1253667 A7 _____B7 五、發明説明（1 ) 發明所屬之技術領域 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 本發明是關於一種藉由開閉其電源側的交換手段的斷 續來定電流控制彈推電磁鐵裝置的激磁線圏的驅動電流， 謀求電磁鐵裝置的省電的電磁鐵裝置的驅動裝置；特別是 關於一種依據交換手段的斷續來減低從電磁鐵裝置所發生 的吼叫聲音的電磁鐵裝置的驅動裝置。 先前技術 作爲接近於本發明的藉由斷續地進行交換手段，對於 電磁鐵裝置的激磁線圈的通電，能謀求電磁鐵裝置的省電 的習知技術，有本案申請人的先行發明的日本專利第 2626 147號的技術。 該先行發明的技術，是具有藉由斷續對於電磁鐵裝置 的激磁線圏的通電的脈衝信號，經由交換手段所驅動的交 換控制電路，藉由斷續被***在上述電磁鐵裝置的激磁線 圏與交流電源之間的無接點繼電器的主交換元件，接通· *斷開電磁鐵裝置中， 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 將上述無接點繼電器內的主交換元件成爲自保電流以 下的電源電壓的零附近的領域，藉由僅比從上述交換控制 電路所輸出的斷續的脈衝信號的周期較久的所定時間作成 無通電狀態，即使將斷開命令給予無接點繼電器，仍持續 導通無接點繼電器的交流路，可防止電磁鐵裝置成爲無法 斷開者， 第4圖是表示一面繼承上述先行發明的技術，一面定 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X 297公釐） -5- 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製
1253667 A7 ___B7五、發明説明（2) 電流控制電磁鐵裝置的激磁電流並謀和電磁鐵裝置的省電 的習知電磁鐵裝置的驅動裝置的電路的構成例。又，第5 圖是表示第4圖中的電流模型PWM控制1C 1 1內部的原理 性構成；第9圖是表示第4圖的要部的動作波形，第10圖 是表示第4圖中的電壓檢測電路1 4的動作波形。 在第4圖中，4是被連接於二極體橋路2的直流輸出側 的電磁接觸器等的電fe鐵裝置的激磁線圈（簡稱爲MC ); 1是開閉對於二極體橋路2的AC電源的輸入的無接點繼電 器，也可簡稱爲SSR( Solid State Relay)者；在該電路， 斷續無接點繼電器1而接通•斷開電磁鐵裝置者。 T 1，T2是連接有交流電源的輸入端子，而無接點繼電 器1的輸出端子T3，T4串聯地連接於該輸入端子ΤΙ，T2 〇 . 無接點繼電器1是直流電源E經由開關SW0連接於輸 入端子T5，T6，同時連接有光雙向三極體耦合器PC的發 光二極體PD。 在光雙向三極體耦合器PC的光雙向三極體PTr並聯地 連接有主雙向三極體TR，而在主雙向三極體TR的閘極與 其中一方的端子之間連接有電阻R11，又在主雙向三極體 TR並聯地連接有電容器C10與電阻R10所構成的減振電路 〇 在無接點繼電器1的輸出端子T4與交流電源的輸入端 子T2之間連接有上述二極體橋路2，而在該二極體橋路2 '的直流輸出端子連接有：上述電磁鐵裝置的激磁線圈（MC (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -6- 1253667 A7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 B7五、發明説明（3 ) )4，及控制激磁線圏4的電流Imc的主交換元件的功率 M0SFET17，及爲了檢測激磁線圈4的電流Imc而被***在 MO SFET 1 7的源極側的電流檢測電阻1 8 (將電阻値作爲 R1 8 )的串聯電路。與該串聯電路並聯地連接有電容器3， 而在激磁線圈4並聯地連接有續流二極體5。 在二極體橋路2的直流輸出端子連接有：電阻6與曾 納二極體9的串聯電路，及電阻7，基極被連接於電阻6與 曾納二極體9的連接點的電晶體，電容器1 0的串聯電路； 此些電路是構成供給於電流模型PWM控制IC11的電源端 子 VIN的定電壓的電源電路。又，上述PWM是 Pulse .Width Modulation (脈寬調變）的簡稱。 又，在二極體橋路2的直流輸出端子，連接有分壓電 阻12，14的串聯電路，該電阻12與13的連接點的電壓 Ma，輸入於檢測AC電源的電壓到達零附近所需的電壓檢 測電路1 4。 如第1 0圖所示，該電壓檢測電路1 4是藉由分壓電阻 1 2，1 3分壓AC電源的兩波整流電壓所出現的二極體橋路2 的直流輸出端子間的電壓所分壓的電壓14a，在低於所定低 電壓檢測位準VL0的期間11則輸出Η位準，而在期間11 以外則輸出L位準的電壓V1並給予電流模型PWM控制 IC 1 1的反饋輸入端子F B。 上述低電壓檢測位準VL0是期間11設定比下述的 PWM脈衝Vout的輸出周期T更久。又，設於二極體橋路2 的直流輸出端子間的電容器C3，是具有對於二極體橋路2 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X29?公釐） (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 1253667 A7 _____B7 五、發明説明（4 ) 的直流側負載電流中的高頻成分的電源作用之故，因而其 電容較小，二極體橋路2的直流輸出端子間的電壓波形， (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 是成爲大致追隨於AC電源的電壓變化的兩波整流電壓波形 〇 從電流模型PWM控制IC11的輸出端子所輸出的PWM 控制脈衝（也可簡稱爲PWM脈衝）Vout是被輸入於功率 M0SFET17的閘極，而發生在電流檢測電阻18兩端的電流 檢測電壓[=(電阻1 8的電阻値R1 8 ) X (激磁線圏4的電 流Imc )]是經由電阻19被輸入於電流模型PWM控制IC1 1 的電流檢測端子CS。又，將對於該端子CS的輸入電壓作 爲 Vcs。
15與16是分別決定電流模型PWM控制IC1 1的PWM 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 脈衝的周期所需的定時電阻與定時電容器；定時電阻1 5是 被連接於IC11的基準電壓（本例爲5V)的輸出端子Vref 與IC11的定時電阻/電容連接端子RT/CT之間，而定時 電容器16是被連接於1C 11的上述端子RT/CT與二極體橋 路2的負側端子之間。又，1C 1 1的圖外的接地端子GND ( 參照第5圖）是被連接於二極體橋路2的負側端子。 ， 這時候，作爲電流模型PWM控制1C 1 1是挪用一面控 制其負荷電流一面定電壓控制交流電源的電壓的交換電源 用電流模型PWM控制1C，在本例中，特別是該1C在交換 電源的重負荷時，具體而言在下述的誤差放大器輸出電壓 Vcomp成爲所定値以上時，則利用進行定電流控制的性質 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X 297公釐） -8 - 1253667 A7 B7 五、發明説明（5 ) 以下，一面參照第4圖及第9圖一面說明藉由第5圖 有關於電流模型PWM控制1C 1 1的定電流控制。 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 在第5圖中，供給於1C 1 1的電源端子VIN的電壓達到 1C 1 1的可正常動作的電壓（在本例爲丨6 v )時，則解除低 電閉鎖電路UVL1的鎖定，導通5V能帶隙基準電壓調整器 REG，從供給於電源端子VIN的電壓生成5V的基準電壓 Vref，除了輸出至iC11的端子Vref之外，還供給於IC11 內所需的各部。 又，調整器REG所輸出的基準電壓Vref成爲4.7V以 上時，則另一低電壓閉鎖電路UVL2的鎖定也被解除而成 爲OR電路G2的輸出，亦即成爲NOR電路G1的一輸入的 “L”，解除停止來自藉由NOR電路G1所驅動的圖騰柱輸出 電路TTP的PWM脈衝Vout的輸出的一種條件。 相反地，一直到進行該解除，至少PWM脈衝Vout的 輸出是被停止，而以PWM脈衝Vout作爲閘極輸入的功率 M0SFET17是被保持在斷開狀態。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 振盪器OSC是生成決定PWM脈衝Vout的輸出周期T 的三角波W1。亦即，構成振盪器OSC的比較器CP1的輸 出爲“L”時，則同樣構成振盪器OSC的半導體開關SW1， SW2是成爲斷開，而三角波W1的上限電壓的2.8V輸入在 比較器CP 1的（一）輸入端子。又，外部的定時電容器16 是經由定時電阻1 5藉由基準電壓Vref被充電。 定時電容器16的充電電壓是經由IC11的定時電阻/ 電容連接端子RT/CT被輸入於比較器CP1的（+ )輸入 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -9 - 1253667 A7 ____ _B7 五、發明説明（6 ) 端子並被監視。 * 不久’定時電容器16的充電電壓超過2.8V，則比較器 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) CP1的輸出是反轉成“H”。藉此，半導體開關SW1，SW2是 被導通’而比較器CP〗的（一）輸入端子的電壓是被切換 成三角波W1的下限電壓的i.2V，同時定電流源IS1被連 接於IC1 1的端子RT/ CT，定時電容器16是開始放電。 之後’當定時電容器16的電壓降至1.2V，則比較器 CP1的輸出是反轉成“L”，定時電容器16的電壓是變成上 昇，如此地生成連續的三角波W 1。 此時’自比較器CP1所輸出的矩形波脈衝所構成的振 盪輸出W2，是被輸入於鎖定脈衝生成電路LS，而該電路 ' LS是在振盪輸出W2的上昇的每一時機生成鬚狀鎖定脈衝 P1，而給予NOR電路G1及RS正反器所構成的電流檢測鎖 定器FF的設定輸入端子S。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 藉由該鎖定脈衝P 1的輸入，電流檢測鎖定器FF的反 轉輸出QB是成爲“L”，此時，由於NOR電路G1的全輸入 成爲“L”，則圖騰柱輸出電路TTP的輸出，亦即從IC1 1的 輸出端子所輸出的PWM脈衝Vout是成爲Η位準，而導通 外部的功率MOSFET17。 該PWM脈衝 Vout的 Η位準狀態，亦即功率 M0SFET17的導通狀態，是仍繼續至電流檢測鎖定器FF被 重設，而其反轉輸出QB成爲“H”爲止。 對於電流檢測鎖定器FF的輸入端子R的復置信號是給 予作爲CS比較器CP2的輸出，該比較器CP2的輸出是藉 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -10- 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1253667 A7 B7、五、發明説明（7 ) 由導通功率M0SFET17，使得電流檢測端子CS的電壓Vcs ，亦即C S比較器CP2的（+ )輸入端子的電壓逐漸增加， 發生在超過CS比較器CP2的（—）輸入端子的電壓Vcsn 的時機。 在第4圖中電壓檢測電路14是如上述地，僅在AC電 源電壓的零附近的期間tl，將給予IC11的反饋輸入端子 FB的電壓VI，亦即將誤差放大器EA的（一）輸入端子的 電壓作爲Η位準，而期間11以外作爲L位準。 在本例中，電壓VI的高位準是作爲比誤差放大器EA 的（+ )輸入端子的電壓（2.5V)更高的電壓者，而電壓 VI的L位準是作爲大約0V者。 因此，在期間tl，誤差放大器EA的輸出電壓（也稱爲 誤差電壓）Vcomp是至少1.4V以下，而CS比較器（一） 輸入端子電壓Vcsn是成爲大約0V ;在期間tl以下，誤差 電壓Vcomp是至少4.4V以上，因此CS比較器（—）輸入 端子電壓Vcsn是被固定在上限値的曾納電壓的IV。 因此，在期間tl以外，導通功率MOSFET17之後，藉 由增加了激磁線圈電流Imc，使得電流檢測電阻1 8的電壓 ，亦即IC11的電流檢測端子CS的電壓（也稱爲CS端子電 壓）V c s逐漸增加，達到C S比較器（一）輸入端子電壓 Vcsn的IV，則CS比較器CP2進行復置電流檢測鎖定器FF 的動作。 此時的電流檢測鎖定器FF被設定後一直到復置的時間 ，亦即PWM脈衝Vout的脈寬（Η位準期間），換言之功 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210Χ297公釐） -11 - 1253667 A7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 _ B7五、發明説明（8 ) 率M0SFET17的導通期間，是該導通期間的開始時機的激 磁線圈4的電流Imc愈小時則愈久，同樣激磁線圈電流Imc 增加則愈接近設定値（亦即，對應於CS比較器（-）輸入 端子電壓Vcsn的1V的數値）則愈短。如此地，進行因激 磁線圏4的電流Imc的PWM控制所致的定電流控制。 另一方面，在期間tl中，CS比較器（一）輸入端子電 壓Vcsn爲0V之故，因而PWM脈衝Vout的脈寬，亦即功 率M0SFET17的導通期間是從第5圖的動作就成爲零，惟 實際上藉由進入死區，PWM脈衝Vout是不輸出，功率 M0SFET17是仍成爲斷開狀態。 以下，重新一面主要參照第9圖一面說明第4圖的整 體動作。 交流電源連接於交流電源的輸入端子τ 1，T2，接通設 於無接點繼電器1的輸入端子T5，T6間的開關SW0時， 刖導通無接點繼電器1的光雙向三極體耦合器PC之故，因 而電流流在主雙向三極體TR的閘極而接通主雙向三極體 TR，交流輸入電壓施加於二極體橋路2。 藉由上述~~^極體橋路2被全波整流的電壓超過曾納__. 極體9的曾納電壓爲止，電容器10是經由電晶體8被充電 ，若二極體橋路2的全波整流電壓超過曾納二極體9的曾 納電壓，則電容器1 〇是儲存相當於大約曾納二極體9的曾 納電壓的電荷而被定電壓化。 該電容器1 〇的電壓是被輸入於電流模型PWM控制 IC11的電源端子VIN而開如IC11的正常動作，在電壓檢 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -12- 1253667 A7 B7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製
五、發明説明（9 ) 測電路14的輸出電壓VI，亦即IC11的反饋輸入端子FB 的電壓在L位準期間，藉由上述的1C 1 1的動作進行因功率 M0SFET17的PWM控制的斷續所致的激磁線圏4的電流 Imc的定電流控制。 亦即，在IC11內的鎖定脈衝P1被輸出的每一周期T ，Η位準的PWM脈衝Vout被輸出而導通功率M0SFET17 ，二極體橋路2的全波整流電壓經由電流檢測電阻1 8施加 在激磁線圏4，而激磁線圈4的電流Imc是逐漸增加。此時 激磁線圏電流Imc的增加坡度，是主要藉由該時機的全波 整流電壓的瞬時値與激磁線圈4的阻抗所決定。 之後，藉著增加激磁線圈電流Imc，電流檢測電阻1 8 的電壓（R18xlmc)，因此IC11的CS端子電壓Vcs，達 到IC1 1內的CS比較器（一）輸入端子電壓Vcsn的IV， 貝ij PWM脈衝Vout是成爲L位準，功率M0SFET17是斷開 ，而激磁線圏4的電流Imc是轉流至續流二極體5而環流 激磁線圈4與二極體5並逐漸衰減。該電流衰減的時常數 是藉由激磁線圏4的阻抗與環流路的電阻分量所決定。 之後，導通功率M0SFET17時，則激磁線圈電流lmc 是再轉成上昇。 在此動作中，接通電流模型PWM控制1C 1的開關之後 不久，在鎖定脈衝P1的一次輸出周期τ的期間無法確立激 磁線圏電流Imc，因此電流檢測電阻1 8的電壓’亦即IC 1 1 的CS端子電壓Ves來達到IV之故’因而如放大第9圖的 時間軸的部分所示地，未復置1 C 1 1內的電流檢測鎖定器F F (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（21〇X297公釐） -13- 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1253667 A7 B7五、發明説明（1〇) ，功率mosfeti7是實質上繼續導通狀態。 經過複數次鎖定脈衝p1的輸出周期T之後，確立激磁 線圈電流Imc，而在cs端子電壓Vcs達到IV之時刻（在 第 9圖例爲時刻r c )以後，進行每一周期的功率 MOSFET17的斷續動作，使得激磁線圏電流Imc被保持在 大約一定値，可謀求激磁線圈4的省電化。藉由該激磁線 圈電流Imc的確立進行打開電磁鐵裝置，在本例爲進行打 開電磁開閉器。 在AC電源電壓成爲零附近的期間11，是如上述地，功 率MOSFET17是被保持在斷開狀態。該期間tl是大於功率 MOSFET17的斷續周期T，選擇大於無接點繼電器1的主雙 向三極體TR的斷開時間。 在此，無接點繼電器1的輸入開關SW0仍在接通狀態 ，如第9圖所示地，在該期間11中，激磁線圈電流Imc是 衰減較多，期間11之後，再通電無接點繼電器1的主雙向 三極體TR之故，因而經過包含周期T的複數周期分量的功 率MOSFET17的導通期間tr，而移行至每一周期的功率 MOSFET17的斷續動作。 另一方面，在無接點繼電器1的輸入開關SW0被斷開 '時，該斷開後，在最初來到的期間11，斷開無接點繼電器1 的主雙向三極體TR之後，二極體橋路2的整流輸出電壓是 被消滅，而激磁線圈4的電流Imc是仍在被轉流於續流二 極體5的狀態下衰減而消滅。在該衰減期間進行電磁鐵裝 置的斷開。 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X29?公釐） -14 - 1253667 A7 __ _ _B7 五、發明説明（11) (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 又，在接通電磁鐵裝置的初期時機與接通後的電磁鐵 裝置的保持期間，實際上，藉由圖式外的手段，電流檢測 電阻1 8之電阻値構成可切換者，在電磁鐵裝置的保持期間 ’與接通的初期時機相比較，將激磁線圈電流Imc形成更 小’以謀求省電化。第9圖的波形是表示電磁鐵裝置的保 持期間的例子。 * 又，嚴密地如第9圖的CS端子電壓Vcs的時間軸擴大 部（期間tr )的一點鏈線所示地，存有鎖定脈衝P 1的微小 期間，IC1 1內的NOR電路G1的輸出成爲“L”，因此PWM 脈衝Vout成爲L位準，功率MOSFET17是一瞬時被斷開驅 動，惟在功率M0SFET17有斷開延遲之故，因而繼續導通 狀態。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 然而，在第4圖的裝置有如下缺點問題。亦即，如第9 圖所述地在電磁鐵裝置的保持期間中，隔著AC電源電壓的 零交越點，從作爲上述期間tl的無接點繼電器1的主雙向 三極體TR的無通電期間移行至通電期間時，激磁線圈4的 電流Imc是在無通電期間tl中，比設定値降低更多之故， 因而電流模型PWM控制IC11是比一般的交換周期T更久 期間tr的期間，實質上輸出仍導通的PWM脈衝Vout，當 激磁線圈電流Imc達到設定電流（電磁鐵裝置的保持電流 )時，亦即，CS端子電壓Vcs達到CS比較器（一）輸入 端子電壓Vcsn的IV，則斷開PWM脈衝Vout。 在該期間tr* (以下也及於PWM脈衝Vout或功率 MOSFET 17的連續導通期間的激磁線圈電流Imc的變化量 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -15- 1253667 A7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 B7，五、發明説明（12) ，是與該期間以後的穩定電流脈動部分的電流變化量相比 較，大約一位數之故，因而電磁鐵裝置的吸引力變動較大 ，有從電磁鐵裝置發生吼叫聲音的缺點問題。 發明內容 本發明的課題在於提供一種具有無通電期間tl而可確 實地斷開電磁鐵裝置，同時藉由因電磁鐵裝置的激磁線圏 電流的PWM控制所致的定電流控制以謀求省電，且可減低 電磁鐵裝置的保持狀態的吼叫聲音的電磁鐵裝置的驅動裝 置。 爲了解決上述課題，申請專利範圍第1項的電磁鐵裝 置的驅動裝置， 具有藉由斷續對著電磁鐵裝置的激磁線圈（4 )的通電 的脈衝信號（PWM脈衝Vout )而經由交換手段（功率 M0SFET17)所驅動的交換控制電路（電流模型PWM控制 IC1 1 )； 該交換控制電路是斷續上述脈衝信號成爲將上述交換 手段，在所定周期（T )所生成的接通時機中最初到達的接 .通時機成爲導通狀態，而將導通狀態的上述交換手段，在 上述激磁線圈的電流檢測値（C S端子電壓Vcs )到達所定 電流設定値[CS比較器CP2的（—）輸入端子Vcsn，本例 子爲IV]的時機成爲斷開狀態者； 藉由斷續被***在上述電磁鐵裝置的激磁線圈與交流 電源之間的無接點繼電器（1 )的主交換元件（主雙向三極 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X 297公釐） -16- 1253667 A7 ___B7 五、發明説明（13) 體TR)而接通•斷開電磁鐵裝置的驅動裝置； (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 上述無接點繼電器內的主交換元件，將成爲自保電流 以下的電源電壓的零附近的領域（期間11 )，（經由電壓 檢測電路1 4 )僅比上述所定周期更久的所定時間成爲無通 電狀態的電磁鐵裝置的驅動裝置，其特徵爲·· 至少連續於上述無通電狀態的時間的所定期間（t2 )， 將所定偏壓信號重疊於上述電流檢測値或電流設定値，上 述交換控制電路斷續上述脈衝信號，成爲在每一所定周期 斷續上述交換手段。 又，申請專利範圍第2項的電磁鐵裝置的驅動裝置， 疋如申目靑專利圍弟1項所述的電磁鐵裝置的驅動裝置’ 其中，將上述偏壓信號，（經由單穩定電路20等）作成所 定位準的持續信號[單穩定電路輸出電壓V2的分壓値（電 阻19電壓）等]。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 又，申請專利範圍第3項的電磁鐵裝置的驅動裝置， 是如申請專利範圍第1項所述的電磁鐵裝置的驅動裝置， 其中，將上述偏壓信號，（經由單穩定電路20，AND電路 23等）作成上述交換手段僅存在於導通狀態的所定位準的 信號[AND電路輸出電壓V3的分壓値（電阻12電壓）等] 〇 又，申請專利範圍第4項的電磁鐵裝置的驅動裝置， 是如申請專利範圍第3項所述的電磁鐵裝置的驅動裝置， 其中，在上述偏壓信號，（經由電阻22等），利用將交換 手段作成導通狀態的上述脈衝信號。 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -17- 1253667 A7 B7 五、發明説明（14) (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 又，申請專利範圍第5項的電磁鐵裝置的驅動裝置， 是如申請專利範圍第1項所述的電磁鐵裝置的驅動裝置， 其中，將上述偏壓信號，作成位準與時間一起減少的所定 波形的信號。 本發明的作用是如下。 亦即，交換手段（功率M0SFET17 )，是藉由斷續被 ***在藉由使用所定周期（T )的同步信號（鎖定脈衝P 1 )的PWM控制作成斷續而被定電流控制的電磁鐵裝置的激 磁線圏，及AC電源之間的無接點繼電器的主交換元件，接 通•斷開電磁鐵裝置的驅動裝置中。 爲了防止雖將斷開命令給予無接點繼電器，無接點繼 電器的主交換元件仍繼續導通而使電磁鐵裝置成爲無法斷 開，連續於設在AC電源電壓的零附近領域的無通電期間（ 11 )的至少所定期間（t2 )，藉由將所定偏壓信號重疊在電 流檢測値或電流設定値， 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 交換手段是在進入導通狀態的上述所定周期（T )的該 周期內，外觀上，激磁線圈的電流必須成爲達到設定値的 形態而切換成斷開狀態，交換手段是從無通電期間之後不 久，在所定周期（T )被斷續，而將激磁線圈電流緩慢地增 加至設定値者。 實施方式 (實施例1 ) 第1圖是表示作爲本發明的第1實施例的電磁鐵裝置 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -18- 1253667 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 A7 __ B7 五、發明説明（15) 的驅動裝置的電路構成；第6圖是表示電磁鐵裝置在保持 狀態時的第1圖的主要部分的動作波形。在此第1圖是對 應於第4圖，第6圖是對應於第9圖。 在第1圖中，對著第4圖增加了輸入端被連接於電壓 檢測電路1 4的輸出端的單穩定電路20，及被連接於該單穩 定電路20的輸出端與電流模型PWM控制1C 1 1的電流檢測 端子C S之間的電阻2 1。 如第6圖所示地，單穩定電路20是在隔著AC電源電 壓的零交越點的無通電期間11，電壓檢測電路1 4藉由輸出 的Η位準電壓VI的下降而被觸發，而從電壓VI的下降時 機至包括鎖定脈衝Ρ 1的周期Τ的複數周期的期間t2的時 候，輸出Η位準的電壓V2。 連續於無通電期間tl的該期間t2，是被選擇大於第9 圖的PWM脈衝Vout的實質上導通期間，亦即，被選擇大 於功率MOSFET17的'連續導通期間U。 單穩定電路20的輸出電壓V2是藉由電阻21，19與電 流檢測電阻1 8被分壓，與第4圖的情形相比較，在施加於 電流模型PWM控制IC11的電流檢測端子CS的電壓（CS 端子電壓）Vcs，期間t2的時候，賦予因電壓V2所致的電 阻1 9與1 8的分壓成分。但是，電流檢測電阻1 8的電阻値 R18，是比電阻19的電阻値充分小之故，因而該分壓成分 是大致成爲電阻1 9的電壓。 因此，在期間t2，CS端子電壓Vcs是如第6圖的虛線 部分所示地，在PWM脈衝Vout的Η位準的期間，亦即在 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210X 297公釐） -19- 1253667 A7 B7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 五、發明説明（16) 功率M0SFET17的導通期間，大約成爲因激磁線圏4的電 流Imc所致的電流檢測電阻18的電壓分量（Imcx R18)， 及單穩定電路輸出電壓V2的分壓成分的電阻19的電壓 的重疊電壓。 在本發明，在期間t2中，對著鎖定脈衝P 1的每一輸 出周期T，該重疊電壓所構成的CS端子電壓Vcs，構成 達到IC1 1內的CS比較器CP2的（一）輸入端子電壓 V c s η (在本例爲1 V )。 因此，在連續於無通電期間11的該期間t2，功率 M0SFET17是在鎖定脈衝P1的每一輸出周期T也成爲重 複斷續，激磁線圈4的電流I m c是重複小脈動下增加至設 定値之故，因而減低電磁鐵裝置的吼叫聲音。 (實施例2 ) 第2圖是表示作爲本發明的第2實施例的電磁鐵裝置 的驅動裝置的電路構成；第7圖是表示電磁鐵裝置在保持 狀態時的第2圖的主要部分的動作波形。在此，第2圖是 對應於第4圖，而第7圖是對應於第9圖。 在第2圖中對著第4圖，電阻22賦加於電流模型 PWM控制IC11的PWM脈衝輸出端子OUT與電流檢測端 子CS之間。 在第2圖的電路，每當輸出Η位準的PWM脈衝Vout ，該PWM脈衝Vout的電壓藉由電阻22，19及電流檢測電 阻1 8被分壓。 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -20- 1253667 A7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 B7•五、發明説明（17) 因此，在該情形，施加於PWM脈衝Vout的電壓電阻 1 9的分壓成分，及因激磁線圏4的電流Imc所致的電流檢 測電阻18的電阻分量（Imcx R18)的重疊電壓大致成爲施 加於IC11的電流檢測端子CS的CS端子電壓Vcs。 在第2圖的電路也如第7圖所示地，在連續於無通電 期間11的期間，鎖定脈衝P1的每一輸出周期，上述重疊 電壓所構成的CS端子電壓Vcs，構成能達到1C 11內的CS 比較器CP2的（一）輸入端子電壓Vcsn的1V，激磁線圈 電流Imc是重複小脈動下增加至設定値。 (實施例3) 第3圖是表示作爲本發明的第3實施例的電磁鐵裝置 的驅動裝置的電路構成；第8圖是表示電磁鐵裝置在保持 狀態時的第3圖的主要部分的動作波形。在此，第3圖是 對應於第1圖，而第8圖是對應於第6圖。 在第3圖中，對著第1圖，單穩定電路20的輸出部被 連接於其中一方的輸入端子的AND電路23***在單穩定 電路2〇與電阻21之間，而AND電路23的另一方的輸入端 . 子是被連接於電流模型PWM控制IC11的PWM輸出端子 OUT。 在第3圖的電路是如第8圖所示地，在連續於無通電 期間tl的單穩定電路2〇的輸出V2成爲Η位準的期間t2中 ’僅輸出Η位準的PWM脈衝Vout時，AND電路23的輸出 電壓V3成爲Η位準，而因該輸出電壓V3所致的電阻19部 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210X297公釐） " -21 - (請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1253667 A7 B7.五、發明説明（18) 分的分壓電壓，及因激磁線圏電流1 m c所致的電流檢測電 阻18的電壓分量（Imcx R18)的重疊電壓大致成爲CS端 子電壓 Vcs 〇 因此在第8圖中，與第ό圖相比較，PWM脈衝Vout爲 Η位準，因此功率MOSFET 17在導通期間的動作是與第6 圖同樣，惟 PWM脈衝 Vout爲 L位準，因此功率 M0SFET17在斷開期間未存有CS端子電壓Vcs。 藉此，功率M0SFET17在須斷開的期間可防止因雜訊 等所致而錯誤地進行導通的情事。 ' 又，在以上的實施例中，說明了連續於無通電期間11 的至少所定期間，在電流檢測電阻1 8的電壓，亦即在激磁 線圈4的電流的檢測電壓重疊作爲電阻1 9的電壓的正偏壓 的例子，惟代替地，可知在1C 1 1內的CS比較器CP2的（ -）輸入端子電壓Vcsn，亦即在激磁線圏4的電流設定値 重疊負的偏壓也可得到同樣的效果。 又，將該偏壓，例如藉由被負荷的電阻進行放電的電 容器的電壓，作爲其大小隨著時間而減少的波形電壓也可 以，而這些也包含在本發明。 (發明效果） 爲了將被***在藉由交換手段的斷續被定電流控制的 電磁鐵裝置的激磁線圈與AC電源之間的無接點繼電器的主 交換元件，在須斷開電磁鐵裝置時確實地斷開，而在AC電 源電壓的零附近的領域設置無通電期間的電磁鐵裝置的驅 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（2ΐ〇χ 297公羡） -22- 1253667 A7 B7 五、發明説明（19) 動裝置中。 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 在無通電期間之後不久的期間，習知爲了在無通電期 間將從設定値大幅衰減的激磁線圈的電流迅速地恢復成設 定値，交換手段繼續在導通狀態數交換周期’使得激磁線 圈電流急速上昇而達到設定値之故’因而移行至定交換周 期的斷續而在電磁鐵裝置發生吼叫聲音。 但是，依照本發明，至少連續於無通電期間的所定期 間，藉由在電流檢測値或電流設定値重疊偏壓信號’使得 交換手段在進入導通狀態的該交換周期（定周期所構成） 內，外觀上激磁線圏的電流必定成爲達到設定値的形態而 被切換成斷開狀態，而在交換手段從無通電期間之後不久 以所定交換周期成斷續之故，因而不必使用複雜的控制電 路，無通電期間之後不久，激磁線圈電流也變成不會急激 地上昇，而可抑制電磁鐵裝置的吼叫聲音。 圖式簡單說明 弟1圖是表不作爲本發明的第1實施例的構成的電路 圖。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 第2圖是表示作爲本發明的第2實施例的構成的電路 圖。 第3圖是表示作爲本發明的第3實施例的構成的電路 圖。 第4圖是表示對應於第1圖至第3圖的習知的電路圖 本紙張尺度適用中國國家榡準（CNS ) A4規格（210'〆297公釐） -23- 1253667 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 A7 B7 五、發明説明（20) 第5圖是表示第1圖至第4圖內的電流模型PWM控制 1C 1 1的內部的原理性構成的電路圖。 第6圖是表示第1圖的主要部分的動作的波形圖。 第7圖是表示第2圖的主要部分的動作的波形圖。 第8圖是表示第3圖的主要部分的動作的波形圖。 第9圖是表示第4圖的主要部分的動作的波形圖。 第1〇圖是表示第1圖至第4圖內的電壓檢測電路14 的動作說明用的波形圖。 (元件符號簡單說明） 1 :無接點繼電器（SSR) SWO :無接點繼電器的輸入側開關 PC :無接點繼電器的光雙向三極體耦合器 TR :無接點繼電器的主雙向三極體 2 :二極體橋路 3，1 〇 :電容器 4 :電磁鐵裝置的激磁線圈（MC )
Imc :激磁線圈4的電流 5 :續流二極體 6，7 :電阻 8 :電晶體 9 :曾納二極體 1 1 :電流模型PWM控制1C 12，13，19，21，22 :分壓電阻 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210乂297公釐） I--------^ 批衣------1T------ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -24- 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1253667 A7 B7五、發明説明（21) ' 1 4 :電壓檢測電路 1 4a :電壓檢測電路1 4的輸入電壓， V 1 :電壓檢測電路1 4的輸出電壓， 1 5 :定時電阻 1 6 :定時電窄器 17 :功率 MOSFET 1 8 :電流檢測電阻 R 1 8 :電流檢測電阻1 8的電阻値 20 :單穩定電路 V2 :單穩定電路20的輸出電壓 23 : AND電路 V3 : AND電路23的輸出電壓 CS : IC11的電流檢測端子 Vcs : IC1 1的電流檢測端子CS的輸入電壓= [IC1 1內的 CS比較器的（+ )輸入端子電壓] FB : IC11的反饋輸入端子 RT/ CT : IC1 1的定時電阻/電容連接端子 Vref : IC1 1的基準電壓輸出端子 VIN : IC1 1的電源端子 . OUT : IC11的PWM脈衝輸出端子 Vout : PWM 脈衝 EA : IC1 1內的誤差放大器 V c 〇 m ρ :誤差放大器EA的輸出（誤差電壓） OSC : IC11內的振盪器 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X 297公釐） -25- 1253667 A7 B7 五、發明説明（22) LS : IC11內的鎖定脈衝生成電路 P 1 :鎖定脈衝 CP2 : IC1 1內的CS比較器 . Vcsn : CS比較器的（一）輸入端子電壓 FF : 1C 1 1內的電流檢測鎖定器 G1 : IC1 1內的NOR電路 TTP : IC1 1內的圖騰柱輸出電路 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） - 26-