (–) Eingangsanschlußspannung Vcsn des CS Vergleichers, und der CS Vergleicher CP2 führt einen Vorgang des Zurücksetzens des Stromerfassungssignalspeichers FF aus.
Das Zeitintervall vom Setzen bis zum Zurücksetzen des Stromerfassungssignalspeichers FF, d.h. die Impulsbreite (Intervall des H Pegels) des PWM-Impulses Vout, mit anderen Worten das EIN-Intervall des Leistungs-MOSFET 17 wird länger, wenn der Strom Imc der Magnetisierungsspule 4 im Anfangsmoment des EIN-Intervalls klein ist, und es wird kürzer, wenn der Magnetisierungsspulenstrom Imc zunimmt und den gesetzten Wert erreicht (d.h. den Wert entsprechend 1 V der (–) Eingangsanschlußspannung Vcsn des CS Vergleichers). Auf diese Weise wird eine Konstantstromsteuerung mittels der PWM-Steuerung des Stroms Imc der Magnetisierungsspule 4 durchgeführt.
Auf der anderen Seite ist im Intervall t1 die (–) Eingangsanschlußspannung Vcsn des CS Vergleichers Null. Deshalb wird die Impulsbreite des PWM-Impulses Vout, d.h. das EIN-Intervall des Leistungs-MOSFET 17 wird Null wegen der in 5 gezeigten Vorgänge; tatsächlich beendet aber das Eintreten in die Nichtempfindlichkeitszone die Ausgabe des PWM-Impulses Vout), und der Leistungs-MOSFET 17 bleibt ausgeschaltet.
Der Betrieb des gesamten in 4 gezeigten Aufbaus wird nachfolgend noch einmal hauptsächlich unter Hinweis auf 9 erläutert.
Eine Wechselstromquelle wird nun mit den Eingangsanschlüssen T1, T2 der Wechselstromquelle verbunden, und wenn ein zwischen den Eingangsanschlüssen T5, T6 des kontaktlosen Relais 1 vorgesehener Schalter SW0 eingeschaltet wird, wird auch der Phototriackoppler PC des kontaktlosen Relais 1 eingeschaltet. Folglich fließt ein Strom zum Gate des Haupttriac TR, der Haupttriac TR wird eingeschaltet und eine Eingangswechselspannung an die Diodenbrücke 2 angelegt.
Ehe die mittels der Diodenbrücke 2 vollweg-gleichgerichtete Spannung die Zenerspannung der Zenerdiode 9 übersteigt, wird der Kondensator 10 über den Transistor 8 geladen, und wenn die vollweg-gleichgerichtete Spannung der Diodenbrücke 2 die Zenerspannung der Zenerdiode 9 übersteigt, sammelt der Kondensator 10 eine elektrische Ladung an, die der Zenerspannung der Zenerdiode entspricht, und es erfolgt ein Übergang zu einer konstanten Spannung.
Die Spannung dieses Kondensators 10 wird in den Stromquellenanschluß VIN der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 eingegeben und löst einen normalen Betrieb der IC 11 aus. In dem Intervall, in dem die Ausgangsspannung V1 der Spannungserfassungsschaltung 14, d.h. die Spannung des Rückkopplungseingangsanschlusses FB der IC 11 auf L Pegel liegt, wird die durch das EIN/AUS-Schalten der PWM-Steuerung des Leistungs-MOSFET 17 verursachte Konstantstromsteuerung des Stroms Imc der Magnetisierspule 4 durch den oben beschriebenen Betrieb der IC 11 durchgeführt.
Für jede Periode T, während der der Einklinkimpuls P1 in der IC 11 ausgegeben wird, wird der PWM-Impuls Vout des H Pegels ausgegeben und der Leistungs-MOSFET 17 eingeschaltet. Eine vollweg-gleichgerichtete Spannung der Diodenbrücke wird über den Stromerfassungswiderstand 18 an die Magnetisierungsspule 4 angelegt, und der Strom Imc der Magnetisierungsspule 4 steigt. Der Steigungsgradient des Magnetisierungsspulenstroms Imc zu dieser Zeit wird hauptsächlich von der Induktivität der Magnetisierungsspule 4 und dem momentanen Wert der vollweg-gleichgerichteten Spannung in diesem Zeitpunkt bestimmt.
Wenn die Spannung (R18 × Imc) des Stromerfassungswiderstandes 18, d.h. die CS Anschlußspannung Vcs der IC 11 1 V der (–) Eingangsanschlußspannung Vcsn des in der IC 11 angeordneten CS Vergleichers aufgrund des Anstiegs des Magnetisierungsspulenstroms Imc erreicht, nimmt der PWM-Impuls Vout den L Pegel an, der Leistungs-MOSFET 17 wird ausgeschaltet, und der Strom Imc der Magnetisierungsspule 4 kommutiert zur Freilaufdiode 5 und wird gedämpft, während er zur Magnetisierungsspule 4 und Diode 5 zurückfließt. Die Zeitkonstante dieser Stromdämpfung wird von der Impedanz der Magnetisierungsspule 4 und dem Widerstand des Rückflußwegs bestimmt.
Wenn der Leistungs-MOSFET 17 eingeschaltet ist, wird der Magnetisierungsspulenstrom Imc wieder auf Anstieg geschaltet.
Bei einem solchen Vorgang wird unmittelbar nach dem Einschalten des Schalters SW0 des kontaktlosen Relais 1 der Magnetisierungsspulenstrom Imc nicht innerhalb des Intervalls einer Ausgabeperiode T des Einklinkimpulses P1 hergestellt. Die Spannung des Stromerfassungswiderstands 18, d.h. die CS Anschlußspannung Vcs der IC 11 erreicht daher 1 V nicht. Folglich wird der in der IC 11 angeordnete Stromerfassungssignalspeicher FF nicht zurückgesetzt, wie durch einen vergrößerten Teil der Zeitachse in 9 gezeigt, und der Leistungs-MOSFET 17 bleibt im wesentlichen in eingeschaltetem Zustand.
Sobald der Magnetisierungsspulenstrom Imc hergestellt wurde und die CS Anschlußspannung Vcs 1V erreicht hat, nachdem einige Ausgabeperioden T des Einklinkimpulses P1 abgelaufen sind, (Zeitpunkt τc in dem in 9 gezeigten Beispiel) wird der EIN/AUS-Betrieb des Leistungs-MOSFET 17 hinsichtlich jeder Periode T ausgeführt und der Magnetisierungsspulenstrom Imc auf nahezu konstantem Wert gehalten. Die Leistungsaufnahme in der Magnetisierungsspule 4 kann damit reduziert werden. Eine elektromagnetische Vorrichtung, im vorliegenden Beispiel ein elektromagnetischer Schalter, wird durch diesen erreichten Magnetisierungsspulenstrom Imc geschlossen.
Innerhalb des Intervalls t1, in dem die Spannung der Wechselstromquelle nahe bei Null liegt, wird der Leistungs-MOSFET 17 in ausgeschaltetem Zustand gehalten, wie vorstehend beschrieben. Dieses Intervall t1 ist größer gewählt als die EIN/AUS-Periode T des Leistungs-MOSFET 17 und größer als das Abschaltzeitintervall des Haupttriac TR des kontaktlosen Relais 1.
Wenn der Eingangsschalter SW0 des kontaktlosen Relais 1 geschlossen bleibt, ist die Dämpfung des Magnetisierungsspulenstroms Imc innerhalb dieses Intervalls t1 vergleichsweise groß, wie 9 zeigt, und der Haupttriac TR des kontaktlosen Relais 1 wird nach dem Intervall t1 wieder leitend. Deshalb geschieht ein Übergang auf den EIN/AUS-Betrieb des Leistungs-MOSFET 17 für jede Periode T über ein EIN-Intervall tr des Leistungs-MOSFET 17, welches einige Perioden T enthält.
Auf der anderen Seite wird nach dem Öffnen des Eingangsschalters SW0 des kontaktlosen Relais 1 der Haupttriac TR des kontaktlosen Relais 1 innerhalb des Intervalls t1 abgeschaltet, welches anfangs nach diesem Öffnen kommt, und dann verschwindet die gleichgerichtete Ausgangsspannung der Diodenbrücke 2 und der Strom Imc der Magnetisierungsspule 4 schwächt sich ab, während er zur Freilaufdiode 5 kommutiert, und verschwindet. Die Freigabe der elektromagnetischen Vorrichtung geschieht während dieser Dämpfung.
Am Anfangszeitpunkt des Schließens der elektromagnetischen Vorrichtung und im Halteintervall der elektromagnetischen Vorrichtung nach dem Schließen ist es mit dieser Konfiguration tatsächlich möglich, den Wert des Stromerfassungswiderstands 18 mit einer Einrichtung zu ändern, die in der Figur nicht gezeigt ist. Im Halteintervall der elektromagnetischen Vorrichtung wird der Magnetisierungsspulenstrom Imc gegenüber demjenigen am Anfangszeitpunkt des Schließens weiter abgesenkt und die Leistungsaufnahme verringert. Der in 9 gezeigte Signalverlauf veranschaulicht ferner ein Beispiel, welches sich auf die Haltezeit der elektromagnetischen Vorrichtung bezieht.
Wie mit dem strichpunktierten Abschnitt im vergrößerten Teil der Zeitachse (Intervall tr) der CS Anschlußspannung Vcs in 9 gezeigt, wird ferner, streng genommen, innerhalb eines sehr kleinen Intervalls, währenddessen der Einklinkimpuls P1 vorhanden ist, der Ausgang der NOR-Schaltung G1 in der IC 11 "L", und folglich liegt der PWM-Impuls Vout auf L Pegel und der Leistungs-MOSFET 17 wird sofort auf AUS gesteuert. Weil aber der Leistungs-MOSFET 17 eine Abschaltverzögerung hat, bleibt der EIN-Zustand erhalten.
Die folgenden Probleme standen im Zusammenhang mit der in 4 gezeigten Vorrichtung. Wie unter Hinweis auf 9 erläutert, wird der Strom Imc der Magnetisierungsspule 4 wesentlich geringer als der gesetzte Wert im nichtleitenden Intervall t1, wenn ein Übergang von einem nichtleitenden Intervall zu einem leitenden Intervall des Haupttriac TR des kontaktlosen Relais 1 als das oben beschriebene Intervall t1, welches den Nulldurchgangspunkt der Spannung der Wechselstromquelle sandwichartig enthält, innerhalb des Halteintervalls der elektromagnetischen Vorrichtung gemacht wird. Daher gibt die Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 den PWM-Impuls Vout in einem im wesentlichen EIN-Modus innerhalb des Intervalls tr aus, welches signifikant länger ist als die gewöhnliche Schaltperiode T. Und wenn der Magnetisierungsspulenstrom Imc den gesetzten Strom erreicht (Haltestrom der elektromagnetischen Vorrichtung), d.h. wenn die CS Anschlußspannung Vcs 1 V der (–) Eingangsanschlußspannung Vcsn des CS Umwandlers erreicht, wird der PWM-Impuls Vout vom Schaltkreis ausgeschaltet.
Da die Schwankung des Magnetisierungsspulenstroms Imc in diesem Intervall tr (nachfolgend auch als kontinuierliches EIN-Intervall des PWM-Impulses Vout oder Leistungs-MOSFET 17 bezeichnet) etwa um eine Größenordnung größer ist als die Schwankung des Stroms der Strompulsierungskom ponente, die nach dem Intervall stabilisiert wurde, besteht das Problem, daß die Fluktuation der Anziehungskraft der elektromagnetischen Vorrichtung groß ist und daß die elektromagnetische Vorrichtung Schwebungsgeräusch erzeugt.
Offenbarung der Erfindung
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung zu schaffen, die durch Halten eines nichtleitenden Intervalls t1 eine zuverlässige Freigabe der elektromagnetischen Vorrichtung ermöglicht und außerdem die Leistungsaufnahme durch Konstantstromsteuerung reduziert, welche von der PWM-Steuerung des Magnetisierungsspulenstroms der elektromagnetischen Vorrichtung durchgeführt wird, und die es möglich macht, Schwebungsrauschen im Haltezustand der elektromagnetischen Vorrichtung zu verringern.
Um die oben beschriebenen Probleme zu lösen, weist die Ansteuereinheit einer elektromagnetischen Vorrichtung gemäß Anspruch 1 eine Schaltsteuerschaltung (Strommodus-PWM-Steuerung IC 11) auf, die Strom zu einer Magnetisierungsspule 4 der elektromagnetischen Vorrichtung mit einem intermittierenden Impulssignal (PWM-Impuls Vout) über eine Schalteinrichtung (Leistungs-MOSFET 17) steuert. Die Schaltsteuerschaltung unterbricht das Impulssignal, um die Schalteinrichtung, die sich in ausgeschaltetem Zustand befindet, im Zeitpunkt des anfänglich ankommenden Einschaltens der innerhalb der vorgeschriebenen Periode T erzeugten Einschaltzeiten in den eingeschalteten Zustand zu versetzen und die Schalteinrichtung, die sich in eingeschaltetem Zustand befindet, in dem Zeitpunkt in den ausgeschalteten Zustand zu versetzen, in dem der erfaßte Wert (CS Anschlußspannung Vcs) des elektrischen Stroms der Magnetisierungsspule an dem vorgeschriebenen Stromeinstellwert ankommt ((–) Eingangsanschlußspannung Vcsn des CS Vergleichers CP2; in diesem Beispiel 1 V). Das Schließen und Freigeben der elektromagnetischen Vorrichtung durch die Ansteuereinheit geschieht durch EIN/AUS-Schalten eines Hauptschaltelements (Haupttriac) eines kontaktlosen Relais 1, welches zwischen der Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung und einer Gleichstromquelle eingesetzt ist. Und das Hauptschaltelement im kontaktlosen Relais befindet sich in nichtleitendem Zustand während eines vorgeschriebenen Zeitintervalls, welches länger ist als die vorgeschriebene Periode (über die Spannungserfassungsschaltung 14) in einem Bereich (Intervall t1) in der Nähe von Null der Stromquellenspannung auf einem Selbsthaltestrom oder darunter. Dabei ist ein vorgeschriebenes Vorspannsignal dem Stromerfassungswert oder Stromeinstellwert mindestens innerhalb eines vorgeschriebenen Intervalls t2 im Anschluß an das Zeitintervall des nichtleitenden Zustands überlagert, und die Schaltsteuerschaltung unterbricht die Impulssignale, um die Schalteinrichtung für jede vorgeschriebene Periode ein- und auszuschalten.
Die Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung gemäß Anspruch 2 ist die Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der das Vorspannsignal ein kontinuierliches Signal (dividierter Wert (Spannung des Widerstands 19 oder dergleichen) der Ausgangsspannung V2 der monostabilen Schaltung) eines vorgeschriebenen Pegels (über die monostabile Schaltung 20 und dergleichen) ist.
Die Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung gemäß Anspruch 3 ist die Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der das Vorspannsignal ein Signal (dividierter Wert (Spannung des Widerstands 19 oder dergleichen) der Ausgangsspannung V3 der AND-Schaltung) eines vorgeschriebenen Pegels ist, der nur vorhanden ist, wenn die Schalteinrichtung sich in eingeschaltetem Zustand befindet (über die monostabile Schaltung 20, AND-Schaltung 23 oder dergleichen).
Die Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung gemäß Anspruch 4 ist die Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung gemäß Anspruch 3, bei der das Impulssignal, welches die Schalteinrichtung veranlaßt, den EIN-Zustand anzunehmen (über den Widerstand 22 oder dergleichen) für das Vorspannsignal benutzt ist.
Die Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung gemäß Anspruch 5 ist die Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der das Vorspannsignal ein Signal eines vorgeschriebenen Signalverlaufs ist, dessen Pegel mit der Zeit sinkt.
Die Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend beschrieben.
In einer Ansteuereinheit, die die elektromagnetische Vorrichtung durch EIN/AUS-Schalten des Hauptschaltelements des kontaktlosen Relais zwischen einer Gleichstromquelle und einer Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung schließt und freigibt, welche durch das Unterbrechen der Schalteinrichtung (Leistungs-MOSFET 17) mittels der PWM-Steuerung unter Verwendung eines Synchronisiersignals (Einklinkimpuls P1) der vorgeschriebenen Periode T eine Konstantstromsteuerung erfährt, WIRD, um das Hauptschaltelement des kontaktlosen Relais in leitfähigem Zustand zu halten und ein Blockieren der Freigabe der elektromagnetischen Vorrichtung selbst dann zu verhindern, wenn dem kontaktlosen Relais ein AUS-Befehl zugeführt wird, ein vorgeschriebenes Vorspannsignal dem Stromerfassungswert oder Stromeinstellwert mindestens innerhalb eines vorgeschriebenen Intervalls t2 im Anschluß an das nichtleitende Intervall t1 überlagert, welches im Bereich in der Nähe von Null der Spannung der Gleichstromquelle vorgesehen ist. Infolgedessen nimmt die Schalteinrichtung innerhalb der Periode, die der vorgeschriebenen Periode T entspricht, während der sie in den EIN-Zustand eintrat, anscheinend einen Zustand an, bei dem der Magnetisierungsspulenstrom notwendigerweise den Einstellwert erreicht, und wird in den AUS-Zustand geändert. Die Schalteinrichtung wird innerhalb der vorgeschriebenen Periode T unmittelbar nach dem nichtleitenden Intervall EIN/AUS-geschaltet, und der Magnetisierungsspulenstrom wird allmählich auf den Einstellwert erhöht.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches die Konfiguration des ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
2 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches die Konfiguration des zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
3 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches die Konfiguration des dritten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
4 ist ein herkömmliches Schaltkreisdiagramm entsprechend den 1 bis 3;
5 ist ein Schaltkreisdiagramm, welches die theoretische Konfiguration des inneren Teils der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 veranschaulicht, die in 1 bis 4 gezeigt ist;
6 ist ein Signalverlaufsdiagramm, welches den Betrieb der in 1 gezeigten hauptsächlichen Bauelemente veranschaulicht;
7 ist ein Signalverlaufsdiagramm, welches den Betrieb der in 2 gezeigten hauptsächlichen Bauelemente veranschaulicht;
8 ist ein Signalverlaufsdiagramm, welches den Betrieb der in 3 gezeigten hauptsächlichen Bauelemente veranschaulicht;
9 ist ein Signalverlaufsdiagramm, welches den Betrieb der in 4 gezeigten hauptsächlichen Bauelemente veranschaulicht; und
10 ist ein Signalverlaufsdiagramm zum Erläutern des Betriebs der in 1 bis 4 gezeigten Spannungserfassungsschaltung 14.
Schlüssel:

1: Kontaktloses Relais (SSR)
SW0: Eingangsschalter des kontaktlosen Relais
PC: Phototriac des kontaktlosen Relais
TR: Haupttriac des kontaktlosen Relais
2: Diodenbrücke
3: Kondensator
4: Magnetisierungsspule (MC) der elektromagnetischen Vorrichtung
Imc: Elektrischer Strom der Magnetisierungsspule 4
5: Freilaufdiode
6, 7: Widerstände
8: Transistor
9: Zenerdiode
10: Kondensator
11: IC für die Strom-PWM (Impulsweitenmodulation)-Steuerung
12, 13: Spannung teilende Widerstände
14: Spannungserfassungsschaltung
14a: Eingangsspannung der Spannungserfassungsschaltung 14
V1: Ausgangsspannung der Spannungserfassungsschaltung 14
15: Zeitgeberwiderstand
16: Zeitgeberkondensator
17: Leistungs-MOSFET
18: Spannungserfassungswiderstand
R18: Widerstandswert des Spannungserfassungswiderstands 18
19: Spannung teilender Widerstand
20: Monostabile Schaltung
V2: Ausgangsspannung der monostabilen Schaltung
21, 22: Spannung teilende Widerstände
23: AND-Schaltung

V3

Ausgangsspannung der AND-Schaltung 23

CS

Stromerfassungsanschluß CS der IC 11

Vcs

Eingangsspannung des Stromerfassungsanschlusses CS der IC 11, = ((+) Eingangsanschlußspannung des CS Vergleichers in der IC 11)

FB

Rückkopplungseingangsanschluß der IC 11

RT/CT

Zeitgeberwiderstand/Kapazität Verbindungsanschluß der IC 11

Vref

Bezugsspannungsausgangsanschluß der IC 11

VIN

Stromquellenanschluß der IC 11

OUT

PWM-Impuls Ausgangsanschluß der IC 11

Vout

PWM-Impuls

EA

Fehlerverstärker in der IC 11

Vcomp

Ausgabe (Fehlerspannung) des Fehlerverstärkers

OSC

Oszillator in der IC 11

LS

Einklinkimpulserzeugerschaltung in der IC 11

P1

Einklinkimpuls

CP2

CS Vergleicher in der IC 11

Vcsn(–)

Eingangsanschlußspannung des CS Vergleichers

FF

Stromerfassungssignalspeicher in der IC 11

G1

NOR-Schaltung in der IC 11

TTP

Totempfahlausgangsschaltung in der IC 11

Beste Art und Weise zum Ausführen der Erfindung
(Ausführungsbeispiel 1)
1 zeigt einen Schaltkreisaufbau der Ansteuervorrichtung für eine elektromagnetische Vorrichtung, bei der es sich um das erste Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung handelt. 6 zeigt einen Betriebssignalverlauf des Hauptteils der in 1 gezeigten Schaltung, beobachtet, wenn sich die elektromagnetische Vorrichtung in einem Haltezustand befindet. Hier entspricht 1 der 4, und 6 entspricht der 9.
Die in 1 gezeigte Schaltkreisanordnung weist zusätzlich zu den in 4 gezeigten Bauelementen eine monostabile Schaltung 20 und einen Widerstand 21 auf, der zwischen den Ausgangsanschluß der monostabilen Schaltung 20 und einen Stromerfassungsanschluß CS einer Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 geschaltet ist. Wie 6 zeigt, wird die monostabile Schaltung 20 durch das Fallen der Spannung V1 auf H Pegel ausgelöst, die von einer Spannungserfassungsschaltung 14 innerhalb eines nichtleitenden Intervalls t1 ausgegeben wird, welches um einen Nulldurchgangspunkt mit der Spannung der Wechselstromquelle zentriert ist, und gibt eine Spannung V2 des H Pegels innerhalb einer Periode t2 aus, die eine Vielzahl Perioden T eines Einklinkimpulses P1 von der Abfallzeit der Spannung V1 aufweist.
Dieses Intervall t2 im Anschluß an das nichtleitende Intervall t1 wird größer gewählt als das im wesentlichen EIN-Intervall des PWM-Impulses Vout in 9, d.h. das kontinuierliche EIN-Intervall tr eines Leistungs-MOSFET 17.
Die Ausgangsspannung V2 der monostabilen Schaltung 20 wird von Widerständen 21, 19 und einem Stromerfassungswiderstand 18 geteilt. Im Vergleich mit dem in 4 gezeigten Schaltkreis werden die geteilte Spannungskomponente der Widerstände 19 und 18, die von der Spannung V2 innerhalb des Intervalls t2 geschaffen wird, zu der Spannung (CS Anschlußspannung) Vcs addiert, die dann an den Stromerfassungsanschluß CS der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 angelegt wird. Da der Wert R18 des Stromerfassungswiderstands 18 aber wesentlich niedriger ist als der Wert des Widerstands 19, wird diese geteilte Spannungskomponente nahezu die Spannung des Widerstands 19.
Deshalb wird innerhalb des Intervalls t2 die CS Anschlußspannung Vcs wie in einem Teil mit unterbrochener Linie in 6 gezeigt, zu einer Überlagerung der Spannung (Imc × R18) auf dem Stromerfassungswiderstand 18, erzeugt durch den Strom Imc der Magnetisierungsspule 4 und der Spannung am Widerstand 19, zusammengesetzt aus geteilten Spannungskomponenten der Ausgangsspannung V2 der monostabilen Schaltung, und zwar innerhalb des Intervalls des H Pegels des PWM-Impulses Vout, d.h. der EIN-Periode des Leistungs-MOSFET 17.
Der Aufbau entsprechend der vorliegenden Erfindung ist so, daß selbst im Intervall t2 die aus dieser überlagerten Spannung zusammengesetzte CS Anschlußspannung Vcs die (–) Eingangsanschlußspannung Vcsn (im vorliegenden Beispiel 1 V) des CS Vergleichers CP2 erreicht, der in der IC 11 angeordnet ist, und zwar für jede Ausgabeperiode T des Einklinkimpulses P1.
Daher wiederholt in diesem Intervall t2 im Anschluß an das nichtleitende Intervall t1 der Leistungs-MOSFET 17 das EIN-AUS-Schalten für jede Ausgabeperiode T des Einklinkimpulses P1, und der Strom Imc der Magnetisierungsspule 4 steigt auf den gesetzten Wert, während er kleine Pulsierungen wiederholt. Das Schwebungsrauschen der elektromagnetischen Vorrichtung wird folglich verringert.
(Ausführungsbeispiel 2)
2 zeigt einen Schaltkreisaufbau der Ansteuervorrichtung für eine elektromagnetische Vorrichtung, bei dem es sich um das zweite Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung handelt. 7 zeigt einen Betriebssignalverlauf des hauptsächlichen Teils der in 2 gezeigten Schaltung, beobachtet, wenn sich die elektromagnetische Vorrichtung im einem Haltezustand befindet. Hier entspricht 2 der 4, und 7 entspricht der 9.
Die in 2 zeigte Steuerkreisanordnung weist zusätzlich zu den in 4 gezeigten Bauelementen einen Widerstand 22 auf, der zwischen den PWM-Impuls Ausgangsanschluß OUT der Strommodus-PWM-Steuerung IC 11 und den Stromerfassungsanschluß CS geschaltet ist.
In der in 2 gezeigten Schaltung wird die Spannung des PWM-Impulses Vout jedes Mal, wenn der PWM-Impuls Vout von H Pegel ausgegeben wird, von den Widerständen 22, 19 und dem Stromerfassungswiderstand 18 geteilt.
Auch in diesem Fall wird deshalb die überlagerte Spannung der geteilten Spannungskomponente des PWM-Impulses Vout, welches die an den Widerstand 19 angelegte Spannung ist, und die Spannung (Imc × R18) am Stromerfassungswiderstand 18, die vom Strom Imc der Magnetisierungsspule 4 erzeugt wird, die CS Anschlußspannung Vcs, die an den Stromerfassungsanschluß CS der IC 11 angelegt wird.
Auch in der in 2 gezeigten Schaltung erreicht, ebenso wie in 7 gezeigt, während dieses Intervalls im Anschluß an das nichtleitende Intervall t1 die CS Anschlußspannung Vcs, die aus dieser überlagerten Spannung zusammengesetzt ist, 1 V der (–) Eingangsanschlußspannung Vcsn des in der IC 11 vorgesehenen CS Vergleichers CP2 bei jeder Ausgabeperiode T des Einklinkimpulses P1, und der Strom Imc der Magnetisierungsspule steigt auf den gesetzten Wert, während er kleine Pulsierungen wiederholt.
(Ausführungsbeispiel 3)
3 zeigt einen Schaltkreisaufbau der Ansteuervorrichtung für eine elektromagnetische Vorrichtung, bei der es sich um das dritte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung handelt. 8 zeigt einen Betriebssignalverlauf des Hauptteils der in 3 gezeigten Schaltung, beobachtet, wenn die elektromagnetische Vorrichtung sich in einem Haltezustand befindet. Hier entspricht 3 der 1, und 8 entspricht der 6.
In der in 3 gezeigten Schaltungsanordnung ist zusätzlich zu den in 1 gezeigten Bauelementen eine AND-Schaltung 23, die mit ihrem einen Eingangsanschluß mit dem Ausgang der monostabilen Schaltung 20 verbunden ist, zwischen die monostabile Schaltung 20 und den Widerstand 21 geschaltet. Der andere Eingangsanschluß der AND-Schaltung 23 ist mit dem PWM-Impuls Ausgangsanschluß OUT der Strommodus PWM-Steuerung IC 11 verbunden.
In der in 3 gezeigten Schaltung wird, wie in 8 gezeigt, in dem Intervall t2, in dem der Ausgang V2 der monostabilen Schaltung 20 auf H Pegel geht, wobei dieses Intervall auf das nichtleitende Intervall t1 folgt, die Ausgangsspannung V3 der AND-Schaltung 23 nur dann eine H-Pegelspannung, wenn der PWM-Impuls Vout mit H Pegel ausgegeben wird. Die überlagerte Spannung der geteilten Spannungskomponente des Widerstands 19, die durch diese Ausgangsspannung V3 erzeugt wird, und die Spannung (Imc × R18) am Stromerfassungswiderstand 18, die durch den Magnetisierungsspulenstrom Imc erzeugt wird, wird nahezu die CS Anschlußspannung Vcs.
Der Vergleich der in 8 gezeigten Schaltung mit der in 6 gezeigten demonstriert also, daß der Betrieb innerhalb des Intervalls, in dem der PWM-Impuls Vout auf H Pegel liegt und infolgedessen der Leistungs-MOSFET 17 eingeschaltet ist, ähnlich ist wie der in 6 gezeigte, und die CS Anschlußspannung Vcs hört in dem Intervall auf zu existieren, in dem der PWM-Impuls Vout L Pegel hat und daher ist der Leistungs-MOSFET 17 AUS. Infolgedessen ist der Leistungs-MOSFET 17 daran gehindert, fälschlicherweise durch Rauschen oder dergleichen innerhalb des Intervalls, in welchem er aus zu, sein hat, eingeschaltet zu werden.
In den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen wurde ferner ein Beispiel betrachtet, bei dem eine positive Vorspannung als eine Spannung des Widerstands 19 der Spannung des Spannungserftassungswiderstands 18 überlagert war, d.h. der Erfassungsspannung des elektrischen Stroms der Magnetisierungsspule 4, und zwar mindestens innerhalb des vorgeschriebenen Intervalls im Anschluß an das nichtleitende Intervall t1. Es ist aber klar, daß ein ähnlicher Effekt auch erhalten werden kann durch Überlagern einer negativen Spannung über die (–) Eingangsanschlußspannung Vcsn des in der IC 11 angeordneten CS Vergleichers CP2, d.h. den Einstellwert des Stroms in der Magnetisierungsspule 4.
Ferner kann diese Vorspannung auch die Spannung mit einem Signalverlauf sein, der eine Amplitude hat, die mit der Zeit abnimmt, beispielsweise als Spannung eines Kondensators, der über einen als Last dienenden Widerstand entladen wird. Ein solches Ausführungsbeispiel ist auch in die vorliegende Erfindung eingeschlossen.
Industrielle Anwendbarkeit
In einer Ansteuereinheit einer elektromagnetischen Vorrichtung, in der ein nichtleitendes Intervall in einem Bereich in der Nähe von Null der Spannung einer Wechselstromquelle vorgesehen ist, um zuverlässig abzuschalten, wenn die elektromagnetische Vorrichtung freigegeben wird, das Hauptschaltelement eines kontaktlosen Relais, welches zwischen einer Wechselstromquelle und einer Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung eingesetzt ist, die durch Unterbrechen einer Schalteinrichtung einer Konstantstromsteuerung unterzogen wird. Die Schalteinrichtung wird herkömmlicherweise innerhalb einiger Schaltperioden in dem Intervall unmittelbar im Anschluß an das nichtleitende Intervall im EIN-Zustand gehalten, so daß der elektrische Strom der Magnetisierungsspule, der sich vom Einstellwert im nichtleitenden Intervall stark abgeschwächt hat, rasch auf den Einstellwert zurückgebracht werden konnte. Und ein Übergang wurde zur Unterbrechung der festen Schaltperiode gemacht, nachdem der Magnetisierungsspulenstrom stark zugenommen hat und einen gesetzten Wert erreichte. Infolgedessen wurde in der elektromagnetischen Vorrichtung Schwebungsrauschen erzeugt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung jedoch wird ein vorgeschriebenes Vorspannsignal dem Stromerfassungswert oder Stromeinstellwert mindestens innerhalb eines vorgeschriebenen Intervalls im Anschluß an das nichtleitende Intervall überlagert. Die Schalteinrichtung wird in der vorgeschriebenen Schaltperiode von unmittelbar nach dem nichtleitenden Intervall EIN/AUS geschaltet, so daß die Schalteinrichtung anscheinend einen Zustand annimmt, in welchem der Magnetisierungsspulenstrom notwendigerweise den Einstellwert erreicht, und zwar innerhalb der Schaltperiode (zusammengesetzt aus einer konstanten Periode), in der sie in den EIN-Zustand eingetreten ist, und ändert sich in den AUS-Zustand. Deshalb wird ein rascher Anstieg des Magnetisierungsspulenstroms selbst unmittelbar nach dem nichtleitenden Intervall verhindert, und das Schwebungsrauschen der elektromagnetischen Vorrichtung kann ohne Verwendung einer komplexen Steuerschaltung unterdrückt werden.
ZUSAMMENFASSUNG
Eine nichtleitende Periode ist herkömmlicherweise in einem Bereich in der Nähe von Null einer Wechselspannung mittels einer Spannungserfassungsschaltung (14) vorgesehen worden, um, wenn ein Schalter (SW0) AUS ist, den Haupttriac (TR) eines kontaktlosen Relais (1) zuverlässig abzuschalten, welches zwischen einer Wechselstromquelle und einer Magnetisierungsspule (4) einer elektromagnetischen Vorrichtung eingefügt ist, die durch Unterbrechen eines FET (17) auf konstanten Strom gesteuert ist. Aber der FET (17) blieb im EIN-Zustand innerhalb einiger Schaltperioden im Intervall unmittelbar im Anschluß an das nichtleitende Intervall, um den Magnetisierungsspulenstrom, der sich vom Einstellwert im nichtleitenden Intervall stark abgeschwächt hat, rasch wiederherzustellen. Und ein Übergang auf den Schaltbetrieb mit fester Periode wurde vorgenommen, nachdem der Magnetisierungsspulenstrom sich rasch erhöht hat und den Einstellwert erreichte. Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, das Schwebungsrauschen in der elektromagnetischen Vorrichtung zu unterdrücken, welches aufgrund des oben beschriebenen Verfahrens erzeugt wurde.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Teil der vom Widerstand (19) geteilten Ausgabe (V2) der monostabilen Schaltung (20) der Erfassungsspannung des Magnetisierungsspulenstroms am Widerstand (18) innerhalb des vorgeschriebenen Intervalls im Anschluß an das nichtleitende Intervall als Vorspannung hinzugefügt und von der IC (11) erfaßt. Die IC (11) steuert den FET (17) mit der konstanten Schaltperiode unmittelbar nach dem nichtleitenden Intervall EIN/AUS und verhindert einen raschen Anstieg des Magnetisierungsspulenstroms, wodurch das oben beschriebene Problem gelöst wird.
(1)

Claims

Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung, aufweisend: eine Schaltsteuerschaltung, die Leistungsverteilung zu einer Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung mit einem intermittierenden Impulssignal über eine Schalteinrichtung steuert; wobei die Schaltsteuereinrichtung das Impulssignal unterbricht, um die Schalteinrichtung, die sich im AUS-Zustand befindet, mit der Zeitgebung des anfänglich ankommenden Einschaltens der mit der vorgeschriebenen Periode erzeugten Einschaltzeitgebungen in den EIN-Zustand zu setzen und die im EIN-Zustand befindliche Schalteinrichtung zu der Zeit in den AUS-Zustand zu setzen, zu der ein erfaßter Wert des elektrischen Stroms der Magnetisierungsspule an dem vorgeschriebenen Stromeinstellwert ankommt, wobei die Ansteuereinheit die elektromagnetische Vorrichtung durch EIN/AUS-Schalten eines Hauptschaltelements eines kontaktlosen Relais schließt und freigibt, welches zwischen die Magnetisierungsspule der elektromagnetischen Vorrichtung und eine Wechselstromquelle eingefügt ist, und wobei das Hauptschaltelement in dem kontaktlosen Relais sich während eines vorgeschriebenen Zeitintervalls in einem nichtleitenden Zustand befindet, das länger ist als die vorgeschriebene Periode in einem Bereich in der Nähe von Null der Stromquellenspannung auf Selbsthaltestrom oder darunter, wobei ein vorgeschriebenes Vorspannsignal dem Stromerfassungswert oder Stromeinstellwert mindestens innerhalb eines vorgeschriebenen Intervalls im Anschluß an das Zeitintervall des nichtleitenden Zustands überlagert ist, und die Schaltsteuerschaltung die Impulssignale unterbricht, um die Schalteinrichtung für jede genannte vorgeschriebene Periode EIN/AUS zu schalten.
Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Vorspannsignal ein kontinuierliches Signal eines vorgeschriebenen Pegels ist.
Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Vorspannsignal ein Signal eines vorgeschriebenen Pegels ist, der nur vorhanden ist, wenn die Schalteinrichtung sich in dem EIN-Zustand befindet.
Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der das Impulssignal, welches die Schalteinrichtung veranlaßt, den EIN-Zustand anzunehmen, für das Vorspannsignal benutzt wird.
Ansteuereinheit für eine elektromagnetische Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Vorspannsignal ein Signal eines vorgeschriebenen Signalverlaufs ist, dessen Pegel mit der Zeit abnimmt.